CN102340283B - 一种包络跟踪的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提出了一种包络跟踪的方法，包括以下步骤：计算输入信号的幅度abs_data(t)，其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度；求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope；对提取的信号包络进行平滑处理；对所述平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号。本发明提出的上述方案，通过对信号进行两次平滑求得信号包络，使得对信号的跟踪既能够有效覆盖，又不至于振荡剧烈，且获取的包络信号的峰均比PAR也有所下降。

Description

一种包络跟踪的方法及装置

技术领域

本发明涉及数字通信领域，具体而言，本发明涉及一种包络跟踪的方法及装置。

背景技术

随着第三代无线通信系统的迅猛发展，宽带射频功率放大器将会起到越来越重要的作用。非恒包络调制方式的使用使得射频放大器通常需要采用功率回退的方法来达到系统线性的要求。但是为了提高功率放大器的效率，通常又要求其工作在饱和状态，这必然就会带来严重的非线性。射频功放的非线性失真会使得原始信号的频谱扩展，从而对邻近信道造成较大的干扰。射频功率放大器的线性化，是解决其效率和线性度矛盾的有效方法，能够使射频功放在输出高功率和高效率的同时，保持良好的线性度。常用的线性化方法包括EER（Envelope elimination and restoration，包络消除和恢复）技术、ET（Envelope tracking，包络追踪技术）等。

CFR（Crest Factor Reduction，波峰因子降低）处理完成之后数字信号进入DPD（Digital Pre-Distortion，数字预失真）处理模块，现在仅仅是DPD和CFR为了提高放大器的效率，但仍然不能满足运营商不断提高的功放效率要求。包络跟踪的基本原理是监测输入信号的包络功率，并且基于所监测的包络电平改变提供给功率放大器或是典型地提供给功率放大器末级的功率，即动态调整漏极电压偏置。更明确的说，提供给放大器的功率被改变，从而恰能满足在给定时刻放大器所需的再生功率电平，减小在低功率电平时的功放管的无效功耗，有效提高功放的效率。

具体的说在低包络功率电平时向放大器提供低供给电压，而全供给电压仅仅在需要最大包络功率也就是包络峰值时才提供。传统功率放大器的主输出放大器在恒定的漏电压下工作，这样输出包络的某些部分导致了高的电压空白区，这样导致了高功率损失。例如，由于使用了ET技术，供给电压跟踪功率放大器输出波形的包络变化，减小了功率供给电压空白区和功率损失。

采用包络跟踪技术动态供给功率的发射机结构相比传统系统能节省更大的功率，对于ET的发展可以分为3个阶段ET、EER以及hybrid EER。

于ET技术，TI公司的GC5322和GC5330支持，同时需要更复杂的DPD数据深度和算法。对于EER技术，将有可能支持更宽的带宽和需要更多的相位信息。ET技术原始输入信号无变化，提取出包络对漏极电压进行调制，使得功放的功率随着包络的变化而变动。

信号的包络频率是制约包络跟踪的一个难点之一。仿真显示TD（TimeDivision，时分）单载波接近50%的包络功率集中在零频到500KHz范围，TD的12载波,零频到500KHz范围内包络功率占到整个采样带宽功率的20%，所以未来100MHZ的高带宽信号，包络信号功率将会分布到更宽的频带内。图1是TD的12载波滤波之后包络信号的功率谱密度图。

计算低频wt频段内的信号功率lowfreq_pow所占整个频带功率allfreq_pow的比例scale计算方法如下：

qam_env_fft＝|fft(qam_data_env,fftsize)|

$\mathrm{freq}\_\mathrm{wide}=\frac{\mathrm{wt}}{\mathrm{Samples}}*\mathrm{fftsize}$

$\mathrm{lowfreq}\_\mathrm{pow}=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{freq}\_\mathrm{wide}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{qam}\_\mathrm{env}\_\mathrm{fft}\left(n\right)+\underset{n=\mathrm{fftsize}-\mathrm{freq}\_\mathrm{wide}}{\overset{\mathrm{fftsize}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{qam}\_\mathrm{env}\_\mathrm{fft}\left(n\right)$

