JP4773199B2 - 非対称電力駆動を用いた電力増幅装置 - Google Patents

Description

本発明は、高効率及び高線形性の電力増幅装置に関し、更に超高周波ドハーティ増幅器（ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｄｏｈｅｒｔｙ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いる、非対称電力駆動の電力増幅装置に関する。

通常、本発明が属する技術分野で広く知られているように、ドハーティ増幅器は、クォータウェーブトランスフォーマ(λ/４ライン)を用いてキャリア増幅器とピーク増幅器を並列に連結した構造を有する。ドハーティ増幅器は電力レベルが増加することによって、負荷に供給される電流の量が増加し、ピーク増幅器によりキャリア増幅器の負荷インピーダンスを調節して効率を上げる対称電力結合方式により駆動される。

超高周波ドハーティ増幅器は、高出力低周波真空管または中間周波数真空管を用いた放送装置の振幅変調送信器として用いられていた。その後、真空管ではなく物性デバイスを用いて超高周波ドハーティ増幅器を具現するための様々な提案があり、実質的な具現のための多くの研究がなされていた。

非対称電力駆動方式を用いるドハーティ増幅器は、高効率と高線形性を実現した。特に、移動通信基地局及び移動通信端末器で用いられるドハーティ増幅器は、大体同じサイズの物性デバイス、同じ入/出力整合回路及び入力電力駆動により具現される。この時、キャリア増幅器はクラスＡＢに、ピーク増幅器はクラスＣにそれぞれバイアスされるが、ピーク増幅器のバイアスはキャリア増幅器のバイアスよりも低いため、電力レベルに応じてピーク増幅器の電流レベルが常にキャリア増幅器の電流レベルよりも低いという問題点を有する。

図１は、それぞれのバイアスレベル、すなわち誘導角(ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ａｎｇｌｅ)による電流成分の大きさを示す。図１に示すように、より低くバイアスされているピーク増幅器は、基本電流成分においてキャリア増幅器よりも低いことが分かる。バイアスポイントがクラスＡＢであるキャリア増幅器は、誘導角がπないし２πであるため、最大入力電力に対して電流の基本成分は０.５〜０.５３６の大きさを有し、クラスＣに動作するピーク増幅器は、誘導角が０〜πであるため、基本電流成分は０〜０.５の大きさを有するようになる。したがって、ピーク増幅器の基本電流成分が、キャリア増幅器に及ばないため、負荷変調現象（ｌｏａｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）(それぞれの電流源が動作する時、電流源前端の負荷インピーダンスが電流源で発生した電流の大きさによって変化する現象)が起こるだけでなく、ドハーティ動作においても大きい問題点がある。

また、後述する図９Ａでのように、ピーク増幅器の低いバイアスレベルに起因してピーク増幅器の基本電流成分は、駆動電圧レベルが一定値以上である場合のみ検出されることが分かる。
したがって、キャリア増幅器が最大の入力電力で駆動した時、ピーク増幅器の基本電流成分がキャリア増幅器より低いだけでなく、ピーク増幅器で要求される最大の入力電力で駆動されないため、更に低い基本電流の大きさを生成するようになる。結果的に、ドハーティ増幅器は最大の出力電力を生成できないという問題点を有することになる。

このような問題点を解決するために、包絡線トラッキングデバイスまたは入力電力トラッキングデバイスによりドハーティ増幅器の長所である高効率特性を維持しながら、最大出力の側面で従来のドハーティ増幅器よりも大幅に改善された研究結果が発表されている。また、超高周波帯域でドハーティ増幅器を実質的に具現するための多くの研究が行われており、その１つが図２に示されている。

図２に示すドハーティ増幅器は、キャリア増幅器２０４及びピーク増幅器２０６と、キャリア増幅器２０４及びピーク増幅器２０６に互いに同一の電力が入力されるようにする電力分配器２００と、キャリア増幅器２０４及びピーク増幅器２０６との間の位相を同期化するための伝送ライン２０２と、ピーク増幅器２０６が動作しない間にインピーダンスの出力を大きくして適切な負荷変調現象が起こるようにするオフセットライン２０８と、ドハーティ動作のためのクォータウェーブ伝送ライン２１０及び２１２とから構成される。

図２に示すようなドハーティ増幅器は、キャリア及びピーク増幅器が同一の値を出力するようにしながら、それぞれの増幅器の入/出力整合回路を同一に構成して最大の出力電力を生成する方式に具現される。また、このドハーティ増幅器はキャリア増幅器及びピーク増幅器内のトランジスタの出力端に出力整合回路を設置し、その後ろにオフセットライン２０８が配置されるようにすることで実数部だけでなく、虚数部の整合も可能にし、増幅器の出力を最大限に得ながらドハーティ動作を可能にしたものである[参照、Ｙ． Ｙａｎｇ ｅｔ ａｌ、 「Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ ａｎｄ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｄｏｈｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｎｅｗ Ｌｏａｄ Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ」、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｊｏｕｒｎａｌ、 Ｖｏｌ４４、 Ｎｏ．１２、 ｐｐ．２０-３６、 Ｄｅｃ．２００２]。

また、図３では、ドハーティ増幅器を改善しながらも効率及び線形性を最適化できるＮ-ウェイドハーティ増幅器について開示している。[Ｙ． Ｙａｎｇ ｅｔ ａｌ、 「Ａ Ｆｕｌｌｙ Ｍａｔｃｈｅｄ Ｎ-ｗａｙ Ｄｏｈｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ」、 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈ．、Ｖｏｌ．５１、 Ｎｏ．３、 ｐｐ． ９８６-９９３、 Ｍａｒｃｈ２００３]。

