TW201933761A - 無負載調製的，高效的功率放大器 - Google Patents

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Abstract

描述了用於多類別、寬頻、無負載調製功率放大器的裝置及方法。該功率放大器可包含以一第一放大類別操作的一主要放大器及以一第二放大類別操作的多個峰值放大器。該主要放大器與峰值放大器可在從欲放大的輸入訊號導出的訊號部分上並行操作。該主要放大器可能不致感受其功率放大器的一完全放大狀態(所有放大器進行放大)與一完全補償狀態(峰值放大器閒置)之間的其負載阻抗調製。藉由避免負載調製，與傳統的Doherty放大器相比，該功率放大器可展現出更高的頻寬與效率。

Description

無負載調製的，高效的功率放大器
本技術涉及高速、高功率放大器，其可由如但不限於氮化鎵之半導體材料形成的電晶體所構成。
相關技術的論述
由半導體材料形成的高速功率放大器具有各種有用的應用，如射頻(RF)通訊、雷達、RF能量、功率轉換及微波應用。氮化鎵半導體材料由於其理想電子及電光特性而在近幾年受到可觀的注意。由於其寬能隙，氮化鎵(GaN)更耐雪崩擊穿，並且可在比其他半導體(如矽)更高的溫度下保持電性能。與矽相比，GaN亦具有更高的載波飽和速度並且可維持更高的功率密度。此外，GaN具有纖維鋅礦晶體結構，為非常穩定且堅硬的材料，具有高導熱率，並且相比其他習用半導體(如矽、鍺以及砷化鎵)具有更高的熔點。因此，GaN可用於高速、高電壓及高功率應用。
在現今及提議的通訊標準下，支持行動通訊與無線網路存取的應用，如WiMax、4G及5G，可以對由半導體電晶體所構成的高速放大器提出嚴格(austere)的性能要求。放大器可能需要滿足與輸出功率、訊號線性度，訊號放大率、帶寬(bandwidth)及效率相關的性能規範。
本文描述了用於放大射頻訊號的設備及方法。多類別無負載調製功率放大器可包含複數個放大器，該等複數個放大器於不同的放大類別中，在已接收訊號的部分上並行操作，並且提供已放大的訊號給功率放大器的公用輸出。主要放大器可放大低訊號位準及高訊號位準的訊號。次要放大器(稱為峰值放大器)可以在低訊號位準時閒置(未進行放大)，並隨著訊號位準的增加而變為啟動(進行放大)。無論次要放大器處於閒置或進行完全放大，主要放大器在其輸出埠皆感受(see)到相同的阻抗(impedance)，從而避免主要放大器的負載調變，此為傳統Doherty放大器的典型特性。與傳統的Doherty放大器相比，多類別無負載調製功率放大器的峰值效率可能在更深的補償(back-off)操作功率下發生。
一些實施例涉及多類別功率放大器。多類別功率放大器可包括：第一電路分支中的第一放大器，佈置成在第一放大器類別中操作;第二電路分支中的第二放大器，佈置成於第二放大器類別中操作，第二放大器類別與第一放大器不同;及阻抗反向器，配置成接收來自第一放大器與第二放大器的組合輸出。多類別功率放大器亦可進一步包含第三電路分支中的第三放大器，佈置成在第二放大器類別中操作;及組合節點，配置成從阻抗反向器與第三放大器中接收輸出，並提供組合輸出至多類別功率放大器的輸出埠以驅動負載。
一些實施例涉及操作多類別功率放大器的方法。一種方法可以包括以下動作：將欲放大的訊號分割成提供給第一電路分支的第一訊號、提供給第二電路分支的第二訊號、及提供給第三訊號分支的第三訊號；在第一電路分支中，以於第一放大器類別中操作的第一放大器，放大第一訊號; 在第二電路分支中，以第二放大器類別中操作的第二放大器，放大第二訊號，該第二放大器類別與於第一放大器類別不同;在第三電路分支中，以在第二放大器類別中操作的第三放大器，放大第三訊號; 組合來自第一放大器與第二放大器的輸出，並將經組合的輸出提供至阻抗反向器; 在組合節點處組合來自阻抗反向器的輸出與來自第三放大器的輸出; 及將組合節點的輸出提供至多類別功率放大器的輸出埠。
前述設備以及方法實施例可利用上文或後述進一步詳細描述的態樣、特徵以及動作的任何合適組合來實現。本案教示的此等與其他態樣、實施例、以及特徵可藉由結合附圖的描述，更全面地理解。 【圖示簡單說明】
本領域熟習技術者將理解，本文描述的附圖的目的僅用於說明。應當理解，在一些例子下，為便於理解實施例，實施例的各態樣可能被誇大或放大示出。附圖不一定按比例繪製，而是著重於說明本案教示的原理上。在附圖中，相似的附圖標記在各個附圖中通常意旨相同的特徵、相似的功能及/或結構相似的元件。在附圖涉及微製造電路的情況下，可以僅示出單一元件及/或電路以簡化附圖。實際上，可以在大面積的基材或整個基材上並行地製造大量元件或電路。此外，所描繪的元件或電路可整合在更大的電路中。
當參考下文詳細描述的附圖可使用空間參考「頂部」、「底部」、「上部」、「下部」、「垂直」、「水平」、等。如此參考用於教示目的，而非意圖作為實施的元件的絕對參考。實施的元件可以任何合適的方式在空間上定向，該方向可與附圖中所示的方向不同。
圖1 描繪了Doherty放大器的佈置;
圖2A 描繪當主要放大器與峰值放大器進行完全放大時對稱Doherty放大器的電路模型;
圖2B 描繪了當主要放大器啟動並且峰值放大器閒置(未進行放大)時用於對稱Doherty放大器的電路模型;
圖3 圖解了作為Doherty放大器的輸出功率的函數的放大率特性;
圖4 圖解了作為輸出功率的函數的Doherty放大器的效率;
圖5 描繪了根據一些實施例的無負載調製多類別功率放大器;
圖6A 根據一些實施例描繪了當所有放大器進行完全放大時用於無負載調製的多類別功率放大器的第一電路模型;
圖6B 根據一些實施例描繪了當僅主要放大器啟動時，用於無負載調製的多類別功率放大器的第二電路模型;
圖7 根據一些實施例描繪了用於M-向無負載調製多類別功率放大器的電路模型;及
圖8 根據一些實施例描繪了(N + M + 1)-向無負載調製多類別功率放大器的電路模型。
當結合附圖下面給的詳細描述，所示實施例的特徵和優點將變得更加明顯。
將訊號放大至高功率位準以進行通訊的一種方法係使用Doherty放大器，其於圖 1 中示意性地描繪。為了幫助理解本技術，提供了Doherty放大的概要。
Doherty放大器100可包括主要功率放大器132及峰值功率放大器138，其在分割成並聯電路分支的訊號上並行操作。峰值放大器138通常在低訊號位準時閒置(未進行放大)並在主要放大器132開始飽和時接通。隨後將兩個放大器的輸出組合成單一RF輸出。
