JP2002290117A - コプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタ - Google Patents
コプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタInfo
- Publication number
- JP2002290117A JP2002290117A JP2001093103A JP2001093103A JP2002290117A JP 2002290117 A JP2002290117 A JP 2002290117A JP 2001093103 A JP2001093103 A JP 2001093103A JP 2001093103 A JP2001093103 A JP 2001093103A JP 2002290117 A JP2002290117 A JP 2002290117A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- line
- coplanar line
- parallel resonator
- coplanar
- line type
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 設計が容易で、且つ小型化を実現したコプレ
ーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路
型帯域通過フィルタを提供することを目的とする。 【解決手段】 接地が容易なコプレーナ線路型を採用
し、一端を接地導体に接地したメアンダー線路によりイ
ンダクタンスを実現し、メアンダーライン間の容量及び
不連続部における接地に対する容量を用いて、インダク
タンスとの並列共振を起こさせる新規な小型共振器を構
成し、線路を含めて共振器の等価的なパラメータを算出
することで、線路の特性を共振器の等価パラメータに含
めた設計を可能とした。
ーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路
型帯域通過フィルタを提供することを目的とする。 【解決手段】 接地が容易なコプレーナ線路型を採用
し、一端を接地導体に接地したメアンダー線路によりイ
ンダクタンスを実現し、メアンダーライン間の容量及び
不連続部における接地に対する容量を用いて、インダク
タンスとの並列共振を起こさせる新規な小型共振器を構
成し、線路を含めて共振器の等価的なパラメータを算出
することで、線路の特性を共振器の等価パラメータに含
めた設計を可能とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星通信分野、移
動体通信分野等に好適なコプレーナ線路型並列共振器及
びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタに関
する。
動体通信分野等に好適なコプレーナ線路型並列共振器及
びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタに関
する。
【０００２】
【従来の技術】衛星通信、移動体通信などの電波を利用
する分野で、良質の電波サービスの要求が激増し、要求
される電波サービスの多様化、高度化、個人化の趨勢に
対応するためには、マイクロ波通信システムの構成部品
の特性向上と共に、小型化や軽量化が緊急の課題となっ
ている。特に、限定された電波資源を効率的に活用する
ためには、優れたフィルタ機能を有すると共に、小型化
や軽量化が可能なマイクロ波帯域通過フィルタの開発が
重要である。
する分野で、良質の電波サービスの要求が激増し、要求
される電波サービスの多様化、高度化、個人化の趨勢に
対応するためには、マイクロ波通信システムの構成部品
の特性向上と共に、小型化や軽量化が緊急の課題となっ
ている。特に、限定された電波資源を効率的に活用する
ためには、優れたフィルタ機能を有すると共に、小型化
や軽量化が可能なマイクロ波帯域通過フィルタの開発が
重要である。
【０００３】帯域通過フィルタ（BPF）は、所定の周波
数の信号を選択して取り出すためのフィルタ回路であ
り、マイクロ波帯（3〜30GHz）で用いられるマイクロ波
BPFに要求される性能は主に、１）低損失性、２）シャ
ープなスカート特性（高い周波数分離性）、３）設計の
容易さ、４）小型な形状、である。
数の信号を選択して取り出すためのフィルタ回路であ
り、マイクロ波帯（3〜30GHz）で用いられるマイクロ波
BPFに要求される性能は主に、１）低損失性、２）シャ
ープなスカート特性（高い周波数分離性）、３）設計の
容易さ、４）小型な形状、である。
【０００４】１）の低損失性は、通過帯域における電力
の損失で評価され、主に使用する基板の誘電体損、導体
損、及び電力放射による放射損に分けられるが、通常、
最も大きいのは導体損であり、これを減らすために、導
体部分に超伝導体を用いた超伝導BPFが開発されてい
る。なお、超伝導体として、臨界温度が高い高温超伝導
体を用いれば、小型冷凍機、或いは液体窒素などで簡単
に冷却できる超伝導BPFを提供することが可能である。
の損失で評価され、主に使用する基板の誘電体損、導体
損、及び電力放射による放射損に分けられるが、通常、
最も大きいのは導体損であり、これを減らすために、導
体部分に超伝導体を用いた超伝導BPFが開発されてい
る。なお、超伝導体として、臨界温度が高い高温超伝導
体を用いれば、小型冷凍機、或いは液体窒素などで簡単
に冷却できる超伝導BPFを提供することが可能である。
【０００５】２）、３）及び４）は、フィルタの方式に
よるところが大きく、これまで様々なBPFが提案されて
いるが、通常、２）のシャープなスカート特性は、所望
の周波数付近に共振周波数を有する共振器を多段に並べ
て実現している。この多段化に伴って損失が増大するた
め、シャープなスカート特性を実現するには、低損失性
が重要となり、このためにも導体部分に超伝導体を用い
るのが効果的である。
よるところが大きく、これまで様々なBPFが提案されて
いるが、通常、２）のシャープなスカート特性は、所望
の周波数付近に共振周波数を有する共振器を多段に並べ
て実現している。この多段化に伴って損失が増大するた
め、シャープなスカート特性を実現するには、低損失性
が重要となり、このためにも導体部分に超伝導体を用い
