CN111480292B - 空载调制高效功率放大器 - Google Patents

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Abstract

描述了用于多类、宽带、空载调制功率放大器的装置和方法。功率放大器(500)可以包括以第一放大类操作的主放大器(532)和以第二放大类操作的多个峰值放大器(536，537，538)。主放大器(532)和峰值放大器(536，537，538)可以并行地对从待放大的输入信号得到的信号的部分进行操作。主放大器(532)在功率放大器的完全接通状态(所有放大器放大)和完全回退状态(峰值放大器空闲)之间可能看不到其负载阻抗的调制。通过避免负载调制，功率放大器(500)可以表现出相比于传统的多尔蒂放大器改进的带宽和效率。

Description

空载调制高效功率放大器
技术领域
本技术涉及高速高功率放大器，其可以由晶体管构成，该晶体管由例如但不限于氮化镓的半导体材料形成。
背景技术
由半导体材料形成的高速功率放大器具有各种有用的应用，例如射频(RF)通信、雷达、射频能量、功率转换和微波应用。近年来，氮化镓半导体材料由于其理想的电子特性和电光特性而受到了相当大的关注。由于其宽带隙，GaN比其他半导体例如硅更能抵抗雪崩击穿，并能在更高的温度下保持电性能。与硅相比，GaN还具有更高的载流子饱和速度，并且可以维持更高的功率密度。另外，GaN具有纤锌矿晶体结构，是非常稳定和坚硬的材料，具有高热导率，并且具有比其他传统的半导体例如硅、锗和砷化镓高得多的熔点。因此，GaN对于高速、高电压、和高功率应用是有用的。
在当前和所提出的通信标准(例如WiMax、4G和5G)下支持移动通信和无线因特网接入的应用可能对由半导体晶体管构成的高速放大器提出严格的性能要求。放大器可能需要满足与输出功率、信号线性、信号增益、带宽和效率有关的性能规范。
发明内容
描述了用于放大射频信号的装置和方法。多类、空载调制功率放大器可以包括多个放大器，这些放大器以不同的放大等级并行地对接收的信号的部分进行操作，并且向功率放大器的公共输出提供放大的信号。主放大器可以放大低信号电平和高信号电平的信号。次级放大器(称为峰值放大器)在低信号电平处可以是空闲的(非放大)，并且随着信号电平增加而变为激活的(放大)。不管次级放大器是空闲还是完全放大，主放大器可以在其输出处看到相同的阻抗，从而避免了主放大器的负载调制，而负载调制对于传统的多尔蒂(Doherty)放大器而言是常见的。多类空载调制功率放大器的峰值效率可能出现在比传统的多尔蒂放大器更深的回退功率处。
一些实施方式涉及多类功率放大器。多类功率放大器可以包括：第一电路支路中的第一放大器，其被布置成以第一放大器类操作；第二电路支路中的第二放大器，其被布置成以不同于第一放大器的第二放大器类操作；以及阻抗逆变器，其被配置成接收来自第一放大器和第二放大器的组合输出。多类功率放大器还可以包括：在第三电路支路中的第三放大器，其被布置成以第二放大器类操作；以及组合节点，其被配置成接收来自阻抗逆变器和第三放大器的输出并且将组合的输出提供给多类功率放大器的输出端口以用于驱动负载。
一些实施方式涉及操作多类功率放大器的方法。该方法可以包括以下动作：将待放大的信号划分为第一信号、第二信号和第三信号，第一信号被提供给第一电路支路、第二信号被提供给第二电路支路，第三信号被提供给第三信号支路；在第一电路支路中，利用以第一放大器类操作的第一放大器来放大第一信号；在第二电路支路中，利用以不同于第一放大器类的第二放大器类操作的第二放大器来放大第二信号；在第三电路支路中，利用以第二放大器类操作的第三放大器来放大第三信号；组合来自第一放大器和第二放大器的输出，并且将组合的输出提供给阻抗逆变器；在组合节点处组合来自阻抗逆变器的输出和来自第三放大器的输出；以及将来自组合节点的输出提供给多类功率放大器的输出端口。
前述装置和方法实施方式可以用上文描述的或下文进一步详细描述的方面、特征和动作的任何合适的组合来实施。根据以下结合附图的描述，可以更全面地理解本教导的这些和其他方面、实施方式和特征。
附图说明
本领域技术人员将理解，本文描述的附图仅用于说明目的。要理解的是，在一些情况下，实施方式的各个方面可以被夸大或放大地示出以便于理解实施方式。附图不一定是按比例的，而是将重点放在说明本教导的原理上。在附图中，相同的附图标记通常表示各个附图中相同的特征、功能类似和/或结构类似的元件。在附图涉及微制造电路的情况下，为了简化附图，可以仅示出一个设备和/或电路。实际上，可以在基板的大的区域上或整个基板上并行地制造大量设备或电路。另外，所描绘的设备或电路可以集成在较大电路内。
当在以下详细描述中参照附图时，可使用空间参考“顶部”、“底部”、“上部”、“下部”、“垂直”、“水平”等。这样的参考用于教导目的，并且不旨在作为嵌入式设备的绝对参考。可以以与附图中所示的定向不同的任何合适的方式在空间上定向嵌入式设备。
图1描述了多尔蒂放大器的布置；
图2A描述了当主放大器和峰值放大器完全放大时对称多尔蒂放大器的电路模型；
图2B描述了当主放大器激活并且峰值放大器空闲(非放大)时对称多尔蒂放大器的电路模型；
图3示出了根据多尔蒂放大器的输出功率的增益特性；
图4示出了根据输出功率的多尔蒂放大器的效率；
图5描述了根据一些实施方式的空载调制多类功率放大器；
图6A描述了根据一些实施方式的当所有放大器都完全放大时用于空载调制多类功率放大器的第一电路模型；
图6B描述了根据一些实施方式的当仅主放大器激活时用于空载调制多类功率放大器的第二电路模型；
图7描述了根据一些实施方式的用于M路空载调制多类功率放大器的电路模型；以及
图8描述了根据一些实施方式的用于(N+M+1)路空载调制多类功率放大器的电路模型。
根据下面结合附图阐述的详细描述，所示的实施方式的特征和优点变得更加明显。
具体实施方式
一种将信号放大到用于通信的高功率水平的方法是使用多尔蒂放大器，其在图1中示意性地描述。为了帮助理解本技术，提供了多尔蒂放大的概述。
多尔蒂放大器100可以包括主功率放大器132和峰值功率放大器138，其并行地对被划分到并联电路支路中的信号进行操作。峰值放大器138通常在低信号电平处空闲(不放大)，并且在主放大器132开始饱和时接通。来自两个放大器的输出随后被组合成单个射频输出。
