WO2011033573A1 - 高周波フィルタ - Google Patents

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WO2011033573A1
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filter
band
elements
stop
frequency
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PCT/JP2009/004718
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河口民雄
加屋野博幸
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株式会社 東芝
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    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/20327—Electromagnetic interstage coupling
    • H01P1/20354—Non-comb or non-interdigital filters
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    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency filter used for communication equipment.
  • Communication equipment that communicates information wirelessly or by wire is composed of various high-frequency components such as amplifiers, mixers, and filters.
  • a band pass filter (band pass filter: BPF) has a function of arranging a plurality of resonant elements and passing only a signal (desired wave) in a specific frequency band necessary.
  • a band rejection filter (band rejection filter: BRF) has a function of attenuating a specific frequency (unwanted wave) and preventing a specific signal from passing therethrough.
  • Patent Document 1 discloses a high-frequency filter in which a band rejection filter and a band pass filter are combined.
  • the conventional technology has a problem that the circuit of the entire filter becomes large due to the combination of a plurality of filters. Further, since the path through which the signal passes increases due to the increase in the circuit, there is a problem that the loss of the filter also increases.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a high-frequency filter that is composed of a combination of a band rejection filter and other filter circuit elements and is small and has low loss. It is in.
  • the high-frequency filter of one embodiment of the present invention includes a band rejection filter including a plurality of reflection type resonance elements, and a filter circuit element provided between the reflection type resonance elements, and the filter circuit element is provided therebetween.
  • the electrical length between the reflection type resonant elements is an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of a band rejection filter used in the first embodiment. Explanatory drawing of the band-stop filter used in 1st Embodiment. Explanatory drawing of the band-stop filter used in 1st Embodiment. The figure which shows the frequency characteristic of the high frequency filter of FIG. FIG. 3 is a pattern diagram of the high-frequency filter according to the first embodiment. FIG. 3 is a pattern diagram of the bandpass filter according to the first embodiment. The figure which shows the frequency characteristic of the band pass filter of FIG. The figure which shows the frequency characteristic of the high frequency filter of FIG.
  • the pattern figure of the high frequency filter of 2nd Embodiment The pattern diagram of the coupling resonator used in 2nd Embodiment. The figure which shows the frequency characteristic of the coupling resonator of FIG.
  • the equivalent circuit diagram of the high frequency filter of 3rd Embodiment The pattern diagram of the high frequency filter of 3rd Embodiment.
  • the figure which shows the frequency characteristic of the high frequency filter of FIG. The equivalent circuit schematic of the high frequency filter of 4th Embodiment.
  • the pattern figure of the high frequency filter of 4th Embodiment The equivalent circuit diagram of the high frequency filter of 5th Embodiment.
  • the equivalent circuit schematic of the high frequency filter of 6th Embodiment The pattern diagram of the high frequency filter of a 6th embodiment.
  • FIG. 10 is a pattern diagram of a high-frequency filter according to a seventh embodiment.
  • a high frequency filter according to a first embodiment of the present invention includes a band rejection filter composed of a plurality of reflection type resonance elements, and a filter circuit element provided between these reflection type resonance elements.
  • the electrical length between two reflection type resonant elements provided with elements between them is an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • the high frequency filter of the present embodiment it is possible to omit one transmission line having an electrical length of 90 degrees by regarding the filter circuit element as a transmission line of the band rejection filter. Therefore, it is possible to provide a small and low-loss high-frequency filter.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter according to the first embodiment.
  • the high-frequency filter (hereinafter also simply referred to as a filter) includes a band rejection filter, a band-pass filter 12 as an example of a filter circuit element, two phase adjustment elements 14a and 14b sandwiching the band-pass filter 12, and two The transmission lines 16a and 16b are combined.
  • This filter has a structure having a passband by the bandpass filter 12 and a stopband by a bandstop filter for suppressing unnecessary waves.
  • the band rejection filter is composed of four reflective resonant elements 10a, 10b, 10c, and 10d.
  • the reflection type resonant elements 10a to 10d resonate in the stop band of the band stop filter, and the structure thereof is an electrical length that is an odd multiple of 1/4 wavelength and an integral multiple of 1/2 wavelength in the stop band.
  • Various shapes such as an electrical length and a resonant element tapped with a transmission line can be taken.
  • reflection type resonant elements 10a to 10d are coupled to the transmission line by external Q and Qe1 to Qe4.
  • the reflective resonant elements 10a and 10b and 10c and 10d are connected by transmission lines 16a and 16b having an electrical length of 90 degrees (1/4 wavelength) in the stop band of the band stop filter, respectively.
  • the electrical length may be an odd multiple of 90 degrees.
  • a band pass filter 12 is sandwiched between the reflective resonant elements 10b and 10c.
  • the band pass filter 12 operates as a filter in its own pass band, but can be regarded as a transmission line having an electrical length at each frequency in other frequency areas.
  • the phase adjusting elements 14a and 14b are connected to the band-pass filter 12, and the phase is adjusted to be an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter 12. That is, the electrical length between the reflective resonant elements 10 b and 10 c provided with the band rejection filter 12 is adjusted to be an odd multiple of 90 degrees in the rejection band of the band rejection filter 12.
  • the band pass filter 12 and the phase adjusting elements 14 a and 14 b can be operated as a filter in the pass band of the band pass filter 12 and as a 90-degree transmission line in the stop band of the band stop filter 12.
  • the band pass filter 12 can be regarded as a transmission line of the band rejection filter, it is possible to reduce one transmission line of 90 degrees. As a result, it is possible to reduce the size of the high-frequency filter circuit that combines the band rejection filter and the band pass filter 12.
  • the electrical length between the reflective resonant elements 10b and 10c completely matches the odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter 12.
  • “odd multiple of 90 degrees” includes a case where there is an error of an odd multiple of 90 degrees ⁇ 30 degrees. This is because even if there is such an error, it can be operated as a band rejection filter although it deviates from the ideal characteristic. As for the error, it is more desirable to fall within an error of about ⁇ 5 degrees which is an odd multiple of 90 degrees.
