CN103633944A - 一种用于操作功率放大器和负载调制网络的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于操作功率放大器的系统和方法，其包括如下步骤：确定由功率放大器的第一放大器组件所产生的第一阻抗，确定由功率放大器的第二放大器组件所产生的第二阻抗，并且，通过应用第一和第二放大器组件所输送的最大电流比，调整第一阻抗或第二阻抗到最优的阻抗条件。

Description

一种用于操作功率放大器和负载调制网络的系统和方法

技术领域

本发明涉及一种用于操作功率放大器的系统和方法，特别是，尽管不是唯一地，涉及负载调制网络及其用于多尔蒂（Doherty）功率放大器的用途。

背景技术

在现代无线通讯中，普遍需要使用功率放大器来放大无线通信所需要的信号。随着电信访问量和普及度的日益增长，针对放大器质量和效率的需要也在飞速增长。

目前，普遍用于例如CDMA-2000、WCDMA和LTE等无线通信的复杂调制信号通常具有高峰均功率比（PAPR）的特性。该高峰功率比又需要先进的放大器结构来有效地放大信号。

这是因为为了更好地适应这些类型的调制信号，功率放大器必须是非常线性的，以防止带内失真和带外泄露。通常来说，实现这一点的一种选择是在远离放大器饱和点的大回退区操作该放大器。但是，这会不可避免地导致低效率和高功耗的问题。因此，我们需要一种更好的放大器结构来提升效率，并且不以过度牺牲其线性度作为代价。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了用于功率放大器的负载调制网络（LMN）的设计方法，其中，该负载调制网络配置成与功率放大器的多个放大模块的各自电流比所对应的传输线特性阻抗进行相关的优化和操作。

通过考虑两个子放大器之间的电流比，LMN的特性阻抗可以达成用于克服传统设计中存在的不完善性的负载调制。因此，通过这一点可以大大提高放大器的效率和输出功率。本发明不仅提供了全面而深入的理论分析以描述其基本原理和设计程序，而且提供了大量的模拟和实验测量结果以验证其可行性。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于操作功率放大器的方法，其包括以下步骤：

确定功率放大器的第一放大器组件产生的第一阻抗；

确定功率放大器的第二放大器组件产生的第二阻抗；和

通过引入第一放大器组件所输送的最大电流和第二放大器组件所输送的最大电流的电流比，优化调整第一阻抗或第二阻抗到最优的阻抗条件。

在第一方面的实施例中，最优的阻抗条件是用于第一放大器组件的高功率工作区域。

在第一方面的实施例中，最优的阻抗条件是用于第二放大器组件的高功率工作区域。

在第一方面的实施例中，当第一阻抗基本匹配输出负载的阻抗，达到最优的阻抗条件。

在第一方面的实施例中，第二阻抗基本匹配输出负载的阻抗，达到最优的阻抗条件。

在第一方面的实施例中，功率放大器包括一个或多个与配置成调节第一阻抗的第一放大器组件相关联的阻抗变换器。

在第一方面的实施例中，一个或多个与第一放大器组件相关联的阻抗变换器连接有第一放大器。

在第一方面的实施例中，功率放大器包括一个或多个与配置成调节第二阻抗的第二放大器组件相关联的阻抗变换器。

在第一方面的实施例中，与第二放大器组件相关联的一个或多个阻抗变换器连接有输出负载。

在第一方面的实施例中，第一和第二阻抗通过调整一个或多个与第一或第二放大器组件相关联的阻抗变换器而调整。

在第一方面的实施例中，一个或多个变换器特征阻抗通过阻抗/电流比关系而表示，因此通过引入电流比调节一个或多个变换器阻抗。

在第一方面的实施例中，电流比通过用于高功率区的第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义。

在第一方面的实施例中，电流比通过改变第一放大器组件所输送的电流和/或改变第二放大器组件所输送的电流而改变。

在第一方面的实施例中，阻抗/电流比关系定义为用于与第一放大器组件相关联的阻抗变换器Z_T=δZ₀，其中：

Z_T是与第一放大器组件相关联的用于阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

在第一方面的实施例中，阻抗/电流比关系定义为Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）。

Z_T'是针对与第二放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

在第一方面的实施例中，功率放大器是多尔蒂（Doherty）放大器。

在第一方面的实施例中，第一放大器组件是载波放大器，第二放大器组件是峰值放大器。

在第一方面的实施例中，功率放大器还包括设置在第一放大器组件和相关联的阻抗变换器之间的第一偏置线和第一输出匹配网络，第一偏置线和第一输出匹配网络配置成为第一放大器组件提供最优的阻抗。

在第一方面的实施例中，功率放大器还包括设置在第二放大器组件和相关联的阻抗变换器之间的第二偏置线和第二输出匹配网络，第二偏置线和第二输出匹配网络配置成为第二放大器组件提供最优的阻抗。

在第一方面的实施例中，第一和第二偏置线和匹配网络配置成基本上将第一和第二放大器的阻抗匹配到最优的第一和第二阻抗。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于操作功率放大器的系统，其包括：