在進一步細節中，90度功率耦合器110將接收的RF訊號分割成兩個輸出，該兩個輸出連接至主要放大器132與峰值放大器138的輸入。功率耦合器110亦相對於提供給主要放大器的訊號的相位(phase)，延遲(大約為90度)提供給峰值放大器的訊號的相位。阻抗匹配元件122,124可放置在主要放大器132及峰值放大器138之前。該等阻抗匹配元件可變換阻抗，以使兩個放大器132,138的輸入阻抗與來自90度耦合器110之傳輸線的阻抗或耦合器110的輸出阻抗相匹配。如此阻抗匹配可減少來自放大器輸入的訊號反射的非期望影響。
附加的阻抗匹配元件142,144可位於主要放大器132與峰值放大器138的輸出端，以匹配主要放大器132的輸出與阻抗反向器150的輸入之間的阻抗(其可設計為50歐姆)並且匹配在峰值放大器138的輸出與組合節點155處的阻抗之間的阻抗(亦可為50歐姆)。阻抗反向器150將從主要放大器132接收的訊號的相位旋轉大約90度，使得來自主要放大器與峰值放大器的訊號在組合節點155處實質上同相位。可在組合節點155與Doherty放大器的RF輸出之間使用輸出阻抗匹配元件160，以使Doherty放大器100的輸出阻抗與負載(未示出)的阻抗相匹配。
在對稱Doherty放大器中，主要放大器132與峰值放大器138可為非常相似或相同的半導體元件。舉例而言，它們可配置成處理相同量的訊號功率並當兩個放大器在其上限(例如，Doherty放大器的完全接通狀態)進行完全放大時將訊號放大至相同的功率位準。因為輸入功率被均等地分配給兩個放大器，與輸入RF訊號相比，到主要放大器132的訊號通常在耦合器110的輸出埠衰減3dB。以「dB」表示的訊號值係指相對功率位準。
Doherty放大器的操作態樣在圖 2A 至圖 4 中進一步詳述。圖 2A 為Doherty放大器的簡化電路模型，為當主要放大器132與峰值放大器138皆完全導通時(以全功率值放大它們各自的訊號)的電路模型。在AB類別模式下操作的主要放大器132及其輸出阻抗匹配元件142可建模成具有內部阻抗R的電流源CSm ，並且不向已放大訊號提供相位延遲。在C類別模式下操作的峰值放大器138，其輸出阻抗匹配元件144及耦合器110的相位延遲可建模成具有內部阻抗R的第二電流源CSp ，但提供90度相位延遲給已放大訊號。阻抗反向器150可建模成具有特徵阻抗R並提供90度的相位延遲的傳輸線。根據一些實施例，由Doherty放大器驅動的負載可以具有R/2的阻抗。
本文中描述的相位延遲為射頻訊號的載波的延遲，該射頻訊號調製成將訊息編碼至載波上。舉例而言，取決於正在使用的通訊協定(例如，2G、3G、4G等)，載波能以具有0.7千兆赫(GHz)與7GHz之間的值的頻率振盪。主要放大器132與峰值放大器138可設計成用於特定的載波頻率與通訊協定。作為一個非限制性範例，配置成處理用於4G通訊的訊號的放大器可根據一種協定設計成用於2.6GHz的載波頻率，並且放大器部件的指定相位延遲係相對於2.6GHz。作為另一個非限制性範例，配置成處理用於4G通訊的訊號的放大器可根據另一種協定設計成用於1.9 GHz的載波頻率，並且放大器部件的指定相位延遲係相對於1.9 GHz。
當主要放大器132與峰值放大器138皆啟動並且以大約相等的電流量I(完全接通狀態)驅動R / 2的負載時，如圖 2A 所描繪，直接的計算表明主要放大器132在其輸出端感受阻抗R，如圖 2A 中的箭頭形符號所示。這被稱為Doherty放大器的「1：1負載」條件。該阻抗值可藉由兩步過程計算。第一步，計算從阻抗反向器150由組合節點155查找(looking into)所感受的阻抗。第二步，根據四分之一波阻抗反向器150的特性，變換由組合節點查找的阻抗，以找到由阻抗反向器150查找的阻抗(在此案例中為R)。
圖2B 描繪了當峰值放大器138閒置(未進行放大)時處於完全補償狀態的Doherty放大器的操作條件的電路模型。當藉由Doherty放大器放大的輸入RF訊號低於閾值時，峰值放大器138變為閒置(未進行放大)並且實質上建模成斷路。對於此模型而言，峰值放大器的阻抗在閒置狀態下從R變為無限值。重新計算從主要放大器由組合節點155查找的以及由阻抗反向器150查找的阻抗顯示，在完全補償狀態下由阻抗反向器150查找而感受到的阻抗值上升至2R。該操作條件稱為Doherty放大器的「2：1負載」條件。在此案例中，主要放大器的阻抗R不再與其試圖驅動的阻抗很好地匹配。如此不匹配可能導致Doherty放大器的訊號反射與低效操作。
主要放大器132所感受的阻抗變化取決於峰值放大器138的狀態(由輸入RF訊號位準決定)被稱為「負載調製」。負載調製必然會對放大器的功率處理能力與放大器的RF分數帶寬產生不利影響。舉例而言，阻抗的不匹配導致功率反射，並且此向主要放大器的反射可能會將主要放大器的安全操作極限明顯地限制在低於在沒有功率反射時可以處理的功率位準。反射功率的量可以進一步取決於頻率，並且反射功率隨頻率的變化可使放大器比起沒有反射功率的情況更快地不符合規範(致使更窄的帶寬)。
Doherty放大器的放大率(gain)與效率動態的其他細節在圖 3 與圖 4 中示出。在圖 3 中，第一放大率曲線210(虛線)表示當峰值放大器138閒置(未進行放大)時作為輸出功率Pout 的函數的主要放大器132的放大率。放大率曲線210對應於2：1負載條件。峰值放大器138通常在低輸入訊號功率位準下閒置，例如，不會使主要放大器132開始飽和的輸入訊號位準或對應於低於Doherty放大器的峰值輸出功率位準Pmax 約6dB以上的訊號位準。該等低位準訊號只能由主要放大器132處理。在較高訊號位準時，主要放大器132的放大率將開始飽和並進入「壓縮」，其從功率壓縮點Pc 開始並藉由圖 3 中的衰減(fall-off)區域212所示。此時，主要放大器132開始非線性地放大，否則會使輸入RF訊號失真。主要放大器132的功率壓縮點將取決於其設計(例如，放大器電晶體中的主動區域的大小)，且對於通訊系統中使用的放大器而言此點可為1瓦至100瓦的任意值。在一些實施例中，可以發生較小或較大的功率壓縮點值。
對於Doherty放大器而言，峰值放大器138開始放大輸入RF訊號並且在功率壓縮點Pc 處有助於Doherty放大器的輸出。峰值放大器138的範例性放大率曲線230也在圖3中所示。峰值放大器138在高功率補償主要放大器132的飽和，直到峰值放大器開始飽和、進入壓縮並衰減，如附圖中所示。峰值放大器138的動作可藉由Doherty放大器，在超出單獨的主要放大器132的能力的高功率範圍內延伸線性放大，直到峰值放大器開始飽和。
圖3 包含當峰值放大器138啟動(進行放大)時，針對主要放大器132的第二放大率曲線220。曲線220對應1：1負載條件。當峰值放大器138啟動時，它有效地將負載阻抗增加至主要放大器132(有效地將主要放大器的放大率減少約3dB)，但也有助於放大高功率位準(將Doherty的壓縮延伸至更高的功率)。圖 3 亦描繪了作為Doherty放大器的輸出功率的函數的放大率曲線310(實心粗曲線)。Doherty放大率曲線310係為上述的主要放大器132與峰值放大器138的組合動作的結果。