更详细地，90度功率耦合器110将接收的射频信号分成两个输出，所述两个输出连接至主放大器132和峰值放大器138的输入。功率耦合器110还使提供给峰值放大器的信号的相位相对于提供给主放大器的信号的相位延迟(大约90度)。阻抗匹配元件122、124可以放置在主放大器132和峰值放大器138之前。这些阻抗匹配元件可以变换阻抗，以将两个放大器132、138的输入阻抗与来自90度耦合器110的传输线的阻抗或耦合器110的输出阻抗相匹配。这种阻抗匹配可以减少来自放大器输入的信号反射的不期望的影响。
附加的阻抗匹配元件142、144可以位于主放大器132和峰值放大器138的输出处，以匹配主放大器132的输出至阻抗逆变器150的输入之间(其可以设计为50欧姆)的阻抗以及峰值放大器138的输出和组合节点155处的阻抗(其也可以是50欧姆)之间的阻抗。阻抗逆变器150将从主放大器132接收的信号的相位旋转大约90度，使得来自主放大器和峰值放大器的信号在组合节点155处基本同相。输出阻抗匹配元件160可以用在组合节点155和多尔蒂放大器的射频输出之间，以将多尔蒂放大器100的输出阻抗与负载(未示出)的阻抗相匹配。
在对称多尔蒂放大器中，主放大器132和峰值放大器138可以是非常相似或相同的半导体设备。例如，它们可以被配置成处理相同量的信号功率，并且当两个放大器在它们的上限处完全放大(例如，多尔蒂放大器的完全接通状态)时将信号放大到相同的功率水平。因为输入功率被相等地分给两个放大器，所以与输入射频信号相比，到主放大器132的信号通常在耦合器110的输出端口处衰减3dB。以“dB”表示的信号值指相对功率水平。
多尔蒂放大器的操作方面在图2A到图4中更详细地示出。图2A是当主放大器132和峰值放大器138都完全开启(以全功率值放大它们各自的信号)时多尔蒂放大器的简化电路模型。以AB类模式工作的主放大器132及其输出阻抗匹配元件142可以被建模成具有内阻抗R并且不向放大的信号提供相位延迟的电流源CSm。以C类模式工作的峰值放大器138、其输出阻抗匹配元件144、和耦合器110的相位延迟可以被建模成具有内阻抗R但是向放大的信号提供90度相位延迟的第二电流源CSp。阻抗逆变器150可以被建模成具有R的特性阻抗并且提供90度相位延迟的传输线。根据一些实施方式，由多尔蒂放大器驱动的负载可以具有R/2的阻抗。
这里描述的相位延迟是射频信号的载波的延迟，该射频信号被调制以将信息编码到载波上。例如，取决于正在使用什么通信协议(例如，2G、3G、4G等)，载波可以以具有在0.7千兆赫兹(GHz)和7GHz之间的范围内的值的频率振荡。主放大器132和峰值放大器138可以被设计用于特定的载波频率和通信协议。作为一个非限制性示例，被配置成处理4G通信的信号的放大器根据一个协议可以被设计用于2.6GHz的载波频率，并且放大器部件的指定相位延迟是相对于2.6GHz的。作为另一非限制性示例，被配置成处理4G通信的信号的放大器根据另一协议可以被设计用于1.9GHz的载波频率，并且放大器部件的指定相位延迟是相对于1.9GHz的。
当主放大器132和峰值放大器138都是激活的并且以近似相等的电流量I(完全接通状态)驱动R/2的负载时，如图2A中所描述的，直接的计算表明主放大器132在其输出处看到阻抗R，如图2A中的人字形符号所指示的。这被称为多尔蒂放大器的“1:1负载”条件。该阻抗值可以在两步过程中计算。首先，计算从阻抗逆变器150观察组合节点155所看到的阻抗。其次，根据四分之一波阻抗逆变器150的特性变换观察组合节点的阻抗，以找到观察阻抗逆变器150的阻抗(在这种情况下为R)。
图2B描述了当峰值放大器138空闲(非放大)时处于完全回退状态的多尔蒂放大器的操作状况的电路模型。当要由多尔蒂放大器放大的输入射频信号降到阈值以下时，峰值放大器138变为空闲(非放大)并且基本上被建模成开路。对于这个模型，峰值放大器的阻抗在空闲状态下从R变化到无穷大值。重新计算观察组合节点155的阻抗和从主放大器观察阻抗逆变器150的阻抗，表明观察阻抗逆变器150所看到的阻抗值在完全回退状态中上升至2R。这种操作条件被称为多尔蒂放大器的“2:1负载”条件。在这种情况下，主放大器的阻抗R不再与它试图驱动的阻抗良好匹配。这种不匹配会导致信号反射和多尔蒂放大器的低效运行。
主放大器132所看到的阻抗的变化取决于峰值放大器138的状态(其由输入射频信号电平确定)，该变化被称为“负载调制”。负载调制必然不利地影响放大器的功率处理能力和放大器的射频分数带宽。例如，阻抗的不匹配引起功率反射，并且这种对主放大器的功率反射可能将主放大器的安全工作极限明显限制在如果没有功率反射的情况下主放大器可以处理的功率水平之下。反射的功率的量还可以取决于频率，并且与没有反射功率的情况相比，反射功率随频率的改变可以使放大器更快地不符合规格(导致带宽更窄)。
图3和图4示出了多尔蒂放大器增益和效率动力学的附加细节。在图3中，第一增益曲线210(虚线)描绘了当峰值放大器138空闲(非放大)时随输出功率Pout变化的主放大器132的增益。增益曲线210对应于2:1负载条件。峰值放大器138通常在低输入信号功率水平下空闲，例如，在不会开始使主放大器132饱和的输入信号电平下或在与多尔蒂放大器的峰值输出功率水平Pmax之下约6dB以及大于6dB的信号电平相对应的信号电平下。这些低电平信号可能只能由主放大器132处理。在较高的信号电平处，主放大器132的增益将开始饱和并进入“压缩”，该“压缩”从功率压缩点Pc处开始，并且由图3中的衰减区域212指示。在这一点处，主放大器132开始非线性放大，否则将使输入射频信号失真。主放大器132的功率压缩点将取决于其设计(例如，放大器晶体管中有源区的大小)，对于通信系统中使用的放大器，功率压缩点可以是从1瓦到100瓦的任何值。在一些实施方式中，功率压缩点的值可以更小或更大。
对于多尔蒂放大器，峰值放大器138在功率压缩点Pc处开始放大输入射频信号并作用于多尔蒂放大器的输出。图3中还描绘了峰值放大器138的示例增益曲线230。如图所示，峰值放大器138在高功率下补偿主放大器132的饱和，直到峰值放大器开始饱和、进入压缩、并且衰减。峰值放大器138的动作可以将多尔蒂放大器的线性放大扩展至超出主放大器132单独的能力的高功率范围，直到峰值放大器开始饱和。
