CN104716913A

CN104716913A - 负载调制功率放大器

Info

Publication number: CN104716913A
Application number: CN201510160857.4A
Authority: CN
Inventors: 彭亚涛; 付军; 王玉东; 崔杰; 崔文普
Original assignee: Tsinghua University
Current assignee: Tsinghua University
Priority date: 2015-04-07
Filing date: 2015-04-07
Publication date: 2015-06-17
Anticipated expiration: 2035-04-07
Also published as: CN104716913B

Abstract

本发明公开一种负载调制功率放大器，主要针对现有技术中功率放大器实现最佳性能的条件较苛刻的问题。该负载调制功率放大器包括依次串联连接的功率分配电路、功放电路、负载预匹配电路和负载电阻R_L0；其中所述负载预匹配电路用于将R_L0转换成调制阻抗，在低功率输入时负载调制效应将调制阻抗转换为Z_1T，在高功率输入时负载调制效应将调制阻抗转换为2Z_1T，其中Z_1T＝R_L+jX_L。本发明通过负载预匹配电路在负载调制阻抗中引入了虚部X_L，使得在计算使功率放大器达到最佳性能的条件时加入了含有R_L以及X_L的自由变量，从而弱化了负载调制功率放大器实现最佳性能的条件。

Description

负载调制功率放大器

技术领域

本发明涉及一种负载调制功率放大器。

背景技术

随着无线通信的广泛应用，为了获得更好的通信性能，功率放大器的调制方式越来越复杂，调制信号的峰均比不断增加。为了使信号的波段对发射机发射性能产生的影响最小化，发射机的最后一级功放模块往往需要工作在功率回退状态，这导致了功率放大器的实际工作效率很低，往往不能满足应用要求。

Doherty结构的功率放大器是一种典型的能够提高功率回退效率的功率放大器，因此在3G、4G等先进的通信系统中有着广泛的应用。Doherty功率放大器的关键点是应用了负载调制原理，使得功率管芯的负载阻抗随着输入功率的变化而变化。传统的Doherty功率放大器的结构如图1所述。该功放其能够实现输入功率回退效率较高的条件是：主功放管在功率回退时的最佳负载阻抗为功率饱和时的最佳负载阻抗的两倍，使得主功放管提前达到饱和状态，从而获得较高的效率。在图1中，第二四分之一波长线用于在低功率输入状态时将最佳负载阻抗R_1T调制转换为2R_1T，R_1T为饱和输出时的最佳负载阻抗。第一输出匹配电路用于补偿芯片片上寄生电容、绑定线及封装带来的非理想效应。

由于存在第一输出匹配电路，使得功率回退时主功放管的负载阻抗不能保证为最佳负载阻抗，这导致了功率回退时的效率不能保证为最佳效率。第一阻抗补偿线用于调节功率回退时的主功放管的负载阻抗更加接近最佳负载阻抗，而不影响大功率输入状态时的阻抗匹配情况。第二输入补偿线用于调节辅助功放管的输出阻抗为高阻，防止主功放支路的功率泄漏到辅助功放支路。

由于相位补偿线、四分之一波长线的存在，使得Doherty功率放大器的工作带宽有限。IEEETRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY ANDTECHNIQUES(IEEE微波理论与技术汇刊)在2012年9月9日第60卷发表的一篇名称为“A Transformer-Less Load-Modulated(TLLM)Architecture forEfficientWideband Power Amplifiers”的文章中，M.Akbarpour等人提出了一种取消了阻抗补偿线与四分之一波长线的负载调制功率放大器(LMPA)，用50欧姆的负载电阻直接作为调制阻抗。该功率放大器在功率回退时的最佳负载阻抗为Z_M，opt，B＝M₁+j*N₁，饱和时的最佳负载阻抗为Z_M，opt，P＝M₂+j*N₂，这种LMPA要获取最佳性能的条件是：2(N₂-N₁)²＝(2M₁-M₂)(2M₂-M₁)，这是一个非常苛刻的条件。