図３に示すＮ-ウェイドハーティ増幅器は、図２に示した増幅器とは異なり、１つのキャリア増幅器と複数のピーク増幅器３０４を構成してドハーティ動作を行うように具現され、１つのキャリア増幅器と複数のピーク増幅器に何れも同一の入力を加えるためにＮ-ウェイスプリッタ３００を用いた。

図４は、通常のドハーティ増幅器よりも更に低いパワーレベルから次第に高い出力効率を達成する方式のＮ-ステージドハーティ増幅器を示す。[参照、 Ｎ. Ｓｒｉｒａｔｔａｎａ ｅｔ ａｌ、 「Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａ ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ Ｄｏｈｅｒｔｙ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｆｏｒ ＷＣＤＭＡ」、ＥｕＭＣ Ｄｉｇｅｓｔ ２００３、 Ｖｏｌ．３、 ｐｐ．１３３７-１３４０、 Ｏｃｔ．２００３]。図４のドハーティ増幅器は、１つのキャリア増幅器４０２及び複数のピーク増幅器４０４に同一の入力を加えてドハーティ動作を行うようＮ-ウェイ電力分配器４００を備える。

その動作について簡単に説明すると、まずキャリア増幅器４０２がオンされ、その後、第１ピーク増幅器ＰＡ_１がターンオンされてドハーティ動作を行ってからキャリア増幅器４０２と第１ピーク増幅器ＰＡ_１とが１つになってキャリア増幅器としての役割を果たし、次段の第２ピーク増幅器ＰＡ_２がピーク増幅器の役割を果たしてドハーティ動作を行う。このような動作は、最終段の最後のピーク増幅器ＰＡ_Ｎ-１まで行われる。このように次第に順次的なドハーティ動作を誘導することによって、更に低いパワーレベルから最大の効率を得ることができ、その中間のパワーレベルでも数回の最大効率を達成し、広いパワー領域で高効率を得ることができる。

一方、物性デバイスを用いてドハーティ増幅器を具現した場合でも、低いバイアスにより最大出力ができないという問題を解決するために、包絡線トラックキングデバイスを用いたドハーティ増幅器が提案されていた。[参照、 Ｙ． Ｙａｎｇ ｅｔ ａｌ、 「Ａ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｄｏｈｅｒｔｙ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｅｍｐｌｏｙｉｎｇ Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ、」 ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ、 Ｖｏｌ．１３、 Ｎｏ． ９、 Ｓｅｐ．２００３。]、 [参照、 Ｊ． Ｃｈａ ｅｔ ａｌ、 「Ａｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｉａｓ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｗｉｔｈ ａ Ｌｏａｄ-Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ、「 ＩＥＥＥ ＭＴＴ-Ｓ Ｉｎｔ． Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏ． Ｖｏｌ．１、 ｐｐ．８１-８４、 Ｊｕｎｅ２００３」。

しかしながら、提案されたドハーティ増幅器でも、更に向上した線形性及び最大出力を達成するためにピーク及びキャリア増幅器の電流レベルを調節するための付加的な装置が必要となる。
したがって、本発明の目的は、非対称電力駆動を用いて高効率を維持しながら最適の線形性を達成するドハーティ増幅器を提供することにある。

本発明の他の目的は、前述したドハーティ増幅器を用いる電力増幅装置を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明の一実施形態によれば、ドハーティ増幅器は、並列に連結されているキャリア増幅器及びピーク増幅器と、前記キャリア増幅器及びピーク増幅器を、非対称電力駆動を用いて駆動する非対称電力駆動手段とを含むことを特徴とする。

本発明の他の実施形態によれば、電力増幅装置は、１つのキャリア増幅器と残りの(Ｎ-１)個のピーク増幅器とからなるＮ個の増幅器が並列に連結されているドハーティ増幅器と、前記Ｎ個の増幅器を非対称電力駆動を用いて駆動する非対称電力駆動手段と、前記ドハーティ増幅器の出力端に連結され、前記電力増幅装置の負荷インピーダンスを調節して前記ドハーティ増幅器の負荷変調を誘導するドハーティネットワークとを含むことを特徴とする。

また本発明の他の実施形態によれば、電力増幅装置は、互いに並列に連結され、それぞれ入力整合回路と出力整合回路を有する１つのキャリア増幅器及び１つまたはそれ以上のピーク増幅器と、前記キャリア増幅器及び前記ピーク増幅器を非対称電力駆動または対称電力駆動を用いて駆動させる手段を含み、前記キャリア増幅器と前記ピーク増幅器の入力及び出力整合回路は、前記キャリア増幅器と前記ピーク増幅器の負荷インピーダンスを適切な電力整合のために減らす方式であり、互いに異なるように構成されることを特徴とする。

本発明によれば、従来技術の超高周波ドハーティ増幅器において、不適切な負荷変調が発生し、最大出力を生成できないという問題を解決でき、これによって高効率化が図れるとともに線形性の側面で最適の線形性を達成できるという効果を奏する。本発明の電力増幅器を、従来の移動通信網またはＣＤＭＡ基地局/端末器に応用すれば、高効率化と高線形化を同時に達成でき、価格競争力と信頼性向上につながることが期待される。特に、本発明は非対称電力駆動のために非対称電力駆動器を用いたり、カップラなどを用いたりすることによって、単純、かつ安価に具現可能であるという長所を有する。