  • the phase adjusting elements 14a and 14b are, for example, transmission lines for adjusting the electrical length. Further, as the phase adjusting elements 14a and 14b, it is possible to provide a phase adjuster capable of externally adjusting the phase even after forming the filter. By providing such a phase adjuster, the phase after filter formation can be finely adjusted. Alternatively, the electrical length is adjusted to a desired length even when the bandwidth or stop frequency of the band stop filter is changed by changing the resonance frequency of the reflection type resonant elements 10a to 10d and the external Q afterwards. It becomes possible to respond.
  • phase adjusting elements 14a and 14b are not necessarily provided on both sides of the band pass filter 12, but may be provided only on one side.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a high-frequency filter according to a modification of the first embodiment. If the condition that the electrical length between the reflective resonant elements 10b and 10c provided with the band rejection filter is an odd multiple of 90 degrees in the rejection band of the band rejection filter is satisfied, the phase adjusting element is not provided as shown in FIG. It may be a configuration.
  • the band rejection filter is configured by four reflective resonant elements
  • the number of reflective resonant elements is not limited to four, and may be two or more.
  • the filter circuit element is a band-pass filter
  • the filter circuit element may be a low-pass filter, a high-pass filter, or a combination thereof. I do not care.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the band rejection filter used in the first embodiment.
  • This band rejection filter is configured by connecting four reflective resonant elements 10a to 10d with transmission lines 16a, 16b, and 16c having an electrical length that is an odd multiple of 90 degrees in the rejection band of the band rejection filter. ing.
  • the resonance frequencies f1 to f4 of the reflection type resonance elements 10a to 10d have different resonance frequencies.
  • FIG. 4 and 5 are explanatory diagrams of the band rejection filter used in the first embodiment.
  • FIG. 4A and FIG. 5A are circuit diagrams for realizing synthesis of resonance characteristics.
  • FIGS. 4B and 5B are diagrams showing the frequency response of the circuits of FIGS. 4A and 5A.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating frequency characteristics of the high frequency filter of FIG.
  • the principle in the case of synthesizing a band rejection filter using reflection type resonant elements having different frequencies will be described with reference to FIGS. 4, 5 and 6.
  • the solid line is the frequency characteristic of the entire circuit, and the dotted line is the reflection characteristic of each reflective resonator element in parallel.
  • the output is the sum of the two resonance waveforms, and the band rejection is expanded by adjusting the coupling by the external Q value.
  • a filter can be configured. Therefore, as shown in FIG. 4A, it is possible to perform sum synthesis by putting the delay line 20 of an odd multiple of 90 degrees into one of the reflection type resonance elements in the reflection type resonance elements 18a and 18b adjacent on the frequency axis. It becomes.
  • the difference is combined, and the frequency characteristic has an attenuation pole at the center of the stop band as shown in FIG. 5B.
  • the reflection resonance elements 10a to 10d having different resonance frequencies are connected by 90-degree transmission lines (delay lines) 16a, 16b, and 16c as shown in FIG.
  • a band rejection filter with a wider bandwidth can be formed.
  • the band rejection filter having a wider bandwidth as described above can be obtained by replacing the 90-degree transmission line portion 16c in FIG. 3 with the band-pass filter 12 and the phase adjustment elements 14a and 14b.
  • the size of the entire filter can be reduced.
  • the length of the transmission line part can be reduced, the loss can also be reduced.
  • FIG. 7 is a pattern diagram of the high-frequency filter according to the first embodiment.
  • the filter configuration when the high-frequency filter of the present embodiment shown in FIG. 1 is represented by an actual microstrip line pattern is shown.
  • FIG. 8 is a pattern diagram of a single bandpass filter used in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating frequency characteristics of the bandpass filter of FIG.
  • the band-pass filter 12 has one-wavelength hairpin resonators 12a, 12b, 12c, and 12d coupled to each other in the pass band, and is connected to the outside by input / output lines 22a and 22b.
  • coupling lines 24a and 24b are used as part of the coupling between the resonant elements 12a to 12d. And it has the structure which has an attenuation pole out of a band by creating a jumping coupling by the coupling line 24b whose electrical length is different from the coupling line 24a.
  • Fig. 9 shows the frequency characteristics of this bandpass filter over a wide band.
  • a filter pattern combining a band pass filter and a band rejection filter is shown in FIG.
  • 1 ⁇ 2 wavelength hairpin resonance elements 10a to 10d are used as the reflection type resonance elements of the band rejection filter.
  • the reflection type resonant elements 10a to 10d have different resonance frequencies in the stop band, and are coupled to the transmission lines by Qe1 to Qe4.
  • the reflective resonant elements 10a and 10b and 10c and 10d are connected by transmission lines 16a and 16b having an electrical length of 90 degrees at the center of the stop band of the band stop filter, respectively.
  • the band pass filter 12 is adjusted by the phase adjusting elements 14a and 14b so that the pass phase has an electrical length that is an odd multiple of 90 degrees at the center of the stop band of the band stop filter.
  • FIG. 10 is a diagram showing frequency characteristics of the high frequency filter of FIG. As shown in FIG. 10, it can be seen that unnecessary waves are reduced by the band rejection filter as compared with FIG. 9, and only the desired wave is extracted.
  • An insulating substrate having a microstrip structure has a ground conductor on one side and a line conductor on the opposite side.
  • the conductive material used for the line conductor includes a metal such as copper or gold, a superconductor such as niobium or niobium tin, and a Y-based copper oxide high-temperature superconductor.
  • the insulating substrate is, for example, a material such as magnesium oxide, sapphire, or lanthanum aluminate.
  • a superconducting microstrip line is formed on a magnesium oxide substrate having a thickness of about 0.43 mm and a relative dielectric constant of about 10.
  • the superconductor of the microstrip line uses, for example, a Y-based copper oxide high-temperature superconducting thin film having a thickness of about 500 nm, and the line width of the strip conductor is about 0.4 mm, for example.
  • a buffer layer may be provided between the insulating substrate and the superconducting film. Examples of the buffer layer include CeO 2 and YSZ.