$\mathrm{allfreq}\_\mathrm{pow}=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{fftsize}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{qam}\_\mathrm{env}\_\mathrm{fft}\left(n\right)$

$\mathrm{scale}=\frac{\mathrm{lowfreq}\_\mathrm{pow}}{\mathrm{allfreq}\_\mathrm{pow}}$

由于不同频段包络信号的功率不同，所以根据这种频谱提示可以设计一种高性能的宽带包络电源调制器，“分多段并联”来实现高宽带范围内的高效率电源调制：即包络信号中零频到低频的部分由高效率的窄带开关源，提供高效率的电流源，开关源由一个高效率的buck形式的DC-DC转换器来实现，包络信号的中、高频部分由多一个宽带线性放大器（例如运放）并联实现。由于包络信号的绝大部分功率不在直流和低频部分，所以通过宽带线性放大器放大直流和低频部分就显得不太现实了。现有器件的目标是希望90％以上的功率都可以集中到直流和低频部分，由DC-DC模块完成。

在包络跟踪技术提高效率的同时，各种目前的包络跟踪技术的实现存在着各种问题，大多数系统相应于信号包络的能力有关。因为考虑到电源跟踪行为中存在不完全性或非线性，所以由电源得到的输出电压只是功率放大器实际所需的包络电平的粗略近似值，如果对于一个特定的包络峰值，电源输出不满足放大器的需要，则放大器产生的失真将大大增加。最典型的情况是提取出来的信号包络不能覆盖原始信号的包络，使得电源就已经对信号造成了失真。此外，包络跟踪通过所需的瞬时RF输出功率来调节对功率放大器的供电电压，但是瞬时输出功率的改变速率取决于调制的幅度分量的带宽，随着信号系统的带宽越来越宽，调制的幅度分量的带宽也在增加，此时包络电源调制器工作时就显得更困难了。

因此，有必要提出一种高效的包络跟踪的技术方案，以解决现有技术中的一个或多个缺陷。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别对信号进行两次平滑求得信号包络，使得对信号的跟踪既能够有效覆盖，又不至于振荡剧烈，且获取的包络信号的峰均比PAR也有所下降，此外，通过两级平滑得到的包络信号其直流和低频所占有的比例高于直接求幅度信号的功率，这样更加易于电源包络调制器的工作。

为了达到上述目的，本发明的实施例一方面提出了一种包络跟踪的方法，包括以下步骤：

计算输入信号的幅度abs_data(t)，其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度；

求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope，

[maxd,max_pos]＝max(abs_data(t*M:(t+1)*M))

peak_position_array(t)＝t*M+max_pos；

qam_data_envelope(t*M:(t+1)*M)＝abs_data(peak_position_array(t))

对提取的信号包络进行平滑处理，

$\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(t\right)=\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{envelope}\left(t\right)*\frac{L1}{L}+\mathrm{abs}\_\mathrm{data}\left(t\right)*\frac{L2}{L},L=L1+L2;$

对所述平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号，qam_data_env₁(t)＝qam_data_env(t)+margin。

本发明的实施例另一方面还提出了一种包络跟踪的装置，包括计算模块、包络提取模块、平滑模块以及功率调整模块，

所述计算模块，用于计算输入信号的幅度abs_data(t)，

其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度；

所述包络提取模块，用于求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope，

[maxd,max_pos]＝max(abs_data(t*M:(t+1)*M))

peak_position_array(t)＝t*M+max_pos；

qam_data_envelope(t*M:(t+1)*M)＝abs_data(peak_position_array(t))

所述平滑模块，用于对提取的信号包络进行平滑处理，

$\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(t\right)=\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{envelope}\left(t\right)*\frac{L1}{L}+\mathrm{abs}\_\mathrm{data}*\frac{L2}{L},L=L1+L2;$

所述功率调整模块，用于对所述平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号，qam_data_env₁(t)＝qam_data_env(t)+margin。