以下、添付の図面を参照して本発明の最適な実施形態について詳細に説明する。
図５は、本発明の一実施形態による非対称電力駆動を用いたＮ-ウェイ(ここで、Ｎ=２)電力増幅装置のブロック図である。図５の電力増幅装置は、非対称電力駆動器５００、伝送ライン５０２、互いに並列に連結されているキャリア増幅器５０４及びピーク増幅器５０６、オフセットライン５０８、第１クォータウェーブ伝送ライン５１０、及び第２クォータウェーブ伝送ライン５１２を含む。

キャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６は、何れもドハーティ増幅器を構成し、それぞれ同一の入力/出力整合回路を有している。
非対称電力駆動器５００は、キャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６の非対称電力を駆動するためのものであって、キャリア増幅器５０４及びピーク増幅器５０６にそれぞれ異なる電力容量、好ましくはキャリア増幅器５０４よりもピーク増幅器５０６に更に多くの電力容量が供給されるようにする。この時、電力容量は「ｇｍ」として表示されることができ、その単位はＩ/Ｖである。また、電力容量はデバイスサイズを意味することもある。

このような非対称電力駆動器５００を用いて、従来技術のようにキャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６に互いに同一の電力を提供せず、キャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６に互いに異なる電力を提供することができる。このような非対称電力駆動器５００の内部構成については、後述する図１２により詳細に説明する。

伝送ライン５０２は、キャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６との位相を同期化させる機能を行う。より詳細には、伝送ライン５０２はキャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６とが互いに同一の特性インピーダンス、例えば５０Ωで同一の出力を発生するようにそれぞれの増幅器の入/出力整合回路を同一に構成して１つの電力増幅器で最大出力を生成するようにする。

或いは、本発明の電力増幅装置は、キャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６の入/出力整合回路を、互いに異なるように構成してドハーティ増幅器の効率及び線形性が最大となり、ドハーティ増幅器が最大出力を生成できるように具現することもできる。そのために、キャリア増幅器とピーク増幅器の負荷インピーダンスを適切に下げなければ、向上した線形性と適切な電力整合をなし遂げることはできない。特に、ピーク増幅器のバイアスポイントがキャリア増幅器よりも低いため、図１０Ｂに示すように、ピーク増幅器の負荷インピーダンスはキャリア増幅器の負荷インピーダンスよりも更に低くならなければ、向上した線形性と適切な電力整合をなし遂げることはできない。

オフセットライン５０８は、ピーク増幅器５０６が動作しない時にインピーダンスの出力を大きくして適切な負荷変調現象が起こるようにする。
第１クォータウェーブ伝送ライン５１０は、インピーダンスインバータとして作用し、ドハーティ動作を具現する。例えば、第１クォータウェーブ伝送ライン５１０は、２Ｒ_O(Ｒ_Oは、負荷インピーダンスを意味する)のように出力を逆に変化させる。第２クォータウェーブ伝送ライン５１２は、負荷インピーダンスを５０Ωから２５Ωに変化させる。通常、特性インピーダンス５０Ωに対して１個のキャリア増幅器と(Ｎ-１)個のピーク増幅器が並列に連結されてドハーティ増幅器を構成するため、ドハーティ増幅器の負荷インピーダンスは５０Ωという特性インピーダンスに対してＲ_O/Ｎに構成しなければならない。例えば、図５では、Ｎ=２の２-ウェイ増幅装置であるため、負荷インピーダンスを５０Ωから２５Ωに変化させる第２クォータウェーブ伝送ライン５１２を構成しなければならず、この場合の第２クォータウェーブ伝送ライン５１２の特性インピーダンスは、

前述したように、図５に示す電力増幅装置は、非対称電力駆動器５００により非対称電力駆動を具現しており、入/出力整合されたキャリア増幅器５０４とピーク増幅器５０６が並列に連結されている構造を有する。これら２つの増幅器５０４、５０６は、第１及び第２クォータウェーブ伝送ライン５１０、５１２から構成されるクォータウェーブトランスフォーマ(λ/４ライン)とオフセットライン５０８からなるドハーティネットワークを通して出力端が構成される。

図６は、本発明の他の実施形態によるＮ-ウェイ(ここで、Ｎは２と同じか大きい整数)電力増幅装置であって、Ｎ-ウェイ非対称電力駆動器６００、伝送ライン６０２、ドハーティ増幅器６０４、オフセットライン６０６、第１及び第２クォータウェーブ伝送ライン６０８、６１０を含む。ドハーティ増幅器６０４は、１つのキャリア増幅器ＣＡと(Ｎ-１)個のピーク増幅器ＰＡ_１〜ＰＡ_Ｎ-１を含むＮ個の増幅器から構成され、それぞれの増幅器は内部的に入力及び出力整合回路を含む。

Ｎ-ウェイ非対称電力駆動器６００は、キャリア増幅器ＣＡと(Ｎ-１)個のピーク増幅器ＰＡ_１〜ＰＡ_Ｎ-１に非対称電力駆動が行われるようにする。すなわち、Ｎ-ウェイ非対称電力駆動器６００は、キャリア増幅器に比べてＮ-１個のピーク増幅器に一定値以上、より高い電力が供給されるようにする。これと関連して、Ｎ-ウェイ非対称電力駆動器６００は、Ｎ-１個のピーク増幅器を非対称電力駆動または対称電力駆動で動作させることもできる。すなわち、それぞれのピーク増幅器ごとに同一の電力を供給することもでき、互いに異なる電力を供給するように構成することもできる。これとは異なり、Ｎ-ウェイ非対称電力駆動器６００によりそれぞれのピーク増幅器の入力整合回路が、互いに異なる入力電力比を有するようにすることもできる。