るのが効果的である。
【０００６】BPFは、分布定数回路型と集中定数回路型
とに大別され、分布定数回路型BPFは、半波長或いは四
分の一波長共振器を用いてBPFを構成する方式であり、
集中定数回路型BPFは、比較的細いハイインピーダンス
線路を用いてインダクタンスを構成し、同時に比較的太
いローインピーダンス線路を用いてキャパシタンスを構
成することにより共振回路を構成する方式であり、分布
定数回路型に比べてかなりの小型化が可能である。
とに大別され、分布定数回路型BPFは、半波長或いは四
分の一波長共振器を用いてBPFを構成する方式であり、
集中定数回路型BPFは、比較的細いハイインピーダンス
線路を用いてインダクタンスを構成し、同時に比較的太
いローインピーダンス線路を用いてキャパシタンスを構
成することにより共振回路を構成する方式であり、分布
定数回路型に比べてかなりの小型化が可能である。
【０００７】これまで、集中定数回路型超伝導BPFを実
現するために、様々な集中定数型共振器が提案されてお
り（例えば、斎藤他：264MHz帯高温超伝導集中定数バン
ドパスフィルタ、電子情報通信学会 信学技報, MW99-1
1, pp65-70, April 1999、桜井他：マイクロストリップ
・スパイラル形帯域通過フィルタの設計、電子情報通信
学会 信学技報, MW2000-104, pp35-40, September 200
0、長岡他：2GHz帯における高温超伝導マイクロストリ
ップ形集中定数BPFの設計、電子情報通信学会 信学技
報, MW2000-83, pp35-40, August 2000）、これらは前
述の通り、比較的細いハイインピーダンス線路を用いて
インダクタンスを構成し、また、比較的太いローインピ
ーダンス線路によりキャパシンタンスを構成することに
より集中定数型共振回路を構成している。
現するために、様々な集中定数型共振器が提案されてお
り（例えば、斎藤他：264MHz帯高温超伝導集中定数バン
ドパスフィルタ、電子情報通信学会 信学技報, MW99-1
1, pp65-70, April 1999、桜井他：マイクロストリップ
・スパイラル形帯域通過フィルタの設計、電子情報通信
学会 信学技報, MW2000-104, pp35-40, September 200
0、長岡他：2GHz帯における高温超伝導マイクロストリ
ップ形集中定数BPFの設計、電子情報通信学会 信学技
報, MW2000-83, pp35-40, August 2000）、これらは前
述の通り、比較的細いハイインピーダンス線路を用いて
インダクタンスを構成し、また、比較的太いローインピ
ーダンス線路によりキャパシンタンスを構成することに
より集中定数型共振回路を構成している。
【０００８】然しながら、これらの従来技術は、図１に
示す如く、全てインダクタンスとキャパシタンスを直列
に接続して構成しているため、接続の不連続部には必然
的に接地に対して並列容量が付加され、これを考慮して
設計を行わなければならず、設計が複雑になるという問
題があった。また、充分な小型化を実現していない。
示す如く、全てインダクタンスとキャパシタンスを直列
に接続して構成しているため、接続の不連続部には必然
的に接地に対して並列容量が付加され、これを考慮して
設計を行わなければならず、設計が複雑になるという問
題があった。また、充分な小型化を実現していない。
【０００９】かかる問題を有する従来の共振器の構成
は、並列接続による並列共振器を実現しようとした場
合、接地導体が基板の裏側にあるマイクロストリップ構
造の線路を用いているため、接地するには基板に穴をあ
けて接地導体と接触させなければならないという製造上
の不都合があり、また、並列共振器が実現できたとして
も、これを多段に並べてBPFを構成するためには何らか
の方法で共振器間を線路で結ぶ必要があるが、この線路
の特性を考慮した設計手法が確立されていないという問
題により採用されていたものである。
は、並列接続による並列共振器を実現しようとした場
合、接地導体が基板の裏側にあるマイクロストリップ構
造の線路を用いているため、接地するには基板に穴をあ
けて接地導体と接触させなければならないという製造上
の不都合があり、また、並列共振器が実現できたとして
も、これを多段に並べてBPFを構成するためには何らか
の方法で共振器間を線路で結ぶ必要があるが、この線路
の特性を考慮した設計手法が確立されていないという問
題により採用されていたものである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した状
況に鑑みなされたもので、設計が容易で、且つ小型化を
実現したコプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いた
コプレーナ線路型帯域通過フィルタを提供することを目
的とする。
況に鑑みなされたもので、設計が容易で、且つ小型化を
実現したコプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いた
コプレーナ線路型帯域通過フィルタを提供することを目
的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明の共振器は、基板と、この基板に形成された
接続線路とメアンダーライン状のインダクタンスと接地
導体を備え、インダクタンスは一端が接地導体に接地さ
れ他端が接続線路に接続されてなるコプレーナ線路型並
列共振器としたものである。
め、本発明の共振器は、基板と、この基板に形成された
接続線路とメアンダーライン状のインダクタンスと接地
導体を備え、インダクタンスは一端が接地導体に接地さ
れ他端が接続線路に接続されてなるコプレーナ線路型並
列共振器としたものである。
【００１２】また、前記接続線路の一端を入力側とし、
前記共振器の等価回路を入力側からみた等価回路の入力
サセプタンスを零とし且つ入力側からみた入力回路のコ
ンダクタンスを出力回路のコンダクタンスと等しくする
ように接続線路を設定したコプレーナ線路型並列共振器
である。
前記共振器の等価回路を入力側からみた等価回路の入力
サセプタンスを零とし且つ入力側からみた入力回路のコ
ンダクタンスを出力回路のコンダクタンスと等しくする
ように接続線路を設定したコプレーナ線路型並列共振器
である。
【００１３】前記コプレーナ線路型並列共振器は、超伝
導体を含んで構成するのが好ましく、更には、高温超伝