综上所述，传统的负载调制功率放大器，包括Doherty结构以及M.Akbarpour提出的LMPA放大器，其负载调制阻抗均为实阻抗，要同时实现功率放大器在功率回退与饱和功率的功率放大器时的最佳性能，都必须满足上述条件。

因此需要研制出一种潜在可实现带宽较宽，并且能够弱化其得到最佳性能条件的负载调制功率放大器。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种负载调制功率放大器，以解决现有技术中功率放大器实现最佳性能的条件较苛刻的问题。

为达到上述目的，本发明负载调制功率放大器，包括依次串联连接的功率分配电路、功放电路、负载预匹配电路和负载电阻R_L0；其中所述负载预匹配电路用于将R_L0转换为调制阻抗，在低功率输入时负载调制效应将所述调制阻抗调制为Z_1T，在高功率输入时负载调制效应将所述调制阻抗调制为2Z_1T，其中Z_1T＝R_L+jX_L。

通过负载预匹配电路在负载调制阻抗中引入了虚部X_L，使得在计算使功率放大器达到最佳性能的条件时加入了含有R_L以及X_L的自由变量，从而弱化了背景技术中实现最佳性能的条件。

附图说明

图1是传统的Doherty功率放大器的电路框图；

图2是本发明负载调制功率放大器的电路框图；

图3是一个两点阻抗匹配效果的Smith圆图示意图；

图4是本发明的第一功率管芯与传统功率放大器的主功放管在最佳工作状态时的效率对比的Smith圆图示意图；

图5是一个双向阻抗匹配的Smith圆图示意图；

图6是本发明负载调制功率放大器的一个设计实例；

图7是图6中设计实例的增益与输出功率随着输入功率变化的测试曲线；

图8是图6中设计实例的漏极效率随着功率回退效率变化的仿真与测试曲线图；

图9是本发明负载调制功率放大器的另一个设计实例的示意图；

图10是图9中设计实例在功率饱和时的效率与功率回退6dB的效率随着工作频率变化的曲线图；

图11是对图9中设计实例仿真的小信号S参数曲线图。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明做进一步的描述。

实施例1

本实施例提供一种负载调制功率放大器，该功率放大器包括依次串联连接的功率分配电路、功放电路、负载预匹配电路和负载电阻R_L0，负载电阻可选用50欧姆的电阻。

其中所述负载预匹配电路用于将R_L0转换为调制阻抗，在低功率输入时负载调制效应将所述调制阻抗调制为Z_1T，在高功率输入时负载调制效应将所述调制阻抗调制为2Z_1T，其中Z_1T＝R_L+jX_L。

这里我们称Z_1T为第一负载调制阻抗，称2Z_1T为第二负载调制阻抗。

本实施例相对于现有技术的改进之处在于：通过负载预匹配电路在负载调制阻抗中引入了虚部X_L，使得在计算使功率放大器达到最佳性能的条件时加入了含有R_L以及X_L的自由变量，从而弱化了背景技术中实现最佳性能的条件。

尽管负载调制阻抗中引入了虚部，功率放大器实现最佳性能的条件的推导没有发生改变，所以本实施例不做具体推导。本实施例体现的主要思想是在负载调制阻抗中引入虚部，以达到放宽上述条件的目的。

实施例2

本实施例在上述实施例1的基础上进一步限定：

功放电路包括并联连接的主功放支路和辅助功放支路。

功率分配电路将输入功率分配到主功放支路和辅助功放支路中，通常的分配比例为1：1，可以得到饱和功率回退6dB时的最佳功率回退效率。主功放支路的输出电流为I₁，辅助功放支路的输出电路为I₂，I₁和I₂相位相同，大小相同，且共同流经负载预匹配电路。

所述主功放支路包括第一功率管芯、两点匹配电路，两点匹配电路连接在第一功率管芯输出端和负载预匹配电路之间。所述两点匹配电路用于在低功率输入时将第一负载调制阻抗Z_1T匹配至第一功率管芯在功率回退时的最佳负载阻抗，在高功率输入时将第二负载调制阻抗2Z_1T匹配至所述第一功率管芯在饱和输出时的最佳负载阻抗。