图3包括当峰值放大器138激活(放大)时主放大器132的第二增益曲线220。曲线220对应于1:1的负载条件。当峰值放大器138激活时，它有效地将负载阻抗添加至主放大器132(有效地将主放大器的增益减少大约3dB)，而且还帮助放大高功率水平(将多尔蒂的压缩扩展至更高的功率)。图3还示出了根据多尔蒂放大器的输出功率的增益曲线310(实心深色曲线)。多尔蒂增益曲线310是如上所述的主放大器132和峰值放大器138的组合动作的结果。
图4中示出了多尔蒂放大器的效率曲线410。多尔蒂的效率上升到峰值效率Ep，峰值效率Ep近似出现在峰值放大器138的增益已经达到其最高值时。理想地，在多尔蒂放大器中，峰值效率Ep将出现在被称为“输出功率回退”(OBO，有时表示为OPO)的区域中最大输出功率Pmax下大约6dB处(在图中表示为Pbackoff的功率处)。对于峰值放大器从低增益电平(其中峰值放大器主要负载主放大器)转变到其最大增益(参照图3)的区域中低于Pbackoff的输出功率水平，效率降到峰值Ep以下。
实际上，多尔蒂的峰值效率不出现在6dB OBO处，因为在传统的多尔蒂放大器中存在几种效应。第一效应涉及峰值放大器138在功率回退中的隔离。虽然峰值放大器在上面被建模成在回退中具有无穷大阻抗(开路)，但是在实际应用中，阻抗在6dB OBO处是有限的。此外，阻抗逆变器150和/或输出匹配元件142、144可以表现出可能并非微不足道的损耗。另外，主放大器132和峰值放大器138通常具有非理想I-V曲线和/或拐点电压。所有这些效应都可以导致峰值效率出现在小于6dB OBO的值处(例如，大约5dB OBO或更小)，这又导致多尔蒂放大器的效率在低于大约6dB OBO的区域中比图4所示的进一步降低。
发明人已经认识并理解到，多尔蒂放大器中的负载调制会不利地影响多尔蒂放大器的功率处理和带宽能力。发明人还认识并理解到，传统的多尔蒂放大器在大约5dB OBO和大约6dB OBO之间的区域中表现出峰值效率。发明人还认识并理解到，当前开发的通信协议可以将通信信号的峰均功率比(PAPR)增加到7dB或更高，以便以高频谱效率处理大数据速率。结果，为了保持放大器的线性，多尔蒂放大器可能在其大部分工作时间内在相应的区域(7dB OBO或更高)中操作，这是传统的多尔蒂放大器的效率降低的区域。
发明人已经构思了一种空载调制、效率提高、宽带多类功率放大器，其可以在6dB或更高的回退功率裕度处表现出峰值效率。放大器可以基本上没有负载调制效应，例如由多尔蒂放大器中的峰值放大器的“接通”和“空闲”状态导致的负载调制效应。图5中描述了空载调制、多类功率放大器500的一个示例。
多类功率放大器500可以包括多个放大器532、536、537、538，其在多于两个的并联电路支路中对接收的信号(例如，接收的射频信号)的部分进行操作。可以将输入端口502处的接收的信号划分到并联电路支路中并且提供给多个放大器。来自放大器的输出可以在组合节点155处组合，并且随后提供给放大器的输出端口580。
多个放大器中的第一放大器532可以被配置成作为主放大器以第一放大类来操作。例如，第一放大类可以是A类、B类或AB类。其余放大器536、537、538可以被配置成作为峰值放大器以第二类(例如，C类)来操作。根据一些实施方式，多个放大器的第一部分(放大器532、536)可以对待放大的接收的信号的部分进行操作，其中接收的信号的该部分具有第一相位。多个放大器的第二部分(放大器537、538)可以对接收的信号的具有与第一相位不同的第二相位的部分进行操作。相对于第一相位，第二相位可以延迟80°至100°。在一些实施方式中，第二相位可以由耦合器110相对于第一相位延迟约90°或其奇整数倍。在这样的实施方式中，来自多个放大器的第一部分(放大器532、536)的第一组合的信号可以提供给阻抗逆变器550，阻抗逆变器550将第一组合的信号的相位相对于来自多个放大器的第二部分(放大器537、538)的第二组合的信号的相位延迟大约相同的量(例如，80°至100°之间或大约90°)，使得信号在组合节点155处同相组合。
空载调制、多类功率放大器500可以包括一个或更多个功率分离器510，其将接收的信号分成两个或更多个近似相等功率水平的输出信号，该输出信号被提供给两个或更多个输出端口。例如，来自分离器510的输出可以提供给多个放大器532、536、537、538，如图5所示。
在一些实现中，耦合器110和分离器510的功能可以被组合到包括集成网络的单个多端口设备中。集成网络可以包括集总式(例如，离散)和/或分布式(例如，微带波导)电感和电容元件。集总式电感元件的示例包括但不限于离散电感器和接合线。例如，多端口设备可以包括至少一个输入端口和四个输出端口。四个输出端口可以提供在设备的输入端口处接收的输入信号的大致相等的部分，但是来自两个输出端口的信号的相位可以相对于来自另外两个输出端口的信号的相位延迟大约90°。
根据一些实现，输入阻抗匹配元件522、523、524、525可以位于到多个放大器532、536、537、538的输入之前。例如，输入阻抗匹配元件524可以包括集总式和/或分布式电感和电容元件，其被布置成将其相关联的放大器537的输入阻抗与上游传输线的阻抗或来自分离器510的输出阻抗相匹配。在一些实现中，输出阻抗匹配元件542、543、544、545可以位于来自多个放大器的输出之后。例如，输出阻抗匹配元件544可以包括集总式和/或分布式电感和电容元件，其被布置成将其相关联的放大器537的输出阻抗与下游传输线或元件的阻抗相匹配。
在一些实施方式中，输入阻抗匹配元件522、523、524、525和/或输出阻抗匹配元件542、543、544、545可以省略。例如，单个输入阻抗匹配元件(未示出)可以位于输入端口502之后，以将耦合器110或上述多端口设备的输入阻抗与上游传输线或元件的阻抗相匹配。在这种情况下，耦合器110或多端口设备可以被构造成具有与多个放大器的输入阻抗相匹配的输出阻抗。类似地，输出阻抗匹配元件560和阻抗逆变器550可以被构造成具有与多个放大器532、536、537、538的输出阻抗相匹配的输入阻抗。输出阻抗匹配元件560可以具有与要由功率放大器500驱动的负载的阻抗相匹配的输出阻抗。