用於Doherty放大器的效率曲線410在圖 4 中所示。Doherty的效率上升至峰值效率Ep ，其大約在峰值放大器138的放大率達到其最高值時發生。理想情況下，在Doherty放大器中，在稱為「輸出功率補償」的區域(OBO，有時候標示為OPO)中，峰值效率Ep 將出現在最大輸出功率Pmax (於圖中表示為Pbackoff 的功率)下約6dB處。在峰值放大器從低放大率位準(其中峰值放大器主要負載主要放大器)轉變至其最大放大率的區域中，效率降低至低於Pbackoff 的輸出功率位準的峰值Ep (參見圖 3 )。
實際上，因為傳統的Doherty放大器存在多種效應的緣故，Doherty的峰值效率不會發生在6dB OBO。第一個效應涉及在功率補償中隔離峰值放大器138。雖然峰值放大器在前文建模成於補償時具有無限阻抗(斷路)，但在實際應用中，阻抗在6 dB OBO時為有限的。再者，阻抗反向器150及/或輸出匹配元件142,144可以展現出可能並非不重要的損失。此外，主要放大器132與峰值放大器138通常具有非理想的I-V 曲線及/或膝節電壓。所有該等效應皆可使峰值效率發生在低於6dB OBO的值(例如，約5dB OBO或更小)，這又使Doherty放大器的效率比圖 4 中低於約6 dB OBO的區域更進一步降低。
發明者已經認識並理解Doherty放大器中的負載調製可能不利地影響Doherty放大器的功率處理與帶寬能力。發明者亦認識並理解，傳統的Doherty放大器在約5dB OBO與約6dB OBO之間的區域中展現出峰值效率。發明者已經進一步認識並理解，當前開發的通訊協定可將通訊訊號中的峰均功率比(PAPR)增加至7dB或更高，以處理具有高頻譜效率的大數據速率。因而，為了保持放大器線性度，Doherty放大器的大部分操作時間可在相應的區域(7dB OBO或更高)中操作，此為傳統的Doherty放大器效率降低的區域。
發明者已經構想出一種無負載調製，改進效率的帶寬多類別功率放大器，其在補償功率裕度為6dB或更高時可展現出峰值效率。放大器實質上沒有負載調製效應，如由Doherty放大器中的峰值放大器的「接通」和「閒置」狀態引起的效應。圖 5 中描繪了無負載調製多類別功率放大器500的一個範例。
多類別功率放大器500可包括在超過兩個並聯電路分支中，對已接收訊號(例如，已接收RF訊號)的部分上操作之複數個放大器532、536、537、538。輸入埠502處的已接收訊號可以分割成並聯電路分支並提供給複數個放大器。來自放大器的輸出可在組合節點155處組合，並且隨後提供給放大器的輸出埠580。
複數個放大器中的第一放大器532可配置成在第一放大類別中作為主要放大器操作。舉例而言，第一放大類別可為A類別、B類別或AB類別。剩餘的放大器536、537、538可配置成在第二類別(例如，C類別)中作為峰值放大器操作。根據一些實施例，複數個放大器532、536的第一部分可對欲放大的接收訊號的部分進行操作，其中已接收訊號的部分具有第一相位。複數個放大器537、538的第二部分，可以對具有與第一相位不同的第二相位之已接收訊號的部分進行操作。相對於第一相位，第二相位可能在80º與100º之間延遲。在一些實施例中，第二相位可藉由耦合器110相對於第一相位延遲大約90°或其奇數倍。在如此實施例中，來自複數個放大器532、536的第一部分的第一組合訊號可以提供給阻抗反向器550，阻抗反向器550相對於來自複數個放大器537、538的第二部分的第二組合訊號延遲第一組合訊號的相位大約相同的量(例如，在80°與100°之間或大約90°之間)，使得訊號在組合節點155處以相位組合。
無負載調製多類別功率放大器500可包括一個或更多個功率分配器510，功率分配器510將已接收訊號分割成兩個或更多個，提供給兩個或更多個輸出埠的大約相等功率位準的輸出訊號。可將來自分配器510的輸出提供給，舉例而言，如圖 5 中所描繪之複數個放大器532、536、537、538。
在一些實現中，耦合器110與分配器510功能可組合成包括整合式網路的單一多埠元件。整合式網路可包括集總例如，離散)及/或分佈式(例如，微帶波導)電感和電容元件。集總電感元件的範例包含但不限於分立電感器與接合線。舉例而言，多埠元件可包含至少一個輸入埠與四個輸出埠。儘管來自兩個輸出埠的訊號的相位，可相對於來自另外兩個輸出埠的訊號的相位延遲大約90°，四個輸出埠可提供於元件的輸入埠處接收輸入訊號的大約相等的部分。
根據一些實施方式，輸入阻抗匹配元件522、523、524、525可位於複數個放大器532、536、537、538的輸入之前。輸入阻抗匹配元件524可包括集總及/或分佈式電感與電容元件，其佈置成使其相關聯的放大器537的輸入阻抗，與上游傳輸線的阻抗或來自分配器510的輸出阻抗相匹配。在一些實施方式中，輸出阻抗匹配元件542、543、544、545可位於來自複數個放大器的輸出之後。輸出阻抗匹配元件544可包括集總及/或分佈式電感與電容元件，其佈置成使其相關聯的放大器537的輸出阻抗，與下游傳輸線或元件的阻抗相匹配。
在一些實施例中，可省略輸入阻抗匹配元件522、523、524、525及/或輸出阻抗匹配元件542、543、544、545。舉例而言，單一輸入阻抗匹配元件(未示出)可位於輸入埠502之後，以使耦合器110或上述多埠元件的輸入阻抗，與上游傳輸線或元件的阻抗相匹配。在如此情況下，耦合器110或多埠元件可構造成，具有與複數個放大器的輸入阻抗匹配的輸出阻抗。同樣地，輸出阻抗匹配元件560及阻抗反向器550可構造成，具有與複數個放大器532、536、537、538的輸出阻抗匹配的輸入阻抗。輸出阻抗匹配元件560可具有，與欲被功率放大器500驅動的負載的阻抗匹配的輸出阻抗。
用於無負載調製的多類別功率放大器500的第一電路模型602於圖 6A 中所描繪。當複數個放大器532、536、537、538全部進行完全放大時，此簡化模型可用於表示功率放大器500，每個放大器提供I 的峰值輸出電流，並且每個放大器具有R的內部電阻或輸出阻抗。兩個放大器可建模成並聯連接的兩個電流源CSp1 ，CSm ，並且提供在第一相位(例如，大約為0°)之已放大訊號。電流源CSm 可對應無負載調製功率放大器500的主要放大器532。電流源CSp1 可對應第一峰值放大器536。可組合來自兩個電流源CSp1 ，CSm 的已放大訊號並提供給阻抗反向器550。根據一些實施例，阻抗反向器550可將90°的奇數倍或者大約該值的相位延遲，添加至組合訊號，並將第一輸出訊號提供給組合節點155。兩個附加放大器(第二與第三峰值放大器537、538)可建模成並聯連接的兩個電流源CSp2 ，CSp3 ，並且提供在第二相位(例如，相對於第一相位為90°或約為該值)之已放大訊號給組合節點155。對於所示的四個放大器實施例，阻抗反向器的特徵阻抗Zc 可約為R / 2。此外，連接至組合節點的負載的阻抗或朝放大器的輸出查找的組合節點處感受到的阻抗，可大約為R / 4。在一些案例下，阻抗R / 4可為輸出阻抗匹配元件560的輸入阻抗。