また、本発明は非対称電力駆動のために、入力整合部及び出力整合部をキャリア増幅器及びＮ-１個のピーク増幅器で何れも同一に構成することもでき、入力整合部及び出力整合部を、キャリア増幅器とＮ-１個のピーク増幅器で互いに異なるように構成しつつ、Ｎ-１個のピーク増幅器で何れも同一の構成を有するようにすることもできる。更に、入力整合部及び出力整合部をキャリア増幅器とＮ-１個のピーク増幅器で互いに異なるように構成し、またＮ-１個のピーク増幅器でも互いに異なる構成を有するようにすることもできる。

図７は、本発明の他の実施形態によるＮ-ステージ(ここで、Ｎは２と同じかそれより大きい整数)電力増幅装置であって、Ｎ-ステージ非対称電力駆動器７００、伝送ライン７０２、ドハーティ増幅器７０４、オフセットライン７０６、第１及び第２クォータウェーブ伝送ライン７０８及び７１０を含む。ドハーティ増幅器６０４は、図６と同様、１つのキャリア増幅器ＣＡと(Ｎ-１)個のピーク増幅器ＰＡ_１〜ＰＡ_Ｎ-１を含むＮ個の増幅器から構成され、それぞれの増幅器は内部的に入/出力整合回路を含む。

図７の実施形態は、第１クォーターウェーブ伝送ライン７０８がカスケード方式で連結されていることを除けば、図６に示す実施形態と実質的に同様である。図７の電力増幅装置は、図４に示す電力増幅装置と同様、次第にドハーティ動作を行う。すなわち、キャリア増幅器ＣＡがまずオンされ、第１ピーク増幅器ＰＡ_１がオンされてドハーティ動作を行ってから、そのキャリア増幅器ＣＡと第１ピーク増幅器ＰＡ_１とが１つになってキャリア増幅器としての役割を果たし、第２ピーク増幅器ＰＡ_２がピーク増幅器の役割をしてドハーティ動作を行う方式で次第に順次的なドハーティ動作を誘導するように設計される。このような構成のメリットは、より低いパワーレベルから最大効率が得られるようにし、中間領域でも最大効率を数回達成し、広い領域で高効率を得ることができるという点である。

Ｎ-ステージ非対称電力駆動器７００は、キャリア増幅器とピーク増幅器に対して非対称電力駆動を行う。すなわち、Ｎ-ステージ非対称電力駆動器７００は、キャリア増幅器ＣＡに供給される電力に比べてＮ-１個のピーク増幅器ＰＡ_１〜ＰＡ_Ｎ-１に一定値以上、より高い電力が供給されるようにする。

これとは異なり、Ｎ-ステージ非対称電力駆動器７００によりそれぞれのピーク増幅器の入/出力整合回路が互いに異なる入力比を有する非対称電力を供給することもできる。また、非対称電力駆動のために、入力整合部及び出力整合部をキャリア増幅器及びＮ-１個のピーク増幅器で何れも同一に構成することもでき、入力整合部及び出力整合部をキャリア増幅器とＮ-１個のピーク増幅器で互いに異なるように構成し、Ｎ-１個のピーク増幅器では何れも同一の構成を有するようにすることもできる。更に、入力整合部及び出力整合部をキャリア増幅器とＮ-１個のピーク増幅器で互いに異なるように構成しつつ、Ｎ-１個のピーク増幅器でも互いに異なる構成を有するようにすることもできる。

一方、図１で説明したように、入出力が整合されたキャリア増幅器とピーク増幅器とは、それぞれのバイアスポイントがクラスＡＢとクラスＣにバイアスされているため、基本電流成分は互いに異なるようになる。この時、クラスＣにバイアスされるピーク増幅器は、キャリア増幅器よりも利得が小さいため、キャリア増幅器が最大の基本電流レベルに到達する場合、ピーク増幅器は基本電流レベルに及ばなくなる。このような比率はσに表され、以下の式１のようになる。

図８は、本発明による非対称電力駆動を用いる電力増幅装置の概念を説明する図である。
図８に示すように、キャリア増幅器とピーク増幅器とは、それぞれ電流源Ｉ_ＣとＩ_Ｐに表わされ、キャリア増幅器の負荷インピーダンスはＺ_Ｃ、ピーク増幅器の負荷インピーダンスはＺ_Ｐ、ドハーティ増幅器の負荷インピーダンスはＺ_Ｌである。

まず、低電力領域(０<Ｖ_ｉｎ<Ｋ・Ｖ_{ｉｎ、ｍａｘ})ではピーク増幅器がオフ状態になり、電流源であるＩ_Ｐの動作はなく、オープン状態となる。したがって、キャリア増幅器はクォータウェーブ伝送ライン(=λ/４ライン)とＺ_Ｌに応じて動作するようになる。

また、高電力領域(Ｋ・Ｖ_{ｉｎ、ｍａｘ}<Ｖ_ｉｎ<Ｖ_{ｉｎ、ｍａｘ})ではキャリア増幅器とピーク増幅器が何れも動作するようになり、これら増幅器の負荷インピーダンスは２つの電流源の関数により決定される。これを数式で表現すれば、以下の式２のようになる。

図９Ａは、従来のドハーティ増幅器と本発明の電力増幅装置の基本電流成分を入力電圧レベルに応じて比較したグラフである。それぞれの電力駆動を通して得たキャリア増幅器とピーク増幅器の電流成分は、以下の式３のように表すことができる(この時、対称電力駆動された増幅器は、「ｅｖｅｎ」と表現し、非対称電力駆動された増幅器は、「ｕｎｅｖｅｎ」と表現した) 。