  • the superconducting thin film can be formed by a laser vapor deposition method, a sputtering method, a co-evaporation method, a MOD method, or the like.
  • the filter structure may be various structures such as a strip line, a coplanar line, a waveguide, and a coaxial line.
  • various resonators such as a dielectric resonator and a cavity resonator can be used.
  • the high frequency filter of the present embodiment it is possible to omit one transmission line having an electrical length of 90 degrees by regarding the filter circuit element as the transmission line of the band rejection filter. Therefore, it is possible to provide a small and low-loss high-frequency filter.
  • the high-frequency filter of the present embodiment uses a coupled resonator having two passbands composed of two resonant elements instead of the hairpin type resonant element for the bandpass filter of the high-frequency filter of the first embodiment. Except for this, it is the same as the first embodiment. Accordingly, the description overlapping with the first embodiment is omitted.
  • FIG. 11 is a pattern diagram of the high-frequency filter according to the second embodiment.
  • FIG. 12 is a pattern diagram of the coupled resonator used in the high frequency filter of FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating frequency characteristics of the coupled resonator of FIG.
  • the bandpass filter 12 of the high-frequency filter includes coupled resonators 32a, 32b, 32c, and 32d in which two resonant elements are coupled.
  • FIG. 12 in a coupled resonator in which two resonant elements are coupled, as shown in FIG. 13, two split resonance peaks appear. That is, it has two passbands. In a filter using a coupled resonator, this one peak is used as a desired wave for the band-pass filter.
  • a band-pass filter using a coupled resonator is suitable for pattern miniaturization because the split peak interval can be controlled by changing the degree of coupling between the two resonant elements constituting the resonator.
  • one of the split resonance peaks as described above naturally becomes an unnecessary wave.
  • the high-frequency filter of the present embodiment is the same as that of the first embodiment except that a low-pass filter is newly combined as a filter circuit element and the number of reflective resonant elements is changed from four to three. It is the same. Accordingly, the description overlapping with the first embodiment is omitted.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of the high frequency filter of the third embodiment.
  • This filter is configured by combining a low-pass filter 34 for removing harmonics and spurious, the band-pass filter 12, and a band-stop filter.
  • the low-pass filter 34 and the band-pass filter 12 are combined between the reflective resonant elements 10a to 10c constituting the band-stop filter.
  • phase adjusting elements 36a and 36b are further connected to the low-pass filter 34, and the phase is adjusted to be an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • the low-pass filter 34 and the phase adjusting elements 36a and 36b can be operated as a transmission line having an electrical length of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • the low-pass filter 34 can be regarded as a transmission line like the band-pass filter 12, two 90-degree transmission lines can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the size of the high frequency filter circuit in which the band rejection filter, the band pass filter, and the low pass filter are combined.
  • FIG. 15 is a pattern diagram of the high frequency filter of FIG. The pattern which represented the filter of FIG. 14 with the microstrip line is shown.
  • the low-pass filter 34 has a five-stage configuration in which lines having different characteristic impedances are connected. The phase is adjusted by the phase adjusting elements 36a and 36b.
  • the band-pass filter has a six-stage configuration, and the band-stop filter includes three-stage reflection type resonant elements 10a to 10c.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating frequency characteristics of the high frequency filter of FIG. It can be seen from FIG. 16 that the attenuation is partially increased on the low frequency side by the band rejection filter.
  • the high-frequency filter of this embodiment is the same as that of the third embodiment except that the low-pass filter is changed to a high-pass filter. Accordingly, the description overlapping with the third embodiment is omitted.
  • FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter of the fourth embodiment.
  • This filter is configured by combining a high-pass filter 38 for removing harmonics and spurious, the band-pass filter 12, and a band-stop filter.
  • the high-pass filter 38 and the band-pass filter 12 are combined between the reflective resonant elements 10a to 10c constituting the band-stop filter.
  • the phase adjusting elements 40a and 40b are further connected to the high-pass filter 38, and the phase is adjusted to be an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter. Thereby, it can be made to operate
  • FIG. 18 is a pattern diagram of the high frequency filter of FIG.
  • the filter of FIG. 17 is represented by a microstrip line.
  • the high-pass filter 38 has a four-stage configuration in which quarter-wave resonators that are grounded at one end are connected by a quarter-wave line. Further, the phase is adjusted by the phase adjusting elements 40a and 40b.
  • the band-pass filter 12 has a four-stage configuration, and the band rejection filter includes three-stage reflection type resonant elements 10a to 10c.
  • a high-frequency filter circuit that combines a band-stop filter, a band-pass filter, and a high-pass filter.
  • the high frequency filter of this embodiment is the same as that of the fourth embodiment except that the band pass filter is changed to a low pass filter. Therefore, the description overlapping with the fourth embodiment is omitted.
  • FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter of the fifth embodiment.
  • This filter is configured by combining a high-pass filter 38, a low-pass filter 34, and a band rejection filter for removing harmonics and spurious.
  • a high-pass filter 38 and a low-pass filter 34 are combined between the reflective resonant elements 10a to 10c constituting the band rejection filter.
  • the phase adjusting elements 40a and 40b are further connected to the high-pass filter 38, and the phase is adjusted to be an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • the high-pass filter 38 and the phase adjusting elements 40a and 40b can be operated as a transmission line having an electrical length of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • phase adjusting elements 36a and 36b are connected to the low-pass filter 34, and the phase is adjusted to be an odd multiple of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • the low-pass filter 34 and the phase adjustment elements 36a and 36b can be operated as a transmission line having an electrical length of 90 degrees in the stop band of the band stop filter.
  • FIG. 20 is a pattern diagram of the high frequency filter of FIG.
  • the filter of FIG. 19 is represented by a microstrip line.
  • the pattern of the high-pass filter 38 is the same as that of the fourth embodiment.
  • the pattern of the low-pass filter 34 is the same as that of the third embodiment.
  • a high-frequency filter circuit that combines a band rejection filter, a high-pass filter, and a low-pass filter.