图6A中描述了用于空载调制、多类功率放大器500的第一电路模型602。该简化模型可以用于表示当多个放大器532、536、537、538全部完全放大时的功率放大器500，每个放大器提供I的峰值输出电流，并且每个放大器具有R的内部电阻或输出阻抗。两个放大器可以被建模成并联连接的两个电流源CSP1、CSM，并且提供处于第一相位(例如，大约0°)的放大信号。电流源CSM可以对应于空载调制、功率放大器500的主放大器532。电流源CSP1可以对应于第一峰值放大器536。来自两个电流源CSP1、CSM的放大的信号可以被组合并且提供给阻抗逆变器550。根据一些实施方式，阻抗逆变器550可以向组合的信号添加90°的奇数倍或近似该值的相位延迟，并且向组合节点155提供第一输出信号。两个附加放大器(第二和第三峰值放大器537、538)可以被建模成两个并联连接的电流源CSp2、CSp3，并且向组合节点155提供第二相位(例如，相对于第一相位90°或近似该值)的放大信号。对于所描述的四放大器实施方式，阻抗逆变器的特性阻抗Zc可以近似为R/2。另外，连接至组合节点的负载的阻抗或在组合节点处观察放大器的输出所看到的阻抗可以近似为R/4。在一些情况下，阻抗R/4可以是到输出阻抗匹配元件560的输入阻抗。
对于所示的阻抗值和匹配电流I，对图6A中的电路模型的分析揭示了由主放大器532(在图6A中被建模成电流源CSM)看到的阻抗是R(在图中由人字形符号指示)。该阻抗值可以在多步分析中得出。首先，计算在阻抗逆变器550的输出处朝向组合节点155所看到的阻抗Zo。然后，根据逆变器的特性阻抗，将针对该阻抗得出的值向后旋转通过阻抗逆变器550，以给出在阻抗逆变器550的输入处看到的阻抗Zi。最后，可以基于在阻抗逆变器550处的输入阻抗Zi来计算与峰值电流源CSP1之一并联操作的主电流源CSM所看到的阻抗。对于图6A所示的负载阻抗和特性阻抗，当所有放大器(电流源)都完全放大时，发现主电流源CSM所看到的阻抗为R。
图6B中示出了用于四放大器实施方式的电路模型，其中仅主放大器是激活的。在理想模型中，非激活(非放大)的放大器的阻抗增加到无穷大或接近无穷大值，如图中所示。在这种情况下，仅主放大器532(主电流源CSM)向组合节点155提供功率，使得在阻抗逆变器的输出处看到的阻抗Zo为R/4。将该阻抗向后旋转通过具有特性阻抗Zc＝R/2的逆变器550，在逆变器550的输入处给出R的阻抗Zi。该输入阻抗是当峰值电流源CSP1空闲(实质上呈现开路)时由主电流源CSM看到的阻抗。
基于对完全接通状态(图6A)和完全回退状态(图6B)的分析，当峰值电流源CSP1、CSP2、CSP3完全激活时以及当它们空闲时，主电流源CSM(代表主放大器532)看到相同的阻抗。对于本实施方式的空载调制、功率放大器500，不存在传统的多尔蒂放大器所常见的负载调制效应。
对于图6A和图6B的分析，放大器(电流源)的输出阻抗被取为R。实际上，放大器可以具有除R之外的值的输出阻抗，并且阻抗匹配元件542、543、544、545可以用于将输出阻抗变换为期望值。在其他实施方式中，例如，放大器的输出阻抗可以具有除R之外的值，并且阻抗逆变器550可以具有除R/2之外的特性阻抗，使得其将其输出处的阻抗值旋转到与主放大器532的输出阻抗相匹配的阻抗值。
图7描述了M路空载调制、多类功率放大器的简化电路模型700，其中可以并联布置多于四个的放大器。对于所示的实施方式，存在并联布置的偶数(M)个放大器(在电路模型中表示为电流源)。放大器的第一半(M/2)布置在阻抗逆变器750的第一侧。其中，例如，一个放大器(CS1)可以被配置成作为主放大器以AB类模式操作。阻抗逆变器750的第一侧上的其余放大器(CS2……CSM/2)可以被配置成作为峰值放大器(例如，在C类模式下)来操作。阻抗逆变器的第一侧上的所有放大器可以被配置成对具有第一相位(例如0°)的接收的信号的相等部分进行操作。
放大器的第二半(被建模成电流源CSM/2+1……CSM)被布置在阻抗逆变器750的第二侧上。所有这些放大器可以被配置成作为峰值放大器在与阻抗逆变器的第一侧上的峰值放大器相同的放大器类下操作。阻抗逆变器750的第二侧上的所有放大器可以接收相位相对于提供给放大器的第一半的信号的相位延迟(例如，大约90°)的接收的信号的相等部分。
来自放大器的第一半的信号可以被组合并且提供给具有R/(α1/2)的特性阻抗值的阻抗逆变器750。来自阻抗逆变器750的信号可以提供给组合节点155。来自放大器的第二半的信号可以被组合并且提供给组合节点。在一些实施方式中，所有放大器的输出阻抗值可以是R，但是在其他实施方式中，输出阻抗可以是除R之外的值，并且阻抗匹配元件可以连接至放大器的输出。
在以上结合图6A和图6B描述的分析过程之后，可以示出当多类功率放大器处于完全回退状态(所有峰值放大器空闲)时，主放大器(CS1)看到近似R的负载阻抗Zoff。该分析还示出当功率放大器完全接通时，主放大器看到约为NR/4的负载阻抗Zon，其中R是大于2的偶数。当N＝4个放大器时，与图5的4路功率放大器500一致，基本上不存在负载调制。当N＝6个放大器时，可能存在一些负载调制，但是负载调制小于在传统的多尔蒂放大器中发生的调制量。当N＝8个放大器时，负载调制大约等于在传统的多尔蒂放大器中发生的负载调制。
主放大器的负载调制的减少可以以几种方式改善多类功率放大器的性能。例如，负载调制的减少可以改善功率放大器的带宽性能，因为无论功率放大器处于完全接通状态还是完全回退状态，主放大器都看到更好地匹配的负载。另外，负载调制的减少可以减少在传统的多尔蒂放大器中出现的幅度调制到幅度调制(AMAM)失真和幅度调整到相位调整(AMPM)失真的量。
在一些实施方式中，在多类功率放大器中可以使用多于四个放大器(N＞4)来提高放大器的效率。对于图7中描述的功率放大器配置，在图3中表示为Pbackoff的回退中的峰值效率的位置可以近似地由下面的等式表示。
Pbackoff＝Pmax-10log N 等式(1)
在该表达式中，N是多类功率放大器的并联电路支路中的放大器的总数。对于4个放大器，Pbackoff发生在放大器的最大功率输出之下大约6dB处。对于6个放大器，Pbackoff发生在放大器的最大功率输出之下大约7.8dB处。对于8个放大器，Pbackoff发生在放大器的最大功率输出之下下大约9dB处。包括并联操作的4个、6个或8个放大器的多类功率放大器实施方式可能比传统的多尔蒂放大器更适合于具有7dB或更大的峰均功率比(PAPR)的通信系统或应用。
图8中示意性地描述了多路、多类、空载调制功率放大器800的附加实施方式。对于这些实施方式，在功率放大器800中可以使用偶数或奇数数量的放大器(大于2)。在这些实施方式中，放大器可以提供不同量的输出功率或电流，使得不管放大器的数量和布置如何，主放大器810看不到负载调制。
