CN1822492A

CN1822492A - 使用不对称功率驱动的功率放大装置

Info

Publication number: CN1822492A
Application number: CNA2005101217469A
Authority: CN
Inventors: 金汎晚; 车正贤; 金章宪; 金一斗
Original assignee: POHANG POLYTECHNIC SCHOOL
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2004-12-31
Filing date: 2005-12-30
Publication date: 2006-08-23
Anticipated expiration: 2025-12-30
Also published as: US20060145757A1; DE202005022009U1; KR20060077818A; EP3893390A1; EP1848106B1; EP1848106A3; JP2006191590A; EP1848106A2; US7342444B2; JP4773199B2; CN1822492B; EP1677414A1

Abstract

一种功率放大装置，其包括具有并联的载波放大器和峰值放大器的多赫尔蒂放大器，载波放大器和峰值放大器的每一个具有输入/输出匹配电路和不对称功率驱动器用于使用不对称功率驱动器来驱动载波放大器和峰值放大器。

Description

使用不对称功率驱动的功率放大装置

发明领域

本发明涉及一种高效和线性的功率放大装置；并且，尤其涉及一种使用不对称功率驱动的功率放大装置，其使用了微波Doherty(多赫尔蒂)放大器。

技术背景

如本领域所熟知的，多赫尔蒂功率放大器具有通过使用四分之一波(λ/4线)变换器并联的载波放大器和峰值放大器的结构。此外，多赫尔蒂放大器通过对称功率驱动方法驱动，其中峰值放大器通过随着功率电平的上升增加从峰值放大器施加给负载的电流量而控制载波放大器的负载阻抗，从而提高了效率。

微波多赫尔蒂放大器已经使用在广播装置的调幅(AM)发射器中，该发射器使用高功率低频(LF)真空管或中频(MF)真空管。已经有各种建议以固态器件来实现微波多赫尔蒂放大器而不使用真空管，并且已经进行了众多的研究来实现这些建议。

使用不对称功率驱动方法的多赫尔蒂放大器已经实现了较高效率和线性。尤其，在用于移动通信的基站和手机使用的多赫尔蒂放大器通过使用大约相同尺寸的固态器件、相同的输入和输出匹配电路和输入功率驱动来实现。在这种情况下，载波放大器偏压为AB类，且峰值放大器偏压为C类。因为峰值放大器具有比载波放大器的偏压更低的偏压，使得取决于功率电平，峰值放大器的电流电平总比载波放大器的电流电平低是有问题的。

图1示出了根据每个偏压电平的电流分量的幅值，即，导通角(conduction angle)。如图1所示，在低电平偏压的峰值放大器的基波电流分量振幅比载波放大器的振幅低。偏压点是AB类的载波放大器具有从π到2π的导通角，因此，在最大输入功率具有从0.5到0.536的基波电流分量的振幅范围。同时，在C类运行的峰值放大器具有从0到π的导通角，并且因此，具有从0到0.5的基波电流分量的振幅范围。因此，峰值放大器的基波电流分量没有达到载波放大器的基波电流分量。结果，发生了负载调制(电流源前端的负载阻抗随着从电流源产生的电流幅值而变化的现象)，并且进一步在多赫尔蒂运行中引起了严重的问题。

此外，如将在下文描述的图9A所示，由于峰值放大器较低的偏压级，仅当其驱动电压等于获高于一定电平的时候才检测峰值放大器的基波电流分量。

因此，如果载波放大器以最大输入功率驱动，峰值放大器的基波电流分量电平就低于载波放大器的基波电流分量电平，并且此外，峰值放大器没有以所需的最大输入功率驱动，从而产生了非常低的基波电流。结果，多赫尔蒂放大器不能产生期望的最大输出功率。

为了克服上述问题，已经公开了这样的研究成果，其关于在最大输出功率方面有显著改进的典型多赫尔蒂放大器，同时通过使用包络跟踪(envelope tracking)设备或输入功率跟踪设备保持其高效。此外，进行了在微波带宽真正实现多赫尔蒂放大器的各种研究，并且它们中的一个如图2所示。

图2所示的多赫尔蒂放大器包括并联的载波放大器204和峰值放大器206；用于给载波放大器204和峰值放大器206提供相同功率的功率分配器200；用于在载波放大器204和峰值放大器206之间使得相位同步的传输线202；通过当峰值放大器206不运行的时候增加阻抗输出以产生适当负荷调制的偏移线(offset line)208；以及用于执行多赫尔蒂运行的四分之一波传输线210。

如图2所示的多赫尔蒂放大器以这样一种方式实现，其中载波放大器和峰值放大器具有相同的输入/输出匹配电路并产生相同的输出，从而通过每个多赫尔蒂放大器产生最大输出。此外，通过继续提供输出匹配电路，以及，依次提供在载波放大器和峰值放大器中晶体管输出端的偏移线208，就能使得无阻抗部分(imaginary part)和真实部分匹配，从而实现了多赫尔蒂运行同时达到最大输出功率。(参见2002年12月的Microwave Journal，卷44，No.12，第20-36页的Y.Yang等人的“运用新负荷匹配技术实现微波多赫尔蒂放大器线性和效率的最佳设计(Optimum design for linearity and efficiency of microwaveDoherty Amplifier using a new load matching technique)”)