Ｋ・Ｖ_{ｉｎ、ｍａｘ}は、クラスＣの低いバイアスのピーク増幅器がオンされ始める入力電圧レベルを表したものである。
図９Ａに示すように、入力電力が増加することにより、各電流源の基本電流成分が増加するようになる。この時、入力電力をキャリア増幅器とピーク増幅器に同一に印加する場合、バイアス差によりキャリア増幅器の基本電流成分が最大となるが、ピーク電流成分は最大電流成分に及ばなくなる。したがって、「ｅｖｅｎ」モード(すなわち、対称電力駆動方式)の場合のように基本電流成分において差が生じる。

このような短所を解決するために本発明では、「ｕｎｅｖｅｎ」方式(すなわち、非対称電力駆動方式)を採用して最大入力電力によるキャリアとピーク増幅器の基本電流成分が同一になるようにする。
図９Ｂは、図９Ａの基本電流成分に応じて負荷インピーダンスと入力電圧レベルとの間の相関関係を示すグラフである。

図９Ｂに示すように、キャリア増幅器のみ動作する低い電力範囲では、非対称電力駆動の負荷インピーダンスと対称電力駆動の負荷インピーダンスとが、１００Ωで互いに同一であることが確認できる。すなわち、低い電力範囲ではキャリア増幅器のみ負荷インピーダンスが５０Ωの２倍である１００Ωで動作するため、電力増幅装置の最大電力の１/４地点で最大効率を達成できるように電力増幅装置が広く用いられており、これは負荷インピーダンスを通じても分かる。しかし、高い電力範囲ではピーク増幅器が動作し始めると共に、負荷インピーダンスは小さくなり始める。

従来の対称電力駆動の増幅装置は、負荷変調現象が十分に起こらないことによって、最大出力を達成する時点でキャリアとピーク増幅器は５０Ωよりも大きいインピーダンスを有するようになる。すなわち、図９Ｂに示すように、高い電力範囲に入りながら無限のピークインピーダンスから５０Ωに負荷インピーダンスが変化する場合のみドハーティ増幅器が最大出力を達成できるが、対称モードの場合、そのような動作ができないことが分かる。それに対して、本発明による非対称電力駆動の増幅装置は、最大出力を達成する時点でキャリア増幅器とピーク増幅器が５０Ωを有するとともに高い電力領域の全般に亘って対称電力駆動よりも低いインピーダンスで負荷変調現象が生じる。したがって、本発明に係る非対称電力増幅装置は、高効率を維持しながら高線形成を有するようになるとともに所望する最大出力を出すことによって、物性デバイスの活用能力が高まるようになる。

図１０Ａは、図９Ｂの負荷インピーダンス変化を負荷ラインの観点から示したグラフである。
図１０Ａの左側のグラフは、低い電力でピーク増幅器がターンオンされ始める時点で対称と非対称電力駆動時の負荷ラインを示すもので、図９Ｂに示したように、ほぼ同一の負荷ラインが形成されることが分かる。すなわち、「ｅｖｅｎ」と「ｕｎｅｖｅｎ」の場合、低い電力範囲では負荷インピーダンスが２倍となるため、図１０Ａの左側のグラフのような負荷ラインを有する。

図１０Ａの右側のグラフは、最大電力を出す時点で対称と非対称電力駆動時の負荷ラインを示すもので、図９Ｂに示したように対称電力駆動の場合はインピーダンスが大きいため、最大電力を出せないとともに線形性の側面で非対称電力駆動の場合よりも更に低い負荷ラインが形成されることが分かる。すなわち、不適切な負荷変調現象により相対的に大きいインピーダンスを有する従来のドハーティ増幅器、すなわち「ｅｖｅｎ」モードドハーティ増幅器では大きいインピーダンスを有する負荷ラインを有することによって最大出力を出せないことを意味するのに対して、本発明による「ｕｎｅｖｅｎ」モードドハーティ増幅器では最大出力が可能であることを意味する。

図１０Ｂは、本発明による電力増幅装置の最大出力を出すために、図９Ｂの負荷インピーダンスを変化させる様子を表した負荷ラインを示すグラフである。
対称電力駆動のドハーティ増幅器の不適切な負荷変調現象による大きいインピーダンスに対して最大電力を出しつつ一層優れた線形性を得るためには、非対称電力駆動のような負荷ラインを有するように整合回路を変化させなければならない。図１０Ｂに示すように、大きいインピーダンスを減少させることによって負荷ラインの勾配を大きくし、最適なロードが達成できる。したがって、対称電力駆動の増幅装置をより一層線形的にもっていくとともに最大電力を出すことができる。

図１１Ａは、ＩＭ３(Ｉｎｔｅｒ-ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ３)レベルと平均出力との間の２トーンシミュレーショングラフであって、２トーンシミュレーションを用いて、本発明による非対称電力駆動を有する電力増幅装置が最適の線形性を達成する原因を分析した。

更に説明すると、ＩＭ３とは、２つ以上の周波数が非線形システムまたは回路を通過する際に入力になかった信号が混変調されて出力されることを意味し、ＩＭＤはそのような混変調(ＩＭ)成分による歪みそのものを意味する。特に、ＩＭ３成分、すなわち２トンである２つの周波数ｆ１とｆ２の例を挙げると、出力には様々な合成成分が混じっている信号が出力されるが、２*ｆ１、３*ｆ２のような完全倍数性ハーモニックはフィルタにより除去できる。しかし、問題となるのは、３次項、すなわち２*ｆ１-ｆ２と２*ｆ２-ｆ１であるが、これはｆ１とｆ２信号に非常に近づいているため、フィルタによっても除去できず、大体線形性の指標を表すようになる。