對於所示的阻抗值與匹配電流I，於圖6A中的電路模型的分析揭示，由主要放大器532(於圖 6A 中建模成電流源CSm )所感受的阻抗為R(由圖中的箭形符號表示)。該阻抗值可藉由多重步驟分析發現。第一步，計算於阻抗反向器550的輸出端所感受，朝向組合節點155查找的阻抗Zo 。接著，根據反向器的特性阻抗，將針對該阻抗發現的值通過阻抗反向器550旋轉返回，以得出於阻抗反向器550的輸入端所感受的阻抗Zi 。最後，由主要電流源CSm 所感受的阻抗，(該主要電流源CSm 與一個峰值電流源CSp1 並聯操作)，可基於阻抗反向器550處的輸入阻抗Zi 來計算。對於圖 6A 中所示的負載阻抗與特性阻抗，當所有放大器(電流源)完全放大時，已發現由主要電流源CSm 所感受的阻抗為R。
於圖 6B 中示出了四個放大器實施例的電路模型，其中僅主要放大器啟動的。在理想模型中，未啟動(未進行放大)的放大器的阻抗增加至無限或接近無窮大的值，如附圖中所示。在此案例下，僅主要放大器532(主電流源CSm )向組合節點155提供電力，使得於阻抗反向器的輸出端所感受的阻抗Zo 為R / 4。通過具有特徵阻抗Zc = R / 2的反向器550將該阻抗反向旋轉，在反向器550的輸入端，得出R的阻抗Zi 。當峰值電流源CSp1 閒置(實質上呈現斷路)時，該輸入阻抗為由主要電流源CSm 所感受的阻抗。
基於對完全接通狀態(圖6A )及完全補償狀態(圖6B )的分析，當峰值電流源CSp1 、CSp2 、 CSp3 完全啟動並且當其閒置時，主要電流源CSm (代表主要放大器532)感受到相同的阻抗。對於本實施例的無負載調製功率放大器500而言，不存在傳統Doherty放大器中常見的負載調製效應。
對於圖 6A 與圖 6B 的分析而言，放大器(電流源)的輸出阻抗被認定為R。實際上，放大器可具有R以外的輸出阻抗值，並且可使用阻抗匹配元件542、543、544、545將輸出阻抗變換到所需值。在其他實施例中，放大器的輸出阻抗可具有R以外的值，並且阻抗反向器550可具有R / 2以外的特性阻抗，使得其在輸出端將阻抗值旋轉至，舉例而言，與主要放大器532的輸出阻抗匹配。
圖7 描繪了用於M-向無負載調製多類別功率放大器的簡化電路模型700，其中可並聯佈置超過四個放大器。對於所示的實施例，存在並聯排列的偶數(M)個放大器(於電路模型中表示為電流源)。放大器的前半部分(M / 2)佈置在阻抗反向器750的第一側上。其中，舉例而言，一個放大器(CS1 )可配置成於AB類別模式下作為主要放大器操作。阻抗反向器750的第一側上的其余放大器(CS2 ...... CSM/2 )可配置成，作為峰值放大器(舉例而言，於C類別模式中)操作。阻抗反向器的第一側上的所有放大器，可配置成在具有第一相位(例如0°)的已接收訊號的相等部分上操作。
放大器的後半部分(建模成電流源CSM/2 + 1 ... CSM ）佈置在阻抗反向器750的第二側上。此些放大器全部可配置成，在與阻抗反向器的第一側上的峰值放大器相同的放大器類別中，作為峰值放大器操作。阻抗反向器750的第二側上的所有放大器，可接收相對於提供給前半部分放大器的訊號的相位相位延遲(例如，大約90°)的已接收訊號的相等部分。
來自前半部分放大器的訊號，可以組合並提供給具有特徵阻抗值R/(a1/2 )的阻抗反向器750。來自阻抗反向器750的訊號可提供給組合節點155。可組合來自後半部分放大器的訊號並提供給組合節點。在一些實施例中，所有放大器的輸出阻抗值可為R，但是在其他實施例中，輸出阻抗可為R以外的值，並且阻抗匹配元件可連接至放大器的輸出端。
隨著上文與圖 6A 與圖 6B 相關描述的分析過程可顯示出，當多類別功率放大器處於完全補償狀態(所有峰值放大器閒置)時，於主要放大器(CS1 )處感受大約為R的負載阻抗Zoff 。分析亦顯示，當功率放大器完全接通時，主要放大器感受到負載阻抗Zon 大約為NR / 4，其中R為大於2的偶數。當N= 4個放大器時，實質上沒有與圖 5 的4路功率放大器500一致的負載調製。當N= 6個放大器時，可能存在一些負載調製，但負載調製小於傳統Doherty放大器中發生的調製量。當N= 8個放大器時，負載調製約等於在傳統Doherty放大器中發生的負載調製。
主要放大器的負載調製的減少，能在許多方向改善多類別功率放大器的性能。舉例而言，因為無論功率放大器處於完全接通狀態還是完全補償狀態，主要放大器都感受更好地匹配的負載，負載調製的減少可改善功率放大器的帶寬性能。此外，負載調製的減少，可減少於傳統Doherty放大器中發生的幅度調製到幅度調製(AMAM)失真與幅度調製到相位調製（AMPM）失真的量。
在一些實施例中，可在多類別功率放大器中使用超過四個放大器(N＞ 4)，以提高放大器的效率。補償峰值效率的位置，於圖 3 中表示為Pbackoff ，可藉由以下圖 7 中所示的功率放大器配置的等式大約表示。 Pbackoff =Pmax -10logN 公式 (1)
在此表達中，N為多類別功率放大器的並聯電路分支中的放大器總數。對4個放大器而言，Pbackoff 發生在放大器最大功率輸出下方約6dB處。對6個放大器而言，Pbackoff 發生在放大器最大功率輸出下方約7.8dB處。對8個放大器而言，Pbackoff 發生在放大器最大功率輸出下方約9dB處。包含並行操作的4、6或8個放大器的多類別功率放大器實施例，可比用於通訊系統或具有7dB或更高的峰均功率比(PAPR)的應用的傳統Doherty放大器更合適。
於圖 8 中示意性地描繪了多向、多類別、無負載調製功率放大器800的額外的實施例。對於該等實施例而言，在功率放大器800中可使用偶數或奇數個放大器(大於2)。在該等實施例中，放大器可提供不同量的輸出功率或電流，使得無論放大器的數量與佈置為何，主要放大器810不致感受負載調製。