此外，图3提供了N-通道多赫尔蒂放大器，其具有实现效率和线性的最佳设计同时改进了常规的多赫尔蒂放大器。(参见2003年3月的IEEE论文微波理论和技术，卷51，No.3，第986-993页的Y.Yang等人的“完全匹配的、具有优化线性的N通道多赫尔蒂放大器(A fullymatched N-way Doherty Amplifier with optimized linearity)”)

不像图2所示的结构，图3中的N-通道多赫尔蒂放大器以单个载波放大器302和(N-1)个峰值放大器304来执行多赫尔蒂操作。此外，N-通道多赫尔蒂分解器300用于将相同输入输送到单个载波放大器302和峰值放大器304中。

图4表示用于从与通常多赫尔蒂放大器对比低的多的功率电平逐渐得到高效率的N-级多赫尔蒂放大器(参见2003年10月的EuMCDigest 2003，卷3，第1337-1340页的N.Srirattana等人的“用于WCDMA的高效多级多赫尔蒂放大器的分析和设计(Analysis anddesign of a high efficiency multistage Doherty amplifier forWCDMA)”)。如图4所示的多赫尔蒂放大器具有N-通道功率分配器400，用于通过将相同输入输送到单个载波放大器402和(N-1)个峰值放大器404中来执行多赫尔蒂操作。

下文是多赫尔蒂放大器的简要说明。首先，打开载波放大器402，然后，将第一峰值放大器PA₁打开，以执行多赫尔蒂操作。其后，载波放大器402和第一峰值放大器PA₁充当载波放大器同时第二峰值放大器PA₂充当峰值放大器，从而一起执行多赫尔蒂操作。执行这样的操作一直到最后一个峰值放大器PA_N-1。如上所述，随着逐渐和连续地执行多赫尔蒂操作，能够从非常低的功率电平得到最大效率。此外，通过中间功率电平反复得到最大的效率也是有可能的，从而能通过全功率电平得到高效率。

同时，为了解决当通过使用固态器件实现多赫尔蒂放大器时由于低偏压使得多赫尔蒂不能产生最大功率输出的问题，已经提出了一种使用包络跟踪器件的多赫尔蒂放大器(参见2003年9月的IEEEMicrowave and Wireless Components Letters，卷13，N0.9的Y.Yang等人的“使用包络跟踪技术用于实现高效和线性的微波多赫尔蒂放大器(A Microwave Doherty Amplifier Employing Envelope TrackingTechnique for High Efficiency and Linearity)”，以及参见2003年6月的IEEE MTT-S Int.Microwave Sympo.卷1，第81-84页的J.Cha等人的“具有负荷-调制综合配置高效和线性的自适应偏压控制功率放大器(An Adaptive Bias Controlled Power Amplifier with a Load-modulatedCombining Scheme for High Efficiency and Linearity)”)。

然而，即使在已提出的多赫尔蒂放大器中，为了得到改进的线性和最大输出，仍然需要用于控制峰值功率放大器和载波功率放大器功率电平的附加器件。

发明内容

因此本发明的目的是提供一种使用非对称功率驱动的多赫尔蒂放大器，从而得到最佳线性同时保持高效率。

本发明的另一个目的是提供一种使用多赫尔蒂放大器的功率放大装置。

根据本发明的一方面，提供一种功率放大装置，其包括：并联连接的载波放大器和峰值放大器；以及使用不对称功率驱动来驱动载波放大器和峰值放大器的不对称功率驱动装置。

根据本发明的另一方面，提供一种功率放大装置，其包括：具有N个并联连接的放大器的多赫尔蒂放大器，其中该N个放大器包括单个载波放大器和(N-1)个峰值放大器；使用不对称功率驱动来驱动N个放大器的不对称功率驱动装置；连接到多赫尔蒂放大器输出端的多赫尔蒂网络，用于控制放大装置的负荷阻抗以得到多赫尔蒂放大器的负荷调制。

根据本发明的又一方面，提供一种多赫尔蒂功率放大器，其包括：并联连接的载波放大器和一个或多个峰值放大器，每一个具有输入和输出匹配电路，其中以为了适当功率匹配而减小载波放大器和峰值放大器的负荷阻抗的方式，使得载波放大器和峰值放大器中的输入和输出匹配电路制成彼此有差别。