功率放大器800可以包括连接在阻抗逆变器850的第一侧上的主放大器810。在阻抗逆变器850的同一侧上还可以有与主放大器并联连接的一个或更多个(N≥1)第一峰值放大器(一般用820表示)。可以有位于阻抗逆变器850的第二侧上的一个或更多个(M≥1)第二峰值放大器830。来自主放大器810和(一个或更多个)第一峰值放大器820的输出可以被组合并且提供给阻抗逆变器850。来自阻抗逆变器850和(一个或更多个)第二峰值放大器830的输出可以在组合节点处被组合并且提供给功率放大器800的输出端口880，该输出端口880可以连接至负载(被示出为具有R/α的阻抗)。在一些实现中，功率放大器800可以组装在电路板或MMIC上。
当将信号完全放大到最大允许电平时，主放大器810可能能够提供第一量的最大功率或电流I1。主放大器可以被配置成以第一放大类(例如，AB类)操作。在一些实施方式中，主放大器810可以包括形成在半导体管芯上的一个或更多个半导体晶体管。仅作为一个示例，主放大器810可以包括由氮化镓材料形成并位于第一管芯上的高电子迁移率晶体管(HEMT)阵列。在其他实施方式中可以使用其他材料和类型的晶体管。
当将信号完全放大到最大允许电平时，(一个或更多个)第一峰值放大器820可以各自能够提供第二量的最大功率或电流I2。(一个或更多个)第一峰值放大器可以被配置成以第二放大类(例如，C类)操作。在一些实施方式中，(一个或更多个)第一峰值放大器820可以包括形成在半导体管芯上的一个或更多个半导体晶体管。仅作为一个示例，(一个或更多个)第一峰值放大器820可以包括由氮化镓材料形成并位于第二管芯上的高电子迁移率晶体管(HEMT)阵列。在其他实施方式中可以使用其他材料和类型的晶体管。
当将信号完全放大到最大允许电平时，(一个或更多个)第二峰值放大器830可以各自能够提供第三量的最大功率或电流I3。(一个或更多个)第二峰值放大器830可以被配置成以第二放大类(例如，C类)操作。在一些实施方式中，(一个或更多个)第二峰值放大器830可以包括形成在半导体管芯上的一个或更多个半导体晶体管。仅作为一个示例，(一个或更多个)第二峰值放大器830可以包括由氮化镓材料形成并位于第二管芯上的高电子迁移率晶体管(HEMT)阵列。在其他实施方式中可以使用其他材料和类型的晶体管。
在一些实现中，主放大器和峰值放大器的输出阻抗可以是R。在其他情况下，输出阻抗值可以不同于R，并且阻抗匹配元件(图8中未示出)可以连接至一个或更多个放大器的输出，以将(一个或更多个)放大器的(一个或更多个)输出阻抗与下游阻抗值相匹配。在其他情况下，输出阻抗值可以不同于R，并且来自阻抗逆变器和第二峰值放大器的输出可以被组合并且提供给阻抗匹配元件860，该阻抗匹配元件变换阻抗以匹配或近似匹配负载的阻抗。
尽管图8没有示出如何分离待放大的接收的信号并将其提供给不同的放大器，但是可以例如使用耦合器110和分离器510的组合来分离接收的信号并将其提供给放大器，如图5所示。在实施方式中，可以划分待放大的接收的信号，使得每个放大器接收近似相同的输入信号电平。在一些实现中，相对于提供给主放大器810和(一个或更多个)第一峰值放大器820的信号的共同的相位，提供给(一个或更多个)第二峰值放大器830的信号可以具有共同的相位延迟(例如，90°的奇整数倍或约90°的奇整数倍)。阻抗逆变器850可以提供补偿相位延迟，使得信号在组合节点155处同相或近似同相地组合。
图8中所述的多类、空载调制功率放大器800可以以与分析图5和图7的放大器相同的方式来分析。在完全回退状态中，峰值放大器820、830是空闲的并且被建模成呈现开路(无穷大阻抗)。从图8中描述的模型可以容易地示出，当功率放大器处于完全回退状态时，主放大器810在其输出处看到R的负载阻抗Zm,off。
当功率放大器800完全接通时，则所有的峰值放大器820、830提供它们的最大输出I2、I3。在这些条件下，首先得出在阻抗逆变器850的输出处看到的阻抗Zo。该值基于阻抗逆变器850的特性阻抗，通过阻抗逆变器850被向后旋转到输入阻抗值Zi。然后，输入阻抗值Zi被用于确定由主放大器810在完全接通状态下所看到的阻抗Zm,on。在不受特定理论约束的情况下，根据一些实施方式，阻抗Zm,on可以由以下表达式表示。
对于空载调制，将括号内的商设置为等于一，给出以下表达式。
一旦放大器的数目和布置(M和N)已经被确定，则功率放大器设计者可以使用等式3来确定和设置用于空载调制条件的每个放大器的最大电流能力。例如，如果N＝1，M＝2，并且I2＝I1，则I3＝I1，这代表图5中描述的并且结合图6A和图6B分析的四放大器实施方式。在存在偶数个放大器，其中一半放大器位于阻抗逆变器的一侧，而剩余一半位于阻抗逆变器的另一侧的情况下，则M＝N+1，并且等式3表明可能需要空载调制功率放大器的非对称配置来防止负载调制。非对称配置是这样的配置，其中当空载调制功率放大器处于完全接通状态时，由阻抗逆变器850的一侧上的放大器提供的电流(或功率)的总量不等于由阻抗逆变器850的另一侧上的放大器提供的电流(或功率)的总量。等式3还允许在空载调制的情况下使用奇数个放大器。
根据一些实施方式，在图8中所述的功率放大器800的回退处峰值效率的位置(Pbackoff)可以从以下表达式确定。
Pbackoff＝Pmax-10log(N+M+1) 等式(4)
图8中所述的功率放大器800实施方式除了提供主放大器810的空载调制之外，还可以在确定回退处的峰值效率的位置方面提供更多灵活性。因为主放大器810不经历负载调制，所以相比于多尔蒂放大器或其中主放大器经历负载调制的其他放大器实施方式，功率放大器800的带宽可以得到改善。因为通过添加更多的放大器，Pbackoff的位置可以被推到OBO的更深的区域，所以功率放大器800还可以在更高的PAPR处提供更高的操作效率。