導体を含んで構成するのが更に好ましい。
導体を含んで構成するのが好ましく、更には、高温超伝
導体を含んで構成するのが更に好ましい。
【００１４】本発明の帯域通過フィルタは、前記コプレ
ーナ線路型並列共振器を多段に構成した帯域通過フィル
タであって、コプレーナ線路型並列共振器を接続線路間
にギャップを設けて多段に構成し、一端のコプレーナ線
路型並列共振器の接続線路との間にギャップを設けて入
力線路を備え、他端のコプレーナ線路型並列共振器の接
続線路との間にギャップを設けて出力線路を備えたコプ
レーナ線路型帯域通過フィルタとしたものである。
ーナ線路型並列共振器を多段に構成した帯域通過フィル
タであって、コプレーナ線路型並列共振器を接続線路間
にギャップを設けて多段に構成し、一端のコプレーナ線
路型並列共振器の接続線路との間にギャップを設けて入
力線路を備え、他端のコプレーナ線路型並列共振器の接
続線路との間にギャップを設けて出力線路を備えたコプ
レーナ線路型帯域通過フィルタとしたものである。
【００１５】また、前記コプレーナ線路型帯域通過フィ
ルタは、入力線路と接続線路とのギャップ、及び出力線
路と接続線路とのギャップを、各々インターディジタル
構造とするのが好ましい。
ルタは、入力線路と接続線路とのギャップ、及び出力線
路と接続線路とのギャップを、各々インターディジタル
構造とするのが好ましい。
【００１６】また、本発明のコプレーナ線路型帯域通過
フィルタは、前記コプレーナ線路型帯域通過フィルタを
構成する各コプレーナ線路型並列共振器の左右の回路
が、隣接するJインバータの影響により、ハイインピー
ダンス状態となっているコプレーナ線路型帯域通過フィ
ルタである。
フィルタは、前記コプレーナ線路型帯域通過フィルタを
構成する各コプレーナ線路型並列共振器の左右の回路
が、隣接するJインバータの影響により、ハイインピー
ダンス状態となっているコプレーナ線路型帯域通過フィ
ルタである。
【００１７】
【発明の実施の形態】本発明は、設計が容易で、且つ小
型化を実現した共振器及びそれを用いた帯域通過フィル
タを提供することを目的としたものであり、新たな方式
の小型共振器を開発し、これを多段に構成した帯域通過
フィルタを開発したものである。
型化を実現した共振器及びそれを用いた帯域通過フィル
タを提供することを目的としたものであり、新たな方式
の小型共振器を開発し、これを多段に構成した帯域通過
フィルタを開発したものである。
【００１８】先ず、本発明の共振器について、図２に基
づき説明する。図２は、本発明のコプレーナ線路型並列
共振器の概念を説明するための概念図であり、（a）は
構造図、（b）はその等価回路図、（c）はその等価LC共
振回路図、の３面図である。
づき説明する。図２は、本発明のコプレーナ線路型並列
共振器の概念を説明するための概念図であり、（a）は
構造図、（b）はその等価回路図、（c）はその等価LC共
振回路図、の３面図である。
【００１９】即ち、本発明の共振器は、図２の（a）に
示す如く、接地が容易なコプレーナ線路型を採用し、一
端を接地導体に接地しメアンダーライン状に折り曲げた
細い線路（メアンダー線路）によりインダクタンスを実
現し、キャパシタンスは特に付加せず、メアンダーライ
ン間の容量、及び不連続部における接地に対する容量を
用いて、インダクタンスとの並列共振を起こさせる新規
なコプレーナ線路型並列共振器であり、かかる構成を有
する本発明の共振器は、図２の（b）に示す如く等価回
路で表すことができる。
示す如く、接地が容易なコプレーナ線路型を採用し、一
端を接地導体に接地しメアンダーライン状に折り曲げた
細い線路（メアンダー線路）によりインダクタンスを実
現し、キャパシタンスは特に付加せず、メアンダーライ
ン間の容量、及び不連続部における接地に対する容量を
用いて、インダクタンスとの並列共振を起こさせる新規
なコプレーナ線路型並列共振器であり、かかる構成を有
する本発明の共振器は、図２の（b）に示す如く等価回
路で表すことができる。
【００２０】コプレーナ線路型を採用することにより、
並列共振器を実現する際の製造上の不都合である接地の
問題を解決し、また、メアンダー線路によりインダクタ
ンスを実現することにより、折り曲げない場合に比べ
て、線路長は約25％短くできる。
並列共振器を実現する際の製造上の不都合である接地の
問題を解決し、また、メアンダー線路によりインダクタ
ンスを実現することにより、折り曲げない場合に比べ
て、線路長は約25％短くできる。
【００２１】更に、図２の（b）に示す如く等価回路
は、等価回路を一端（入力側）からみた等価回路の入力
サセプタンスを零とし、且つ、入力回路のコンダクタン
スと出力回路のコンダクタンスが等しくなるように、接
続線路を設定することにより、図２の（c）に示すが如
く等価LC並列共振器回路で表すことができる。
は、等価回路を一端（入力側）からみた等価回路の入力
サセプタンスを零とし、且つ、入力回路のコンダクタン
スと出力回路のコンダクタンスが等しくなるように、接
続線路を設定することにより、図２の（c）に示すが如
く等価LC並列共振器回路で表すことができる。
【００２２】図３は、一端を接地したコプレーナ線路型
並列共振器の概念を更に詳細に説明するための概念図で
あり、（a）はメアンダー線路のインダクタンスと線間
のキャパシタンスを含めた並列キャパシタンスと、不連
続部(折れ曲がり部)における接地導体に対する容量を含
めた回路図、（b）はその等価LC共振回路図、の２面図
である。
並列共振器の概念を更に詳細に説明するための概念図で
あり、（a）はメアンダー線路のインダクタンスと線間
のキャパシタンスを含めた並列キャパシタンスと、不連
続部(折れ曲がり部)における接地導体に対する容量を含
めた回路図、（b）はその等価LC共振回路図、の２面図
である。
【００２３】即ち、更に詳細には、図２の（a）に示す
が如きメアンダー線路によりインダクタンスを構成した
並列共振器の等価回路は、図３の(a)に示すように、メ
アンダー線路のインダクタンスLmと線間のキャパシタン
スを含めた並列キャパシタンスCm,seに加えて、不連続
部(折れ曲がり部)における接地に対する容量Cm,sh/2と
で表すことができ、更に、並列共振器の一端を接地した
場合には、図３の(b)のようにこれを単純に表すことが
できる。
が如きメアンダー線路によりインダクタンスを構成した
並列共振器の等価回路は、図３の(a)に示すように、メ
アンダー線路のインダクタンスLmと線間のキャパシタン