所述辅助功放支路包括第二功率管芯、双向匹配电路，双向匹配电路连接在第二功率管芯输出端和负载预匹配电路之间。所述双向匹配电路用于在低功率输入将第二功率管芯的输出负载匹配至一个高阻态负载阻抗，该高阻态负载阻抗可避免主功放支路的功率泄露到辅助功放支路。所述双向匹配电路还用于在高功率输入时将第二负载调制阻抗2Z_1T匹配至第二功率管芯在饱和输出时的最佳负载阻抗。

上述第一功率管芯工作于B类或者A-B类，第二功率管芯工作在C类。第一功率管芯先于第二功率管芯导通。在功率输入较小时，第二功率管芯处于截止状态，第一功率管芯开启。随着输入功率的不断增加，第二功率管芯也开启，最终第一功率管芯和第二功率管芯同时达到饱和状态。

应当注意的是，本发明各实施例中所提到的低功率是指使第一功率管芯处于功率回退状态且第二功率管芯处于截止状态时的功率大小，高功率是指使第一功率管芯和第二功率管芯均处于饱和输出状态时的功率大小。两功率大小根据第一功率管芯和第二功率管芯的具体性能参数确定。

由于本实施例去掉了阻抗补偿线和四分之一波长线，而阻抗补偿线和四分之一波长线是限制功率放大器带宽的主要因素，所以本实施例去掉了该影响因素，使功率放大器的带宽不再受阻抗补偿线和四分之一波长线的影响，可以适当的拓宽工作带宽。

从图2与图1的对比来看，本实施例采用两点匹配电路代替了传统功率放大器中的第一输出匹配电路、第一阻抗补偿线和第二四分之一波长线，采用双向匹配电路替代了传统功率放大器中的第二输出匹配电路、第二阻抗补偿线。在电路结构简化的前提下，依旧可以实现相应负载阻抗的匹配工作，并消除了限制带宽的影响因素。

下面对两点匹配电路、双向匹配电路的匹配和实现最佳性能的条件的推导进行大致介绍，应当可以理解以下介绍仅作为一种实现方式，对本实施例的保护范围不起限制作用。

设定第一功率管芯在功率回退时，其输出端的最佳负载阻抗为Z_M，opt，B＝M₁+j*N₁，该最佳负载阻抗可令第一功率管芯在功率回退时达到最佳的效率。第一功率管芯在饱和输出时，其输出端的最佳负载阻抗为Z_M，opt，P＝M₂+j*N₂，该最佳负载阻抗，可令第一功率管芯在饱和状态时达到最大的功率输出。设定第二功率管芯在低功率输入时其输出端的负载阻抗为Z_A，opt，D＝R_d+jX_d。第二功率管芯在饱和输出时，其输出端的最佳负载阻抗为Z_P，opt，P，该最佳负载阻抗可令第二功率管芯在功率饱和时达到最大的功率输出。其中所谓的输出端是指相应功率管芯的漏极或集电极，在图2中，第一功率管芯的输出端为A点，第二功率管芯的输出端为B点。

在低功率输入时，两点匹配电路将第一负载调制电阻Z_1T匹配至Z_M，opt，B，以实现第一功率管芯在功率回退时达到最佳的功率回退效率。在高功率输入时，两点匹配电路将第二负载调制阻抗2Z_1T匹配至Z_P，opt，P，以实现第一功率管芯获得最大的输出功率。当第一功率管芯由功率回退状态达到饱和输出状态时，其输出端的负载阻抗由最佳负载阻抗Z_M，opt，B转换为最佳负载阻抗Z_P，opt，P，使第一功率管芯由功率回退时的最佳状态切换到饱和输出时的最佳工作状态。设定两点匹配电路的ABCD矩阵为根据上述匹配关系得到各矩阵参量分别为：

A_{TP} = \frac{R_{L} [D_{TP} (2 M_{2} N_{1} - M_{1} N_{2}) + 2 C_{TP} X_{L} (M_{1} N_{2} - M_{2} N_{1})]}{M_{1} M_{2} [{D_{TP}}^{2} X_{L} + Δ (2 {C_{TP}}^{2} - 3 C_{TP} D_{TP})]},