第一传感器，其配置成确定由功率放大器的第一放大器组件产生的第一阻抗；

第二传感器，其配置成确定由功率放大器的第二放大器组件产生的第二阻抗；和

通过改变第二放大器组件所输送的最大电流和第一放大器组件所输送的最大电流的电流比，控制模块配置成调节第一阻抗或第二阻抗到最优的阻抗条件。

在第二方面的实施例中，最优的阻抗条件针对功率放大器的低功率工作区域。

在第二方面的实施例中，最优的阻抗条件针对放大器的高功率操作区域。

在第二方面的实施例中，当第一阻抗基本匹配输出负载的阻抗，达到最优的阻抗条件。

在第二方面的实施例中，第二阻抗基本匹配输出负载的阻抗，达到最优的阻抗条件。

在第二方面的实施例中，功率放大器包括一个或多个与配置成调节第一阻抗的阻抗的第一放大器组件相关联的阻抗变换器。

在第二方面的实施例中，一个或多个与第一放大器部组件相关联的阻抗变换器连接有第一放大器。

在第二方面的实施例中，功率放大器包括一个或多个与配置成调节第二阻抗的第二放大器组件相关联的阻抗变换器。

在第二方面的实施例中，一个或多个与第二放大器组件相关联的阻抗变换器连接有输出负载。

在第二方面的实施例中，第一和第二阻抗是通过调整一个或多个与第一或第二放大器组件相关联的一个或多个阻抗变换器的变换器阻抗而调整。

在第二方面的实施例中，一个或多个变换器通过阻抗/电流比关系而表示，因此通过引入电流比调整一个或多个变换器的阻抗。

在第二方面的实施例中，电流比由用于高功率区域的第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义。

在第二方面的实施例中，电流比通过改变第一放大器组件所输送的最大电流和/或改变第二放大器组件所输送的最大电流而改变。

在第二方面的实施例中，阻抗/电流比关系定义为用于与第一放大器组件相关联的阻抗变换器的Z_T=δZ₀，其中：

Z_T是与第一放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

在第二方面的实施例中，阻抗/电流比关系定义为Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀其中：

Z_T'是用于与第二放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

在第二方面的实施例中，功率放大器是多尔蒂（Doherty）放大器。

在第一方面的实施例中，第一放大器组件是载波放大器，第二放大器组件是峰值放大器。

在第二方面的实施例中，功率放大器还包括设置在第一放大器组件和相关联的阻抗变换器之间的第一偏置线和第一输出匹配网络，第一偏置线和第一输出匹配网络配置成为第一功率放大器组件提供最优的阻抗。

在第二方面的实施例中，功率放大器还包括设置在第二放大器组件和相关联的阻抗变换器之间的第二偏置线和第二输出匹配网络，第二偏置线和第二输出匹配网络配置成为第二放大器组件提供最优的阻抗。

在第二方面的实施例中，第一和第二偏置线和匹配网络配置成基本上将第一和第二放大器的阻抗匹配到最优的第一和第二阻抗。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于多尔蒂（Doherty）放大器的负载调制网络，其包括：

第一阻抗变换器，其与具有第一阻抗的载波放大器相关联；

第二阻抗变换器，其与具有第二阻抗的峰值放大器相关联；其中，

基于峰值放大器所提供的最大电流的和载波放大器所输送的最大电流的电流比，经由与第一和第二阻抗相关的第一和第二阻抗/电流比关系的使用，第一阻抗变换器和第二阻抗变换器配置成分别改变载波放大器和峰值放大器的阻抗。

在第三方面的实施例中，通过基本匹配载波放大器的阻抗与输出负载的阻抗，负载调制网络配置成优化多尔蒂（Doherty）放大器。

在第三方面的实施例中，通过基本匹配峰值放大器的阻抗与输出负载的阻抗，负载调制网络配置成优化多尔蒂（Doherty）放大器。

在第三方面的实施例中，第一阻抗/电流比之间的相互关系由Z_T=δZ₀所定义，其中：

Z_T是与第一放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

在第三方面的实施例中，第二阻抗/电流比关系定义为Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀，其中：

Z_T'是用于与第二放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

在第三方面的实施例中，负载调制还包括第一和第二偏置线和第一和第二输出匹配网络，配置成进一步优化载波放大器的阻抗和峰值放大器的阻抗。

在第三方面的实施例中，偏置线和输出匹配网络设置在第一和第二阻抗变换器及其相关联的载波或峰值放大器之间。

根据本发明的第四方面，提供了一种用于优化多尔蒂（Doherty）放大器的方法，其包括以下步骤：

调整载波放大器以及峰值放大器的阻抗以基本匹配输出负载的阻抗，其中载波放大器和峰值放大器的阻抗通过引入最大峰值电流和最大载波电流所定义的比率进行优化调整。

在第四方面的实施例中，该比率应用于阻抗/电流比的关系来改变载波放大器和峰值放大器的阻抗。

在第四方面的实施例中，该方法还包括配置成进一步优化载波放大器和峰值放大器的阻抗的输出匹配网络。

在第四方面的实施例中，阻抗/电流比关系由Z_T=δZ₀和Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀所定义。其中：