还考虑了操作本实施方式的空载调制功率放大器的方法。操作本实施方式的空载调制功率放大器的方法可以包括以下动作的组合，例如但不限于：在耦合器处接收信号(例如，可以被调制为包括用于发射的数据的射频信号)；以及利用耦合器将信号划分为第一信号和第二信号。一种方法还可以包括将第一信号分离成第一信号子集，以及将第一信号子集中的一个提供给主放大器，并且将第一信号子集的剩余部分提供给N个第一峰值放大器。一种方法还可以包括将第二信号分离成第二信号子集以及将第二信号子集提供给M个第二峰值放大器。在一些情况下，一种方法可以包括使第二信号的相位相对于第一信号延迟。一种方法还可以包括将来自主放大器和第一峰值放大器的输出组合成第一组合输出，并且将第一组合输出提供给阻抗逆变器。一种方法还可以包括将来自第二峰值放大器的输出组合成第二组合输出，并且将第二组合输出和来自阻抗逆变器的输出提供给组合节点以产生可以提供给功率放大器的输出端口的组合的输出信号。在一些实现中，组合的输出信号可以被施加至负载或其他装置。例如，组合的输出信号可以被施加至天线以无线地发射信号。例如，负载的阻抗和阻抗逆变器的特性阻抗可以具有图8所述的相对值。
空载调制功率放大器的附加特征
本节描述了可以包括在任何上述实施方式的空载调制功率放大器中的特征。
在图5、图7和图8中所述的功率放大器的一些实施方式中，其中主放大器和峰值放大器被配置成具有相同的最大功率或最大电流能力，主放大器和峰值放大器可以具有相同的设计。术语“相同的设计”意味着放大器几乎相同或对于所有意图和目的而言相同。例如，放大器可以使用相同的微制造过程形成为集成功率晶体管(例如上述HEMT设备)，但是由于微制造过程的本质可能在结构上存在微小变化。尽管主放大器和峰值放大器可以是相同的设计，但是它们可以被不同地偏置以在不同的放大等级中操作。在主放大器和峰值放大器被配置成具有不同的最大电流能力的情况下，主放大器和峰值放大器可以包括具有不同设计的半导体放大器。
在一些实施方式中，主放大器和峰值放大器可以包括氮化镓晶体管。在其他实施方式中，可以使用其他半导体材料，例如砷化镓或锗化硅，并且本发明不仅仅限于这些半导体。在2015年10月8日提交的题为“Tuned Semiconductor Amplifier”的美国专利申请第14/878,952号中描述了可以整体或部分地用于本实施方式的功率放大器中的主放大器和/或峰值放大器的半导体放大器的示例，该申请通过引用整体并入本文，然而，本发明不限于仅这种类型的放大器。在一些实现中，主放大器和峰值放大器的增益值可以在16dB和30dB之间，或者近似在这些增益值之间。在一些情况下，在完全接通状态下操作的空载调制功率放大器中的主放大器和峰值放大器的增益值可以在3dB内相同。
如本文所使用的，短语“氮化镓”是指氮化镓(GaN)及其任何合金，例如氮化铝镓(AlxGa(1-x)N)、氮化铟镓(InyGa(1-y)N)、氮化铝铟镓(AlxInyGa(1-x-y)N)、氮化磷砷化镓(GaAsxPyN(1-x-y))、氮化磷砷化铝铟镓(AlxInyGa(1-x-y)AsaPbN(1-a-b))等。在一些情况下，晶体管可以由其他半导体材料形成，例如砷化镓、碳化硅、锗化硅、硅、磷化铟等，并且本发明不限于基于氮化镓的放大器。
因为本实施方式的空载调制功率放大器包括多于两个半导体放大器，所以相比于仅使用两个半导体放大器的传统的多尔蒂放大器的功率处理能力，每个半导体放大器的功率处理能力降低(对于固定功率规范)。例如，在本实施方式的功率放大器500包括被配置成以最大输出处理相同量的功率的四个放大器的情况下，相比于双多尔蒂放大器，每个放大器仅需要提供一半的功率量。另外，由于每个放大器具有大约一半的功率处理要求，所以放大器可以做得更小，并且呈现更少的漏极到源极寄生电容。寄生电容的相对减小可以允许每个放大器以更高的速度工作，并且支持更大的射频分数带宽和视频带宽。
本实施方式的空载调制功率放大器可以以各种封装来实现。根据一些实施方式，空载调制功率放大器可以使用离散部件组装在印刷电路板或应用板上。在一些实施方式中，空载调制功率放大器可以被制造为单片微波集成电路(MMIC)的一部分。例如，主放大器和峰值放大器均可以被制造为安装在PCB或MMIC上的一个或更多个集成、半导体晶体管。耦合器、延迟元件和阻抗匹配元件可以形成为离散或集成的部件，或者其组合。可以使用引线接合、微带传输线或其组合来实现部件之间的连接。离散、集总或集成的部件(例如，电容器、二极管、电感器等)可以连接在功率放大器电路中。
根据一些实施方式，本实施方式的空载调制功率放大器可以被并入蜂窝电话或基站放大系统中，并且用于放大无线通信信号。本实施方式的空载调制功率放大器可以被并入具有无线接入能力的任何设备中，包括但不限于计算机、平板电脑、智能电话、智能手表、车辆、智能电器等。相比于传统的多尔蒂放大器，用于便携式设备的本实施方式的空载调制功率放大器的优点包括其更高的带宽和更高的增益能力。提高的效率可以有助于延长便携式设备中的电池寿命，并且更好地适应具有更高PAPR的信号。相比于传统的多尔蒂放大器，更宽的带宽可以引起更少的信号失真，并且适应更高的数据速率。
再次参照图5，发明人已经认识并理解，去除阻抗逆变器550之前的阻抗匹配元件542、543、544、545可以是有益的。在这种情况下，来自主放大器和峰值放大器的信号可以首先被组合，并且阻抗匹配元件可以被添加在组合节点之后，以变换组合节点之后的阻抗，从而匹配或近似匹配负载阻抗。发明人从仿真中发现，放大器之前和之后的阻抗匹配元件可以增加导电路径长度，该导电路径长度不能由仅提供90°延迟的阻抗逆变器550正确地补偿。因此，阻抗逆变器处的延迟可能需要为大于1的90°的奇整数倍。仿真显示，阻抗逆变器处的延迟的这种增加可能不期望地使功率放大器的射频部分带宽变窄。通过去除阻抗匹配元件542、543、544、545，阻抗逆变器处的延迟可以是90°或大约90°，这改善了功率放大器的射频部分带宽和视频带宽性能。
在一些实现中，本实施方式的空载调制功率放大器的阻抗逆变器可以整体或部分地实现为长度为L并且宽度为W的导电带状线(例如，微带传输线)。在一些实现中，可以存在将主放大器和峰值放大器的漏极垫连接至带状线的接合线。根据一些实施方式，导电带状线的长度L可以在大约2毫米和大约6毫米之间，并且可以被选择成提供用于带状线的期望电感。根据一些实施方式，导电带状线的宽度可以在大约100微米和大约1000微米之间，并且可以被选择成提供用于带状线的期望电感。通过选择带状线的长度和宽度，带状线810的分布式电感可以被调谐到期望值。根据一些实施方式，带状线的分布式电感的总和可以在大约250皮亨到大约1.5纳亨之间。