B_{TP} = \frac{2 R_{L} [D_{TP} (M_{1} N_{2} - M_{2} N_{1}) X_{L} + C_{TP} Δ (M_{2} N_{1} - 2 M_{1} N_{2})]}{M_{1} M_{2} [{D_{TP}}^{2} X_{L} + Δ (2 {C_{TP}}^{2} - 3 C_{TP} D_{TP})]}

D_{TP} = \frac{2 M_{1} X_{L} - 2 M_{2} X_{L} &PlusMinus; \sqrt{2} \sqrt{φ}}{(M_{1} - 2 M_{1})} C_{TP};

上述各矩阵参量中的

φ = M_{1} M_{2} (5 R_{L}^{2} + X_{L}^{2}) - 2 (M_{1}^{2} + M_{2}^{2}) R_{L}^{2}, Δ = R_{L}^{2} + X_{L}^{2},

ψ = {3 R}_{L}^{2} - X_{L}^{2} .

在低功率输入时，双向匹配电路将负载阻抗Z_A，opt，D转换为高阻Z_A，opt，B＝G₂+jH₂，辅助功放支路对于主功放支路相当于开路，避免了主功放支路的功率泄露到辅助功放支路。在高功率输入时，双向匹配电路将第二负载调制阻抗2Z_1T匹配至Z_P，opt，P＝G₁+jH₁，以实现第二功率管芯获得最大的输出功率。可见双向匹配电路实现了不同匹配方向的阻抗变换功能。设定双向匹配电路的ABCD矩阵为根据上述匹配关系计算得到各矩阵参量分别为：

A_{TS} = &PlusMinus; \frac{\sqrt{G_{1}} X_{d}}{\sqrt{2 R_{L} [G_{1}^{2} + {(H_{1} + X_{d})}^{2}]}},

B_{TS} = &PlusMinus; \frac{\sqrt{2} [(G_{1}^{2} + H_{1}^{2}) R_{L} + X_{d} (H_{1} R_{L} - G_{1} X_{L})]}{\sqrt{G_{1} R_{L} [G_{1}^{2} + {(H_{1} + X_{d})}^{2}]}},

C_{TS} = &PlusMinus; \frac{\sqrt{G_{1}}}{\sqrt{2 R_{L} [G_{1}^{2} + {(H_{1} + X_{d})}^{2}]}},

D_{TS} = &PlusMinus; \frac{\sqrt{2} (H_{1} R_{L} + R_{L} X_{d} + G_{1} X_{L})}{\sqrt{G_{1} R_{L} [G_{1}^{2} + {(H_{1} + X_{d})}^{2}]}};

获得了两点匹配电路和双向匹配电路的ABCD矩阵参数之后，可以根据这些矩阵参数设计出满足一定带宽和一定带内波动的两点匹配电路和双向匹配电路。

最后得到在功率输入时该功率放大器可达到最佳的功率回退效率且在高功率输入时该功率放大器可达到最大的输出功率的充分条件是：

该条件(1)明显比背景技术中的2(N₂-N₁)²＝(2M₁-M₂)(2M₂-M₁)宽松了许多，其根本原因是本发明通过负载预匹配电路在负载调制阻抗中引入了虚部jX_L，使得在计算过程中网络的互易性条件中含有R_L以及X_L的自由变量。

实施例3

本实施例对上述实施例2的基础上，进一步限定：

所述主功放支路还包括与第一功率管芯的输入端连接的第一输入匹配网络，所述第一输入匹配网络用于将源阻抗匹配到第一功率管芯所需要的最佳源阻抗Z_M，opt，S。

所述辅助功放支路还包括与第二功率管芯的输入端连接的第二输入匹配网络，所述第二输入匹配网络用于将源阻抗匹配到第二功率管芯所需要的最佳源阻抗Z_A，opt，S。

实施例4

本实施例在上述实施例4的基础上进一步限定：

所述主功放支路还包括连接在功率分配电路和第一输入匹配网络之间的第一相位补偿线，所述辅助功放支路还包括连接在功率分配电路和第二输入匹配网络之间的第二相位补偿线，第一相位补偿线、第二相位补偿线分别用于对主功放支路、辅助功放支路上功率相位进行调整，使两支路输出端的功率相位相同。