Z_T是针对与第一放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

Z_T'是针对与第二放大器组件相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；和

Z₀是系统阻抗。

附图说明

现在将参照附图以举例方式来描述本发明的实施例，其中：

图1是示例性多尔蒂（Doherty）功率放大器的布线图；

图2是示出基于同一晶体管的两个放大器在不同的导通角下的电流比δ的图表；

图3是示出在高功率下使用经典的负载调制网络的载波功率放大器（PA）的归一化负载阻抗（参照Z₀）的图表；

图4是示出在高功率下使用经典的负载调制网络的峰值PA的归一化负载阻抗（参照Z₀）的图表；

图5是示出归一化输入电压的负载阻抗变化的图表；

图6是所提出的设计中的载波PA和在不同情况下在史密斯圆图上的匹配轨迹的简化示意图；

图7是示出峰值放大器的偏置线的设计过程的图表；

图8是使用根据本发明的实施例的负载调制网络的多尔蒂功率（Doherty）放大器（DPA）的简化布线图；

图9是示出作为根据本发明实施例的DPA和传统DPA的实施例的针对输入功率函数的仿真增益和输出功率的图表；

图10是示出作为根据本发明实施例的DPA和传统DPA的实施例的针对输出功率函数的仿真PAE值的图表；

图11是示出在CW信号下测出的作为所提出的DPA和传统DPA的针对输入功率函数的功率增益和输出功率的图表；

图12是示出在CW信号下测出的所提出的DPA和传统DPA的PAE对回退功率的图表；

图13是示出在WCDMA信号激励下测出的所提出的DPA和传统DPA的PAE对回退功率的图表；

图14是示出在WCDMA激励下测出的所提出的DPA和传统DPA的漏极DC电流的图表；

图15是使用图8所示的负载调制网络的实施例的DPA电路照片；

图16是示出在双音信号下测出的根据本发明实施例的DPA和传统DPA的实施例的IMD3特性的图表；以及

图17是示出在WCDMA信号激励下测出的根据本发明实施例的DPA和传统DPA的实施例的ACLR特性的图表。

具体实施方式

在一些实施例中，示例性多尔蒂功率放大器（DPA）可包含两个子放大器；一个是载波放大器，而另一个是峰值放大器。

根据发明人的试验和研究，DPA的操作可大致分为两个区域，分别是高功率和低功率。当输入功率为低功率时，峰值功率放大器（PA）处于截止状态，且只有载波功率放大器（PA）运作并决定DPA的整体性能。当输入功率为高功率时，两个放大器同时提供功率输出。

在理想情况下，假定峰值PA在最大输入电压的一半时开始导通，且在饱和时与载波PA具有相同的最大电流摆幅。然而，若两个放大器采用相同的晶体管，则由峰值单元产生的最大基波电流将会因较低的偏压而小于载波单元产生的最大基波电流。

因此，若继续使用基于两个PA产生相同电流的假设而建立的经典的负载调制网络（LMN）模型，负载阻抗将不能完全调制到最佳值，这会导致放大器整体效率的降低。鉴于这种效率降低的原因，人们提出了许多方法来获得相同的最大电流。这些方法包括非均匀功率分配、不同的晶体管尺寸和自适应偏置。然而，每种方法都有其自身缺点，诸如，功率损耗、增益降低或需要额外的控制电路等等。

在一个实施例中，提供了用于多尔蒂（Doherty）放大器的LMN。在此实施例中，根据两个子放大器之间的电流比设计出传输线特性阻抗，这与在其他情况下使用标准化值来设计是不同的。利用参考本发明的实施例在下文中加以描述的方法，可大大减轻由子放大器电流失衡所引起的调制负载偏差和效率降低。仿真和测量结果表明，与传统设计相比，本设计的效率得到了相当大的改善，且输出功率也显著提高。特别是，这是业界第一次将设计重点直接放在DPA的输出端，而先前的设计都只重视优化输入端或选择不同尺寸的晶体管。

参照图1，图中显示DPA100的负载调制网络的简化操作图的示例。若将每一个晶体管102、104都视为理想的电流源，则接合点106处的阻抗可表示为

${Z_C}^{\text{'}}=Z_L\left(\frac{{I_C}^{\text{'}}+I_P}{{I_C}^{\text{'}}}\right)=Z_L(1+\frac{I_P}{{I_C}^{\text{'}}})---\left(1\right)$

$Z_P=Z_L\left(\frac{{I_C}^{\text{'}}+I_P}{I_P}\right)=Z_L(1+\frac{{I_C}^{\text{'}}}{I_P})---\left(2\right)$

在载波放大器104后面的λ/4线Z_T108用作阻抗变换器。此传输线两端处的电压与电流之间的关系可写成如下形式：

V_P·I_C′＝V_C·I_C   (3)

$\frac{V_C}{I_C}\·\frac{V_P}{{I_C}^{\text{'}}}={Z_T}^2---\left(4\right)$

通过重新整理上述两个等式，得到

V_P＝I_C·Z_T   (5)

${I_C}^{\text{'}}=\frac{V_C}{Z_T}---\left(6\right)$

将（5）和（6）代入（1）和（2），

${Z_C}^{\text{'}}=Z_L(1+\frac{I_P\·Z_T}{V_C})---\left(7\right)$

$Z_P=Z_L(1+\frac{V_C}{Z_T\·I_P})---\left(8\right)$

此外，

$Z_C=\frac{{Z_T}^2}{{Z_C}^{\text{'}}}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L(1+\frac{I_P\·Z_T}{V_C})}---\left(9\right)$

注意到V_C=I_C·Z_C，可得到

$Z_C=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}(1-\frac{I_P}{I_C}\·\frac{Z_L}{Z_T})---\left(10\right)$

$Z_P=\frac{V_P}{I_P}=\frac{I_C}{I_P}\·Z_T---\left(11\right)$

上述两个等式说明，电流源的有效负载阻抗是Z_T和Z_L以及两个子放大器之间电流比的函数。

在一般情况下，采用的是四分之一波长线（Z_T=Z₀）和负载（Z_L=Z₀/2）的标准化特性阻抗。进一步假定饱和时电流相同，则使用等式（10）和（11），可容易地导出不同功率电平下的有效阻抗。