  • the high frequency filter of the present embodiment is the same as that of the third embodiment except that the configuration of the reflective resonant element of the band pass filter is changed. Accordingly, the description overlapping with the third embodiment is omitted.
  • FIG. 21 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter according to the sixth embodiment.
  • the band stop filter has two different stop bands.
  • the reflective resonator elements 10a and 50a, 10b and 50b, 10c and 50c having different resonance frequencies are connected in parallel, the line and the external Q, Qe1 and Qe1 ′, Qe2 and Qe2 ′, Qe3 and Qe3 ′.
  • the low-pass filter 34 and the band-pass filter 12 are combined between the reflective resonator elements 10a to 10c and 50a to 50c constituting the band-stop filter.
  • FIG. 22 is a pattern diagram of the high-frequency filter according to the present embodiment.
  • the filter of FIG. 21 is represented by a microstrip line.
  • the present embodiment it is possible to reduce the size of a high-frequency filter circuit that combines a band-stop filter having two different stop bands, a band-pass filter, and a low-pass filter.
  • the high frequency filter of the present embodiment is the same as that of the third embodiment except that the configurations of the low pass filter and the band pass filter are changed. Accordingly, the description overlapping with the third embodiment is omitted.
  • FIG. 23 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter according to the seventh embodiment.
  • the band rejection filter is composed of a plurality of reflective resonance elements 10a to 10c.
  • the band pass filter 12 is constituted by a resonance element group including a plurality of resonance elements 60a to 60d having a resonance frequency of f0.
  • the resonance element group is divided into two parts and is inserted between the reflection type resonance elements constituting the band rejection filter. In other words, a reflection type resonance element is provided between the resonance elements constituting the band pass filter 12 and the resonance elements.
  • the divided resonant element group is connected to the reflective resonant elements 10a to 10c using the phase adjusting elements 62a to 62d. Further, the band pass filter 12 has coupling portions 64a to 64f because the plurality of resonant elements 60a to 60d are coupled to form a band.
  • the band pass filter 12 may be a resonator parallel circuit.
  • the resonant frequencies of the resonant elements are different and are synthesized using a delay line or the like in consideration of the phase relationship.
  • FIG. 24 is a pattern diagram of the high frequency filter of the present embodiment.
  • the filter of FIG. 23 is represented by a microstrip line.
  • the overall size of the filter can be reduced. According to the present embodiment, it is possible to reduce the size of the circuit of the high frequency filter that combines the band rejection filter and the band pass filter.

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Abstract

　帯域阻止フィルタとその他のフィルタ回路素子との組み合わせで構成され、小型かつ低損失な高周波フィルタを提供する。複数の反射型共振素子で構成される帯域阻止フィルタと、反射型共振素子間に設けられるフィルタ回路素子とを有し、フィルタ回路素子が間に設けられる反射型共振素子間の電気長が帯域阻止フィルタの阻止域で９０度の奇数倍であることを特徴とする高周波フィルタである。