附图简述

结合附图参考下面优选实施例的描述，本发明的上述和其他目的和特征将变得显而易见，其中：

图1示出了对比传统多赫尔蒂放大器中载波放大器和峰值放大器之间基波电流分量的图表；

图2示出了传统多赫尔蒂放大器的方框图；

图3示出了使用对称功率驱动器的传统N通道多赫尔蒂功率放大装置的方框图；

图4示出了使用对称功率驱动器的传统N级多赫尔蒂功率放大装置的方框图；

图5提供了根据本发明的优选实施例的使用不对称功率驱动的N通道(N＝2)功率放大装置的示例性方框图；

图6表示根据本发明的另一优选实施例的使用不对称功率驱动的N通道(其中N是大于或等于2的正整数)功率放大装置的方框图；

图7表示根据本发明的又一优选实施例的使用不对称功率驱动的N级(其中N是大于或等于2的正整数)功率放大装置的方框图；

图8所示的图用于解释根据本发明的多赫尔蒂功率放大器运行的主要部分；

图9A所示的图表用于对比图3中的传统多赫尔蒂功率放大装置和图6中新型功率放大装置之间对于输入功率电平的基波电流分量；

图9B的图表示出了对于输入功率电平的阻抗分布，以解释在图6中所示功率放大装置中出现的负荷调制；

图10A的图表以负荷线的形式示出图9B的负荷阻抗；

图10B表示说明负荷线的图表，其通过变换匹配电路从而得到图9B的负荷阻抗的变化而实现，以从根据本发明的功率放大装置得到最大输出；

图11A是IM3电平和平均输出之间的双调(two tone)模拟图；

图11B是IM3相位和平均输出之间的双调模拟图；

图12提供了图5和6所示的不对称功率驱动器的详细方框图；

图13A示出了在根据本发明的功率放大装置中使用的金属氧化物半导体(MOS)器件；

图13B示出了在根据本发明的功率放大装置中使用的基极结型晶体管(BJT)器件；

图14描述了根据本发明的具有偏压控制器的功率放大装置的框图；

图15A描述了根据本发明所述的功率放大装置的相邻信道泄漏比(ACLR)和平均输出功率之间的关联图；

图15B示出了根据本发明所述的功率放大装置的漏极效率和平均输出功率之间的关联图；

图16A是最佳匹配电路中的ACLR和平均输出功率之间的关联图；以及

图16B示出了最佳匹配电路中的漏极效率和平均输出功率之间的关联图。

发明详述

本发明的优选实施例将参考附图在下文进行描述。

图5提供了根据本发明的优选实施例的使用不对称功率驱动的N通道(在N＝2的情况下)功率放大装置的方框图。如图5所示的功率放大装置包括不对称功率驱动器500、传输线502、并联的载波放大器504和峰值放大器506、偏移线508、第一四分之一波传输线510和第二四分之一波传输线512。

载波放大器504和峰值放大器506一起形成了多赫尔蒂放大器。载波放大器504和峰值放大器506各自都具有相同的输入和输出匹配电路。

不对称功率驱动器500对于载波放大器504和峰值放大器506执行不对称功率驱动。优选地，供给峰值放大器506的功率比给载波放大器504的多。在这里，功率容量以“gm”来测量并且其单位是I/V。此外，功率容量也表示器件尺寸。

用不对称的功率驱动器500，提供不对称功率给载波放大器504和峰值放大器506，而不像常规方式一样提供对称功率给载波放大器504和峰值放大器506。不对称功率驱动器500将参考附图12进行详细描述。

传输线502用于同步在载波放大器504和峰值放大器506之间的相位。更具体的，传输线502使得载波放大器504和峰值放大器506的每一个具有相同的输入/输出匹配电路，从而每一个放大器都能以相同的特性阻抗输出，例如，50Ohm，因此能够从多赫尔蒂放大器产生最大的输出。

或者，根据本发明的功率放大装置也能够以这样一种方式实现，其中通过在载波放大器504和峰值放大器506中形成不同的输入和输出匹配电路从而从多赫尔蒂放大器得到最大的输出。为了实现这些，载波放大器和峰值放大器的负荷阻抗必须适当地减小以为了更好的线性和适当的功率匹配。尤其，因为峰值放大器的偏压点低于载波放大器的偏压点，所以峰值放大器的负荷阻抗必须比载波放大器的负荷阻抗减小的更多，如图10B所示，从而得到更好的线性和更合适的功率匹配。

当峰值放大器506不运行的时候，偏移线508通过增加阻抗输出而使得产生适当的负荷调制。

第一四分之一波传输线510起到阻抗变换器的作用，从而实现多赫尔蒂操作。例如，第一四分之一波传输线510倒置(reverse)输出为2R₀，其中R₀表示负荷阻抗。第二四分之一波传输线512将负荷阻抗从50Ohm改变到25Ohm。在这种情况下，因为功率放大装置是通过将单个载波放大器504和(N-1)个峰值放大器506并联而形成的，因此相对于50Ohm的特性阻抗，其负荷阻抗可以被制成具有R₀/N。例如，图5示出了2通道功率放大装置(即，N＝2)，因此，将提供第二四分之一波传输线512用于将负荷阻抗从50Ohm改变到25Ohm，其中第二四分之一波传输线512的特性阻抗能表示为

\sqrt{(50 \times 25)} ohm .