由于信号通过主功放支路和辅助功放支路后的相位往往不同保持相同，导致在功率在合成时会有损失，所以本发明中的第一相位补偿线和第二相位补偿线共同调节，保证功率在功放输出端合成时，主功放支路和辅助功放支路的相位一致。

应当可以理解，本发明中的各实施例以及各实施例中的技术特征在不冲突的前提下可以任意组合，组合后的技术方案仍在本发明的保护范围之内。

综上所述，本发明的改进之处只要在于两点：一是通过负载预匹配电路在负载调制阻抗中引入了虚部，由此放宽了功率放大器实现最佳性能的条件；而是，采用两点匹配电路代替了传统的第一输出匹配电路、第一阻抗补偿点和第二四分之一波长线，采用双向匹配电路代替了第二输出电路和第二阻抗补偿线，在能够实现相应负载阻抗匹配工作的前提下，去掉了影响功率放大器带宽的阻抗补偿线和四分之一波长线，拓宽了带宽。

本发明提供的负载调制功率放大器，具体的设计方法具体为以下步骤：

步骤1：选定需要的工作频段、输出功率等指标，选择达到要求的功率管芯作为第一功率管芯和第二功率管芯；

步骤2：通过负载牵引或大信号强非线性电路计算得到Z_M，opt，B，Z_M，opt，P，Z_M，opt，S，Z_A，opt，S，Z_P，opt，P，通过测试或小信号电路计算得到Z_A，opt，D。

步骤3：判断Z_M，opt，B、Z_M，opt，P是否满足条件(1)，如果不满足可以在牺牲性能最小的前提下，调整Z_M，opt，B或Z_M，opt，P，使其满足条件(1)；

步骤4：根据条件(1)选择合适的Z_1T；

步骤5：获取两点匹配电路和双向匹配电路的ABCD矩阵参数；

步骤6：根据所提出的功放带宽和带内平坦度情况要求及ABCD矩阵参数设计出两点匹配电路和双向匹配电路；

步骤7：设计出能够将负载电阻匹配至所需负载调制阻抗的负载预匹配电路；

步骤8：设计出合适的第一输入匹配网络和第二输入匹配网络；

步骤9：设计出合适的第一相位补偿线和第二相位补偿线。

图3中电路图为一个应用负载预匹配电路实现的两点匹配电路。经过负载牵引，得到第一功率管芯在饱和时的最佳负载阻抗Z_M，opt，P＝(16.53+j3.35)Ω，在功率回退时的最佳负载阻抗Z_M，opt，B＝(20.87+j27.45)Ω。可以看到选取合适的负载调制阻抗Z_1T＝(33.4-j52.6)Ω，实现两点匹配效果。对比图4(阻抗变换Smith圆图)，应用传统的补偿线的方法，补偿线能够在功率回退时能够将阻抗转换到阻抗Z_POL，不能在功率回退时匹配到Z_M，opt，B，能匹配到的效率极限效率(Z_POL对应的效率)与最佳回退效率相差8％。

图5中电路图为一个应用负载预匹配电路实现的双向匹配电路。应用负载牵引技术，获取到饱和时第二功率管芯的最佳负载阻抗Z_A，opt，P＝(11.39+j11.42)Ω，通过小信号测试得到其功率回退时的输出阻抗为Z_A，out，D＝(0.6-j66.5)Ω。可以看到，从不同的匹配方向，可以实现2Z_1T到Z_A，opt，P的匹配(Side A)以及Z_A，out，D到一个高阻的匹配(Side B)。

图6是本发明负载调制功率放大器的的一个设计实例，设计功放的工作频率为2.9GHz，输出饱和功率为21瓦。该实施实例应用了本发明的思想，并利用微带电路以及商用功率管芯实现。所涉及的负载调制阻抗为Z_1T＝12.2-j11.6)Ω。在具体电路加工中，微波衬底材料的介电常数为3.55，厚度为0.76mm，在10GHz的损耗角正切为0.004。其增益与输出功率随着输入功率变化的测试曲线如图7所示，测试的饱和输出功率为43.7dBm，增益大于10dB。漏极效率随着功率回退效率变化的仿真与测试曲线如图8所示，回退6dB的仿真效率能够达到60％。