Description

高周波フィルタ
　本発明は、通信機器に用いられる高周波フィルタに関する。
　無線または有線で情報通信を行う通信機器は、アンプ、ミキサ、フィルタなどの各種の高周波部品から構成されている。この中で、帯域通過フィルタ(バンドパスフィルタ:ＢＰＦ)は、共振素子を複数個並べて必要な特定の周波数帯の信号（所望波）のみを通過させる機能を有する。一方、これとは逆に帯域阻止フィルタ(バンドリジェクションフィルタ:ＢＲＦ)は、特定の周波数（不要波）を減衰させ特定の信号を通過させない機能を有する。
　複数のシステムが周波数軸上で隣り合い、また送受信にて異なる周波数を用いる場合もある近年の無線システムにおいては、これら様々なフィルタを組み合わせ、帯域制限、スプリアス除去などを行っている。そして、通信機器の小形化に対する需要から、フィルタにはより小さいサイズが望まれている。
　特許文献１には、帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタを組み合わせた高周波フィルタが開示されている。
特開２００９－７７３３０
　従来の技術では複数のフィルタの組み合わせにより、フィルタ全体の回路が大きくなってしまうという問題がある。また、回路が大きくなることにより信号が通過する経路が増大するためフィルタの損失も大きくなるという問題がある。
　本発明は、上記事情を考慮してなされたものであり、その目的とするところは、帯域阻止フィルタとその他のフィルタ回路素子との組み合わせで構成され、小型かつ低損失な高周波フィルタを提供することにある。
　本発明の一態様の高周波フィルタは、複数の反射型共振素子で構成される帯域阻止フィルタと、前記反射型共振素子間に設けられるフィルタ回路素子とを有し、前記フィルタ回路素子が間に設けられる前記反射型共振素子間の電気長が前記帯域阻止フィルタの阻止域で９０度の奇数倍であることを特徴とする。
　本発明によれば、帯域阻止フィルタとその他のフィルタ回路素子との組み合わせで構成され、小型かつ低損失な高周波フィルタを提供することが可能となる。
第１の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図。 第１の実施の形態の変形例の高周波フィルタの等価回路図。 第１の実施の形態で用いられる帯域阻止フィルタの等価回路図。 第１の実施の形態で用いられる帯域阻止フィルタの説明図。 第１の実施の形態で用いられる帯域阻止フィルタの説明図。 図２の高周波フィルタの周波数特性を示す図。 第１の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。 第１の実施の形態の帯域通過フィルタのパターン図。 図８の帯域通過フィルタの周波数特性を示す図。 図７の高周波フィルタの周波数特性を示す図。 第２の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。 第２の実施の形態で用いられる結合共振器のパターン図。 図１２の結合共振器の周波数特性を示す図。 第３の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図。 第３の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。 図１５の高周波フィルタの周波数特性を示す図。 第４の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図。 第４の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。 第５の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図。 第５の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。 第６の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図。 第６の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。 第７の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図。 第７の実施の形態の高周波フィルタのパターン図。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施の形態）
　本発明の第１の実施の形態の高周波フィルタは、複数個の反射型共振素子で構成される帯域阻止フィルタと、これらの反射型共振素子間に設けられるフィルタ回路素子とを有し、フィルタ回路素子が間に設けられている２個の反射型共振素子間の電気長が帯域阻止フィルタの阻止域で９０度の奇数倍である。
　本実施の形態の高周波フィルタによれば、フィルタ回路素子を帯域阻止フィルタの伝送線路とみなすことで、電気長９０度の伝送線路を１つ分省略することが可能となる。したがって、小型かつ低損失な高周波フィルタを提供することが可能となる。
　図１は、第１の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図である。この高周波フィルタ（以下、単にフィルタともいう）は、帯域阻止フィルタと、フィルタ回路素子の一例である帯域通過フィルタ１２と、帯域通過フィルタ１２を挟む２個の位相調整素子１４ａ、１４ｂと、２個の伝送線路１６ａ、１６ｂとの組み合わせで構成されている。このフィルタは、帯域通過フィルタ１２による通過域と、不要波抑制のための帯域阻止フィルタによる阻止域を持つ構造となっている。
　ここで、帯域阻止フィルタは４個の反射型共振素子１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄで構成される。この反射型共振素子１０ａ～ｄは、帯域阻止フィルタの阻止域にて共振しており、その構造として、阻止域にて１／４波長の奇数倍の電気長、１／２波長の整数倍の電気長、伝送線路とタップ結合した共振素子など様々な形状を取り得る。
　これらの反射型共振素子１０ａ～ｄは伝送線路と外部Ｑ、Ｑｅ１～４で結合している。これら反射型共振素子１０ａ～ｄの共振周波数と外部Ｑをかえることにより帯域阻止フィルタの阻止域の帯域幅や阻止周波数を変えることができる。また、反射型共振素子１０ａと１０ｂおよび１０ｃと１０ｄは、それぞれ帯域阻止フィルタの阻止域で電気長９０度（１／４波長）となる伝送線路１６ａ、１６ｂで接続される。ここで、この電気長は９０度の奇数倍であっても良い。
　反射型共振素子１０ａ～ｄのうち、反射型共振素子１０ｂと１０ｃの間には帯域通過フィルタ１２が挟まれている。ここで、帯域通過フィルタ１２は自身の通過域ではフィルタとして動作するが、他の周波数領域では、それぞれの周波数にてある電気長となる伝送線路とみなすことができる。
　そこで、この帯域通過フィルタ１２に位相調整素子１４ａ、１４ｂを接続し、帯域阻止フィルタ１２の阻止域にて９０度の奇数倍となるように位相を調整する。すなわち、帯域阻止フィルタ１２が設けられる反射型共振素子１０ｂと１０ｃ間の電気長が帯域阻止フィルタ１２の阻止域で９０度の奇数倍となるよう調整する。これにより、帯域通過フィルタ１２と位相調整素子１４ａ、１４ｂを、帯域通過フィルタ１２の通過域ではフィルタとして、帯域阻止フィルタ１２の阻止域では９０度の伝送線路として動作させることができる。