功率放大器800可包括連接在阻抗反向器850的第一側上的主要放大器810。亦可以有一個或更多個(N≥1)第一峰值放大器(通常用820表示)，與阻抗反向器850的同一側上的主要放大器並聯連接。可以有一個或更多個(M≥1)、位於阻抗反向器850的第二側上的第二峰值放大器830。可組合來自主要放大器810與第一峰值放大器820的輸出並提供給阻抗反向器850。來自阻抗反向器850與第二峰值放大器830的輸出，可於組合節點處組合並且提供給功率放大器800的輸出埠880，其可以連接至負載（以具有R/α的阻抗所示）。在一些實施方式中，功率放大器800可組裝在電路板或MMIC上。
當將訊號完全放大至最大允許位準時，主要放大器810可提供第一量的最大功率或電流I1 。主要放大器可配置成於第一放大類別(例如，AB類別)中操作。在一些實施例中，主要放大器810可包括形成在半導體管芯上的一個或更多個半導體電晶體。僅一個範例中，主要放大器810可包括高電子遷移率電晶體(HEMT)陣列，其由氮化鎵材料形成並且位於第一管芯上。在其他實施例中可使用其他材料及其他類型的電晶體。
當將訊號完全放大至最大允許位準時，每個第一峰值放大器810皆可提供第二量的最大功率或電流I2 。第一峰值放大器(等)可配置成於第二放大類別(例如，C類別)中操作。在一些實施例中，第一峰值放大器810可包括形成在半導體管芯上的一個或更多個半導體電晶體。僅一個範例中，第一峰值放大器810可包括高電子遷移率電晶體(HEMT)陣列，其由氮化鎵材料形成並且位於第二管芯上。在其他實施例中可使用其他材料及其他類型的電晶體。
當將訊號完全放大至最大允許位準時，每個第二峰值放大器830皆可提供第三量的最大功率或電流I3 。第二峰值放大器830可配置成於第二放大類別(例如，C類別)中操作。在一些實施例中，第二峰值放大器830可包括形成在半導體管芯上的一個或更多個半導體電晶體。僅一個範例中，第二峰值放大器830可包括高電子遷移率電晶體(HEMT)陣列，其由氮化鎵材料形成並且位於第二管芯上。在其他實施例中可使用其他材料及其他類型的電晶體。
在一些實施方式中，主要放大器與峰值放大器的輸出阻抗可為R。在其他案例下，輸出阻抗值可與R不同，並且阻抗匹配元件(未於圖 8 中示出)可連接至一個或者更多個放大器的輸出端，以使放大器的輸出阻抗與下游阻抗值相匹配。在其他案例下，輸出阻抗值可與R不同，並且可組合來自阻抗反向器與第二峰值放大器的輸出並提供給阻抗匹配元件860，阻抗匹配元件860轉換阻抗以匹配或大約匹配負載的阻抗。
儘管圖 8 沒有示出如何分配欲放大的已接收訊號並提供給不同的放大器，但是可如圖 5 所示，例如，使用耦合器110與分配器510的組合，分割已接收訊號並提供給放大器。在實施例中，可以分割欲放大的已接收訊號，使每個放大器接收大約相同的輸入訊號位準。在一些實施方式中，相對於提供給主放大器810和第一峰值放大器820的訊號的共同相位，提供給第二峰值放大器830的訊號，可以具有共同的相位延遲(例如，90°的奇數倍或大約90°的奇數倍)。阻抗反向器850可提供補償相位延遲，使訊號在組合節點155處，以同相位或大約同相位方式組合。
可以用分析圖 5 與圖 7 的放大器的相同方式，分析圖 8 中描述的多類別無負載調製功率放大器800。在完全補償狀態中，峰值放大器820、830閒置，並且被建模成呈現斷路(無限阻抗)。從圖 8 中描繪的模型中，可容易地示出，當功率放大器處於完全補償狀態時，主要放大器810在其輸出端感受R的負載阻抗Zm ，off 。
當功率放大器800完全接通時，則所有峰值放大器820、830提供其最大輸出I2 、I3 。在該等條件下，首先找到在阻抗反向器850的輸出端感受的阻抗Zo 。該值基於其特性阻抗，通過阻抗反向器850旋轉返回輸入阻抗值Zi 。然後，輸入阻抗值Zi 用於確定主要放大器810在完全接通狀態下所感受的阻抗Zm ，on 。根據一些實施例，不受特定理論的限制，阻抗Zm ，on 可由以下表達式表示。公式 (2) 將括號內的商設置為1(unity)，對於無負載調製而言，得出以下表達式。公式 (3)
一旦確定了放大器(M與N)的數量及排列，功率放大器設計者即可針對無負載調製條件，使用公式3確定並設定每個放大器的最大電流能。舉例而言，若N = 1，M = 2，並且I2 =I1 ，則I3 =I1 ，其表示圖 5 中所描繪、並且結合圖 6A 和圖 6B 分析的四個放大器實施例。在存在偶數個放大器的案例下，其中一半的放大器位於阻抗反向器的一側，而另一半放置在阻抗反向器的另一側，則M = N + 1並且公式3建議，可能需要無負載調製功率放大器的不對稱配置來防止負載調製。非對稱的配置為，當無負載調製功率放大器處於完全接通狀態時，其中由阻抗反向器850的一側上的放大器提供的電流(或功率)的總量，不等於由阻抗反向器850的另一側上的放大器提供的電流(或功率)的總量。公式3亦允許在無負載調製的情況下使用奇數個放大器。
根據一些實施例，可根據以下表達式確定圖 8 中描繪的功率放大器800的補償峰值效率(Pbackoff )的位置公式 (4)
除了不提供主要放大器810的負載調製之外，圖 8 中描繪的功率放大器800實施例還可在確定補償時峰值效率的位置方面，提供更大的靈活性。因為主要放大器810不經歷負載調製，所以與Doherty放大器或其中主要放大器經歷負載調製的其他放大器實施例相比，可改善功率放大器800的帶寬。因為Pbackoff 的位置可藉由添加更多個放大器，而被推到OBO的更深區域，所以功率放大器800亦可在更高的PAPR下提供更高的操作效率。
亦構想了操作本實施例的無負載調製功率放大器的方法。操作本實施例的無負載調製功率放大器的方法可包括動作的組合，例如但不限於，於耦合器處接收訊號(例如，可調製成包含用於發送的數據的RF訊號），並將訊號與耦合器分割成第一訊號與第二訊號。一種方法進一步可包含，將第一訊號分配成第一訊號子集，並將第一訊號子集中的一個提供給主要放大器，將第一訊號子集的其餘部分提供至N個第一峰值放大器。一種方法進一步可包含，將第二訊號分配成第二訊號子集並將第二訊號子集提供給M個第二峰值放大器。在一些案例下，方法可包括相對於第一訊號延遲第二訊號的相位。一種方法進一步可包含，將來自主要放大器與第一峰值放大器的輸出組合成第一組合輸出，並將第一組合輸出提供給阻抗反向器。一種方法進一步可包含，將來自第二峰值放大器的輸出組合成第二組合輸出，並將第二組合輸出和來自阻抗反向器的輸出提供給組合節點，以產生可提供給功率放大器的輸出埠的組合輸出訊號。在一些實施方式中，組合輸出訊號可施加至負載或其它裝置。舉例而言，組合輸出訊號可應用於天線以無線地發送訊號。舉例而言，阻抗反向器的負載阻抗與特徵阻抗可具有針對圖 8 描述的相對值。無負載調製功率放大器的附加功能
本節描述可包含上述任何實施例的無負載調製功率放大器中的特徵。