本发明提出的上述方案，通过对信号进行两次平滑求得信号包络，使得对信号的跟踪既能够有效覆盖，又不至于振荡剧烈，且获取的包络信号的峰均比PAR也有所下降，此外，通过两级平滑得到的包络信号其直流和低频所占有的比例高于直接求幅度信号的功率，这样更加易于电源包络调制器的工作。本发明提出的上述方案，通过对反馈信号和发射信号通过软件进行相关运算就可以精确计算反馈时延，无需增加任何硬件开销，为保证包络跟踪奠定了同步基础。本发明提出的上述方案，对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为TD系统12载波滤波之后包络信号的功率谱密度图；

图2为DPD和ET技术信号处理示意图；

图3为正交调制幅度和输入信号幅度对比图；

图4为预失真前后时域幅度对照图；

图5为本发明实施例包络跟踪的方法流程图；

图6为本发明实施例包络跟踪的装置的结构示意图；

图7为三种包络跟踪方法和原始调制信号幅度对照图；

图8为30MHZ系统信号包络平滑后的PAR相对于没有平滑后的信号包络PAR的对比图；

图9为MOS管结构示意图；

图10为N沟道增强型MOS管的输出特性曲线图；

图11为下行发射信号高功率放大单元基本结构；

图12为栅压控制示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

输入功放的信号包络应该是基于正交调制以后的实数信号，所以包络调制器的包络一定要真实的反映出正交调制后的信号的包络形状。如图2所示，为DPD和ET技术信号处理示意图。

包络信号的提取放到DPD前后均可，预失真对信号的包络改变不大，这一点从后面的实施例可以看出来。

首先分析正交调制后的包络信号和原始信号幅度对比：

射频进行正交调制的处理如下：

rf_data(t)＝I(t)·cos(ω_rft)-Q(t)·sin(ω_rft)

DPD处理完成后的信号幅度（包络）A(t)＝|I(t)+Q(t)·j|：

R(t)＝|I(t)+Q(t)·j|＝sqrt(I(t)*I(t)+Q(t)*Q(t))

对于大信号存在如下等式：

|I(t)+Q(t)·j|≥|I(t)cos(ω_rft)-Q(t)·sin(ω_rft)|

由于大信号的幅度能够覆盖相应的正交调制信号，所以正交调制后的射频信号包络一定被包含在R(t)内，如图3所示，为正交调制幅度和输入信号幅度对比图。

提取出来的信号包络需要真实反映出末级数字处理部分的信号包络行为，对于TD-SCDMA/LTE-TDD数字末级应该是在DPD之后，包络的提取可以放到DPD前后均可。其原因是预失真后信号的幅度包络和预失真前的幅度包络基本一致。这是由于预失真模型实际上是通过|x(n-m)|的一个复多项式来对功率放大器建模，以匹配功率放大器的AM/AM和AM/PM特性，用一个FIR结构来对功率放大器的记忆性建模，这是一个纯粹的回归模型。由于在DPD系数评估之前的幅度校准使得：|y|＝|z|，所以DPD系数评估时的多项式处理|F(·)|＝|·|并不会改变信号的幅度。所以信号的预失真输出y＝F(x)和输入的信号x的幅度应该是保持不变的。由于预失真系数是功放的一个逆函数，功放对大信号有压缩特性，所以预失真后对大信号有放大效应，所以从测试的数据图中，如图4的预失真前后时域幅度对照图，可以看出来对于大信号预失真后信号的包络比预失真前包络要稍高一些，经过上述论述，包络提取可以放到DPD之后。

考虑了对输入信号进行预失真以解决功率放大器中特有的非线性之后，提供给跟踪电源的包络信号在预失真之后来解决电源的跟踪行为中的缺陷，以保证在给定时刻提供给跟踪电源包络信号正确地反映所述输入信号包络的真实情况。