　したがって、帯域通過フィルタ１２を帯域阻止フィルタの伝送線路とみなせるため、９０度の伝送線路１つ分を削減することが可能となる。この結果、帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタ１２を組み合わせた高周波フィルタの回路が小型化可能となる。
　反射型共振素子１０ｂと１０ｃ間の電気長が帯域阻止フィルタ１２の阻止域で９０度の奇数倍と完全に一致することがもっとも好ましい。しかし、本実施の形態で「９０度の奇数倍」とは、９０度の奇数倍±３０度程度の誤差がある場合も含むものとする。この程度の誤差があっても、理想特性からはずれはするが帯域阻止フィルタとして動作させることが可能だからである。誤差については、９０度の奇数倍±５度程度の誤差におさまることがより望ましい。
　位相調整素子１４ａ、１４ｂは、例えば、電気長を調整するための伝送線路である。また、位相調整素子１４ａ、１４ｂとして、フィルタ形成後も外的に位相調整可能な位相調整器を設けることも可能である。このような、位相調整器を設けることで、フィルタ形成後の位相の微調整が可能となる。あるいは、反射型共振素子１０ａ～ｄの共振周波数と外部Ｑを事後的にかえることにより帯域阻止フィルタの阻止域の帯域幅や阻止周波数を変更する場合でも、電気長を所望の長さに合わせこむことで対応が可能となる。
　また、位相調整素子１４ａ、１４ｂは必ずしも、帯域通過フィルタ１２の両側になくとも片側だけに設けるものであっても構わない。
　図２は第１の実施の形態の変形例の高周波フィルタの等価回路図である。帯域阻止フィルタが設けられる反射型共振素子１０ｂと１０ｃ間の電気長が、帯域阻止フィルタの阻止域で９０度の奇数倍となる条件が満たされれば、図３のように位相調整素子を設けない構成であっても構わない。
　また、図１では、帯域阻止フィルタは４個の反射型共振素子で構成される場合を例に説明したが、反射型共振素子は４個に限らず２個以上の複数であれば構わない。また、図１では、フィルタ回路素子が、帯域通過フィルタである場合を例にしたが、フィルタ回路素子は、低域通過フィルタ、高域通過フィルタであっても、あるいはそれらの組み合わせであっても構わない。
　次に、帯域阻止フィルタの阻止域を広帯域化する場合について説明する。図３は、第１の実施の形態で用いられる帯域阻止フィルタの等価回路図である。
　この帯域阻止フィルタは４個の反射型共振素子１０ａ～ｄを、帯域阻止フィルタの阻止域にて９０度の奇数倍の電気長の伝送線路１６ａ、１６ｂ、１６ｃで接続することによりフィルタが構成されている。ここで、各反射型共振素子１０ａ～ｄの共振周波数ｆ１～ｆ４は異なる共振周波数を持つ。
　図４および図５は、第１の実施の形態で用いられる帯域阻止フィルタの説明図である。
図４（ａ）および図５（ａ）は、共振特性の合成を実現する回路図である。また、図４（ｂ）および図５（ｂ）は、図４（ａ）および図５（ａ）の回路の周波数応答を示す図である。図６は、図３の高周波フィルタの周波数特性を示す図である。以下、図４、図５および図６を用いて、周波数が異なる反射型共振素子を用いて帯域阻止フィルタを合成する場合の原理を示す。
　図４（ｂ）、図５（ｂ）では、実線が回路全体の周波数特性、点線が並列化された各反射型共振素子の反射特性である。図４（ｂ）に示すように２つの共振波形を１８０度の遅延差で合成すると出力は２つの共振波形の和合成となり、外部Ｑ値による結合を調整することで阻止域を広げた帯域阻止フィルタを構成することができる。従って、図４（ａ）のように周波数軸上で隣り合う反射型共振素子１８ａ、１８ｂにおいて９０度の奇数倍の遅延線路２０を片方の反射型共振素子に入れることで和合成することが可能となる。一方、図５（ａ）に示すように遅延差０で合成した場合には差の合成となり、周波数特性は図５（ｂ）のように阻止域中央部の減衰極が入ってしまう。
　したがって、図３のように異なる共振周波数を持つ反射型共振素子１０ａ～ｄ間を９０度の伝送線路（遅延線路）１６ａ、１６ｂ、１６ｃにて接続することにより、図６に示すように阻止域の帯域幅を広げた帯域阻止フィルタが形成できる。
　以上のように帯域幅を広げた帯域阻止フィルタについても、図１に示したように、図３における９０度伝送線路部１６ｃを、帯域通過フィルタ１２と位相調整素子１４ａ、１４ｂとに置き換えることで、フィルタ全体の寸法を小型化することができる。また、伝送線路部の長さを削減できるため損失も低減できる。
　図７は、第１の実施の形態の高周波フィルタのパターン図である。図１に示す本実施の形態の高周波フィルタを、実際のマイクロストリップ線路のパターンで現した場合のフィルタ構成を示している。また、図８は、第１の実施の形態で用いられる帯域通過フィルタ単体のパターン図である。図９は、図８の帯域通過フィルタの周波数特性を示す図である。
　図８に示すように、帯域通過フィルタ１２は通過域で１波長のヘアピン型共振素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄが相互に結合し、入出力線路２２ａ、２２ｂで外部と接続される。
　また、共振素子１２ａ～ｄ間の結合の一部に結合線路２４ａ、２４ｂが用いられる。そして、電気長が結合線路２４ａと異なる結合線路２４ｂにより飛び越し結合を作り出すことで帯域外に減衰極を持たせる構成となっている。
　この帯域通過フィルタの広帯域での周波数特性を図９に示す。この結果、所望波が帯域通過フィルタにより通過しているのに対して、低域側に不要波が出ていることがわかる。これは、帯域通過フィルタの共振素子が１／２波長で共振しているためである。
　そこで、この不要波のみを低減させるため、帯域通過フィルタと帯域阻止フィルタを組み合わせたフィルタのパターンが図７になる。ここで、帯域阻止フィルタの反射型共振素子には１／２波長のヘアピン共振素子１０ａ～ｄを用いている。また、この反射型共振素子１０ａ～ｄは阻止域内でそれぞれ異なる共振周波数を持っており、伝送線路とＱｅ１～４で結合している。
　更に、反射型共振素子１０ａと１０ｂおよび１０ｃと１０ｄは帯域阻止フィルタの阻止域の中心にて９０度の電気長の伝送線路１６ａ、１６ｂでそれぞれ接続されている。更に、帯域通過フィルタ１２は、位相調整素子１４ａ、１４ｂにより、通過位相を帯域阻止フィルタの阻止域の中心にて９０度の奇数倍の電気長となるように調整されている。
　図１０は、図７の高周波フィルタの周波数特性を示す図である。図１０に示すように、図９と比較して不要波が帯域阻止フィルタにより低減されており、所望波のみが取り出されることがわかる。
　図７のパターンは例えばマイクロストリップ構造で形成される。マイクロストリップ構造の絶縁基板は、片面に地導体を有し、反対面に線路導体を有する。線路導体に用いる導電性材料には、銅や金といた金属、ニオブまたはニオブすずといった超電導体、およびＹ系銅酸化物高温超電導体を含む。このように、帯域阻止フィルタおよびフィルタ回路素子が超電導体を用いて構成されることが、より低損失で高性能な高周波フィルタを実現できるため望ましい。
　絶縁基板は、例えば、酸化マグネシウム、サファイアまたはアルミン酸ランタンといった材料である。例えば、厚さ約０．４３ｍｍ、比誘電率約１０の酸化マグネシウム基板上に超電導マイクロストリップ線路を形成する。