スを含めた並列キャパシタンスCm,seに加えて、不連続
部(折れ曲がり部)における接地に対する容量Cm,sh/2と
で表すことができ、更に、並列共振器の一端を接地した
場合には、図３の(b)のようにこれを単純に表すことが
できる。
【００２４】以上のようにして、本発明のコプレーナ線
路型並列共振器は、線路を含めて共振器の等価的な回路
パラメータを算出することで、線路の特性を共振器の等
価パラメータに含めた設計を可能とし、従来技術の設計
が複雑になるという問題を解決したものである。
路型並列共振器は、線路を含めて共振器の等価的な回路
パラメータを算出することで、線路の特性を共振器の等
価パラメータに含めた設計を可能とし、従来技術の設計
が複雑になるという問題を解決したものである。
【００２５】本発明のコプレーナ線路型並列共振器は、
超伝導体を含んで構成することにより、更に小型化が可
能となり、また、超伝導体として、臨界温度が高い高温
超伝導体を用いれば、小型冷凍機、或いは液体窒素など
で簡単に冷却でき、本発明を更に効果的に実施できる。
超伝導体を含んで構成することにより、更に小型化が可
能となり、また、超伝導体として、臨界温度が高い高温
超伝導体を用いれば、小型冷凍機、或いは液体窒素など
で簡単に冷却でき、本発明を更に効果的に実施できる。
【００２６】なお、超伝導体としては、公知の如く、合
金系、化合物系、酸化物系など多種多様なものが知られ
ているが、所謂、無損失、無抵抗の超伝導体であれば本
発明で使用し得るものであり、超伝導体の種類等は、本
発明を何ら限定するものではない。
金系、化合物系、酸化物系など多種多様なものが知られ
ているが、所謂、無損失、無抵抗の超伝導体であれば本
発明で使用し得るものであり、超伝導体の種類等は、本
発明を何ら限定するものではない。
【００２７】次に、本発明のコプレーナ線路型BPFにつ
いて実施の形態を説明する。
いて実施の形態を説明する。
【００２８】図４は、本発明のコプレーナ線路型BPFの
概念を説明するための概念図であり、共振器を２段に構
成した構造例を示すコプレーナ線路型BPF構造概念図で
ある。
概念を説明するための概念図であり、共振器を２段に構
成した構造例を示すコプレーナ線路型BPF構造概念図で
ある。
【００２９】本発明のBPFは、例えば、図４に示すよう
に、上記のコプレーナ線路型並列共振器を接続線路間に
ギャップを設けて多段に構成し、一端の共振器の接続線
路との間にギャップを設けて入力線路を備え、他端の共
振器の接続線路との間にギャップを設けて出力線路を備
えたコプレーナ線路型BPFであって、かかる構成によ
り、本発明のコプレーナ線路型BPFを構成する各共振器
の左右の回路は、隣接するJインバータの影響により、
ハイインピーダンス状態となる。
に、上記のコプレーナ線路型並列共振器を接続線路間に
ギャップを設けて多段に構成し、一端の共振器の接続線
路との間にギャップを設けて入力線路を備え、他端の共
振器の接続線路との間にギャップを設けて出力線路を備
えたコプレーナ線路型BPFであって、かかる構成によ
り、本発明のコプレーナ線路型BPFを構成する各共振器
の左右の回路は、隣接するJインバータの影響により、
ハイインピーダンス状態となる。
【００３０】即ち、本発明のコプレーナ線路型BPFは、
共振器の左右の回路がハイインピーダンスであることを
利用して、この条件のもとで線路を含めて共振器の等価
的な回路パラメータを算出することで、線路の特性を共
振器の等価パラメータに含めた設計を可能とし、従来技
術の設計が複雑になるという問題を解決したものであ
る。
共振器の左右の回路がハイインピーダンスであることを
利用して、この条件のもとで線路を含めて共振器の等価
的な回路パラメータを算出することで、線路の特性を共
振器の等価パラメータに含めた設計を可能とし、従来技
術の設計が複雑になるという問題を解決したものであ
る。
【００３１】なお、本発明のコプレーナ線路型BPFは、
上記の入力線路と接続線路とのギャップ、及び出力線路
と接続線路とのギャップを、インターディジタル構造と
することにより、より大きなJ値が必要な設計にも対応
できる。
上記の入力線路と接続線路とのギャップ、及び出力線路
と接続線路とのギャップを、インターディジタル構造と
することにより、より大きなJ値が必要な設計にも対応
できる。
【００３２】以上の実施の形態により、本発明は、設計
が複雑で、充分な小型化を実現していないという従来技
術の問題を解決し、設計が容易で、且つ小型化を実現し
たコプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレ
ーナ線路型BPFを提供することができる。
が複雑で、充分な小型化を実現していないという従来技
術の問題を解決し、設計が容易で、且つ小型化を実現し
たコプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレ
ーナ線路型BPFを提供することができる。
【００３３】
【実施例】本発明の実施例を、以下、図により詳細に説
明する。なお、以下の実施例は全て、超伝導体を使用し
た実施例である。
明する。なお、以下の実施例は全て、超伝導体を使用し
た実施例である。
【００３４】最初に、第一の実施例として、本発明のコ
プレーナ線路型並列共振器の設計例について、上記で引
用した図２に基づき更に詳細に説明する。
プレーナ線路型並列共振器の設計例について、上記で引
用した図２に基づき更に詳細に説明する。
【００３５】本発明のコプレーナ線路（Coplanar Waveg
uide：CPW）型並列共振器は、図２の（a）に示すよう
に、一端を接地導体に接地しメアンダーライン線路によ
りインダクタンスを実現し、メアンダーライン間の容量
及び不連続部における接地に対する容量を用いて、イン
ダクタンスとの並列共振を起こさせる共振器であり、か
かる共振器は、図２（b）の等価回路で表すことができ
る。
uide：CPW）型並列共振器は、図２の（a）に示すよう
に、一端を接地導体に接地しメアンダーライン線路によ
りインダクタンスを実現し、メアンダーライン間の容量
及び不連続部における接地に対する容量を用いて、イン
ダクタンスとの並列共振を起こさせる共振器であり、か
かる共振器は、図２（b）の等価回路で表すことができ
る。
【００３６】この等価回路は、電磁界シミュレータ（使
用した電磁界シミュレータは、AWR社 Microwave Office