如上所述，图5所示的功率放大器是通过使用不对称功率驱动器500来实现的，并且具有输入/输出匹配载波放大器和峰值放大器504和506的并联连接结构。在这种情况下，两个放大器504和506的输出端通过多赫尔蒂网络实现，该网络包含偏移线508和具有第一和第二四分之一波传输线510和512的四分之一波变换器(λ/4线)。

图6图示根据本发明另一优选实施例的N通道(这里N是大于或等于2的整数)功率放大装置。N通道功率放大装置包括N通道不对称功率驱动器600、传输线模块602、多赫尔蒂放大器604、偏移线606和第一以及第二四分之一波传输线608和610。

多赫尔蒂放大器604由包括单个载波放大器CA的放大器和(N-1)个峰值放大器PA₁至PA_(N-1)的N个放大器组成，其中每个放大器其中具有输入和输出匹配电路。

N通道不对称功率驱动器600在载波放大器CA和(N-1)个峰值放大器PA₁至PA_(N-1)上分别执行不对称功率驱动。根据本发明，每一个施加到(N-1)个峰值放大器上的功率等于施加到载波放大器上的功率或比其大于一个特定值。在这方面，N通道不对称功率驱动器600能够使得该(N-1)个峰值放大器以不对称功率驱动或对称功率驱动。也就是说，相同的功率或单独的功率能施加到每个峰值放大器上。

或者，也可以允许N通道不对称功率驱动器600分别提供不同的输入比率给峰值放大器中的输入匹配电路。

此外，为了执行不对称功率驱动，还可以使得载波放大器和(N-1)个峰值放大器中的输入/输出匹配电路相同。或者，载波放大器和(N-1)个峰值放大器可以具有彼此不同的输入输出匹配电路，其中(N-1)个峰值放大器中的输入和输出匹配电路都具有相同或不同的结构。

图7描述了根据本发明又一优选实施例的N级(其中N是大于或等于2的正整数)功率放大装置。N级功率放大装置包括N级不对称功率驱动器700、传输线702、多赫尔蒂放大器704、偏移线706、N个第一四分之一波传输线708和第二四分之一波传输线708和710。如图6所示，多赫尔蒂放大器704由包括单个载波放大器CA和(N-1)个峰值放大器PA₁至PA_(N-1)的N个放大器组成，其中每一个载波放大器和峰值放大器其中都具有输入和输出匹配电路。

除了第一四分之一波传输线708具有串联连接之外，图7描述的实施例与图6所示的基本相同。多赫尔蒂放大器以同图4所示的功率放大器相似的形式逐渐执行多赫尔蒂操作。就是说，载波放大器CA开启然后第一峰值放大器PA₁开启，从而执行多赫尔蒂操作。接着，载波放大器CA和第一峰值放大器PA₁一起起到载波放大器的作用，并且此外，第二峰值放大器PA₂起到峰值放大器的作用，从而执行了多赫尔蒂操作。以这样的结构，能够从更低的功率电平得到最大的效率，此外，也可能在中间电平得到最大效率，从而在整个功率范围能够得到高效率。

N级不对称功率驱动器700在载波放大器CA和峰值放大器PA₁至PA_(N-1)上执行对称功率驱动。更具体的说，施加到(N-1)个峰值放大器上的功率比施加到载波放大器上的功率大一个特殊值。

或者，也可以允许N通道不对称功率驱动器700提供具有不同的输入比率的不对称功率给峰值放大器中的输入/输出匹配电路。此外，载波放大器和(N-1)个峰值放大器可以具有相同的输入/输出匹配电路。或者，载波放大器和每一峰值放大器能够具有彼此不同的输入/输出匹配电路，其中峰值放大器中的输入/输出匹配电路能够是相同或不同的。

同时，如图1所示，输入/输出匹配载波放大器和峰值放大器各自具有偏压为AB类和C类的偏压点，并且因此，他们表现出在基波电流分量上的差异。此时，以C类偏压的峰值放大器具有比载波放大器小的增益。因此，载波放大器达到它的最大基波电流电平的时候，峰值放大器没有达到它的最大基波电流电平。该比率由σ表示为：

σ = \frac{I_{I, C}}{I_{I, P} \cdot (1 - K)}

等式.1

其中I_1，C和I_1，P分别表示载波放大器和峰值放大器的基波电流分量；K表示峰值放大器开始导电的电压部分；以及I_1，P(1-K)表示峰值放大器在用于载波放大器的最大输入驱动的基波电流电平。

图8表示根据本发明的使用不对称功率驱动的功率放大装置的概念图。

如图8所示，载波放大器和峰值放大器分别表示为电流源I_C和I_P，其中载波放大器、峰值放大器和多赫尔蒂放大器的负荷阻抗分别表示为Z_C、Z_P和Z_L。

首先，在低功率区域(0＜V_in＜K·V_in，max)，峰值放大器关闭，其导致了电流源I_P的开启状态。因此，载波放大器取决于四分之一波传输线(＝λ/4线)和多赫尔蒂放大器的阻抗Z_L而运行。

此外，在高功率区域(K·V_in，max＜V_in＜V_in，max)，载波放大器和峰值放大器均运行，因此放大器的负荷阻抗由电流源的各个函数确定，其如下面的等式2限定。

Z_{C} = \{\begin{matrix} \frac{Z_{T}^{2}}{Z_{L}}, 0 < v_{i} < K \cdot V_{in, \max} \\ \frac{Z_{T}^{2}}{Z_{L} \cdot (1 + I_{P} / I_{C})}, K \cdot V_{in, msx} < v_{in} < V_{in, \max} \end{matrix}