当输入为低时，峰值PA完全关闭（I_P=0），阻抗由下式得出

$Z_{C,\mathrm{Low}}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}=2Z_0---\left(12\right)$

Z_P,Low＝∞   (13)

当输入为高时，两个放大器同时运作，阻抗由下式得出

$Z_{C,\mathrm{High}}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}(1-\frac{Z_L}{Z_T})=Z_0---\left(14\right)$

Z_P,High＝Z₀   (15)

在一个示例中，随着输入功率增加，载波PA的负载由2Z₀调制到Z₀，而峰值PA的负载由∞调制到Z₀。

下文描述发明人对载波与峰值单元之间的失衡电流分布及其对DPA效率的影响的分析。

对于视作谐波短路的理想压控电流源的晶体管，漏极电流分量可用导通角和最大漏极电流（I_max）表示为

$I_{C,\mathrm{dc}}=\frac{I_{\max }}{2\mathrm{\π}}\·\frac{2\sin ({\mathrm{\φ}}_C/2)-{\mathrm{\φ}}_C\·\cos ({\mathrm{\φ}}_C/2)}{1-\cos ({\mathrm{\φ}}_C/2)}$

$I_{P,\mathrm{dc}}=\frac{I_{\max }}{2\mathrm{\π}}\·\frac{2\sin ({\mathrm{\φ}}_P/2)-{\mathrm{\φ}}_P\·\cos ({\mathrm{\φ}}_P/2)}{1-\cos ({\mathrm{\φ}}_P/2)}---\left(16\right)$

$I_{C,1}=\frac{I_{\max }}{2\mathrm{\π}}\·\frac{{\mathrm{\φ}}_C-\sin {\mathrm{\φ}}_C}{1-\cos ({\mathrm{\φ}}_C/2)}$

$I_{P,1}=\frac{I_{\max }}{2\mathrm{\π}}\·\frac{{\mathrm{\φ}}_P-\sin {\mathrm{\φ}}_P}{1-\cos ({\mathrm{\φ}}_P/2)}---\left(17\right)$

其中I_C,1、I_P,1、I_C,dc、I_P,dc、Φ_C和Φ_P分别表示载波和峰值单元的基波电流、DC电流和导通角。I_max是晶体管可支持的最大漏极电流。

在一些示例中，载波放大器和峰值放大器的偏置条件分别设定为接近夹断（Φ_C≈180°）和低于夹断（Φ_P<180°）。从（17）可以看出，因为峰值单元的偏压较低，所以其基波电流小于载波单元的基波电流。为了后期的叙述方便，新定义一个参数δ=I_P,1/I_C,1（δ<1），称之为电流比。

如图2中所示，δ值是两个子放大器的不同的导通角的函数。显然，在实际中δ可能明显不同于理想情况下所假定的1.0。例如，当Φ_C=240°且Φ_P=140°时，δ下降至0.36。若仍采用标准化值Z_T=Z₀及Z_L=Z₀/2，则（10）和（11）所算出的最大功率下的调制负载阻抗将明显偏离Z₀。图3和图4将载波和峰值放大器在高功率区域的归一化（参照Z₀）有效负载阻抗描绘为不同的导通角的函数。显然，在大多数情况下，这些值会偏离理想值。在这些情况下，由于阻抗不匹配，效率可能会降低。此外，因为将两个子放大器的负载阻抗调制成较大的值，如图3和图4中所示，所以它们在高功率区域中较早饱和，导致输出功率降低。因此，在同一回退功率点，相比于理想的情况，效率降低。

上述分析可指出，应该解决这个固有的电流失衡问题所产生的影响，以实现DPA性能增强。为了解决这个问题，着力于使两个放大器中的电流相等。然而，这种选择将会导致新问题，诸如，增益降低和晶体管不匹配。

在一些情况下，两个放大器之间的电流差可保持不变，但是需采用全新的负载调制网络。如在下文中所提到的且参照图8，显示了用于多尔蒂（Doherty）放大器的优化负载调制网络，其包含：

第一阻抗变换器，其与具有第一阻抗的载波放大器相关联；

第二阻抗变换器，其与输出负载相关联，以使峰值放大器具有第二阻抗；其中，

第一阻抗变换器和第二阻抗变换器分别配置成通过使用导出第一和第二阻抗的第一和第二阻抗/电流比关系施用的预定电流比来改变载波放大器和峰值放大器的阻抗。

如此实施例中所示，可以将电流比δ考虑在内来恢复最佳负载阻抗。通过改写（10）和（11），在高功率下的装置负载阻抗可如下导出：

$Z_{C,\mathrm{High}}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}(1-\frac{I_{P,1}}{I_{C,1}}\&CenterDot;\frac{Z_L}{Z_T})=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}(1-\mathrm{\&delta;}\&CenterDot;\frac{Z_L}{Z_T})---\left(18\right)$

$Z_{P,\mathrm{High}}=\frac{I_{C,1}}{I_{P,1}}\&CenterDot;Z_T=\frac{Z_T}{\mathrm{\&delta;}}---\left(19\right)$

令Z_C,high=Z_P,high=Z₀,，得到

Z_T＝δ·Z₀   （20）

$Z_L=\frac{{\mathrm{\&delta;}}^2}{1+{\mathrm{\&delta;}}^2}\&CenterDot;Z_0---\left(21\right)$

