CN112640298A - 低负载调制功率放大器 - Google Patents

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Abstract

描述了用于低负载调制功率放大器(500)的装置和方法。低负载调制功率放大器可以包括并联连接以放大已被划分为并联电路分支的信号的多个放大器。放大器之一可以以第一放大类操作为主放大器(132)，并且其余放大器可以以第二放大类操作为峰值放大器(538，539)。主放大器(132)可以在功率放大器的完全接通状态与完全回退状态之间看到其负载的低调制。获得与常规多尔蒂放大器相比带宽和漏极效率上的改进。

Description

低负载调制功率放大器
技术领域
本技术涉及高速、高效、高功率放大器，其可以由在并联电路路径中操作的多个晶体管构成，并且由例如但不限于氮化镓材料的半导体材料形成。
背景技术
由半导体材料形成的高速功率放大器具有多种有用的应用，例如射频(RF)通信、雷达、RF能量、功率转换和微波应用。氮化镓半导体材料因为其期望的电子和电光性质近年来受到了相当大的关注。因为其宽带隙，所以与诸如硅的其他半导体相比，GaN对雪崩击穿的抵抗力更高，并且可以在较高温度下保持电性能。与硅相比，GaN还具有较高的载流子饱和速度，并且可以维持较高的功率密度。另外，GaN具有纤锌矿晶体结构，是非常稳定和坚硬的材料，具有高热导率，并且具有比诸如硅、锗和砷化镓的其他常规半导体高得多的熔点。因此，GaN对于高速、高压和高功率应用是有用的。
在流行且提议的通信标准例如WiMax、4G和5G下支持移动通信和无线互联网访问的应用会对由半导体晶体管构成的高速放大器提出严格的性能要求。放大器可能需要满足与输出功率、信号线性度、信号增益、带宽和效率有关的性能规格。
发明内容
描述了用于放大射频信号的装置和方法。多类功率放大器可以包括以不同的放大类并行操作并向公共输出提供放大的信号的多个放大器。主放大器可以放大低信号水平和高信号水平的信号。次级放大器可以在低信号水平下处于空闲(非放大)并且随着信号水平增加变为活动(放大)。当次级放大器在空闲状态与完全放大状态之间改变时，主放大器可以在其输出处看到低阻抗调制(与常规多尔蒂放大器相比)。
一些实施方式涉及一种低负载调制功率放大器，其包括：主放大器，其具有耦接至第一节点的主输出；第一峰值放大器，其具有耦接至第一节点的第一输出；第一阻抗逆变器，其连接在第一节点与第二节点之间；以及第二峰值放大器，其具有耦接至第二节点的第二输出，其中，主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器在三个并联电路分支中。
一些实施方式涉及一种操作低负载调制功率放大器的方法，该方法包括以下动作：利用主放大器来放大接收信号的第一部分；在第一节点处接收来自主放大器的第一信号；利用与主放大器并联布置的第一峰值放大器来放大接收信号的第二部分；在第一节点处接收来自第一峰值放大器的第二信号；将来自第一节点的第一组合信号提供给第一阻抗逆变器；将来自第一阻抗逆变器的输出信号提供给第二节点；利用与第一峰值放大器并联布置的第二峰值放大器来放大接收信号的第三部分；以及在第二节点处接收来自第二峰值放大器的第三信号。
可以利用以上描述的或下面进一步详细描述的方面、特征和动作的任何适当组合来实现前述装置和方法实施方式。从下面结合附图的描述，可以更充分地理解本教导的这些和其他方面、实施方式和特征。
附图说明
技术人员将理解，本文中描述的附图仅用于说明目的。应理解，在一些情况下，实施方式的各个方面可以被夸大或放大示出，以便于对实施方式的理解。附图不一定按比例绘制，而是将重点放在说明教导的原理上。在附图中，贯穿各个附图，相同的附图标记通常指代相同的特征、功能上相似和/或结构上相似的元件。在附图涉及微制造电路的情况下，可以示出仅一个器件和/或电路以简化附图。实际上，可以在基板的大面积或整个基板上并行地制造大量的器件或电路。另外，所描绘的器件或电路可以集成在较大的电路内。
当在以下详细描述中参照附图时，可以使用空间参考“顶部”、“底部”、“上部”、“下部”、“竖直”、“水平”等。这样的参考用于教导目的，并且不旨在作为所实施的器件的绝对参考。所实施的器件可以以能够与附图中示出的取向不同的任何适当的方式在空间上取向。附图不旨在以任何方式限制本教导的范围。