包络取得越精确，最终信号跟踪出来的效率就越高。但是包络越精确，那么由于电源的波动或者延时校准的不精确性会造成一定的误差，足够的电压电平是保证信号ACLR的一个重要条件。TD系统收发存在切换开关，电源负载的剧烈变化导致输出电源周期波动，TD8天线情况不同时隙功放的供电电压波动最大在峰峰值3.8V左右（电源处测得）。不同天线负载，纹波变化，只开1天线时，纹波减小到400mV左右，而且随着天线关闭，负载不同时，电容的充放电时间发生变化，纹波形状也发生变化；所以，与DPD训练序列发射的时隙功放状态（供电）最接近的，其时隙ACLR效果最好，偏离最大的时隙，ACLR效果最差；从8天线电源纹波与时隙的对应关系可以知道，DW发送训练序列的状态与4时隙最为接近，而6时隙偏离最大；所以，6时隙的ACLR明显低于4时隙；在28V下进行DPD校正后，再将电压调到26V，发现ACLR3个时隙整体恶化较多（大于4dB）；从低电压进行DPD再调整到高电压，也存在恶化，但相对较少。所以得到的结论是漏极电压的幅度大小必须要完全覆盖信号的大小，如果电压不能做到完全精确跟踪信号包络，就可以设置电压稍高一些，预留一些余量，这样ACLR的恶化可以控制在一个很小的范围内。如何准确而又高效的跟踪信号的包络这和信号包络的选择方法有关。

为了实现本发明之目的，如图5所示，为本发明实施例包络跟踪的方法流程图，包括以下步骤：

S110：计算输入信号的幅度。

在步骤S110中，首先计算输入信号的幅度abs_data(t)，

其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度。

S120：求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络。

在步骤S120中，对信号的幅度abs_data(t)求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope，具体为：

[maxd,max_pos]＝max(abs_data(t*M:(t+1)*M))

peak_position_array(t)＝t*M+max_pos。

qam_data_envelope(t*M:(t+1)*M)＝abs_data(peak_position_array(t))

其中，M的选取可以根据具体的系统需要决定，例如M取值为8。

S120的优点是提取出来的信号包络完全能够覆盖发送的信号幅度，但是有时候峰值显得偏高，这样电源的效率就会降低，为此需要进行S130的处理。

S130：对提取的信号包络进行平滑处理。

在步骤S130中，对提取的信号包络进行平滑处理，

$\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(t\right)=\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{envelope}\left(t\right)*\frac{L1}{L}+\mathrm{abs}\_\mathrm{data}\left(t\right)*\frac{L2}{L},L=L1+L2.$

其中，平滑长度的选取可以根据具体的系统需要决定，例如L取值为2，L1取值为1，L2取值为1。

S140：对平滑处理后的包络信号增加一个余量，使得包络能够覆盖峰值信号本发明公开了。

在步骤S140中，对所述平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号，qam_data_env₁(t)＝qam_data_env(t)+margin。

具体而言，以保证包络能够有效的覆盖峰值信号，通常余量margin为小于等于输入信号平均幅度的1/10。

通过上述方案显著区别于EER技术，因为EER必须随时用到精确的包络波形以维持良好的信号保真度和频谱性能。上述方案在该方面大大的减少了所需电路的复杂性，因为对预失真后跟踪的包络信号，不需要精确的跟踪输入包络，在经过预失真的包络信号中建立适当的余量以提供所需要的包络跟踪处理。

此外，还可以对包络信号qam_data_env₁(t)进行增益调整，使得增益调整后提取的包络信号在通过数模转换DAC变换、滤波与放大后和相应的电压对应，qam_data_env₂(t)＝qam_data_env₁(t)*gain。

此外，还可以对包络信号qam_data_env₂(t)经过一个低通滤波器，用来降低包络信号的杂散。

通过上述论证可以看出，上述包络跟踪的方法应用于数字预失真DPD处理之后。

如图6所示，为本发明实施例包络跟踪的装置100的结构示意图，包括计算模块110、包络提取模块120、平滑模块130以及功率调整模块140。

其中，计算模块110用于计算输入信号的幅度abs_data(t)，

其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度。

包络提取模块120用于求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope，

[maxd,max_pos]＝max(abs_data(t*M:(t+1)*M))

peak_position_array(t)＝t*M+max_pos。

qam_data_envelope(t*M:(t+1)*M)＝abs_data(peak_position_array(t))