また、２トーンシミュレーションとは、主に計測器とテスティング、ハーモニックバランスなどにおいて２つの周波数成分を用いて分析するか、測定する場合をいう。このような場合には、主にＩＭＤとＩＰ３を測定する場合に中心周波数を基準にして「ｔｗｏ-ｔｏｎｅ sｐａｃｉｎｇ」の一種であるオフセット周波数を有する２種類のトーンを導入して２つの信号間のＩＭＤ、すなわち増幅器の線形性がどの程度であるかを分析するために用いられる。

図１１Ａに示すように、ＩＭ３の観点から「ｕｎｅｖｅｎ」になるほど１:x の x、すなわちピーク電力の比率が大きくなるほどＩＭ３のレベル分布は、キャリア増幅器とピーク増幅器が互いに同じ領域で広くなり、出力電力が減って順次位相が互いに反対になる場合は、ＩＭ３レベル分布が狭くなるという効果がある。

すなわち、本発明で提案している最適の線形性を有する電力増幅装置は、キャリア増幅器とピーク増幅器のＩＭ３レベルをオフセットさせる方法により高線形性を達成する。この時、それぞれの増幅器のＩＭ３レベルが基本的にクラスＡＢ電力増幅器よりも低いだけでなく、レベルが更に低くなるほどＩＭ３がオフセットされて線形性が大きく改善される。したがって、キャリア増幅器とピーク増幅器は、最適の線形性を有するように設計されなければならない。特に、低い電力レベルでピーク増幅器はオフされており、キャリア増幅器のみ動作するため、キャリア増幅器が線形的に動作するように設計されることが好ましい。図１１Ａと図１１Ｂに示すＭＶ(Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｖａｒｉａｔｉｏｎｓ)は、このような概念を適用してキャリア増幅器とピーク増幅器が更に線形的に動作するように設計し、非対称電力駆動である場合と比較した。

図１１Ｂは、ＩＭ３位相と平均出力との間の２トーンシミュレーショングラフであって、図１１Ａと同様、２トーンシミュレーションを用いて、本発明の電力増幅装置が最適の線形性をなし遂げる原因を分析した。
図示のように、出力電力が大きくなるほど、キャリア及びピーク増幅器間の位相差が１８０°となり、それぞれの増幅器のＩＭ３レベルが同一にならなければ、互いに相殺される効果が発生しない。「ｕｎｅｖｅｎ」を用いる増幅器の場合、１８０°の位相差が発生する領域が、より広く分布することが分かる。すなわち、高いパワーレベルではキャリア及びピーク増幅器が互いに円滑に相殺できるようにキャリア及びピーク増幅器のＩＭ３レベルが互いに同一であり、位相差が１８０°となるように設計されることが好ましい。要するに、図１１Ｂで、非対称電力駆動が大きくなるほど、キャリア増幅器のＩＭ３位相は、平均出力が低い地点からマイナス方向に大きくなり、逆にピーク増幅器のＩＭ３位相は、プラス方向に大きくなり、１８０°となる領域が大きくなる。また、最適のインピーダンスを有するように整合回路を変化させた場合は、位相にそれほど大きい変化はないが、図１１Ａに示すように、ＩＭ３のレベルは小さくなることが分かる。更に、非対称電力駆動が大きくなるほど、平均出力が高い領域でＩＭ３レベルが小さくなることが確認できた。したがって、ＩＭ３レベルが低くて同じであり、互いの位相が反対になる場合、キャリア及びピーク増幅器が円滑な負荷変調現象を起こすように線形的に設計されて、最適の線形性を達成できることが確認された。

図１２は、図５に示す非対称電力駆動器５００の一例を示す。たとえ、特定して記述してはいないが、図１２に例示する非対称電力駆動器は、本発明の電力増幅装置のすべての実施形態に同様に適用される。
非対称電力駆動器５００は、対称電力駆動に用いる３ｄＢハイブリッドカップラ１２０２及び減衰器１２０４を含む。３ｄＢハイブリッドカップラ１２０２は、入力電力をキャリア増幅器５０４及びピーク増幅器５０６に供給する機能を行う。減衰器１２０４は３ｄＢハイブリッドカップラ１２０２とキャリア増幅器５０４との間に接続されてキャリア増幅器５０４への電力の強度を減衰させる。したがって、ピーク増幅器５０６に提供される電力をキャリア増幅器５０４に比べて、相対的に高めることができる。

これとは異なり、３ｄＢハイブリッドカップラ１２０２は、ウィルキンソン電力分配器(Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ ｐｏｗｅｒ ｄｉｖｉｄｅｒ)に代替されることもでき、また前述した減衰器１２０４の代りにピーク増幅器の入力整合部側に増幅器を連結して、ピーク増幅器に提供される電力を相対的に高めることもできる。

本実施形態では減衰器または増幅器が、キャリア増幅器の入力整合部またはピーク増幅器の入力整合部に連結されると説明したが、必ずしもこれに限られるのではなく、相対的な電力駆動の差を置くために、減衰器または増幅器の連結を多様に変更することができる。

また、本発明による非対称電力駆動は、任意のカップリング比を有するカップラ、例えば米国の「Ａｎａｒｅｎ」ｉｎｃ．から購入可能な１Ａ１３０５-５のような５ｄＢカップラを用いて、キャリア増幅器よりもピーク増幅器に４ｄＢだけ高い電力を供給して駆動させる方法を用いることもできる。