2000）を用いて、共振器のSパラメータを求め、これに
よりL、Cの値を計算することができる。例えば、図２の
（a）において、メアンダー線路間の間隙t＝150μｍ、
メアンダー線路と接地導体との間隙s＝50μｍ、基板の
比誘電率εr＝9.6、基板厚0.5mmとした場合、Lm=8.968
ｎH、Cm=0.631pF（共振周波数fm＝2.110GHZ）となる。
用した電磁界シミュレータは、AWR社 Microwave Office
2000）を用いて、共振器のSパラメータを求め、これに
よりL、Cの値を計算することができる。例えば、図２の
（a）において、メアンダー線路間の間隙t＝150μｍ、
メアンダー線路と接地導体との間隙s＝50μｍ、基板の
比誘電率εr＝9.6、基板厚0.5mmとした場合、Lm=8.968
ｎH、Cm=0.631pF（共振周波数fm＝2.110GHZ）となる。
【００３７】なお、Sパラメータとは、散乱行列又はそ
の要素のことで、本例のような２端子回路の場合には、
ポート１及びポート２への入射波をそれぞれa1 及びa
2、反射波をb1及びb2とした時、数１で表す行列であ
る。
の要素のことで、本例のような２端子回路の場合には、
ポート１及びポート２への入射波をそれぞれa1 及びa
2、反射波をb1及びb2とした時、数１で表す行列であ
る。
【００３８】
【数１】
【００３９】次に、第二の実施例として、コプレーナ線
路型並列共振器を２段に用いた本発明のコプレーナ線路
型BPFの設計例について説明する。
路型並列共振器を２段に用いた本発明のコプレーナ線路
型BPFの設計例について説明する。
【００４０】図５は、コプレーナ線路型並列共振器を用
いた本発明の２段最平坦BPF実施例の回路パターンであ
り、図６は、その等価回路図である。本実施例では、共
振器間のJインバータを接続線路間のギャップで構成
し、入出力線路との間のJインバータは、より大きなJ値
が得られるインターディジタル構造により構成してい
る。
いた本発明の２段最平坦BPF実施例の回路パターンであ
り、図６は、その等価回路図である。本実施例では、共
振器間のJインバータを接続線路間のギャップで構成
し、入出力線路との間のJインバータは、より大きなJ値
が得られるインターディジタル構造により構成してい
る。
【００４１】かかる構造により、上記、発明の実施の形
態で説明した如く、BPFの中心周波数においては、並列
共振器の左右の回路は、共に隣接するJインバータの影
響により、ハイインピーダンス状態（この設計の場合、
規格化アドミタンス〜0.01）となり、この条件の元で、
接続線路長を調整することにより、等価回路の一端から
見た回路の入力サセプタンスを零とし、コンダクタンス
を外部出力回路のコンダクタンスと等しくすることがで
き、これにより、接続線路を含めた回路は新たなLC並列
共振回路とみることができる。
態で説明した如く、BPFの中心周波数においては、並列
共振器の左右の回路は、共に隣接するJインバータの影
響により、ハイインピーダンス状態（この設計の場合、
規格化アドミタンス〜0.01）となり、この条件の元で、
接続線路長を調整することにより、等価回路の一端から
見た回路の入力サセプタンスを零とし、コンダクタンス
を外部出力回路のコンダクタンスと等しくすることがで
き、これにより、接続線路を含めた回路は新たなLC並列
共振回路とみることができる。
【００４２】そのＬ及びＣの値は、入力アドミタンス値
とスロープパラメータ値により求めることができ、この
時の周波数は、接続線路長を変化させることにより、共
振周波数より低い範囲で任意に選ぶことができ、これが
BPFの中心周波数となる。
とスロープパラメータ値により求めることができ、この
時の周波数は、接続線路長を変化させることにより、共
振周波数より低い範囲で任意に選ぶことができ、これが
BPFの中心周波数となる。
【００４３】本実施例の２段最平坦BPFは、具体的に
は、設計周波数f0＝1.358GHZ、及び比帯域ω＝3.00％で
設計したものであり、図７は、その２段最平坦BPFの周
波数特性を示す図であって、実線（Circuit Simulatio
n）は、等価回路から求めた周波数特性の理論値で、破
線（EM Simulation）は、電磁界シミュレータを用いて
数値実験した値である。なお、図７において、S21 は通
過特性、S11は反射特性であり、その2乗が電力比に比例
する量である。また、このS21 、S11は、数１のSパラメ
ータ行列に表れるS21、S11に相当するものである。
は、設計周波数f0＝1.358GHZ、及び比帯域ω＝3.00％で
設計したものであり、図７は、その２段最平坦BPFの周
波数特性を示す図であって、実線（Circuit Simulatio
n）は、等価回路から求めた周波数特性の理論値で、破
線（EM Simulation）は、電磁界シミュレータを用いて
数値実験した値である。なお、図７において、S21 は通
過特性、S11は反射特性であり、その2乗が電力比に比例
する量である。また、このS21 、S11は、数１のSパラメ
ータ行列に表れるS21、S11に相当するものである。
【００４４】図７に示したように、本発明の２段最平坦
BPF実施例の理論値と数値実験値は、非常に良く一致
し、本発明の有効性を実証するものである。
BPF実施例の理論値と数値実験値は、非常に良く一致
し、本発明の有効性を実証するものである。
【００４５】次に、第三の実施例として、コプレーナ線
路型並列共振器を用いた本発明の12段チェビシェフ型BP
Fの設計例について説明する。
路型並列共振器を用いた本発明の12段チェビシェフ型BP
Fの設計例について説明する。
【００４６】図８は、12段チェビシェフ型BPFの実施例
であって、（a）回路パターン図、（b）周波数特性図、
の２面図である。なお、（b）の周波数特性図は、理論
値を示したものである。
であって、（a）回路パターン図、（b）周波数特性図、
の２面図である。なお、（b）の周波数特性図は、理論
値を示したものである。
【００４７】本実施例は、本来一定であるべき通過帯域
内で、ある一定量のリップルを許し、その代わり遮断特
性(スカート特性)を急峻にしたという特徴を有する、所
謂、チェビシェフ型フィルタに適用した例であって、本
発明の設計例である12段チェビシェフ型BPFは、図８
（b）に示すように、極めて良好な遮断特性を有してい
る。
内で、ある一定量のリップルを許し、その代わり遮断特