将（20）、（21）代入（10），载波PA在低功率区域（I_P=0）的负载阻抗变成

$Z_{C,\mathrm{low}}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}=(1+{\mathrm{\&delta;}}^2)\&CenterDot;Z_0---\left(22\right)$

上述等式表明，通过采用新特性阻抗值，对载波单元而言，所产生的负载调制是从（1+δ²）·Z₀变化到Z₀，且对峰值单元而言，是从∞变化到Z₀。在图5中，显示负载变化轨迹与归一化输入电压在三种不同情况下的比较：在基于传统LMN的DPA和基于所提出的拓扑的DPA中所描述的理想的多尔蒂（Doherty）功率放大器。出于说明目的，选用两个导通角Φ_C=220°和Φ_P=160°为例，从图2中读出δ值为0.65。结果表明，传统设计中的调制轨迹明显不同于理想情况下的调制轨迹。另一方面，所提出的设计表现出两个子放大器在高功率区域更接近理想的阻抗调制趋势。尽管载波PA在低功率区域的负载与理想情况不同，但是，可以通过添加匹配网络和偏置线来轻松解决。

重要的是要注意，因为有晶体管寄生效应，所以最佳匹配阻抗通常是复数值。然而，上述LMN可能只提供纯电阻值匹配，所以具有适当长度的传输线的输出匹配网络必须插入在所述装置与LMN之间以提供最佳阻抗。

在一个示例中，假设载波放大器饱和时的最佳阻抗为Z_o,sat=R_o,sat+j·X_o,sat，其中电抗X_o,sat用于补偿晶体管在工作频率下的寄生电抗。基波电压摆幅为V_1,sat=R_o,sat·I_C,1=V_dc,V_dc表示DC供电电压。

当输入功率v_in=γ·V_in,amx（γ<1）低于临界值时，峰值放大器处于截止状态。若此时载波PA的最佳阻抗为Z_o,bkf=R_o,bkf+j·X_o,bkf，则基波电压摆幅为V_1,bkf=γ·I_C,1·R_o,bkf。为了在两种状态下都实现同一电压摆幅，R_o,bkf=R_o,sat/γ>R_o,sat。利用所述输出匹配网络和偏置线的组合以在不同的功率电平下匹配不同的负载。

参照图6，显示载波放大器600的图表，并且在史密斯圆图上比较所提出的设计与理想设计的匹配轨迹。可以表明，在两种情况下，可在高功率区域中实现同一性能，因为它们具有相同的初始阻抗Z₀。更重要的是，只要匹配负载位于同一效率圆周上，就可预计在低功率下也可具有类似性能，即便是起始点不同也是如此。

参照图7，峰值放大器700在截止状态的输出阻抗通常很低且是电容性的。为了防止反向漏电电流，可加入一部分偏置线以将接合点处的输出阻抗转移到开路点附件。如图7中所示，通过插入适当长度的传输线，输出阻抗（由Z_out来标记）轮换到史密斯圆图上的高电阻值（由Z_out′来标记）。

值得强调的是，偏置线602、702均具有特性阻抗Z₀，且它们的存在使高功率区域的匹配完好。相反，传统设计的特性阻抗不能简单地设定为Z₀，这是因为有偏离负载，如图5中所示，这会导致高功率区域中阻抗不匹配。

图8还显示一种用于操作功率放大器的系统的实施例的示意图，所述系统包含：

第一传感器，其配置成确定由功率放大器的第一放大器组件所产生的第一阻抗；

第二传感器，其配置成确定由功率放大器的第二放大器组件所产生的第二阻抗；以及，

控制模块，其配置成通过改变由第一放大器组件所输送的最大电流与由所述第二放大器组件所输送的最大电流的电流比将第一阻抗或第二阻抗调整成最优阻抗条件。

在此实施例中，本发明是利用多尔蒂（Doherty）放大器800来实现的。如此实施例中所示，在峰值PA802之前可插入另一段传输线，以使两条路径的相位相同。为了实现阻抗变换，将λ/4线Z_T′804插入到接合点806与负载808之间，因此，其特性阻抗可用下式算出

${Z_T}^{\text{'}}=\sqrt{Z_0\&CenterDot;Z_L}=\frac{\mathrm{\&delta;}}{\sqrt{1+{\mathrm{\&delta;}}^2}}\&CenterDot;Z_0---\left(23\right)$

在一个示例性实施例中，多尔蒂放大器（Doherty）800可在运作期间优化，以提高放大器800的效率。此优化过程可包括调整由载波PA810和峰值PA802产生的阻抗以达到最优阻抗条件的步骤。此最优阻抗条件可包括由每一个放大器产生的阻抗将会允许放大器800的运作效率最高的条件。

在一个实施例中，通过调整由两个放大器802、810中的每一个产生的阻抗来达到最优阻抗条件。在一个示例中，由两个放大器802、810中的每一个产生的阻抗可通过与两个放大器802、810相关联的负载调制网络来变换。在图8中所示的实施例中，阻抗变换器显示为λ/4线，其自身变换器阻抗为Z_T和Z_T′。因为确定了这些变换器阻抗，由两个放大器802、810中的每一个产生的阻抗相应地依次产生。

在较佳示例性实施例中，变换器阻抗是将电流比考虑在内而产生的，此电流比接着应用于表示关于电流比的变换器阻抗的阻抗/电流比关系。在此实施例中，所述关系和电流比可如下表示：