図１３Ａ及び図１３Ｂは、本発明によるキャリア増幅器及びピーク増幅器の例を示す。
図１３Ａに示すように、キャリア及びピーク増幅器は、それぞれ入力及び出力整合回路とこれらの間に配置されているＭＯＳ(Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ)ＦＥＴ(Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)系の素子を含む。ＭＯＳ ＦＥＴ素子は、キャリア及びピーク増幅器内の入力整合回路とともにゲートバイアスを印加させるためのゲート端子Ｇと、キャリア及びピーク増幅器内の出力整合回路とともにドレインバイアスを印加させるためのドレイン端子Ｄと、アースに接地されるソース端子Ｓとからなる。

図１３Ｂに示すように、キャリア及びピーク増幅器は、それぞれ入力及び出力整合回路とこれらの間に配置されているＢＪＴ(Ｂａｓｅ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)系の素子を含む。ＢＪＴ素子は、キャリア及びピーク増幅器内の入力整合回路とともにベースバイアスを印加させるためのベース端子Ｂと、キャリア及びピーク増幅器内の出力整合回路とともにコレクタバイアスを印加させるためのコレクタ端子Ｃと、アースに接地されるエミッタ端子Ｅとからなる。

図１４は、バイアスコントローラを有する図５の電力増幅装置の例示的なブロック図を示す。
図１４に示すように、本発明による非対称電力駆動を用いた電力増幅装置は、カップラ１４００、電力検出器１４０２、バイアスコントローラ１４０６、非対称電力駆動器５００、伝送ライン５０２、キャリア増幅器５０４、ピーク増幅器５０６、オフセットライン５０８、及び第１及び第２クォータウェーブ伝送ライン５１０及び５１２を含む。

キャリア増幅器５０４は、図１３Ａに示したＭＯＳ ＦＥＴ１４１０と、このＭＯＳ ＦＥＴ１４１０により連結されている入力整合回路１４１２及び出力整合回路１４１４を含む。より詳細に、ＭＯＳ ＦＥＴ１４１０のゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄは、それぞれ入力整合回路１４１２と出力整合回路１４１４に連結される。

同様に、ピーク増幅器５０６はＭＯＳ ＦＥＴ１４２０と、このＭＯＳ ＦＥＴ１４２０により連結されている入力整合回路１４２２及び出力整合回路１４２４を含み、ＭＯＳ ＦＥＴ１４２０のゲート端子Ｇとドレイン端子Ｄはそれぞれ入力整合回路１４２２と出力整合回路１４２４に連結される。

キャリア増幅器５０４及びピーク増幅器５０８には、バイアスコントローラ１４０６が連結されており、バイアスコントローラ１４０６によりキャリア増幅器５０４及びピーク増幅器５０８のバイアスが調節されて、電力増幅装置の線形性及び効率を最適化させる。より詳細に、バイアスコントローラ１４０６は、ＭＯＳ ＦＥＴ１４１０及び１４２０のゲート端子Ｇにゲートバイアス電源を印加し、ドレイン端子Ｄにドレインバイアス電源をそれぞれ選択的に印加してゲートバイアスとドレインバイアスを調節する。

その他の構成は前述した図５の構成と同様であり、重複を避けるために、詳細な具体的な説明は省略する。
図１４の実施形態は、図１３ＡのＭＯＳ系の素子だけでなく、図１３ＢのＢＪＴ系の素子への適用も可能で、それに対する連結関係及び動作は、本発明の技術分野において通常の知識を有する者であれば、容易に分かることであるため、具体的な説明は省略する。

以下、前述した非対称電力駆動器を有する電力増幅装置の効率及び優れた線形性について、図１５Ａ及び図１５Ｂを参照して説明する。
図１５Ａは、図１２の構成に対して、Ｍｏｔｏｒｏｌａ Ｉｎｃ．から購入可能なＭＲＦ２８１素子で測定した線形性であるＡＣＬＲ(Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｒａｔｉｏ)を平均出力電力の観点から実験した結果グラフを示す。ＡＣＬＲとは、ＣＤＭＡのようなスペクトルのある信号に対して、周波数ドメイン上から任意のオフセットだけ離れた近接チャネルと自己チャネルとのスペクトル上において、マーカー・ツー・マーカー(ｍａｒｋｅｒ-ｔｏ- ｍａｒｋｅｒ)により比較したことをいう。すなわち、ＡＣＬＲは、他チャネルから自己チャネルのマーカーを差し引いた値を意味する。この際に発生した隣接チャネルのスペクトルは、増幅器の非線形特性により生成されるものであって、ＡＣＬＲもまた増幅器の線形性を表す指標として用いられる。

図１５Ａに示すように、非対称比が増加するほど線形特性が向上することが分かる。これは、最大出力が増加するだけでなく、効率面でもその性能が改善されることを意味する。
図１５Ｂは、平均出力電力の観点からドレイン効率を実験した結果を示すグラフである。図示のように、非対称電力駆動であるほど高効率特性を確認できる。

以上のような実験の結果に基づいて、非対称電力駆動を有する電力増幅装置は高効率特性を維持しながら、高線形性を達成できることが分かる。
図１６Ａ及び図１６Ｂは、それぞれ非対称電力駆動を適用した場合の結果とともに対称電力駆動時に整合回路を最適化させることによって、整合変動(ＭＶ)効率と線形性がどれほど改善されるかを確認する実験グラフである。

まず、図１６Ａは平均出力電力の観点からＡＣＬＲ特性を示す。対称電力駆動を適用しながら整合回路を最適に変化させた時、クラスＡＢ増幅器と比較してＡＣＬＲがかなり大きく改善されたほか、また、整合回路と非対称電力駆動を適用した場合、高い電力レベルで更に線形性が改善されることが確認できる。