Z_{P} = \{\begin{matrix} \infty, 0 < v_{in} < K \cdot V_{in, \max} \\ Z_{L} (1 + \frac{I_{C}}{I_{P}}), K \cdot V_{in, \max} < V_{in} < v_{in, \max} \end{matrix}

等式.2

图9A表示的图用于对比根据传统多赫尔蒂放大器和新型功率放大装置之间输入电压电平的基波电流分量。分别通过功率驱动得到的用于载波放大器和峰值放大器的电流分量能用下面的等式3表示(这里，对称的功率驱动放大器表示为“均匀”，其中不对称的功率驱动放大器表示为“不均匀”)。

I_{P, even} = \{\begin{matrix} I_{1, P} = 0 & 0 < v_{in} < K \cdot V_{in, \max} \\ \frac{I_{1, P}}{V_{in, \max}} v_{in} - K \cdot I_{1, P}, & K \cdot V_{in, \max} < v_{in} < V_{in, \max} \end{matrix}

I_{P, uneven} = \{\begin{matrix} {σI}_{1, P} = 0, & 0 < v_{in} < K \cdot V_{in, \max} \\ \frac{{σI}_{1, P}}{V_{in, \max}} v_{in} - K \cdot {σI}_{1, P}, & K \cdot V_{in, \max} < v_{in} < V_{in, \max} \end{matrix}

等式.3

其中K·V_in，jmax表示输入电压电平，其中C类的峰值放大器在低偏压处触发。

如图9A所示，由于输入功率增加，因此在电流源的基波电流分量增加。此时，如果输入功率同等地施加给载波放大器和峰值放大器，载波放大器的基波电流分量达到最大电平，同时由于载波放大器和峰值放大器之间的偏压差别，使得峰值放大器基波电流分量没有达到最大电平。因此，如同在“均匀”模式(即，对称功率驱动)中所示，这里出现了在基波电流分量中的偏差。

为了克服该问题，本发明使用一种“不均匀”模式(即，不对称功率驱动)，从而依靠最大输入功率来使得载波放大器和峰值放大器的基波电流分量相等。图9B示出了根据图9A的基波电流分量的负荷阻抗和输入功率电平之间的联系的图。

如图9B所示，在其中只有载波放大器运行的低功率电平中，在不对称功率驱动和对称功率驱动下的负荷阻抗是相同的，即，100Ohm。换句话说，在低功率电平，只有载波放大器在负荷阻抗100Ohm的情况下运行，其是50Ohm的2倍。因此，功率放大装置被广泛地应用从而使得能够在其最大功率的1/4相应点能够得到最大效率，这是可以通过负荷阻抗知道的。然而，在高的功率电平，当峰值放大器正好开始运行，负荷阻抗开始减小。

在使用对称功率驱动的传统放大器中，不能适当地出现负荷调制，并且因此，载波放大器和峰值放大器在产生最大输出的点具有远大于50Ohm的阻抗。换句话说，如图9B所示，在高功率范围，只有当负荷阻抗从无穷大峰值阻抗变化到50Ohm时，才能得到最大多赫尔蒂放大器输出。然而，在“对称”模式不会执行这样的操作。另一方面，在使用根据本发明的不对称功率驱动的放大器中，在达到最大输出的点，载波放大器和峰值放大器具有50Ohm的阻抗。并且，同样，在整个高功率区域，与使用对称功率驱动的放大器的情况相比较，在低阻抗出现负荷调制。因此，根据本发明的使用不对称功率驱动的功率放大器具高有线性同时保持了高效率，并且进一步产生了所希望的最大功率输出，从而提高了固态器件的整体用途。

图10A以负荷线的形式示出了图9B的负荷阻抗的变化。

图10A的左图示出了对称功率驱动和不对称功率驱动的负荷线，该负荷线是在峰值放大器在低功率电平刚开启的时候得到的。负荷线基本和图9B所示的相同。也就是说，在低功率电平，在“不对称”和“对称”模式的负荷阻抗变为两倍，其如图10A左图的负荷线所示。

图10A的右图示出了在达到最大功率点的对称和不对称功率驱动的负荷线。如图9B所示，在对称功率驱动的情况下，由于大阻抗不能得到最大输出。然而，在线性方面，与对称功率驱动的情况相比，形成了很低的负荷线。换句话说，在“对称”多赫尔蒂放大器中，即，在由于不适当的负荷调制而具有相对大的阻抗的传统的多赫尔蒂放大器中，具有大阻抗的负荷线阻止产生最大输出，这意味着，在根据本发明的“不对称”多赫尔蒂放大器中，可以得到最大输出。

图10B表示的图示出了通过改变图9B负荷阻抗而得到的负荷线，从而产生根据本发明的功率放大装置的最大输出。

为了通过在使用对称功率驱动的多赫尔蒂放大器中通过不适当的负荷调制而对于大阻抗产生最大功率并进一步增强线性，就应该改变匹配电路从而得到不对称功率驱动中的负荷线。如图10B所示，如果通过减小大阻抗而增加负荷线的倾斜度，将得到最佳的负荷线。因此，可以使用对称功率驱动来增强多赫尔蒂放大器的线性，并且进一步，得到最大功率。