在圖 5 、圖 7 與圖 8 中所示的功率放大器的一些實施例中，主要放大器與峰值放大器配置成具有相同的最大功率或最大電流能力，主要放大器與峰值放大器可為相同的設計。術語「相同設計」意味著放大器對於所有意圖及目的而言幾乎相同或相同。舉例而言，主要放大器可使用相同的微製造製程，形成為積體功率電晶體(如上述HEMT元件)，但是由於微製造製程的性質，結構可能存在輕微變化。儘管主要放大器與峰值放大器可具有相同的設計，但是它們可被不同地偏置以在不同的放大類別中操作。在主要放大器與峰值放大器配置成具有不同的最大電流能力的情況下，主要放大器與峰值放大器可包括不同設計的半導體放大器。
在一些實施例中，主要放大器與峰值放大器可包括氮化鎵電晶體。在其他實施例中，可使用其他半導體材料，如砷化鎵或矽化鍺，並且本發明不僅限於此等半導體。2015年10月8日提交的美國專利申請案第14 / 878,952號中，標題為「調諧半導體放大器(Tuned Semiconductor Amplifier)」，描述了可以全部或部分用於本實施例的功率放大器中的主要放大器及/或峰值放大器的半導體放大器的範例，該申請案通過引用其整體併入本文，但本發明不僅限於此等類型的放大器。在一些實施方式中，主要放大器與峰值放大器的放大率值可介於16dB與30dB之間，或大約介於該等放大率值之間。在一些案例下，在完全接通狀態下操作的無負載調製功率放大器中的主要放大器之放大率值，與峰值放大器之放大率值可為相同，其差在3dB以內。
如本文所用，「氮化鎵」一詞用於表示氮化鎵(GaN)以及其任何合金，如氮化鋁鎵(Alx Ga(1-x) N)、氮化銦鎵(Iny Ga(1-y) N)、鋁銦鎵氮化物(Alx Iny Ga(1-xy) N)、砷化鎵磷氮化物(GaAsx Py N(1-xy) )、鋁銦鎵砷磷氮化物(Alx Iny Ga(1-xy) Asa Pb N( 1-ab) )等。在一些案例下，電晶體可以由其他半導體材料形成，如砷化鎵、碳化矽、矽鍺、矽、磷化銦等，並且本發明不限於基於氮化鎵的放大器。
因為本實施例的無負載調製功率放大器包含兩個以上的半導體放大器，所以(就於固定功率規格而言)，與傳統的Doherty放大器中，僅使用兩個半導體放大器的功率處理能力相比，每個半導體放大器的功率處理能力降低。舉例而言，在本實施例的功率放大器500包含配置成以最大輸出處理相同量的功率的四個放大器的案例下，每個放大器僅需提供一半的功率，而非兩個-放大器Doherty。此外，由於每個放大器的功率處理要求約為一半，因此放大器可做得更小，並且展現出較少的汲極-源極寄生電容。寄生電容的相對減少可允許每個放大器以更高的速度操作並支持更大的RF部分帶寬與視頻帶寬。
本實施例的無負載調製功率放大器能以各種封裝實現。根據一些實施例，可使用離散部件將無負載調製功率放大器組裝在印刷電路板或應用板上。在一些實施例中，可將無負載調製功率放大器製造成單片微波積體電路(MMIC)的一部分。舉例而言，主要放大器與峰值放大器可各自製造成安裝於PCB或MMIC上的一個或多個積體半導體電晶體。耦合器、延遲元件及阻抗匹配元件可形成為離散或積體部件，或其組合。可使用引線鍵合、微帶傳輸線或其組合來進行部件之間的連接。離散、集總或集體的部件(例如，電容器、二極管、電感器等)可連接在功率放大器電路中。
根據一些實施例，本實施例的無負載調製功率放大器可結合至手機或基地台放大系統中及用於放大無線通訊訊號。本實施例的無負載調製功率放大器可結合到具有無線接入能力的任何設備中，包含但不限於電腦、平板電腦、智慧型手機、智慧型手錶、交通工具、智慧家電等。用於攜帶式設備的本實施例的無負載調製功率放大器包含與傳統Doherty放大器相比更高的帶寬與更高的放大率能力。提高的效率能助於延長攜帶式設備中的電池壽命，並更好地適應具有更高PAPR的訊號。與傳統的Doherty放大器相比，更寬的帶寬可導致更少的訊號失真，並適應更高的數據速率。
再次參考圖 5 ，發明者已認識並理解，於阻抗反向器550之前移除阻抗匹配元件542、543、544、545可能為有益的。在如此案例下，可以首先組合來自主要放大器與峰值放大器的訊號，並且可在組合節點之後添加阻抗匹配元件，以在組合節點之後變換阻抗以匹配或大約匹配負載阻抗。發明者從模擬中發現，放大器之前與之後的阻抗匹配元件可能增加電路徑長度，該電路徑長度無法僅藉由提供90°延遲的阻抗反向器550正確補償。因此，阻抗反向器處的延遲可能需要為大於1的90°的奇數倍。模擬表明，阻抗反向器的延遲的如此增加可能非期望地使功率放大器的RF離散帶寬變窄。藉由除去阻抗匹配元件542、543、544、545，阻抗反向器處的延遲可為90°或大約90°，這改善了功率放大器的RF離散帶寬與視頻帶寬性能。
在一些實施方式中，本實施例的無負載調製功率放大器的阻抗反向器可整體或部分地實現為具有長度L 與寬度W 的導電帶狀線(例如，微帶傳輸線)。 在一些實施方式中，可能存在將主要放大器與峰值放大器的汲極板連接至帶狀線的鍵合線。根據一些實施例，導電帶線的長度L 可在大約2毫米與大約6毫米之間，並可被選擇以為帶狀線提供期望的電感。根據一些實施例，導電帶線的寬度可在大約100微米與大約1000微米之間，並可被選擇以為帶狀線提供期望的電感。藉由選擇帶狀線的長度與寬度，可將帶狀線810的分佈電感調節至期望值。根據一些實施例，帶狀線的總分佈電感可大約250皮亨(picoHenry)與大約1.5奈亨(nanoHenry)之間。
在一些實施方式中，導電帶狀線形成在接地導體或接地平面上並且藉由介電材料(未示出)與接地導體或接地平面分離。在其他實施例中，導電帶狀線可不形成在接地平面上或鄰近接地平面。反之，可從PCB的區域移除接地平面，於該區域處對導電帶線進行圖案化。當在用於RF訊號的阻抗反向器中實現時，導電帶狀線可包括積體的分佈式阻抗元件，其基本上完全為電感性的。在一些實施方式中，帶狀線可包括一些寄生電容與電阻。其上形成導電帶狀線的範例性基板可包括在一些實施例中的印刷電路板，在一些實施例中能以GHz頻率承載訊號的高頻層壓板、陶瓷或半導體。高頻層壓材料的一個範例為可從Rogers Corporation of Chandler，Arizona 購得的層壓模型RO4003®。
在一些實施例中，本實施例的無負載調製功率放大器的阻抗反向器可不包括微帶線。反之，阻抗反向器可體現成包括鍵合線與電容元件的RF網路。鍵合線可包括金或任何其他合適的導體，並且可具有20微米至80微米的直徑。根據一些實施例，連接至主要放大器或峰值放大器上的汲極板的鍵合線之間的間隔可在大約100微米與大約800微米之間。鍵合線可包括阻抗反向器的集總電感元件。這種鍵合線在RF電子領域中視為「集總電感器」，其具有主要由鍵合線的長度與直徑確定的電感。