在一些实现中，导电带状线形成在接地导体或接地平面上，并通过电介质材料(未示出)与接地导体或接地平面分开。在其他实施方式中，导电带状线可以不形成在接地平面之上或与接地平面相邻。相反，接地平面可以从PCB的一个区域中去除，在该区域中，导电带状线被图案化。当在用于射频信号的阻抗逆变器中实现时，导电带状线可以包括集成的、分布式阻抗元件，其基本上是完全电感性的。在一些实现中，带状线可以包括一些寄生电容和电阻。在其上形成导电带状线的示例基板可以包括印刷电路板(在一些实施方式中)、能够在GHz频率下承载信号的高频层压板(在一些实施方式中)、陶瓷或半导体。高频层压材料的一个示例是可从亚利桑那州钱德勒罗杰斯公司获得的层压模型RO4003。
在一些实施方式中，本实施方式的空载调制功率放大器的阻抗逆变器可以不包括微带线。相反，阻抗逆变器可以被实现为包括接合线和电容元件的射频网络。接合线可以包括金或任何其他合适的导体，并且可以具有在20微米和80微米之间的直径。根据一些实施方式，连接至主放大器或峰值放大器上的漏极垫的接合线之间的间隔可以在大约100微米和大约800微米之间。接合线可以包括阻抗逆变器的集总电感元件。在射频电子学领域，这种接合线被认为是具有主要由接合线的长度和直径确定的电感的“集总电感器”。
在一些实现中，本实施方式的空载调制功率放大器的组合节点155可以位于(一个或更多个)峰值放大器的一个或更多个漏极垫处，一个或更多个漏极垫位于阻抗逆变器的与负载相同的一侧上。
根据一些实施方式，由本实施方式的空载调制功率放大器中的主放大器看到的负载阻抗R的值可以被设置为基于主放大器的设计的值。例如，对于施加在放大器的漏极和源极之间的施加的工作电压Vds，主放大器可以被额定为最大漏极-源极电流Imax。可以从主放大器传送最大功率的电阻R可以近似根据以下关系确定。
R≈2(Vds-Vk)/Imax 等式(5)
其中Vk是放大器的拐点电压。
鉴于上述内容，空载调制功率放大器和操作空载调制功率放大器的方法的各种实施方式可以实现如下。
(1)一种多类功率放大器实施方式，包括：第一电路支路中的第一放大器，其被布置成以第一放大器类操作；第二电路支路中的第二放大器，其被布置成以不同于第一放大器的第二放大器类操作；阻抗逆变器，其被配置成接收来自第一放大器和第二放大器的组合输出；第三电路支路中的第三放大器，其被布置成以第二放大器类操作；以及组合节点，其被配置成接收来自阻抗逆变器和第三放大器的输出，并且将组合的输出提供给多类功率放大器的输出端口以用于驱动负载。
(2)根据实施方式(1)的多类功率放大器，其中，当第二放大器和第三放大器空闲时以及当第二放大器和第三放大器完全放大时，第一放大器在其输出处看到相同的阻抗。
(3)根据实施方式(1)或(2)的多类功率放大器，其中，第一放大器以AB类模式操作，并且第二放大器和第三放大器以C类模式操作。
(4)根据实施方式(1)至(3)中任一项的多类功率放大器，其中，负载具有近似R/α的阻抗，并且阻抗逆变器的特性阻抗近似R/(α1/2)。
(5)根据实施方式(1)至(4)中任一项的多类功率放大器，其中，α的值是4。
(6)根据实施方式(1)至(5)中任一项的多类功率放大器，其中，阻抗逆变器被配置成以近似等于90度的奇数倍的载波频率提供相位延迟。
(7)根据实施方式(1)至(6)中任一项的多类功率放大器，其中，阻抗逆变器包括微带传输线。
(8)根据实施方式(1)至(7)中任一项的多类功率放大器，其中，R是由第一放大器看到的阻抗，并且近似等于从第一放大器传送最大功率量时的阻抗值。
(9)根据实施方式(1)至(8)中任一项的多类功率放大器，其中，多类功率放大器的峰值效率发生在6dB至12dB的输出功率回退之间。
(10)根据实施方式(1)至(9)中任一项的多类功率放大器，还包括阻抗匹配元件，该阻抗匹配元件连接在组合节点与多类功率放大器的输出之间。
(11)根据实施方式(1)至(10)中任一项的多类功率放大器，还包括第四放大器，该第四放大器被布置成以第二放大器类操作，具有耦接至组合节点的输出，其中，当完全放大时，第二放大器、第三放大器和第四放大器的平均功率水平近似等于第一放大器的平均功率水平。
(12)根据实施方式(1)至(11)中任一项的多类功率放大器，还包括：第一阻抗匹配元件，其连接至第一放大器的输入；第二阻抗匹配元件，其连接至第二放大器的输入；以及第三阻抗匹配元件，其连接至第三放大器的输入。
(13)根据实施方式(1)至(12)中任一项的多类功率放大器，该多类功率放大器被并入无线通信装置中。
放大器实施方式(1)至(13)中的任何一个可以与以下方法实施方式(14)至(22)中的任何一个一起使用。
(14)一种操作多类功率放大器的方法，该方法包括：将待放大的信号划分为提供给第一电路支路的第一信号、提供给第二电路支路的第二信号和提供给第三信号支路的第三信号；在第一电路支路中，利用以第一放大器类操作的第一放大器来放大第一信号；在第二电路支路中，利用以不同于第一放大器类的第二放大器类操作的第二放大器来放大第二信号；在第三电路支路中，利用以第二放大器类操作的第三放大器来放大第三信号；组合来自第一放大器和第二放大器的输出，并且将组合的输出提供给阻抗逆变器；在组合节点处组合来自阻抗逆变器的输出和来自第三放大器的输出；以及将来自组合节点的输出提供给多类功率放大器的输出端口。
(15)根据实施方式(14)的方法，还包括无论第二放大器和第三放大器是完全放大还是空闲，向第一放大器呈现近似相同的阻抗。
(16)根据实施方式(14)或(15)的方法，还包括表现出功率放大器的峰值效率，该峰值效率在6dB与12dB输出功率回退之间发生。
(17)根据实施方式(14)至(16)中任一项的方法，还包括由阻抗逆变器将通过阻抗逆变器的载波的相位延迟近似等于90度的奇数倍的值。
(18)根据实施方式(14)至(17)中任一项的方法，还包括利用阻抗匹配元件变换组合节点与功率放大器的输出之间的阻抗。
(19)根据实施方式(14)至(18)中任一项的方法，其中，在第一电路支路中放大第一信号包括以AB类模式操作第一放大器。
(20)根据实施方式(14)至(19)中任一项的方法，其中在第二电路支路中放大第二信号包括以C类模式操作第二放大器。
(21)根据实施方式(14)至(20)中任一项的方法，还包括在蜂窝电话基站中利用功率放大器放大通信信号。
(22)根据实施方式(14)至(21)中任一项的方法，还包括利用功率放大器放大用于蜂窝电话或无线通信设备的通信信号。
结论