其中，M的选取可以根据具体的系统需要决定，例如M取值为8。

平滑模块130用于对提取的信号包络进行平滑处理，

$\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(t\right)=\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{envelope}\left(t\right)*\frac{L1}{L}+\mathrm{abs}\_\mathrm{data}\left(t\right)*\frac{L2}{L},L=L1+L2.$

其中，平滑长度的选取可以根据具体的系统需要决定，例如L取值为2，L1取值为1，L2取值为1。

功率调整模块140用于对平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号，qam_data_env₁(t)＝qam_data_env(t)+margin。

其中，功率调整模块140增加的余量margin为小于等于输入信号平均幅度的1/10。

功率调整模块140对包络信号qam_data_env₁(t)进行增益调整，使得增益调整后提取的包络信号在通过数模转换DAC变换、滤波与放大后和相应的电压对应，qam_data_env₂(t)＝qam_data_env₁(t)*gain。

此外，包络跟踪装置100还包括滤波模块150，滤波模块150用于对包络信号qam_data_env₂(t)进行低通滤波，用来降低包络信号的杂散。

包络跟踪装置100可以应用于数字预失真DPD处理之后。

为了进一步阐述本发明的显著技术效果，下面结合具体的例子对本发明的上述方法或装置的性能做进一步说明。

为了对比本发明公开的方案的优势，和三种包络的提取算法进行比较：

折线代表：原始的RF正交调制信号，可以认为是输入功放的射频信号；

点线代表：第一次平滑后的包络；

点圈代表：直接求得中频信号的幅度；

双点代表：第二次平滑后的包络，本方案采用的就是本方案。

如图7所示，为三种包络跟踪方法和原始调制信号幅度对照图。

从测试的数据源来看，采用本方案提取包络的方法具有以下优点：

第一个优点：对信号跟踪，既能够有效覆盖，又不至于振荡剧烈；

第二个优点：包络信号的PAR有所下降。图8仿真了30MHZ系统，信号包络平滑后的PAR相对于没有平滑后的信号包络PAR，信号包络在平滑后PAR可以下降1dBc左右，PAR的下降使得电源包络调制器的线性变好。

第三个优点：通过仿真通过两级平滑得到的包络信号其直流和低频所占有的比例高于直接求幅度信号的功率，这样更加易于电源包络调制器的工作。

采用电源包络调制qam_env_volt相对传统的DC供电dc_vlot的比例dc_scale如下：

$\mathrm{qam}\_\mathrm{env}\_\mathrm{vole}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{qam}+\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(n\right),$ 其中，

$\mathrm{dc}\_\mathrm{dcale}=\frac{\mathrm{qam}\_\mathrm{env}\_\mathrm{volt}}{\mathrm{dc}\_\mathrm{vlot}}$

dc_vlot：不采用包络跟踪技术时需要消耗的直流电压；

qam_env_volt：采用包络跟踪时电压的均值；

dc_scale：包络跟踪消耗的漏极电压线相对直流电压的比例。

电源消耗的直流功率是漏极电压乘上漏极电流，漏极电压降低一半。漏极电流基本没有变化。这是由于MOS管处于饱和区时，漏极电流i_D的大小基本上由栅极电压v_GS和输入的射频信号决定，所以电源消耗的直流功率降低一半。因此功率放大器的供电功率会降低一半左右。同时考虑电源包络调制器的效率一般是90％,功率放大器的供电功率会降低40％左右。如图9所示，为MOS管结构示意图，图中g连接的网络是栅极，d连接的网络是漏极，s连接的网络是源极。