性(スカート特性)を急峻にしたという特徴を有する、所
謂、チェビシェフ型フィルタに適用した例であって、本
発明の設計例である12段チェビシェフ型BPFは、図８
（b）に示すように、極めて良好な遮断特性を有してい
る。
【００４８】次に、第四の実施例として、本発明のコプ
レーナ線路型BPFで実現できる小型化について、具体的
に説明する。
レーナ線路型BPFで実現できる小型化について、具体的
に説明する。
【００４９】図９は、インダクタンスとキャパシタンス
を直列に接続して構成する従来の集中定数回路型BPFの
回路パターンの例（設計周波数264MHz, 5段構成）であ
って、前述の文献（斎藤他：264MHz帯高温超伝導集中定
数バンドパスフィルタ、電子情報通信学会 信学技報, M
W99-11, pp65-70, April 1999）に示されているもので
ある。
を直列に接続して構成する従来の集中定数回路型BPFの
回路パターンの例（設計周波数264MHz, 5段構成）であ
って、前述の文献（斎藤他：264MHz帯高温超伝導集中定
数バンドパスフィルタ、電子情報通信学会 信学技報, M
W99-11, pp65-70, April 1999）に示されているもので
ある。
【００５０】従来のBPFは、図９に示したように、約40m
m×40mmの基板となるが、これに対し、同じ設計条件
（設計周波数264MHz、5段構成）で設計した本発明のBPF
は、約20mm x 25mm 程度に小型化できる。即ち、本発明
によれば、従来のBPFと比較して約30％に小型化したBPF
を提供できる。
m×40mmの基板となるが、これに対し、同じ設計条件
（設計周波数264MHz、5段構成）で設計した本発明のBPF
は、約20mm x 25mm 程度に小型化できる。即ち、本発明
によれば、従来のBPFと比較して約30％に小型化したBPF
を提供できる。
【００５１】以上、詳細に説明した本発明の実施例によ
れば、線路を含めて共振器の等価的な回路パラメータを
算出することで、線路の特性を共振器の等価パラメータ
に含めた設計を可能としたものであり、設計が容易で、
且つ大幅に小型化したコプレーナ線路型並列共振器及び
それを用いたコプレーナ線路型BPFを提供できる効果が
ある。以上、本発明の実施例を説明したが、請求の範囲
で規定された本発明の精神と範囲から逸脱することな
く、その形態や細部に種々の変更がなされても良いこと
は明らかである。
れば、線路を含めて共振器の等価的な回路パラメータを
算出することで、線路の特性を共振器の等価パラメータ
に含めた設計を可能としたものであり、設計が容易で、
且つ大幅に小型化したコプレーナ線路型並列共振器及び
それを用いたコプレーナ線路型BPFを提供できる効果が
ある。以上、本発明の実施例を説明したが、請求の範囲
で規定された本発明の精神と範囲から逸脱することな
く、その形態や細部に種々の変更がなされても良いこと
は明らかである。
【００５２】例えば、実施例で説明した詳細な寸法、或
いは形状などは、当然にして、設計周波数など、その設
計仕様においての設計結果として決定すべきものであ
り、本発明を何ら限定するものではない。
いは形状などは、当然にして、設計周波数など、その設
計仕様においての設計結果として決定すべきものであ
り、本発明を何ら限定するものではない。
【００５３】また、実施例では、２段BPFと12段BPFを例
として説明したが、これも本発明を限定するものではな
く、必要とされるBPFの設計仕様に合わせ、好適な段数
の条件として決定すべき事項である。
として説明したが、これも本発明を限定するものではな
く、必要とされるBPFの設計仕様に合わせ、好適な段数
の条件として決定すべき事項である。
【００５４】
【発明の効果】本発明は、接地が容易なコプレーナ線路
型を採用し、一端を接地導体に接地したメアンダー線路
によりインダクタンスを実現し、メアンダーライン間の
容量及び不連続部における接地に対する容量を用いて小
型化された新規な並列共振器を構成し、線路を含めて共
振器の等価的な回路パラメータを算出することで、線路
の特性を共振器の等価パラメータに含めた設計を可能と
したものであり、設計が容易で、且つ小型化したコプレ
ーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路
型帯域通過フィルタを提供できる効果がある。かかる共
振器及び帯域通過フィルタは、衛星通信、移動体通信な
どの分野で激増しつつある電波サービスに対する社会的
な要求に対応できるものでありその意義は大きい。
型を採用し、一端を接地導体に接地したメアンダー線路
によりインダクタンスを実現し、メアンダーライン間の
容量及び不連続部における接地に対する容量を用いて小
型化された新規な並列共振器を構成し、線路を含めて共
振器の等価的な回路パラメータを算出することで、線路
の特性を共振器の等価パラメータに含めた設計を可能と
したものであり、設計が容易で、且つ小型化したコプレ
ーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路
型帯域通過フィルタを提供できる効果がある。かかる共
振器及び帯域通過フィルタは、衛星通信、移動体通信な
どの分野で激増しつつある電波サービスに対する社会的
な要求に対応できるものでありその意義は大きい。
【図１】直列接続で構成された従来の共振器の例（マイ
クロストリップ構造）である。
クロストリップ構造）である。
【図２】本発明のコプレーナ線路型並列共振器の概念を
説明するための概念図であり、（a）は構造図、（b）は
その等価回路図、（c）はその等価LC共振回路図、の３
面図である。
説明するための概念図であり、（a）は構造図、（b）は
その等価回路図、（c）はその等価LC共振回路図、の３
面図である。
【図３】一端を接地したコプレーナ線路型並列共振器の
概念を更に詳細に説明するための概念図であり、（a）
はメアンダー線路のインダクタンスと線間のキャパシタ
ンスを含めた並列キャパシタンスと不連続部(折れ曲が
り部)における接地導体に対する容量を含めた回路図、
（b）はその等価LC共振回路図、の２面図である。
概念を更に詳細に説明するための概念図であり、（a）
はメアンダー線路のインダクタンスと線間のキャパシタ
ンスを含めた並列キャパシタンスと不連続部(折れ曲が
り部)における接地導体に対する容量を含めた回路図、
（b）はその等価LC共振回路図、の２面図である。