图11A示出在内调制三(IM3)电平和平均输出之间的双调模拟图，其中使用根据本发明的不对称功率驱动的功率放大装置实现最佳线性的原因是通过使用双调模拟分析的。

为了参考，IM3表示一未知的信号和两个或更多的穿过非线性系统或非线性电路的频率混合在一起并随后一起调制。此外，IMD表示由这样的内调制产生的失真。尤其，在IM3分量的情况下，即，双调频率f1和f2，尽管输出了具有各种混合分量的信号，例如2*f1、3*f2等等的多重谐波能够通过滤波器移除。然而，因为与例如2*f1-f2、2*f2-f1的f1和f2信号重叠的第三级谐波频率甚至不能被滤波器移除，所以它们表示线性指标。

此外，双调模拟表示使用在测量设备、测试、谐波平衡等等中的两个频率分量而执行的分析或测量。在测量IMD和IM3的情况下，在中间频率周围引入具有偏移频率(双调间距)的双调信号，从而因此分析了两信号之间的IMD，即，放大器的线性。

如图11A所示，如果不对称功率驱动关于IM3减少，换句话说，如果1：x中的x(即峰值功率的比率)增加，载波放大器和峰值放大器中IM3电平的分布在一区域中同时变得更宽。在另一方面，如果通过减小输出功率使得相位逐变为相反(opposite)，则IM3电平的分布就变得更窄。

这就是说，本发明提出的具有最佳线性的功率放大装置通过使用用于补偿载波放大器和峰值放大器的IM3电平的方法而得到高线性。在这种情况下，每一个放大器的IM3电平比AB类功率放大器的IM3电平低。此外，随着电平变低，IM3电平进一步偏移，从而明显提高了线性。因此，载波放大器和峰值放大器应该被设计成具有最佳线性。尤其，在低功率电平，峰值放大器关闭，并且进一步，只有载波放大器运行。因此，优选将载波放大器设计为以线性地运行。图11A和图11B所示的匹配变量(MV)在不对称功率驱动的载波放大器和峰值放大器之间进行对比，上述放大器设计成使用前述概念更加线性地运行。

图11B表示IM3相位和平均功率之间的双调模拟图，其中通过使用如图11A所示的双调模拟分析使用不对称功率驱动的功率放大装置实现最佳线性的原因。

如图示，当由于放大器的输出功率和IM3电平的增加相同而使得载波放大器和峰值放大器之间的相位差变成180度时，就产生偏移效应。在功率放大器使用不对称功率驱动的情况下，对应于180度相位差的区域分布的更广。也就是说，在高功率电平的情况下，优选以载波放大器和峰值放大器的IM3电平相同且其相位差变成180度的方式设计放大器，由此有效执行放大器补偿。总之，参考图11B，随着不对称功率驱动的增加，载波放大器的IM3相位从低平均输出点朝着向下(负值)方向增加。相反，峰值放大器的IM3相位朝着向上(正值)方向增加，这就扩大了相位差为180度的对应区域。此外，如果改变匹配电路以得到最佳阻抗，相位不会明显改变，然而IM3电平如图11A所示减小。此外，随着不对称功率驱动的增加，在高平均输出区域的IM3电平减小。因此，当IM3电平为低和相同、并且相位是彼此相对的时候，载波放大器和峰值放大器能线性地设计成具有合适的负荷调制，从而达到最佳线性。

图12描述了图5所示的不对称功率驱动器500的例子。尽管没有详细地描述和示出，但是可以理解图5所示的不对称功率驱动器同样地用于根据本发明的功率放大装置的所有优选实施例。

不对称功率驱动器500包括3dB混合耦合器(hybrid coupler)1202和衰减器1204。3dB混合耦合器1202用于对称功率驱动并用于将输入功率连接到载波放大器504和峰值放大器506上。衰减器1204被连接到3dB混合耦合器1202和载波放大器504之间以衰减对于载波放大器504的功率的幅值，从而相对于载波放大器504的功率增加对于峰值放大器506的功率。

或者，3dB混合耦合器可以用威尔金森(Wilkinson)分配器代替，进一步，代替前述的衰减器1204，放大器可以连接到峰值放大器504的输入匹配电路，因此能够增加峰值放大器504的功率驱动。

已经描述了在该实施例中的衰减器或放大器连接到载波放大器或峰值放大器的输入匹配电路，然而，对于在功率驱动中的相对差异而可以改变的衰减器或者放大器的连接，并不受前述连接的限制。

此外，根据本发明的不对称功率驱动能够使用通过利用具有可选连接比的耦合器以使施加给峰值放大器的输入功率比施加给载波放大器的输入功率大4dB的一种方法，上述耦合器例如，如从美国Anaren，Inc.获得的1A1305-5的5dB耦合器。