图1描绘了多尔蒂放大器的布置；
图2A描绘了当主放大器和峰值放大器完全处于活动时对称多尔蒂放大器的电路模型；
图2B描绘了当主放大器处于活动并且峰值放大器处于空闲(非放大)时对称多尔蒂放大器的电路模型；
图3示出了多尔蒂放大器的作为输出功率的函数的增益；
图4示出了多尔蒂放大器的作为输出功率的函数的效率；
图5描绘了示例高效、宽带、低负载调制功率放大器的示意图；
图6描绘了处于完全放大状态的示例低负载调制功率放大器的电路模型；
图7示出了示例低负载调制功率放大器在两个调制比值下的阻抗分散；
图8绘制了根据一些实施方式的示例低负载调制功率放大器的功率轮廓；
图9绘制了根据一些实施方式的示例低负载调制功率放大器(实曲线)和多尔蒂放大器(虚曲线)的回波损耗；以及
图10示出了根据一些实施方式的可以用于在电路板或单片微波集成电路(MMIC)上构造高效、低负载调制功率放大器的结构。
根据在结合附图进行时的以下阐述的详细描述，所示实施方式的特征和优点将变得更明显。
具体实施方式
例如，将信号放大到高功率水平以进行无线通信的一种方法是使用多尔蒂放大器，图1中示意性地描绘了多尔蒂放大器的示例。为了帮助理解本技术，提供了多尔蒂放大的简要概述。
多尔蒂放大器100可以包括对被划分为并联电路分支的信号并行操作的主功率放大器132和峰值功率放大器138。峰值放大器138通常在低信号水平下处于空闲(非放大)，并且在主放大器132开始饱和时接通。来自两个放大器的输出随后被组合为单个RF输出。
更详细地，90度功率耦合器110将接收到的RF信号划分为两个输出，所述两个输出连接至主放大器132和峰值放大器138。相对于提供给主放大器132的信号的相位，功率耦合器110还延迟(大约90度)提供给峰值放大器138的信号的相位。阻抗匹配部件122、124可以放置在主放大器132和峰值放大器138之前。这些阻抗匹配部件可以将阻抗变换为使两个放大器132、138的输入阻抗与连接至放大器输入的传输线的阻抗匹配或者与来自90度耦合器110的输出阻抗匹配。这样的阻抗匹配可以减少来自放大器的信号反射的不期望影响。
附加的阻抗匹配部件142、144可以位于主放大器132和峰值放大器138的输出处，以使主放大器132的输出与阻抗逆变器150的输入之间的阻抗(其在设计上可以为50ohms)匹配以及使峰值放大器138的输出与组合节点155处的阻抗之间的阻抗(其也可以是50ohms)匹配。阻抗逆变器150将从主放大器132接收的信号的相位旋转大约90度，使得来自主放大器和峰值放大器的信号将在组合节点155处基本上同相。输出阻抗匹配元件160可以在组合节点155与多尔蒂放大器的RF输出之间使用，以使多尔蒂放大器100的输出阻抗与负载(未示出)的阻抗匹配。
在对称多尔蒂放大器中，主放大器132和峰值放大器138可以是非常相似或相同的半导体器件。例如，它们可以被配置成在两个放大器完全接通并以其上限进行放大时处理相同量的信号功率并将信号放大至相同的功率水平。因为输入信号被均等地分给两个放大器，所以由于该分离，与输入RF信号相比，到达主放大器132和峰值放大器的信号通常在耦合器110的每个输出端口处减小3dB。以“dB”表示的信号值是指相对功率水平。
在图2A至图4中进一步详细示出了多尔蒂放大器的操作方面。图2A是当主放大器132和峰值放大器138二者完全处于活动(以全功率值放大它们各自的信号)时多尔蒂放大器的简化电路模型。可以将在类AB模式下操作的主放大器132及其输出阻抗匹配部件142建模为具有内部阻抗R并不向放大信号提供相位延迟的电流源CSm。可以将在类C模式下操作的峰值放大器138、其输出阻抗匹配部件144以及耦合器110的相位延迟建模为具有内部阻抗R但向放大信号提供90度相位延迟的第二电流源CSp。例如，阻抗逆变器150可以被建模为具有特征阻抗R并为信号的载波提供90度的相位延迟的四分之一波长传输线。根据一些实施方式，被多尔蒂放大器驱动的负载可以具有R/2的阻抗。
本文中描述的相位延迟是用于射频信号的载波的延迟，该射频信号被调制以将信息编码到载波上。例如，取决于所使用的哪种通信协议(例如，2G、3G、4G等)，载波可能会以具有在0.7吉赫兹(GHz)与7GHz之间的范围内的值的频率振荡，并且相位延迟是相关通信协议的载波的相位延迟。在一些情况下，可以使用术语“信号的相位延迟”或类似术语，并且所述术语意指信号被编码在其上的载波的相位延迟。