【図４】本発明のコプレーナ線路型BPFの概念を説明す
るための概念図であり、共振器を２段に構成した構造例
を示すコプレーナ線路型BPF構造概念図である。
るための概念図であり、共振器を２段に構成した構造例
を示すコプレーナ線路型BPF構造概念図である。
【図５】コプレーナ線路型並列共振器を用いた本発明の
２段最平坦BPF実施例の回路パターンである。
２段最平坦BPF実施例の回路パターンである。
【図６】図５の２段最平坦BPF実施例の等価回路図であ
る。
る。
【図７】図５の２段最平坦BPF実施例の周波数特性図で
ある。
ある。
【図８】12段チェビシェフ型BPFの実施例であって、
（a）回路パターン図、（b）周波数特性図、の２面図で
ある。
（a）回路パターン図、（b）周波数特性図、の２面図で
ある。
【図９】インダクタンスとキャパシタンスを直列に接続
して構成する従来の集中定数回路型BPFの回路パターン
の例であって、設計周波数264MHz, 5段構成の設計例で
ある。
して構成する従来の集中定数回路型BPFの回路パターン
の例であって、設計周波数264MHz, 5段構成の設計例で
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 4M113 AC44 AD51 CA31 5J006 HB02 HB12 HB13 JA01 LA21 NA04 NB07 NC02
Claims (7)
- 【請求項１】 基板と、この基板に形成された接続線
路とメアンダーライン状のインダクタンスと接地導体を
備え、該インダクタンスは一端が該接地導体に接地され
他端が該接続線路に接続されてなることを特徴とするコ
プレーナ線路型並列共振器。 - 【請求項２】 前記接続線路の一端を入力側とし、前記
共振器の等価回路を該入力側からみた等価回路の入力サ
セプタンスを零とし且つ該入力側からみた入力回路のコ
ンダクタンスを出力回路のコンダクタンスと等しくする
ように該接続線路を設定したことを特徴とする請求項１
記載のコプレーナ線路型並列共振器。 - 【請求項３】 前記コプレーナ線路型並列共振器が、超
伝導体を含んでいる請求項１又は請求項２記載のコプレ
ーナ線路型並列共振器。 - 【請求項４】 前記超伝導体が、高温超伝導体である請
求項３記載のコプレーナ線路型並列共振器。 - 【請求項５】 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載
されたコプレーナ線路型並列共振器を接続線路間にギャ
ップを設けて多段に構成し、一端のコプレーナ線路型並
列共振器の接続線路との間にギャップを設けて入力線路
を備え、他端のコプレーナ線路型並列共振器の接続線路
との間にギャップを設けて出力線路を備えたことを特徴
とするコプレーナ線路型帯域通過フィルタ。 - 【請求項６】 前記入力線路と接続線路とのギャップ、
及び前記出力線路と接続線路とのギャップが、各々イン
ターディジタル構造である請求項５記載のコプレーナ線
路型帯域通過フィルタ。 - 【請求項７】 前記コプレーナ線路型帯域通過フィルタ
を構成する各コプレーナ線路型並列共振器の左右の回路
が、隣接するJインバータの影響により、ハイインピー
ダンス状態となっている請求項５又は請求項６記載のコ
プレーナ線路型帯域通過フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001093103A JP2002290117A (ja) | 2001-03-28 | 2001-03-28 | コプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001093103A JP2002290117A (ja) | 2001-03-28 | 2001-03-28 | コプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002290117A true JP2002290117A (ja) | 2002-10-04 |
Family
ID=18947476
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001093103A Pending JP2002290117A (ja) | 2001-03-28 | 2001-03-28 | コプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002290117A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009528768A (ja) * | 2006-03-01 | 2009-08-06 | アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド | 無線通信システムの基地局において使用するためのメタ媒質フィルタ |
| US7795996B2 (en) | 2007-11-12 | 2010-09-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multilayered coplanar waveguide filter unit and method of manufacturing the same |
| WO2011033573A1 (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-24 | 株式会社 東芝 | 高周波フィルタ |
| RU2644976C1 (ru) * | 2016-08-09 | 2018-02-15 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Сибирский государственный университет науки и технологий имени академика М.Ф. Решетнева" (СибГУ им. М.Ф. Решетнева) | Микрополосковый широкополосный фильтр |
| JPWO2020246112A1 (ja) * | 2019-06-05 | 2020-12-10 |
-
2001