在一些實施方式中，本實施例的無負載調製功率放大器的組合節點155可位於峰值放大器的一個或一個以上汲極板處，該峰值放大器位於與負載相同的阻抗反向器側。
根據一些實施例，可將本實施例的無負載調製功率放大器中的主要放大器所感受的負載阻抗R的值設置為基於主要放大器的設計的值。舉例而言，對於施加在放大器的汲極與源極之間的施加操作電壓Vds ，主要放大器可定成最大汲極-源極電流Imax 。可從主要放大器傳遞最大功率的電阻R可大約藉由以下關係確定。(公式. 5)
其中Vk 為放大器的膝節電壓。
藉由上述的觀點，可如下實現無負載調製功率放大器的各種實施例以及操作無負載調製功率放大器的方法。
(1)一種多類別率放大器實施例，包括：第一電路分支中的第一放大器，佈置成於第一放大器類別中操作; 第二電路分支中的第二放大器，佈置成於第二放大器類別中操作，第二放大器類別與第一放大器不同; 阻抗反相器，配置成接收來自第一放大器與第二放大器的組合輸出; 第三電路分支中的第三放大器，佈置成於第二放大器類別中操作; 組合節點，配置成接收來自阻抗反向器與第三放大器的輸出，並將組合輸出提供給多類別功率放大器的輸出埠，用於驅動負載。
(2)如實施例(1)所述之多類別功率放大器，其中當第二放大器與第三放大器閒置時以及當第二放大器與第三放大器進行完全放大時，第一放大器在其輸出埠感受相同的阻抗。
(3)實施例(1)或(2)所述之多類別功率放大器，其中第一放大器在AB類別模式中操作，第二放大器與第三放大器在C類別模式中操作。
(4)根據實施例(1)至(3)中任一項所述之多類別功率放大器，其中該負載具有大約R /α的阻抗，並且該阻抗反向器的特性阻抗約為R /(α1/2 )。
(5)根據實施例(1)至(4)中任一項所述之多類別功率放大器，其中α的值為4。
(6)根據實施例(1)至(5)中任一個所述之多類別功率放大器，其中阻抗反向器配置成在載波頻率處提供大約等於90度的奇數倍的相位延遲。
(7)根據實施例(1)至(6)中任一個所述之多類別功率放大器，其中阻抗反向器包括微帶傳輸線。
(8)根據實施例(1)至(7)中任一個所述之多類別功率放大器，其中R係由第一放大器所感受的阻抗，並且大約等於從第一放大器傳遞最大功率量的阻抗值。
(9)根據實施例(1)至(8)中任一實施例所述之多類別功率放大器，其中多類別功率放大器的峰值效率發生在6dB與12dB輸出功率補償之間。
(10)根據實施例(1)至(9)中任一實施例所述之多類別功率放大器，進一步包括連接在組合節點與多類別功率放大器的輸出之間的阻抗匹配元件。
(11)根據實施例(1)至(10)中任一實施例所述之多類別功率放大器，進一步包括：第四放大器，佈置成於第二放大器類別中操作，第二放大器類別具有耦合至組合節點的輸出，其中，當第四放大器完全放大時，第二放大器、第三放大器與第四放大器的平均功率與位準大約等於第一放大器的平均功率位準。
(12)根據實施例(1)至(11)中任一項所述之多類別功率放大器，進一步包括：第一阻抗匹配元件，連接至第一放大器的輸入端; 第二阻抗匹配元件，連接至第二放大器的輸入端;及第三阻抗匹配元件連接至第三放大器的輸入端。
(13)根據實施例(1)至(12)中任一項所述之多類別功率放大器，併入無線通訊裝置中。
(1)至(13)中任一放大器實施例可與以下(14)至(22)中任一方法的實施例一起使用。
(14)一種操作多類別功率放大器的方法，該方法包括以下動作：將欲放大的訊號分割成提供給第一電路分支的第一訊號、提供給第二電路分支的第二訊號、及提供給第三訊號分支的第三訊號；在第一電路分支中，以於第一放大器類別中操作的第一放大器，放大第一訊號， 在第二電路分支中，以於第二放大器類別中操作的第二放大器，放大第二訊號，第二放大器類別與第一放大器類別不同;在第三電路分支中以在第二放大器類別中操作的第三放大器，放大第三訊號;組合來自第一放大器與第二放大器的輸出，並將組合輸出提供至阻抗反向器;在組合節點處組合來自阻抗反向器的輸出與來自第三放大器的輸出;及將來自組合節點的輸出提供至多類別功率放大器的輸出埠。
(15)如實施例(14)所述之方法，進一步包括：無論第二放大器與第三放大器是完全放大或閒置，向第一放大器呈現(present)大約相同的阻抗。
(16)如實施例(14)或(15)所述之方法，進一步包括：展現在6dB與12dB輸出功率補償之間發生的功率放大器的峰值效率。
(17)根據實施例(14)至(16)中任一項所述之方法，進一步包括：藉由阻抗反向器，將通過阻抗反向器的載波的相位延遲大約等於90度的奇數倍的值。
(18)根據實施例(14)至(17)中任一項所述之方法，進一步包括：利用阻抗匹配元件，對該組合節點與該功率放大器的輸出之間的阻抗進行變換。
(19)根據實施例(14)至(18)中任一項所述之方法，其中在第一電路分支中放大第一訊號包括於AB類別模式下操作第一放大器。
(20)根據實施例(14)至(19)中任一項所述之方法，其中在第二電路分支中放大第二訊號包括於C類別模式下操作第二放大器。
(21)根據實施例(14)至(20)中任一實施例所述之方法，進一步包括：利用功率放大器在手機基地台中放大通訊訊號。
(22)根據實施例(14)至(21)中任一實施例所述之方法，進一步包括利用功率放大器，放大用於手機或無線通訊設備的通訊訊號。結論
在一些實施例中，術語「大約」以及「約」用於表示目標值的±20％內，在一些實施例中為目標值的±10％內，在一些實施例中為目標值的±5％內， 並且在一些實施例中為目標值的±2％範圍內。術語「大約」以及「約」可包含目標值。
本文中描述的技術可以一種方法體現，其中已經描述了至少一些動作。作為方法的一部分而執行的動作可能以任何合適的方式排序。因此，實施例可能以與描述的執行動作不同的順序所構成，即便說明性實施例中被描述為有順序的動作，其中可能包含同時執行一些動作。此外，在一些實施例中，方法可能包含比該等描述中更多的動作，並且在其他實施例中，可能比該等描述的動作更少。
隨著如此描述了本發明的至少一個說明性實施例，熟習此項技術領域者將容易想到各種改變、修改、以及改進。如此改變、修改、以及改進、意圖被本發明的精神與範圍所涵蓋。此外，補充說明僅為範例性的，並非意圖限制。本發明僅被後文的申請專利範圍以及其均等物所界定者所限定。
100‧‧‧Doherty放大器
110‧‧‧90度功率耦合器/功率耦合器
122/124‧‧‧阻抗匹配元件
132‧‧‧主要功率放大器/主要放大器
138‧‧‧峰值功率放大器/峰值放大器
142‧‧‧輸出阻抗匹配元件
144‧‧‧阻抗匹配元件
150‧‧‧阻抗反向器
155‧‧‧組合節點
160‧‧‧阻抗匹配元件
210‧‧‧第一放大率曲線
212‧‧‧衰減區域
220‧‧‧第二放大率曲線