主放大器132和峰值放大器138可以被设计成用于特定的载频和通信协议。作为一个非限制性示例，可以根据一种协议将被配置成处理4G通信的信号的放大器设计为用于2.6GHz的载频，并且放大器部件的指定相位延迟相对于2.6GHz。作为另一个非限制性示例，可以根据另一协议将被配置成处理4G通信的信号的放大器设计为用于1.9GHz的载频，并且放大器部件的指定相位延迟相对于1.9GHz。
当主放大器132和峰值放大器138二者处于活动并且以近似相等量的电流I驱动R/2的负载时，如图2A中所描绘的，简单的计算表明主放大器132在其输出处看到阻抗R，如图2A中的人字形符号所指示的。对于多尔蒂放大器，这被称为“1:1负载”条件。该阻抗值可以在两步骤过程中计算。第一，计算从阻抗逆变器150观察组合节点155所看到的阻抗。第二，根据四分之一波长阻抗逆变器150的性质来变换观察组合节点的阻抗，以找到观察阻抗逆变器150的阻抗(在这种情况下为R)。
图2B描绘了当峰值放大器138处于空闲(非放大)时多尔蒂放大器的操作条件的电路模型。当要由多尔蒂放大器放大的输入RF信号降到低于阈值时，峰值放大器138变为空闲(非放大)并且实质上被建模为开路。对于该模型，在空闲状态下，峰值放大器的阻抗从R变为无穷大。重新计算观察组合节点155的阻抗并从主放大器观察阻抗逆变器150的阻抗表明，观察阻抗逆变器150所看到的阻抗值上升到2R。该操作条件被称为多尔蒂放大器的“2:1负载”条件。在这种情况下，主放大器的阻抗R不再与其试图驱动的阻抗良好匹配。这样的不匹配会导致信号反射、高值的回波损耗以及多尔蒂放大器的低效操作。
由主放大器132看到的、取决于峰值放大器138的状态(其由输入RF信号水平确定)的阻抗变化被称为“负载调制”。负载调制必然会对放大器的功率处理能力和放大器的RF分数带宽(Δω/ωo)产生不利影响。例如，阻抗的不匹配会引起功率反射，并且这种对主放大器的反射可能将主放大器的安全操作极限限制为明显低于在如果没有功率反射的情况下主放大器可以以其他方式处理的功率水平。反射功率的量可能还取决于频率，并且与没有反射功率的情况相比，反射功率随频率的变化会使放大器更快地不符合规格(导致更窄的带宽)。
图3和图4中示出了多尔蒂放大器的增益和效率动态的其他细节。在图3中，第一增益曲线210(虚线)描绘了当峰值放大器138处于空闲(非放大)时主放大器132的作为输出功率Pout的函数的增益。曲线210对应于所谓的2:1负载条件。峰值放大器通常在低输入信号功率水平——例如，将不会开始使主放大器132饱和的输入信号水平——下处于空闲。这些低输入信号水平对应于如下输出功率水平，所述输出功率水平低于多尔蒂放大器的峰值输出功率水平多达约6dB。这些低水平信号只能由主放大器132处理。在较高信号水平下，主放大器132的增益将开始饱和并进入“压缩”，其在图3中开始于功率压缩点Pc并且由衰减区域212指示。在这点处，主放大器132开始非线性放大，否则将使输入RF信号失真。主放大器132的功率压缩点将取决于其设计(例如，放大器的晶体管中的有源区域的大小)，并且对于通信系统中使用的放大器而言，可以为从1瓦(30dBm)到100瓦(50dBm)的任何值。在一些实施方式中，可以出现功率压缩点的较小值或较大值。
对于多尔蒂放大器，峰值放大器138在功率压缩点Pc处开始放大输入RF信号并对多尔蒂放大器的输出做出贡献。在图3中还描绘了峰值放大器138的示例增益曲线230。峰值放大器138弥补了主放大器132在高功率下的饱和，直到峰值放大器开始饱和，进入压缩以及衰减为止，如附图中所示的。峰值放大器138的动作可以使多尔蒂放大器的线性放大扩展到超出主放大器132单独的能力的高功率的范围，直到峰值放大器开始饱和为止。
图3包括当峰值放大器138处于活动(放大)时主放大器132的第二增益曲线220。曲线220对应于1:1负载条件。当峰值放大器138处于活动时，其有效地将负载阻抗添加至主放大器132(有效地将主放大器的增益降低了约3dB)，而且有助于放大高功率水平(将多尔蒂的压缩扩展到更高的功率)。图3还描绘了根据多尔蒂放大器的输出功率的增益曲线310(实心深色曲线)。多尔蒂增益曲线310是如上所述的主放大器132和峰值放大器138的组合动作的结果。