图13A和13B描述了根据本发明载波放大器和峰值放大器的实例。

如图13A所示，载波放大器和峰值放大器的每一个都包括金属氧化物半导体(MOS)FET器件，其具有用于施加栅偏压的栅极端G和载波/峰值放大器中的输入匹配电路、用于施加漏偏压的漏极端D与载波/峰值放大器中的输出匹配电路、以及接地的源极端S。

如图13B所示，载波和峰值放大器中的每个包括基极结型晶体管(BJT)设备，其包括用于施加基极偏压的基极端B与载波/峰值放大器中的输入匹配电路、用于施加集电极偏压的集极端C与载波/峰值放大器中的输出匹配电路、以及接地的射极端E。

图14描述了图5所示的设有偏压控制器的功率放大装置的典型方框图。

该功率放大器装置包括耦合器1400、功率探测器1402、偏压控制器1406、不对称功率分配器500、传输线502、载波放大器504、峰值放大器506、偏移线508、第一四分之一波传输线510和第二四分之一波传输线512。

载波放大器504设有参考图13A所描述的MOS FET1410、输入匹配电路1412和输出匹配电路1414，其中输入和输出匹配电路1412和1414通过MOS FET 1410连接。具体的说，器件1410的栅极端G和漏极端D分别连接到输入和输出匹配电路1412和1414。

类似的，峰值放大器506设有MOS FET 1420、输入匹配电路1422和输出匹配电路1424，其中输入和输出匹配电路1422和1424通过MOS FET 1420连接。更具体的说，器件1420的栅极端G和漏极端D分别连接到输入和输出匹配电路1422和1424。

偏压控制器1406分别连接到载波放大器和峰值放大器504和506。偏压控制器1406控制载波放大器和峰值放大器504和506的偏压，从而使功率放大装置的线性和效率最优化。更具体的说，偏压控制器1406分别施加栅偏压给MOS FET 1410和1420的栅极端G，并进一步分别有选择性地施加漏偏压给MOS FET 1410和1420的漏极端D，从而控制栅偏压和漏偏压。

剩余部分与图5所描述的相同，因此为了简单的原因将它们的描述省略。

在这种情况下，该实施例既可以使用图13B中所描述的BJT器件又可以使用图13A中所描述的MOS FET器件。它们的连接关系和操作对于本领域的技术人员来说是显而易见的，因此省略详细描述。

在下文中，具有上述不对称功率驱动器的功率放大装置的效率和线性将参考图15A和15B进行考虑。

图15A示出了在图12所示结构上执行的实验结果的图，从而关于平均输出功率研究相邻信道泄漏比(ACLR)，即，使用从美国摩托罗拉公司得到的MRF281器件测量的线性。ACLR表示具有例如CDMA的频谱的信号使用在其自身信道和相邻信道之间的频谱上的标记到标记(marker-to-marker)进行对比，所述相邻信道以任意的偏移远离频率领域。换句话说，ACLR表示通过从另一信道减去其自身信道的标记得到的值。通过放大器非线性特性产生邻近信道的频谱。并且同样，ACLR被用于代表放大器线性的指数。

如图15A所示，随着不均匀率的增加，改善了线性。这证明了最大输出的增加，并且此外，关于效率的性能得到了改善。

图15B示出了关于平均输出功率执行的漏极效率试验的结果的图。如图所示，不对称功率驱动能够得到高效率。

基于这种结果，使用不对称功率驱动的功率放大装置可以实现较高线性并保持高效率。

图16A和16B所示的图示出了通过使用不对称功率驱动得到的实验结果，其中匹配变量(MV)效率和线性改善的程度也通过在对称功率驱动过程中通过优化匹配电路来检验。

首先，图16A表示关于平均输出功率的ACLR特性。当使用对称功率驱动并且最优化匹配电路时，与AB类放大器相比显著提高了ACLR。此外，在使用匹配电路和不对称功率驱动的情况下，在高功率电平中进一步提高了线性。

图16B示出了关于平均输出的漏极效率。在使用了匹配电路和不对称功率驱动的情况中，将得到较高效率。

结果，在使用传统对称功率驱动的情况下；载波放大器和峰值放大器的负荷显著增长，从而阻止了最优化性能的实现。同时，在使用根据本发明的不对称功率驱动的情况下，则可以得到最优化的线性和高性能。

本发明解决了出现在传统微波多赫尔蒂放大器中的问题，因此得到了高效率和最优化的线性，其中在传统微波多赫尔蒂放大器中出现了不适当的负荷调制并且不能产生最大输出。如果在现有的移动通信网络或CDMA基站/手机中使用本发明，将实现高效和线性，从而提高了价格竞争性和可靠性。尤其，通过使用用于不对称功率驱动的不对称功率驱动器或耦合器，就使得本发明能以低成本简单地实现。

虽然本发明是对优选实施而示出和描述的，但在不偏离如下面权利要求所述的本发明的精神和范围的情况下，作出各种改变和修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的。

Claims

1、一种多赫尔蒂放大器，包括：

并联的载波放大器和峰值放大器；以及

使用不对称功率驱动的、用于驱动该载波放大器和该峰值放大器的不对称功率驱动装置。

2、如权利要求1的多赫尔蒂放大器，其中所述不对称功率驱动装置供给该峰值放大器的功率比供给该载波放大器的功率大。

3、如权利要求1的多赫尔蒂放大器，其中所述不对称功率驱动装置将同样的功率供给该载波放大器和该峰值放大器，并且其中该载波放大器的器件尺寸与该峰值放大器的器件尺寸不同。