- 2001-03-28 JP JP2001093103A patent/JP2002290117A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009528768A (ja) * | 2006-03-01 | 2009-08-06 | アルカテル−ルーセント ユーエスエー インコーポレーテッド | 無線通信システムの基地局において使用するためのメタ媒質フィルタ |
| US7795996B2 (en) | 2007-11-12 | 2010-09-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multilayered coplanar waveguide filter unit and method of manufacturing the same |
| WO2011033573A1 (ja) * | 2009-09-18 | 2011-03-24 | 株式会社 東芝 | 高周波フィルタ |
| US8446231B2 (en) | 2009-09-18 | 2013-05-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High-frequency filter |
| JP5417450B2 (ja) * | 2009-09-18 | 2014-02-12 | 株式会社東芝 | 高周波フィルタ |
| RU2644976C1 (ru) * | 2016-08-09 | 2018-02-15 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Сибирский государственный университет науки и технологий имени академика М.Ф. Решетнева" (СибГУ им. М.Ф. Решетнева) | Микрополосковый широкополосный фильтр |
| JPWO2020246112A1 (ja) * | 2019-06-05 | 2020-12-10 | ||
| WO2020246112A1 (ja) * | 2019-06-05 | 2020-12-10 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | パラメトリック増幅器 |
| JP7282344B2 (ja) | 2019-06-05 | 2023-05-29 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | パラメトリック増幅器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Matsuo et al. | Dual-mode stepped-impedance ring resonator for bandpass filter applications | |
| US7057483B2 (en) | High-frequency circuit device and high-frequency circuit module | |
| US6122533A (en) | Superconductive planar radio frequency filter having resonators with folded legs | |
| US6191666B1 (en) | Miniaturized multi-layer ceramic lowpass filter | |
| WO1998000880A9 (en) | Planar radio frequency filter | |
| JP2003520542A (ja) | フラクタル及び空間充填伝送線、共振器、フィルター並びに受動ネットワーク用エレメント | |
| JP3304724B2 (ja) | デュアルモードフィルタ | |
| JP4827260B2 (ja) | 通信回路、インピーダンス整合回路、インピーダンス整合回路を生産する方法、及び、インピーダンス整合回路の設計方法 | |
| JP2005223392A (ja) | 結合線路およびフィルタ | |
| CN107579317B (zh) | 基于槽线和微带多模谐振器的巴伦带通滤波器 | |
| Ishizaki et al. | A stepped impedance comb-line filter fabricated by using ceramic lamination technique | |
| Zhang et al. | A high-temperature superconducting bandpass filter with microstrip quarter-wavelength spiral resonators | |
| CN112928409A (zh) | 具有宽阻带和高选择性的微带带通滤波器 | |
| JP2002290117A (ja) | コプレーナ線路型並列共振器及びそれを用いたコプレーナ線路型帯域通過フィルタ | |
| KR100673316B1 (ko) | 필터 | |
| EP1976052A1 (en) | Coplanar waveguide resonator and coplanar waveguide filter using the same | |
| JP2000357903A (ja) | 平面型フィルタ | |
| CN108493534B (zh) | 一种四模基片集成波导宽带滤波器 | |
| CN114759325B (zh) | 一种微带交指线型限幅滤波器 | |
| JP3866716B2 (ja) | フィルタ | |
| Ma et al. | A low-loss 5GHz bandpass filter using HTS coplanar waveguide quarter-wavelength resonators | |
| CN114284677A (zh) | 一种基于三线耦合的高选择性宽带反相滤波功分器 | |
| Jung et al. | Microstrip ring bandpass filters with new interdigital side-coupling structure | |
| US6252475B1 (en) | High-frequency circuit element | |
| CN108736117B (zh) | 一种具有超宽阻带的毫米波带通滤波器 |