在一个实施例中，此电流比用δ来表示，并定义为峰值放大器（I_P）802输送的电流除以载波放大器（I_C）810输送的电流。也可用数学方式写作δ=I_P,/I_C,。

在此实施例中，阻抗/电流比关系可用下式来表示：

Z_T=δZ₀

对于与载波放大器组件810相关联的阻抗变换器而言，

其中：

Z_T是针对与所述第一放大器组件相关联的阻抗变换器的阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比；以及

Z₀是系统阻抗；以及

Z_T’=δ/sqrt（1+δ²）.Z₀

对于与输出负载808相关联的阻抗变换器而言，

其中：

Z_T’是针对与输出负载相关联的阻抗变换器的特征阻抗，

δ是由第二放大器组件所输送的最大电流除以第一放大器组件所输送的最大电流所定义的电流比，且

Z₀是系统阻抗。

就这些阻抗/电流比关系来说，一旦电流比确定下来，通过优化匹配网络和偏置线，就可达到两个放大器组件802、810的最佳阻抗。在高功率操作区域中，当载波放大器与峰值放大器的阻抗匹配时，可达到此条件。

图8中DPA的示例性实施例的仿真结果

在上述说明中，已经描述了对电流失衡问题和相应的解决方案的理论分析。为了验证这种新设计，基于中等功率pHEMT ATF-50189的模型来进行ADS仿真。载波PA偏置在深AB类模式，而峰值PA偏置在C类模式。一旦确定了偏置条件，就可得到相应的电流比，仿真结果为δ=0.70。因此，所提出的拓扑的特性阻抗Z_T和Z_T′的计算结果为35Ω和28.7Ω。进一步执行负载牵引仿真来找到不同功率电平下的最佳阻抗，然后使用它们来设计匹配网络和偏置线。为了比较，也利用传统方法对所述设计进行仿真。相应的LMN特性阻抗值分别为50Ω和35.3Ω。

值得强调的是，尽管所提出的方法聚焦在优化传输线的特性阻抗，但是它也适用于建立在可以直接从传输线特性推断出值的集总元件设计。

参照图9，显示作为输入功率的函数的两个设计的仿真输出功率与增益的比较。可以看出，它们的性能在低功率区域非常接近，因为两个载波放大器匹配成相似的阻抗。在高功率区域，由于改良了负载调制操作，正如所预料的那样，所提出的设计的输出功率提高了。

在图10中，描绘了作为输出功率函数的功率附加效率（PAE）。图中显示，使用所提出的策略，PAE值在6-dB输出回退（OBO）处从44%增加到53%，提高了9%。此外，输出1-dB压缩点（OP1dB）也有了相当大的提高，从27.6dBm增加到了30.4dBm。正如所预料的，在所提出的设计中，两个子放大器的最佳负载阻抗的恢复产生了较高的输出功率。功率回退范围可相应地扩大，这有利于具有大PAPR的信号的总体效率增大。

实验验证

效率和输出功率提高

为了证明本发明的实施例在输出功率和效率方面的优点，加工制作了基于所提出的设计和传统设计的两个DPA原型。所采用的介质板为厚度31mil，ε_r=2.33的罗杰斯基板，工作频率为2.14GHz。载波PA和峰值PA的栅偏压分别为0.30V和-0.25V，这是为了确保DPA仅有小的增益波动。所有晶体管的漏极供电电压都固定到4.5V。

参照图11，示出使用连续波（CW）信号测量出来的增益和输出功率对于输入功率的函数。可以发现，输入1-dB压缩点（IP1dB）从传统设计的19.5dBm增加到所提出设计的22.5dBm。关于OP1dB，所述值分别为28.7dBm和31.6dBm，提高了2.9dBm。

图12中示出回退功率的PAE特性（OP1dB设定为饱和功率，对应于X轴上的0dB）。在所提出的设计中，峰值功率和6-dB OBO点处的值为74%和53%。相比于传统设计的66%和40%，分别提高了8%和13%。

为了进行深入比较，还使用了调制信号来做进一步的研究。图13描绘使用PAPR为5.8-dB的2.14GHz下行链路WCDMA信号测出的PAE性能对回退功率的曲线。显然，在采用新设计方法之后，得到了与CW信号相似的特性，峰值功率和平均功率（5.8-dB OBO）下的PAE值分别增加了7%和8%。

图14显示在WCDMA信号下作为输出功率的函数的所实施的DPA原型的DC电流分布。两个制成的电路在低功率区域表现出相似的特性，因为对载波PA而言，有相似的匹配负载。对于传统实施方案，载波电流在高功率区域较低，这是因为其增益压缩因负载调制不足而得不到补偿。换言之，其比所提出的DPA中的响应载波放大器更难饱和。另一方面，传统设计中的峰值电流更高。这很大程度上要归因于效率降低，它也是因负载调制不足引起的。图15呈现所提出的DPA的图片。附有传统DPA的LMN进行比较。

线性度性能

通过使用间隔为5-MHz的双音信号测试三阶互调失真（IMD3）来评估线性度。如图16中所示，它们在低功率区域表现出相似的线性度性能，且对传统设计在峰值功率周围略差。此外，很有意思的是，所提出的设计呈现出一个在传统设计中未曾出现的IMD3“甜点（sweet spot）”。

图17显示在5MHz偏移量下输出功率的邻道功率比（ACLR）。两个DPA在广阔的功率范围内获得非常接近的线性度性能，而对所提出的设计而言，它在接近饱和时性能稍好。