术语“近似”和“大约”可以用于表示在一些实施方式中在目标值的±20％内，在一些实施方式中在目标值的±10％内，在一些实施方式中在目标值的±5％内，以及在一些实施方式中在目标值的±2％内。术语“近似”和“大约”可以包括目标值。
本文描述的技术可以被实现为方法，其中至少一些动作已经被描述。作为该方法的一部分执行的动作可以以任何合适的方式排序。因此，即使在说明性实施方式中被描述为顺序动作，也可以构建以下实施方式，其中以与所描述的不同的顺序执行动作，这可以包括同时执行一些动作。另外，在一些实施方式中，方法可以包括比所描述的那些动作更多的动作，并且在其他实施方式中，可以包括比所描述的那些动作更少的动作。
因此，已经描述了本发明的至少一个说明性实施方式，本领域技术人员将容易想到各种改变、修改和改进。这些改变、修改和改进都旨在本发明的精神和范围内。因此，前面的描述仅是示例性的，并不意在限制。本发明仅由所附权利要求书及其等同方案来限定。

Claims (22)

1.一种多类功率放大器，包括：
第一电路支路中的主放大器，被布置成以第一放大器类操作；
第二电路支路中的至少一个第一峰值放大器，被布置成以不同于所述第一放大器类的第二放大器类操作，所述第二电路支路与所述第一电路支路并联；
阻抗逆变器，被配置成接收来自所述主放大器和所述至少一个第一峰值放大器的组合输出；
多个第二峰值放大器，被布置成以所述第二放大器类操作；以及
组合节点，被配置成接收来自所述阻抗逆变器的输出和来自所述多个第二峰值放大器的组合输出，并且将组合的输出提供给所述多类功率放大器的输出端口以用于驱动负载。
2.根据权利要求1所述的多类功率放大器，其中，当所述至少一个第一峰值放大器和所述多个第二峰值放大器空闲时以及当所述至少一个第一峰值放大器和所述多个第二峰值放大器完全放大时，所述主放大器在其输出处看到相同的阻抗。
3.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，其中，所述主放大器以AB类模式操作，并且所述至少一个第一峰值放大器和所述多个第二峰值放大器以C类模式操作。
4.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，其中，所述负载具有在R/α的±20％内的阻抗，并且所述阻抗逆变器的特性阻抗在R/(α1/2)的±20％内。
5.根据权利要求4所述的多类功率放大器，其中，所述α的值是4。
6.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，其中，所述阻抗逆变器被配置成以等于90度的奇数倍的±20％内的载波频率提供相位延迟。
7.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，其中，所述阻抗逆变器包括微带传输线。
8.根据权利要求4所述的多类功率放大器，其中，R是由所述主放大器看到的阻抗，并且所述R等于从所述主放大器传送最大功率量时的阻抗值的±20％内。
9.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，其中，所述多类功率放大器的峰值效率发生在6dB至12dB的输出功率回退之间。
10.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，还包括阻抗匹配元件，所述阻抗匹配元件连接在所述组合节点与所述多类功率放大器的输出之间。
11.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，其中，当完全放大时，所述至少一个第一峰值放大器的平均功率水平、所述多个第二峰值放大器的平均功率水平等于所述主放大器的平均功率水平的±20％内。
12.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，还包括：
第一阻抗匹配元件，连接至所述主放大器的输入；以及
第二阻抗匹配元件，连接至所述至少一个第一峰值放大器的输入。
13.根据权利要求1或2所述的多类功率放大器，所述多类功率放大器被并入无线通信装置中。
14.一种操作多类功率放大器的方法，所述方法包括：
将待放大的信号划分为第一信号、第二信号和第三信号，所述第一信号提供给第一电路支路，所述第二信号提供给第二电路支路，以及所述第三信号提供给第三电路支路；
在所述第一电路支路中，利用以主放大器类操作的第一放大器来放大所述第一信号；
在所述第二电路支路中，利用以不同于所述第一放大器类的第二放大器类操作的至少一个第一峰值放大器来放大所述第二信号，所述第二电路支路与所述第一电路支路并联；
在所述第三电路支路中，利用以所述第二放大器类操作的多个第二峰值放大器来放大所述第三信号；
组合来自所述主放大器和所述至少一个第一峰值放大器的输出，并且将组合的输出提供给阻抗逆变器；
在组合节点处组合来自所述阻抗逆变器的输出和来自所述多个第二峰值放大器的组合输出；以及
将来自所述组合节点的输出提供给所述多类功率放大器的输出端口。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括无论所述至少一个第一峰值放大器和所述多个第二峰值放大器是完全放大还是空闲，向所述主放大器呈现±20％内的相同的阻抗。
16.根据权利要求14或15所述的方法，还包括表现出所述功率放大器的峰值效率，所述峰值效率发生在6dB与12dB的输出功率回退之间。
17.根据权利要求14或15所述的方法，还包括由所述阻抗逆变器将通过所述阻抗逆变器的载波的相位延迟等于90度的奇数倍的±20％内的值。
18.根据权利要求14或15所述的方法，还包括利用阻抗匹配元件变换所述组合节点与所述功率放大器的输出之间的阻抗。
19.根据权利要求14或15所述的方法，其中，在所述第一电路支路中放大所述第一信号包括以AB类模式操作所述主放大器。
20.根据权利要求14或15所述的方法，其中，在所述第二电路支路中放大所述第二信号包括以C类模式操作所述至少一个第一峰值放大器。
21.根据权利要求14或15所述的方法，还包括在蜂窝电话基站中利用所述功率放大器放大通信信号。
22.根据权利要求14或15所述的方法，还包括利用所述功率放大器放大用于蜂窝电话或无线通信设备的通信信号。
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