　ここで、マイクロストリップ線路の超電導体は、例えば、厚さ約５００ｎｍのＹ系銅酸化物高温超電導薄膜を用い、ストリップ導体の線路幅は例えば、約０．４ｍｍである。また、良質なＹ系銅酸化物超電導膜を得るために、絶縁基板と超電導膜の間にバッファ層を設けてもよい。バッファ層としては、例えば、ＣｅＯ２やＹＳＺ等がある。
　超電導薄膜は、レーザー蒸着法、スパッタ法、共蒸着法あるいはＭＯＤ法などにより形成することができる。また、フィルタ構造としては、マイクロストリップ線路の他に、ストリップ線路、コプレーナ線路、導波管、同軸線路といった多様な構造とすることができる。更に、上記構造に限らず、誘電体共振器や空洞共振器などさまざまな共振器を用いることができる。
　以上のように、本実施の形態の高周波フィルタによれば、フィルタ回路素子を帯域阻止フィルタの伝送線路とみなすことで、電気長９０度の伝送線路を１つ分省略することが可能となる。したがって、小型かつ低損失な高周波フィルタを提供することが可能となる。
（第２の実施の形態）
　本実施の形態の高周波フィルタは、第１の実施の形態の高周波フィルタの帯域通過フィルタに、ヘアピン型共振素子にかえて２つの共振素子で構成される２つの通過域をもつ結合共振器を用いること以外は第１の実施の形態と同様である。したがって、第１の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。
　図１１は、第２の実施の形態の高周波フィルタのパターン図である。図１２は、図１１の高周波フィルタで用いられる結合共振器のパターン図である。また、図１３は、図１２の結合共振器の周波数特性を示す図である。
　図１１に示すように、本実施の形態の高周波フィルタの帯域通過フィルタ１２は、２つの共振素子を結合させた結合共振器３２ａ、３２ｂ、３２ｃ、３２ｄで構成される。図１２に示すように２つの共振素子を結合させた結合共振器は、図１３に示すように、スプリットした２つの共振ピークが現れる。すなわち、２つの通過域をもつことになる。そして、結合共振器を用いたフィルタでは、この一方のピークを所望波として帯域通過フィルタに用いる。
　結合共振器を用いた帯域通過フィルタは、共振器を構成する2つの共振素子の結合度を変えることでスプリットしたピーク間隔を制御できるため、パターンの小型化に適している。しかし、上述のようにスプリットした共振ピークの一方がおのずと不要波になってしまう。
　本実施の形態では、結合共振器を用いた帯域通過フィルタと帯域阻止フィルタとを組み合わせることにより、帯域通過フィルタで必然的に生じる上記不要波を減衰させることが可能となる。したがって、小型かつ低損失な高周波フィルタが実現可能となる。
（第３の実施の形態）
　本実施の形態の高周波フィルタは、フィルタ回路素子として低域通過フィルタが新たに組み合わされていること、反射型共振素子が４個から３個になっていること以外は第１の実施の形態と同様である。したがって、第１の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。
　図１４は、第３の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図である。このフィルタでは、高調波およびスプリアス除去用の低域通過フィルタ３４と帯域通過フィルタ１２と帯域阻止フィルタを組み合わせた構成となっている。帯域阻止フィルタを構成する反射型共振素子１０ａ～ｃの間に、低域通過フィルタ３４と帯域通過フィルタ１２を組み合わせた構造となっている。
　帯域通過フィルタ１２の動作原理については、第１の実施の形態で説明したとおりである。本実施の形態では、さらに低域通過フィルタ３４に位相調整素子３６ａ、３６ｂを接続し、帯域阻止フィルタの阻止域にて９０度の奇数倍となるように位相を調整する。これによって、低域通過フィルタ３４と位相調整素子３６ａ、３６ｂを、帯域阻止フィルタの阻止域では９０度の電気長の伝送線路として動作させることができる。
　したがって、低域通過フィルタ３４も帯域通過フィルタ１２と同様に伝送線路とみなせるため９０度の伝送線路２つ分を削減することが可能となる。よって、帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタおよび低域通過フィルタを組み合わせた高周波フィルタの回路が小型化可能となる。
　図１５は、図１４の高周波フィルタのパターン図である。図１４のフィルタをマイクロストリップ線路にて表したパターンを示している。ここで、低域通過フィルタ３４は特性インピーダンスの異なる線路を接続した５段構成となっている。そして、位相調整素子３６ａ、３６ｂにより位相が調整されている。
　また帯域通過フィルタは６段構成となっており、帯域阻止フィルタは３段の反射型共振素子１０ａ～ｃからなっている。図１６は、図１５の高周波フィルタの周波数特性を示す図である。図１６から、帯域阻止フィルタにより、低域側で一部減衰が大きくなっていることがわかる。
（第４の実施の形態）
　本実施の形態の高周波フィルタは、低域通過フィルタを高域通過フィルタに変えたこと以外は第３の実施の形態と同様である。したがって、第３の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。
　図１７は、第４の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図である。このフィルタでは、高調波およびスプリアス除去用の高域通過フィルタ３８と帯域通過フィルタ１２と帯域阻止フィルタを組み合わせた構成となっている。帯域阻止フィルタを構成する反射型共振素子１０ａ～１０ｃの間に、高域通過フィルタ３８と帯域通過フィルタ１２を組み合わせた構造となっている。
　帯域通過フィルタ１２の動作原理については、第１の実施の形態で説明したとおりである。本実施の形態では、さらに高域通過フィルタ３８に位相調整素子４０ａ、４０ｂを接続し、帯域阻止フィルタの阻止域にて９０度の奇数倍となるように位相を調整する。これにより、帯域阻止フィルタの阻止域では９０度の電気長の伝送線路として動作させることができる。
　図１８は、図１７の高周波フィルタのパターン図である。図１７のフィルタをマイクロストリップ線路にて表している。ここで、高域通過フィルタ３８は一端接地の１／４波長共振器を１／４波長線路にて接続した４段構成となっている。更に位相調整素子４０ａ、４０ｂにより位相が調整されている。また帯域通過フィルタ１２は４段構成となっており、帯域阻止フィルタは３段の反射型共振素子１０ａ～ｃからなっている。
　本実施の形態によれば、帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタおよび高域通過フィルタを組み合わせた高周波フィルタの回路が小型化可能となる。
（第５の実施の形態）
　本実施の形態の高周波フィルタは、帯域通過フィルタを低域通過フィルタに変えたこと以外は第４の実施の形態と同様である。したがって、第４の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。