综上所述，本发明的优势在于描述的一些实施例能够直接于输出端解决传统多尔蒂（Doherty）放大器由子单元电流失衡引起的输出功率和效率降低的问题。优化的LMN的实施例直接利用了多尔蒂（Doherty）放大器固有的不同电流驱动能力。此外，这些实施例还是一种简单、有效且低成本的方法，无需任何附加电路。

本领域技术人员将理解的是，在不偏离广义描述的本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明进行多种如具体实施例中所示的变形和/或修改。因此，本实施例在各个方面都应视为示例性而非限制性的。

除非另外指明，否则本文中所包含的对现有技术的任何引用都不应该理解为承认所述信息是公知常识。

Claims (51)

1.一种用于操作功率放大器的方法，其包括以下步骤：

确定由所述功率放大器的第一放大器组件所产生的第一阻抗；

确定由所述功率放大器的第二放大器组件所产生的第二阻抗；

通过应用所述第一和第二放大器组件所输送的最大电流比，调节所述第一阻抗或所述第二阻抗到最优的阻抗条件。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述最优的阻抗条件是针对所述第一放大器组件的高功率工作区域。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述最优的阻抗条件是针对所述第二放大器组件的高功率工作区域。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，当所述第一阻抗基本匹配输出负载的阻抗时，达到所述最优的阻抗条件。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述第二阻抗基本匹配所述输出负载的所述阻抗。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述功率放大器包括一个或多个与配置成调节所述第一阻抗的所述第一放大器组件相关联的阻抗变换器。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述一个或多个与所述第一放大器组件相关联的阻抗变换器连接所述第一放大器。

8.根据权利要求6所述的方法，其中，所述功率放大器包括一个或多个与配置成调节所述第二阻抗的所述第二放大器组件相关联的阻抗变换器。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述一个或多个与所述第二放大器组件相关联的阻抗变换器连接有输出负载。

10.根据权利要求6所述的方法，其中，所述第一和第二阻抗通过调节一个或多个与所述第一或第二放大器组件相关联的所述一个或多个阻抗变换器的特征阻抗进行调节。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述一个或多个变换器阻抗通过阻抗/电流比关系表示，因此应用所述电流比调节所述一个或多个变换器阻抗。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述电流比通过用于高功率区域的所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述电流比通过改变所述第一放大器组件所输送的电流和/或改变所述第二放大器组件所输送的电流而改变。

14.根据权利要求11所述的方法，其中，所述阻抗/电流比关系定义为用于与所述第一放大器组件相关联的所述阻抗变换器Z_T=δZ₀，其中：

Z_T是针对与所述第一放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义的所述电流比；和

Z₀是所述系统阻抗。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述阻抗/电流比关系定义为Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀，其中：

Z_T'是针对与所述第二放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是由所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义的所述电流比，和

Z₀是所述系统阻抗。

16.根据权利要求1所述的方法，其中，所述功率放大器是多尔蒂Doherty放大器。

17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述第一放大器组件是载波放大器，所述第二放大器组件是峰值放大器。

18.根据权利要求15所述的方法，其中，所述功率放大器还包括设置在所述第一放大器组件和所述相关联的阻抗变换器之间的第一偏置线和第一输出匹配网络，所述第一偏置线和所述第一输出匹配网络配置成为所述第一放大器组件提供最优的阻抗。

19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述功率放大器还包括设置在所述第二放大器组件和所述相关的阻抗变换器之间的第二偏置线和第二输出匹配网络，所述第二偏置线和所述第二输出匹配网络配置成为所述第二放大器组件提供最优的阻抗。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，所述第一和第二偏置线和所述第一和第二匹配网络配置成基本上将所述第一和第二放大器的所述阻抗匹配到所述第一和第二最优阻抗。

21.一种用于操作功率放大器的系统，其包括：

第一传感器，其配置以确定由所述功率放大器的第一放大器组件所产生的第一阻抗；

第二传感器，其配置以确定由所述功率放大器的第二放大器组件所产生的第二阻抗；和

通过引入所述第二放大器组件所输送的最大电流和所述第一放大器组件所输送的最大电流的电流比，控制模块配置成调节所述第一阻抗和/或所述第二阻抗到最优的阻抗条件。

22.根据权利要求21所述的系统，其中，所述最优的阻抗条件针对所述载波功率放大器的低功率工作区域。

23.根据权利要求21所述的系统，其中，所述最优的阻抗条件针对所述峰值功率放大器的高功率工作区域。

24.根据权利要求23所述的系统，其中，当所述第一阻抗基本匹配输出负载的阻抗时，达到所述最优的阻抗条件。

25.根据权利要求24所述的系统，其中，所述第二阻抗基本上匹配所述输出负载的所述阻抗，达到所述最优的阻抗条件。

26.根据权利要求21所述的系统，其中，所述功率放大器包括一个或多个与配置成调节所述第一阻抗的阻抗的所述第一放大器组件相关联的阻抗变换器。

27.根据权利要求26所述的系统，其中，一个或多个与所述第一放大器组件相关联的阻抗变换器连接有所述第一放大器。

28.根据权利要求26所述的系统，其中，所述功率放大器包括一个或多个与配置成调节所述第二阻抗的所述第二放大器组件相关联的阻抗变换器。

29.根据权利要求28所述的系统，其中，所述一个或多个与所述第二放大器组件相关联的阻抗变换器连接有输出负载。

30.根据权利要求26所述的系统，其中，所述第一和第二阻抗通过改变一个或多个与所述第一或第二放大器组件相关联的所述一个或多个阻抗变换器的变换器阻抗进行调节。

31.根据权利要求30所述的系统，其中，所述一个或多个变换器阻抗通过阻抗/电流比关系表示，因此通过引入所述电流比优化所述一个或多个变换器阻抗。

32.根据权利要求31所述的系统，其中，所述电流比通过所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义。