図１６Ｂは、平均出力の観点からドレインの効率特性を示す。整合回路と非対称電力駆動を適用した場合、効率特性が更に向上することが確認できる。
結果的に、従来技術の対称電力駆動を適用した場合には、キャリア増幅器とピーク増幅器のロードが非常に大きくなることによって、最適の性能を具現できないのに対して、本発明による非対称電力駆動を適用した場合には、最適の線形性を有するとともに高効率特性を発揮できる。

以上の内容は本発明の好適な実施の形態を例示したものに過ぎないもので、本発明は、請求範囲に開示された本発明の範疇内で多様に変更及び修正可能なものである。

従来技術によるドハーティ増幅器のキャリア増幅器とピーク増幅器との基本電流成分を比較したグラフである。 従来技術によるドハーティ増幅器のブロック図である。 対称電力駆動を用いる従来技術によるＮ-ウェイドハーティ電力増幅装置のブロック図である。 対称電力駆動を用いる従来技術によるＮ-ステージドハーティ電力増幅装置のブロック図である。 本発明の好適な実施形態によって例示的に構成された非対称電力駆動を用いるＮ-ウェイ(Ｎ=２)電力増幅装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態による非対称電力駆動を用いるＮ-ウェイ(Ｎは２と同じか大きい整数)電力増幅装置のブロック図である。 本発明のもう１つの実施形態によるＮ-ステージ(Ｎは２と同じか大きい整数)非対称電力駆動を用いる電力増幅装置のブロック図である。 本発明によるドハーティ増幅器の動作原理を説明する図である。 図３に示す従来技術の電力増幅装置と図６に示す本発明の電力増幅装置との基本電流成分を入力電圧レベルに応じて比較したグラフである。 図６に示す電力増幅装置で発生した負荷変調現象を説明するための入力電圧レベルに対する負荷インピーダンス分布を示すグラフである。 図９Ｂの負荷インピーダンスを負荷ライン観点から示すグラフである。 本発明による電力増幅装置で最大出力を出すために整合回路を変化させて、図９Ｂの負荷インピーダンスを変化させる負荷ラインを示すグラフである。 ＩＭ３レベルと平均出力との間の２トーンシミュレーショングラフである。 ＩＭ３位相と平均出力との間の２トーンシミュレーショングラフである。 図５及び図６に示す非対称電力駆動器の詳細なブロック図である。 本発明による電力増幅装置に適用されるＭＯＳ素子を示す図である。 本発明による電力増幅装置に適用されるＢＪＴ素子を示す図である。 本発明によってバイアスコントローラを有する電力増幅装置のブロック図である。 本発明による電力増幅装置のＡＣＬＲと平均出力電力との間の相関グラフである。 本発明による電力増幅装置のドレイン効率と平均出力電力との間の相関グラフである。 最適に整合回路を構成した場合のＡＣＬＲと平均出力電力との間の相関グラフである。 最適に整合回路を構成した場合のドレイン効率と平均出力電力との間の相関グラフである。

Claims (8)

1. 電力増幅装置であって、
   １つのキャリア増幅器と残りの（Ｎ−１）個のピーク増幅器とからなるＮ個の増幅器が並列に連結されているドハーティ増幅器と、
   前記Ｎ個の増幅器を非対称電力駆動を用いて駆動する非対称電力駆動手段と、
   前記ドハーティ増幅器の出力端に連結され、前記電力増幅装置の負荷インピーダンスを調節して前記ドハーティ増幅器の負荷変調を誘導するドハーティネットワークとを含み、
   前記非対称電力駆動手段は、
   任意のカップリング比を有し、入力電力を前記キャリア増幅器及び前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器に分配するカップラと、
   前記カップラと前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器との間に配置され、前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器への電力の強度を増幅させる増幅器とを備え、
   前記ドハーティネットワークは、
   前記キャリア増幅器と前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器にそれぞれ連結され、前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器が動作しない間に前記電力増幅装置の負荷インピーダンスを調節するＮ個のオフセットラインと、
   前記キャリア増幅器に連結されているオフセットラインに連結され、前記キャリア増幅器の出力インピーダンスを１／４波長の長さに変化させる第１クォータウェーブ伝送ラインと、
   前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器に連結されているオフセットラインからのインピーダンスを１／４波長の長さに変換させて前記電力増幅装置の負荷インピーダンスを決定する第２クォータウェーブ伝送ラインと
   を備える
   ことを特徴とする電力増幅装置。
2. 前記非対称電力駆動手段は、前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器に供給される電力を前記キャリア増幅器に供給される電力よりも高くする
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
3. 前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器に供給される電力の強度は、何れも同一である
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力増幅装置。
4. 前記（Ｎ−１）個のピーク増幅器に供給される電力の強度が、互いに異なる
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力増幅装置。
5. 前記キャリア増幅器及び前記ピーク増幅器はそれぞれ、
   入力整合回路と、
   出力整合回路と、
   前記入力整合回路及び出力整合回路の間に連結されているＭＯＳ ＦＥＴとから構成される
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
6. 前記キャリア増幅器及び前記ピーク増幅器はそれぞれ、
   入力整合回路と、
   出力整合回路と、
   前記入力整合回路及び出力整合回路の間に連結されているＢＪＴ素子とから構成される
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
7. 前記電力増幅装置は、前記ＭＯＳＦＥＴにゲートバイアス及びドレインバイアスを印加するバイアスコントローラを更に含む
   ことを特徴とする請求項５に記載の電力増幅装置。
8. 前記電力増幅装置は、前記ＢＪＴ素子にベースバイアス及びコレクタバイアスを印加するバイアスコントローラを更に含む
   ことを特徴とする請求項６に記載の電力増幅装置。

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