230‧‧‧範例性放大率曲線
310‧‧‧Doherty放大率曲線
410‧‧‧Doherty放大器的效率曲線
500‧‧‧多類別功率放大器
502‧‧‧輸入埠
510‧‧‧功率分配器
522/523/524/525‧‧‧輸入阻抗匹配元件
532‧‧‧第一放大器/主要放大器
536‧‧‧第一峰值放大器
537‧‧‧第二峰值放大器
538‧‧‧第三峰值放大器
542/543/544/545‧‧‧輸出阻抗匹配元件
550‧‧‧阻抗反向器/反向器
560‧‧‧輸出阻抗匹配元件
580‧‧‧輸出埠
602‧‧‧第一電路模型
700‧‧‧簡化電路模型
750‧‧‧阻抗反向器
800‧‧‧無負載調製功率放大器
810‧‧‧主要放大器
820‧‧‧第一峰值放大器
830‧‧‧第二峰值放大器
850‧‧‧阻抗反向器
860‧‧‧阻抗匹配元件
880‧‧‧輸出埠
CSm‧‧‧電流源
CSm‧‧‧主要電流源
CSp‧‧‧第二電流源
CSp1/CSm‧‧‧電流源
CSp1/CSp2/CSp‧‧‧峰值電流源
Ep‧‧‧峰值效率
Ep‧‧‧輸出功率位準的峰值
I‧‧‧匹配電流
I1‧‧‧最大功率或電流
I2‧‧‧第二量的最大功率或電流
I3‧‧‧第三量的最大功率或電流
Imax‧‧‧最大汲極-源極電流
L‧‧‧長度
Pc‧‧‧功率壓縮點
Pmax‧‧‧峰值輸出功率位準
Pmax‧‧‧最大輸出功率
Pout‧‧‧輸出功率
R‧‧‧內部阻抗
Vds‧‧‧操作電壓
Vk‧‧‧膝節電壓
W‧‧‧寬度
Zi‧‧‧輸入阻抗
Zo‧‧‧輸出阻抗
Zoff/Zon‧‧‧負載阻抗
國內寄存資訊 (請依寄存機構、日期、號碼順序註記) 無
國外寄存資訊 (請依寄存國家、機構、日期、號碼順序註記) 無

Claims (22)

  1. 一種多類別功率放大器，包括： 一第一放大器，於一第一電路分支中佈置成於一第一放大器類別中操作; 一第二放大器，於一第二電路分支中佈置成於一第二放大器類別中操作，該第二放大器類別與該第一放大器不同; 一阻抗反向器，配置成接收來自該第一放大器與該第二放大器的一組合輸出; 一第三放大器，於一第三電路分支中佈置成於該第二放大器類別中操作;以及 一組合節點，配置成接收來自該阻抗反向器與該第三放大器的一輸出，並將該組合輸出提供給該多類別功率放大器的一輸出埠，用於驅動一負載。
  2. 如請求項1所述之多類別功率放大器，其中當該第二放大器與該第三放大器閒置時以及當該第二放大器與該第三放大器進行完全放大時，該第一放大器在其輸出埠感受相同的一阻抗。
  3. 如請求項1或2所述之多類別功率放大器，其中該第一放大器在AB類別模式中操作，該第二放大器與該第三放大器在C類別模式中操作。
  4. 如請求項1至3任一項所述之多類別功率放大器，其中該負載具有約R /α的一阻抗，並且該阻抗反向器的一特性阻抗約為R /(α1/2 )。
  5. 如請求項4所述之多類別功率放大器，其中α的該值為4。
  6. 如請求項1至5任一項所述之多類別功率放大器，其中該阻抗反向器配置成在一載波頻率處提供大約等於90度的奇數倍的一相位延遲。
  7. 如請求項1至6中任一項所述之多類別功率放大器，其中該阻抗反向器包括一微帶傳輸線。
  8. 如請求項4或5中任一項所述之多類別功率放大器，其中R係由該第一放大器所感受的一阻抗，並且大約等於從該第一放大器傳遞一最大功率量的一阻抗值。
  9. 如請求項1至8中任一項所述之多類別功率放大器，其中該多類別功率放大器的一峰值效率發生在6dB與12dB輸出功率補償之間。
  10. 如請求項1至9中任一項所述之多類別功率放大器，進一步包括：連接在該組合節點與該多類別功率放大器的一輸出之間的一阻抗匹配元件。
  11. 如請求項1至10中任一項所述之多類別功率放大器，進一步包括： 一第四放大器，佈置成於該第二放大器類別中操作，該第二放大器類別具有耦合至該組合節點的一輸出，其中，當該第四放大器完全放大時，該第二放大器、該第三放大器與該第四放大器的平均功率位準大約等於該第一放大器的一平均功率位準。
  12. 如請求項1至11中任一項所述之多類別功率放大器，進一步包括： 一第一阻抗匹配元件，連接至該第一放大器的一輸入端; 一第二阻抗匹配元件，連接至該第二放大器的一輸入端;以及 一第三阻抗匹配元件，連接至該第三放大器的一輸入端。
  13. 如請求項1至12中任一項所述之多類別功率放大器，併入一無線通訊裝置中。
  14. 一種操作一多類別功率放大器的方法，該方法包括以下步驟： 將欲放大的一訊號分割成提供給一第一電路分支的一第一訊號、提供給一第二電路分支的一第二訊號、及提供給一第三訊號分支的一第三訊號； 於該第一電路分支中，以於一第一放大器類別中操作的一第一放大器，放大該第一訊號; 於該第二電路分支中，以於一第二放大器類別中操作的一第二放大器，放大該第二訊號，該第二放大器類別與該第一放大器類別不同; 於該第三電路分支中，以在該第二放大器類別中操作的一第三放大器，放大該第三訊號; 組合來自該第一放大器與該第二放大器的一輸出，並將該等經組合的輸出提供至一阻抗反向器; 於一組合節點處組合來自該阻抗反向器的一輸出與來自該第三放大器的一輸出; 及 將該組合節點的一輸出提供至該多類別功率放大器的一輸出埠。
  15. 如請求項14所述之方法，進一步包括以下步驟：無論該第二放大器與該第三放大器是完全放大或閒置，向該第一放大器呈現(present)大約相同的一阻抗。
  16. 如請求項14或15所述之方法，進一步包括以下步驟：展現在6dB與12dB輸出功率補償之間發生的該功率放大器的一峰值效率。
  17. 如請求項14至16中任一項所述之方法，進一步包括以下步驟：藉由該阻抗反向器，將通過該阻抗反向器的一載波的一相位延遲大約等於 90度的一奇數倍的一值。
  18. 如請求項14至17中任一項所述之方法，進一步包括以下步驟：利用一阻抗匹配元件，對該組合節點與該功率放大器的一輸出之間的一阻抗進行變換。
  19. 如請求項14至18中任一項所述之方法，其中於該第一電路分支中放大該第一訊號之步驟，包括於AB類別模式下操作該第一放大器之步驟。
  20. 如請求項14至19中任一項所述之方法，其中於該第二電路分支中放大該第二訊號之步驟，包括於C類別模式下操作該第二放大器之步驟。
  21. 如請求項14至20中任一項所述之方法，進一步包括以下步驟：利用該功率放大器在一手機基地台中放大通訊訊號。
  22. 如請求項14至20中任一項所述之方法，進一步包括以下步驟：利用該功率放大器，放大用於一手機或無線通訊設備的一通訊訊號。
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