4、如权利要求1的多赫尔蒂放大器，其中所述不对称功率驱动装置包括具有可选耦合比的耦合器。

5、如权利要求1的多赫尔蒂放大器，其中所述不对称功率驱动装置包括：

用于将输入功率分配给该载波放大器和该峰值放大器的功率分配器；和

衰减器，其插入在该功率分配器和该载波放大器之间，用于衰减给该载波放大器的功率的幅值。

6、如权利要求1的多赫尔蒂放大器，其中所述的不对称功率驱动装置包括：

功率分配器，用于将输入功率分配给该载波放大器和该峰值放大器；以及

放大器，其插入在该功率分配器和该峰值放大器之间，用于放大分配给该峰值放大器的功率幅值。

7、一种功率放大装置，包括：

具有N个并联的放大器的多赫尔蒂放大器，其中该N个放大器包括单个载波放大器和(N-1)个峰值放大器；

使用不对称功率驱动来驱动所述N个放大器的不对称功率驱动装置；以及

连接到该多赫尔蒂放大器输出端的多赫尔蒂网络，用于控制所述放大装置的负荷阻抗。

8、如权利要求7的功率放大装置，其中所述不对称功率驱动装置供给所述(N-1)个峰值放大器的功率比供给所述载波放大器的功率更大。

9、如权利要求8的功率放大装置，其中给所述(N-1)个峰值放大器的功率的幅值彼此相等。

10、如权利要求8的功率放大装置，其中给所述(N-1)个峰值放大器的功率的幅值彼此不同。

11、如权利要求7的功率放大装置，其中所述不对称功率驱动装置供给该载波放大器和该峰值放大器相等的功率，且其中该载波放大器的器件尺寸与该峰值放大器的器件尺寸不同。

12、如权利要求7的功率放大装置，其中所述不对称功率驱动装置包括：

用于将输入功率分成N路的功率分配器；以及

13、如权利要求7的功率放大装置，其中所述不对称功率驱动装置包括：

用于将输入功率分配给该载波放大器和该峰值放大器的可选耦合器；和

放大器，其插入在该可选耦合器和该峰值放大器之间，用于放大分配给该峰值放大器的功率幅值。

14、如权利要求7的功率放大装置，其中所述多赫尔蒂网络包括：

N个偏移线，分别连接到该载波放大器和(N-1)个该峰值放大器，用于当(N-1)个该峰值放大器不运行时，控制负荷阻抗；

第一四分之一波传输线，连接到与该载波放大器连接的偏移线的输出端，用于将该载波放大器的输出阻抗变为1/4波长；以及

第二四分之一波传输线，连接到与(N-1)个该峰值放大器连接的偏移线的输出端，用于通过该偏移线将阻抗变为1/4波长，以确定所述多赫尔蒂放大器的负荷阻抗。

15、如权利要求7所述的功率放大装置，其中所述多赫尔蒂网络包括：

N个偏移线，分别连接到该载波放大器和该峰值放大器，用于当该峰值放大器不运行时，控制该负荷阻抗；

以串联形式的N个第一四分之一波传输线，每一个都连接到其相应偏移线的输出端，用于将通过该偏移线设置的该载波放大器的输出阻抗变为1/4波长；以及

第二四分之一波传输线，连接到该第一四分之一波传输线的输出端，将通过运行中偏移线设置的输出阻抗变为1/4波长，以确定所述功率放大装置的负荷阻抗。

16、如权利要求7的功率放大装置，其中每一个所述载波放大器和所述峰值放大器包括：

输入匹配电路；

输出匹配电路；以及

连接在该输入匹配电路和该输出匹配电路之间的MOS FET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。

17、如权利要求7的功率放大装置，其中每一个所述载波放大器和所述峰值放大器包括：

输入匹配电路；

输出匹配电路；以及

插入在该输入匹配电路和该输出匹配电路之间的BJT(二元结型晶体管)。

18、如权利要求16的功率放大装置，其中所述功率放大装置还包括用于给该MOS FET施加栅极偏压和漏极偏压的偏压控制器。

19、如权利要求17的功率放大装置，其中所述功率放大装置还包括用于给该BJT施加基极偏压和集极偏压的偏压控制器。

20、一种功率放大装置，包括：

并联的载波放大器和一个或多个峰值放大器，每一个具有输入匹配电路和输出匹配电路，其中该载波放大器和该峰值放大器中的输入匹配电路和输出匹配电路以这样一种方式制成彼此不同，即，使得该载波放大器和该峰值放大器的负荷阻抗减小以得到适当的功率匹配；以及

使用不对称功率驱动或对称功率驱动的用于驱动该载波放大器和该峰值放大器的装置。

21、如权利要求20的功率放大器，其中该载波放大器和该峰值放大器的负荷阻抗比该载波放大器和该峰值放大器的输入阻抗小。