33.根据权利要求32所述的系统，其中，所述电流比通过改变所述第一放大器组件所输送的电流和/或改变所述第二放大器组件所输送的电流而改变。

34.根据权利要求31所述的系统，其中，所述阻抗/电流比关系定义为针对所述第一放大器组件相关联的所述阻抗变换器Z_T=δZ₀，其中：

Z_T是针对与所述第一放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是由所述第二放大器组件所输送的电流除以所述第一放大器组件所输送的电流所定义的所述电流比；和

Z₀是所述系统阻抗。

35.根据权利要求34所述的系统，其中，所述阻抗/电流比关系定义为Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀Z_T'是针对与所述第二放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是由所述第二放大器组件所输送的所述电流除以所述第一放大器组件所输送的电流所定义的所述电流比，和

Z₀是所述系统阻抗。

36.根据权利要求21所述的系统，其中，所述功率放大器是多尔蒂Doherty放大器。

37.根据权利要求36所述的系统，其中，所述第一放大器组件是载波放大器，所述第二放大器组件是峰值放大器。

38.根据权利要求35所述的系统，其中，所述功率放大器还包括设置在所述第一放大器组件和所述相关联的阻抗变换器之间的第一偏置线和第一输出匹配网络，所述第一偏置线和所述第一输出匹配网络配置成为所述第一放大器组件提供最优的阻抗。

39.根据权利要求38所述的系统，其中，所述功率放大器还包括设置在所述第二放大器组件和所述相关的阻抗变换器之间的第二偏置线和第二输出匹配网络，所述第二偏置线和所述第二输出匹配网络配置成为所述第二放大器组件提供最优的阻抗。

40.根据权利要求39所述的方法，其中，所述第一和第二偏置线和所述第一和第二输出匹配网络配置成基本上将所述第一和第二放大器的所述阻抗匹配到所述第一和第二阻抗。

41.一种用于多尔蒂Doherty放大器的负载调制网络，其包括：

第一阻抗变换器，其与匹配至第一阻抗的载波放大器相关联；

第二阻抗变换器，其与匹配至第二阻抗的峰值放大器相关联；其中，

基于所述峰值放大器所输送的最大电流和所述载波放大器所输送的最大电流的电流比，经由与第一和第二阻抗相关的第一和第二阻抗/电流比关系的使用，所述第一阻抗变换器和所述第二阻抗变换器配置成分别改变所述载波放大器和所述峰值放大器的阻抗。

42.根据权利要求41所述的负载调制网络，其中，通过将所述载波放大器的所述特征阻抗基本匹配输出负载的阻抗，所述负载调制网络配置成得以优化所述多尔蒂Doherty放大器。

43.根据权利要求42所述的负载调制网络，其中，通过将所述峰值放大器的所述特征阻抗基本匹配所述输出负载的所述阻抗，所述负载调制网络配置成优化所述多尔蒂Doherty放大器。

44.根据权利要求42所述的负载调制网络，其中，所述第一阻抗/电流比关系定义为Z_T=δZ₀，其中：

Z_T是针对与所述第一放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是由所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义的所述电流比；和

Z₀是所述系统阻抗。

45.根据权利要求44所述的负载调制网络，其中，所述第二阻抗/电流比关系定义为Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀，其中：

Z_T'是针对与所述第二放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是由所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义的所述电流比；和

Z₀是所述系统阻抗。

46.根据权利要求45所述的负载调制网络，其还包括第一和第二偏置线和第一和第二输出匹配网络，其配置用于进一步优化所述载波放大器的所述阻抗和所述峰值放大器的所述阻抗。

47.根据权利要求46所述的负载调制网络，其中，所述第一和第二偏置线和所述第一和第二输出匹配网络配置在所述第一和第二阻抗变换器及其相关联的载波或峰值放大器之间。

48.一种用于优化多尔蒂Doherty放大器的方法，其包括以下步骤：

调整载波放大器以及峰值放大器的所述阻抗以基本匹配输出负载的阻抗，其中，所述载波放大器和所述峰值放大器的阻抗通过引入最大峰值电流和最大载波电流所定义的比率进行优化调整。

49.根据权利要求48所述的方法，其中，所述比率应用于阻抗/电流比关系来改变所述载波放大器和所述峰值放大器的所述阻抗。

50.根据权利要求49所述的方法还包括偏置线和输出匹配网络配置以进一步优化所述载波放大器的所述阻抗和所述峰值放大器的所述阻抗。

51.根据权利要求50所述的方法，其中，所述阻抗/电流比关系定义为为Z_T=δZ₀和Z_T'=δ/sqrt（1+δ²）Z₀，其中：

Z_T是针对与所述第一放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

Z_T'是针对与所述第二放大器组件相关联的所述阻抗变换器的所述特征阻抗，

δ是所述第二放大器组件所输送的最大电流除以所述第一放大器组件所输送的最大电流所定义的所述电流比；和

Z₀是所述系统阻抗。

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