MOS管放大器的输出特性曲线如图10所示，为N沟道增强型MOS管的输出特性曲线图，分为可变电阻区、饱和区、截止区和击穿区几部分。在可变电阻区，随着v_DS的增大，靠近漏极的沟道越来越薄，当v_DS增加到使v_GD＝v_GS-v_DS＝v_T(或v_DS＝v_GS-v_T)时，沟道在漏极一端出现预夹断。再继续增大v_DS，夹断点将向源极方向移动，由于v_DS的增加部分几乎全部降落在夹断区，故i_D几乎不随v_DS增大而增加，管子进入饱和区，此时i_D几乎不随漏极电压v_DS而变化。i_D几乎仅由v_GS决定。

在饱和区内i_D与v_GS的近似关系式为

$i_D=I_{\mathrm{DO}}{\left(\frac{v_{\mathrm{GS}}}{V_T}\right)}^2(v_{\mathrm{GS}}>V_T),(v_{\mathrm{GS}}>V_T)$

式中是v_GS＝2V_T时的漏极电流i_D。

说明：V_T表示开始形成沟道时的栅—源极电压称为开启电压。

v_GS越大，作用于半导体表面的电场就越强，吸引到P衬底表面的电子就越多，导电沟道越厚，沟道电阻越小。开始形成沟道时的栅—源极电压称为开启电压，用V_T表示。

上面讨论的N沟道MOS管在v_GS＜V_T时，不能形成导电沟道，管子处于截止状态。只有当v_GS≥V_T时，才有沟道形成。这种必须在v_GS≥V_T时才能形成导电沟道的MOS管称为增强型MOS管。沟道形成以后，在漏-源极间加上正向电压v_DS，就有漏极电流产生。

如图11所示，为下行发射信号高功率放大单元基本结构，下行发射信号高功率放大单元一般由多级（两级）放大器组成，完成下行多载波信号的模拟发射处理。考虑到收发合路单元以及天线滤波器的插入损耗，末级功率放大器的额定输出功率应在XdBm(40dBm)左右，同时考虑信号的PAR（7.0），为了保证DPD校正后良好的线性，末级功率放大器的P1dB需选择X+PAR(46.8dBm)以上的放大器，考虑到设计余量，因此选用50W的功放管（50W的功放管是指P1dB功率点的大小，此点的功率和直流功耗没有必然的关系），具有双路拓扑结构适合Doherty拓扑匹配应用，采用Doherty拓扑结构常温增益29dB，驱动放大器采用P1dB为24.7dBm，OIP3为40.5dBm，增益16.5dB。

为了保证功率放大器得到较高的电源效率，末级放大器采用Doherty结构方案。为保证功率放大器在全温度范围内有良好的线性指标，在驱动放大器栅级偏置和末级放大器栅极偏置上使用低比特（12bit）DAC，通过DAC控制放大器的栅压，通过每一个栅极前的2kohm+3kohm电阻形成一负反馈温补电路，从而使功率放大器的静态电流恒定，得到稳定良好的线性指标，图12所示，为栅压控制示意图。对于TDD系统，例如TD-SCDMA或者LTE-TDD,存在收发切换，上图通过TXVON控制栅压的开关，当链路处于发射时，TXVON设置为低电压信号，运放控制栅压大小。当链路处于接收时，TXVON设置为高电压信号，电压信号全部接地，栅压断开。栅压（Vgs一般只有3v或者4v）远远小于漏级电压。栅压的调整是根据检测到的温度决定。温度检测单元主要用来检测模拟收发板的工作温度，特别是功率放大器的工作温度，并将检测的温度参数通过I2C总线传送给控制单元，控制单元根据检测到的温度来调整栅压的大小，一般情况下温度降低，栅压提高，温度升高，栅压降低，栅压调整的大小根据功率放大器的环境温度相关，一般控制在0.3V左右。ET功率放大器中栅压的稳定控制决定了功率放大器的特性不会受栅压的影响。

ET功率放大器相对于传统的功放存在一定的失真特性，例如ET放大器经常呈现一种增益扩展而不是增益压缩。然而并不意味着ET功放就会比普通功放更难进行线性化，只要调制的漏极电压准确并且低噪声，通过使用有效的包络提取和准确的电源包络调制器就可以完成，例如数字部分采用两级平滑装置，包络信号能够准确的跟踪输入的射频信号。这样DPD算法无需做太大的改动，使得DPD能够很好的适应ET功放。