图9是本发明负载调制功率放大器的另一个设计实例。该功放的工作频带为1.8GHz到2.3GHz，相对带宽为24％左右。应用微带电路实现本发明设计思想中的主要电路模块，即宽带的两点匹配电路、双向匹配电路、负载预匹配电路。为了获得更加的性能，要使得在回退时更少的功率泄漏到辅助功放支路，在选取Z_1T时，选取得较小，在(7.8+j3.45)Ω附近即可。图10为功率饱和时的效率与功率回退6dB的效率随着工作频率变化的曲线图，可以看到在设计的工作频率范围内，功率回退效率在50％以上。图11为小信号S参数仿真曲线图，S₁₁为输入反射损耗，S₂₂为输出反射损耗，S₂₁为输入输出小信号增益，在设计的工作频率范围内，端口驻波能小于-10dB，满足应用要求。

以上实例是本发明在特定频带的一种实现方式，为了验证本发明的可行性而给出的实例，但是发明的内容的实施方式并不受上述实施实例的限制。

以上，仅为本发明的较佳实施例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求所界定的保护范围为准。

Claims

1.一种负载调制功率放大器，其特征在于：包括依次串联连接的功率分配电路、功放电路、负载预匹配电路和负载电阻R_L0；其中所述负载预匹配电路用于将R_L0转换为调制阻抗，在低功率输入时负载调制效应将所述调制阻抗调制为Z_1T，在高功率输入时负载调制效应将所述调制阻抗调制为2Z_1T，其中Z_1T＝R_L+jX_L。

2.根据权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：功放电路包括并联连接的主功放支路和辅助功放支路；

所述主功放支路包括第一功率管芯及连接在第一功率管芯输出端和负载预匹配电路之间的两点匹配电路；所述两点匹配电路用于在低功率输入时将Z_1T匹配至第一功率管芯在功率回退时的最佳负载阻抗，在高功率输入时将2Z_1T匹配至所述第一功率管芯在饱和输出时的最佳负载阻抗；

所述辅助功放支路包括第二功率管芯及连接在第二功率管芯输出端和负载预匹配电路之间的双向匹配电路；所述双向匹配电路用于在低功率输入时将第二功率管芯的输出负载匹配至一个避免主功放支路的功率泄露到辅助功放支路的高阻态负载阻抗，在高功率输入时将2Z_1T匹配至第二功率管芯在饱和输出时的最佳负载阻抗。

3.根据权利要求2所述的负载调制功率放大器，其特征在于：所述主功放支路还包括与第一功率管芯的输入端连接的第一输入匹配网络，所述第一输入匹配网络用于将源阻抗匹配到第一功率管芯所需要的最佳源阻抗；

所述辅助功放支路还包括与第二功率管芯的输入端连接的第二输入匹配网络，所述第二输入匹配网络用于将源阻抗匹配到第二功率管芯所需要的最佳源阻抗。

4.根据权利要求3所述的负载调制功率放大器，其特征在于：所述主功放支路还包括连接在功率分配电路和第一输入匹配网络之间的第一相位补偿线，所述辅助功放支路还包括连接在功率分配电路和第二输入匹配网络之间的第二相位补偿线，第一相位补偿线、第二相位补偿线分别用于对主功放支路、辅助功放支路上功率相位进行调整，使两支路输出端的功率相位相同。

5.根据权利要求2所述的负载调制功率放大器，其特征在于：第一功率管芯工作在B类或A-B类状态，第二功率管芯工作在C类状态。

6.根据权利要求2所述的负载调制功率放大器，其特征在于：功率分配电路分配至主功放支路和辅助功放支路的功率比为1：1。

7.根据权利要求2所述的负载调制功率放大器，其特征在于：所述主功放支路和辅助功放支路的输出电流大小相同，相位一致。

8.根据权利要求1所述的负载调制功率放大器，其特征在于：所述负载电阻R_L0为50欧姆。