　図１９は、第５の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図である。このフィルタでは、高調波およびスプリアス除去用の高域通過フィルタ３８と低域通過フィルタ３４と帯域阻止フィルタを組み合わせた構成となっている。帯域阻止フィルタを構成する反射型共振素子１０ａ～１０ｃの間に、高域通過フィルタ３８と低域通過フィルタ３４を組み合わせた構造となっている。
　本実施の形態では、さらに高域通過フィルタ３８に位相調整素子４０ａ、４０ｂを接続し、帯域阻止フィルタの阻止域にて９０度の奇数倍となるように位相を調整する。これにより、高域通過フィルタ３８と位相調整素子４０ａ、４０ｂを帯域阻止フィルタの阻止域では９０度の電気長の伝送線路として動作させることができる。
　また、低域通過フィルタ３４に位相調整素子３６ａ、３６ｂを接続し、帯域阻止フィルタの阻止域にて９０度の奇数倍となるように位相を調整する。これにより、低域通過フィルタ３４と位相調整素子３６ａ、３６ｂを、帯域阻止フィルタの阻止域では９０度の電気長の伝送線路として動作させることができる。
　図２０は、図１９の高周波フィルタのパターン図である。図１９のフィルタをマイクロストリップ線路にて表している。高域通過フィルタ３８のパターンについては第４の実施の形態と同様である。また、低域通過フィルタ３４のパターンについては第３の実施の形態と同様である。
　本実施の形態によれば、帯域阻止フィルタと高域通過フィルタおよび低域通過フィルタを組み合わせた高周波フィルタの回路が小型化可能となる。
（第６の実施の形態）
　本実施の形態の高周波フィルタは、帯域通過フィルタの反射型共振素子の構成を変えたこと以外は第３の実施の形態と同様である。したがって、第３の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。
　図２１は、第６の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図である。このフィルタでは、帯域阻止フィルタに異なる２つの阻止域を持たせる。このために、異なる共振周波数を持つ反射型共振器素子１０ａと５０ａ、１０ｂと５０ｂ、１０ｃと５０ｃを並列に接続し、線路と外部Ｑ、Ｑｅ１とＱｅ１’、Ｑｅ２とＱｅ２’、Ｑｅ３とＱｅ３’で結合させ帯域阻止フィルタを構成している。
　帯域阻止フィルタを構成する反射型共振素子１０ａ～１０ｃ、５０ａ～５０ｃの間に、低域通過フィルタ３４と帯域通過フィルタ１２を組み合わせた構造となっている。
　図２２は、本実施の形態の高周波フィルタのパターン図である。図２１のフィルタをマイクロストリップ線路にて表している。
　本実施の形態によれば、異なる２つの阻止域を有する帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタおよび低域通過フィルタを組み合わせた高周波フィルタの回路が小型化可能となる。
（第７の実施の形態）
　本実施の形態の高周波フィルタは、低域通過フィルタと帯域通過フィルタ部分の構成を変えたこと以外は第３の実施の形態と同様である。したがって、第３の実施の形態と重複する内容については記載を省略する。
　図２３は、第７の実施の形態の高周波フィルタの等価回路図である。このフィルタでは帯域阻止フィルタが複数の反射型共振素子１０ａ～１０ｃで構成される。そして、帯域通過フィルタ１２が、ｆ０の共振周波数を持つ複数の共振素子６０ａ～６０ｄからなる共振素子群で構成される。そして、この共振素子群を２分割し、帯域阻止フィルタを構成する反射型共振素子の間に入れた構造となっている。いいかえれば、帯域通過フィルタ１２を構成する共振素子と共振素子の間に反射型共振素子が設けられる構造となっている。
　２分割された共振素子群は、位相調整素子６２ａ～６２ｄを用いて反射型共振素子１０ａ～１０ｃと接続される。また、帯域通過フィルタ１２では、複数の共振素子６０ａ～６０ｄが結合して帯域を形成しているため、結合部６４ａ～６４ｆを持つ。
　ここで、帯域通過フィルタ１２は、共振器並列型の回路となってもよい。その場合は、各共振素子の共振周波数は異なり、位相関係を考慮し遅延線路等を用いて合成される。
　図２４は、本実施の形態の高周波フィルタのパターン図である。図２３のフィルタをマイクロストリップ線路にて表している。
　以上のように、帯域通過フィルタの構成要素を分割し、分割したそれぞれの部分を９０度線路とみなす構成とすることで、フィルタ全体の寸法を小型化できる。本実施の形態によれば、帯域阻止フィルタと帯域通過フィルタを組み合わせた高周波フィルタの回路が小型化可能となる。
　以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。上記、実施の形態はあくまで、例として挙げられているだけであり、本発明を限定するものではない。また、実施の形態の説明においては、高周波フィルタ等で、本発明の説明に直接必要としない部分等については記載を省略したが、必要とされる高周波フィルタ等に関わる要素を適宜選択して用いることができる。
　その他、本発明の要素を具備し、当業者が適宜設計変更しうる全ての高周波フィルタは、本発明の範囲に包含される。本発明の範囲は、特許請求の範囲およびその均等物の範囲によって定義されるものである。
１０ａ～１０ｄ　　　反射型共振素子
１２　　　帯域通過フィルタ
１２ａ～１２ｄ　　　ヘアピン型共振素子
１４ａ、１４ｂ　　　位相調整素子
１６ａ～１６ｃ　　　伝送線路
３４　　　低域通過フィルタ
３６ａ、３６ｂ　　　位相調整素子
３８　　　高域通過フィルタ
４０ａ、４０ｂ　　　位相調整素子

Claims (7)

  1. 　複数の反射型共振素子で構成される帯域阻止フィルタと、
    　前記反射型共振素子間に設けられるフィルタ回路素子とを有し、
    　前記フィルタ回路素子が設けられる前記反射型共振素子間の電気長が前記帯域阻止フィルタの阻止域で９０度の奇数倍であることを特徴とする高周波フィルタ。
  2. 　前記フィルタ回路素子が、帯域通過フィルタ、低域通過フィルタ、高域通過フィルタのいずれか一つまたはそれらの組み合わせであることを特徴とする請求項１記載の高周波フィルタ。
  3. 　前記フィルタ回路素子が設けられる前記反射型共振素子間に、位相調整素子が設けられることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高周波フィルタ。
  4. 　前記フィルタ回路素子が２つの共振素子で構成される２つの通過域をもつ結合共振器であって、前記通過域の一方が前記帯域阻止フィルタの阻止域と重なることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高周波フィルタ。
  5. 　前記帯域阻止フィルタが３個以上の反射型共振素子で構成され、前記フィルタ回路素子が複数の共振素子で構成され、前記共振素子の間に、前記反射型共振素子が設けられることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高周波フィルタ。
  6. 　前記複数の反射型共振素子が、並列接続される異なる阻止域を有する２個の反射型共振素子を含むことを特徴とする請求項１または請求項２記載の高周波フィルタ。
  7. 　前記帯域阻止フィルタおよびフィルタ回路素子が超電導体を用いて構成されることを特徴とする請求項１または請求項２記載の高周波フィルタ。
     
     
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