包络调制通道和射频信号通路的会随着时间和温度的变化而有所变动，这样会导致包络调制通道和射频信号通路的时延不能够严格匹配，为此推荐自适用时延调整算法周期性的修正时延的大小，时延的匹配不需要增加任何硬件信息，通过对反馈信号和发射信号进行相关运算就可以计算精确计算反馈时延。

总结DPD/ET之间的关系如下表所示：

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种包络跟踪的方法，其特征在于，包括以下步骤：

计算输入信号的幅度abs_data(t)，

其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度；

求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope，

[maxd,max_pos]＝max(abs_data(t*M:(t+1)*M))

peak_position_array(t)＝t*M+max_pos；

qam_data_envelope(t*M:(t+1)*M)＝abs_data(peak_position_array(t))

对提取的信号包络进行平滑处理，

$\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(t\right)=\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{envelope}\left(t\right)*\frac{L1}{L}+\mathrm{abs}\_\mathrm{data}\left(t\right)*\frac{L2}{L},L=L1+L2;$

对所述平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号，qam_data_env₁(t)＝qam_data_env(t)+margin。

2.如权利要求1所述的包络跟踪的方法，其特征在于，所述余量margin为小于等于输入信号平均幅度的1/10。

3.如权利要求2所述的包络跟踪的方法，其特征在于，对所述包络信号qam_data_env₁(t)进行增益调整，使得增益调整后提取的包络信号在通过数模转换DAC变换、滤波与放大后和相应的电压对应，qam_data_env₂(t)＝qam_data_env₁(t)*gain。

4.如权利要求3所述的包络跟踪的方法，其特征在于，所述包络信号qam_data_env₂(t)经过一个低通滤波器，用来降低包络信号的杂散。

5.如权利要求4所述的包络跟踪的方法，其特征在于，所述包络跟踪的方法应用于数字预失真DPD处理之后。

6.一种包络跟踪的装置，其特征在于，包括计算模块、包络提取模块、平滑模块以及功率调整模块，

所述计算模块，用于计算输入信号的幅度abs_data(t)，

其中，I(t)、Q(t)分别为输入信号的同相和正交两路信号的幅度；

所述包络提取模块，用于求取连续M个数据中最大数值作为数据的包络qam_data_envelope，

[maxd,max_pos]＝max(abs_data(t*M:(t+1)*M))

peak_position_array(t)＝t*M+max_pos；

qam_data_envelope(t*M:(t+1)*M)＝abs_data(peak_position_array(t))

所述平滑模块，用于对提取的信号包络进行平滑处理，

$\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{env}\left(t\right)=\mathrm{qam}\_\mathrm{data}\_\mathrm{envelope}\left(t\right)*\frac{L1}{L}+\mathrm{abs}\_\mathrm{data}\left(t\right)*\frac{L2}{L},L=L1+L2;$

所述功率调整模块，用于对所述平滑处理后的包络信号增加一个余量margin，使得包络能够覆盖峰值信号，qam_data_env₁(t)＝qam_data_env(t)+margin。

7.如权利要求6所述的包络跟踪的装置，其特征在于，所述功率调整模块增加的所述余量margin为小于等于输入信号平均幅度的1/10。

8.如权利要求7所述的包络跟踪的装置，其特征在于，所述功率调整模块对所述包络信号qam_data_env₁(t)进行增益调整，使得增益调整后提取的包络信号在通过数模转换DAC变换、滤波与放大后和相应的电压对应，qam_data_env₂(t)＝qam_data_env₁(t)*gain。

9.如权利要求8所述的包络跟踪的装置，其特征在于，还包括滤波模块，所述滤波模块用于对所述包络信号qam_data_env₂(t)进行低通滤波，用来降低包络信号的杂散。

10.如权利要求9所述的包络跟踪的装置，其特征在于，所述包络跟踪的装置应用于数字预失真DPD处理之后。

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