图4中示出了多尔蒂放大器的示例漏极效率曲线410。多尔蒂的效率上升到峰值效率Ep，该峰值效率大约在峰值放大器138的增益达到其最高值时出现。理想情况下，在多尔蒂放大器中，峰值效率Ep将出现在被称为“输出功率回退”(OBO，尽管有时表示为OPO)的区域中低于最大输出功率Pmax约6dB处。在峰值放大器从低增益水平(峰值放大器主要为主放大器加载)过渡到其最大增益的区域中(参照图3)，对于低于6dB OBO点的输出功率水平，效率降到低于峰值Ep。
实际上，因为常规多尔蒂放大器中存在若干影响，所以多尔蒂的峰值效率不会出现在6dB OBO处。第一影响与功率回退中峰值放大器138的隔离有关。尽管上面将峰值放大器建模为在回退中具有无限的阻抗(开路)，但在实际应用中，阻抗在6dB OBO处是有限的。此外，阻抗逆变器150和/或输出匹配元件142、144会表现出可能不是微不足道的损耗。另外，主放大器132和峰值放大器138通常具有不理想的I-V曲线和/或拐点电压。所有这些影响会使峰值效率出现在小于6dB OBO的值(例如，大约5dB OBO或更小)处，这反过来又使多尔蒂放大器的效率在约8dB OBO至约9dB OBO的区域中比图4中所示的进一步降低。
发明人已经认识并意识到，多尔蒂放大器中的负载调制会对多尔蒂放大器的功率处理和带宽能力产生不利的影响。发明人还认识并意识到，常规多尔蒂放大器在大约5dBOBO与大约6dB OBO之间的区域中表现出峰值效率。发明人已经进一步认识并意识到，当前开发的信号协议可以将通信信号中的峰均功率比(PAPR)提高到7dB或更高，来以高频谱效率处理大数据速率。因此，为了保持放大器线性度，多尔蒂放大器可能在相应区域(7dB OBO或更高)中操作其操作时间的大部分时间，所述相应区域是常规多尔蒂放大器的效率下降的区域。
发明人已经想到了一种低负载调制、多类功率放大器，其与常规多尔蒂放大器相比可以在6dB或更高的回退功率裕度处表现出峰值效率，并且具有改善的带宽能力。低负载调制功率放大器中的主放大器可以具有与上述多尔蒂放大器中表现的负载调制相比，由峰值放大器的完全放大状态与空闲或非放大状态之间的转变引起的明显较少的负载调制。在图5中描绘了低负载调制功率放大器500的示例。
根据一些实施方式，低负载调制功率放大器500可以包括在接收信号(例如，被划分为并联电路分支的接收的RF信号)的部分上并行操作的多个放大器(例如，主放大器132、第一峰值放大器538和第二峰值放大器539)。在输入端子501处到放大器的接收信号RFin可以由信号划分电路系统505划分为并联电路分支并提供给多个放大器。低负载调制功率放大器500还可以包括耦接至放大器的多个阻抗逆变器550、551、552(也被称为四分之一波长变压器)。放大的信号可以在第一组合节点564和第二组合节点565处组合，如来自放大器的信号被组合并且提供给输出端子580。阻抗逆变器552可以耦接在第一组合节点564与第二组合节点565之间。在一些实现方式中，输出端子580可以被指定为连接至具有指定阻抗值(例如，50ohms)的负载590。
在一些实现方式中，信号划分电路系统505可以包括功率耦合器510和连接至功率耦合器的一个输出端口的功率分离器511，然而本发明不限于信号划分部件的仅这种组合。功率耦合器510可以被配置成将接收信号RFin划分成提供给第一电路分支中的主放大器132的第一信号和提供给分离器511的第二信号。根据一些实施方式，第一信号可以是接收信号的三分之一(1/3)功率(偏差在10％以内)并且具有与接收信号相同的相位(偏差在10％以内)。根据一些实施方式，第二信号可以是接收信号的三分之二(2/3)功率(偏差在10％以内)并且具有与接收信号的相位成90度的相位(偏差在10％以内)。
在一些情况下，分离器511可以将在输入端口处接收的功率划分成相等的量(偏差在10％以内)，所述相等的量被提供给第二电路分支中的第一峰值放大器538和第三电路分支中的第二峰值放大器。另外，从分离器511输出的信号可以具有相等的相位(偏差在10％以内)。第一阻抗逆变器550可以连接在分离器511的一个输出与到第二峰值放大器539的输入之间。第一阻抗逆变器550可以将接收信号的相位旋转90度(偏差在10％以内)，使得由第二峰值放大器539接收的信号的相位与由第一峰值放大器538接收的信号的相位相差90度(偏差在10％以内)。第一阻抗逆变器550还可以在其输出端子与输入端子之间对阻抗进行“翻转”(例如，将史密斯圆图上的阻抗旋转180度，偏差在10％以内)。在一些实现方式中，第一、第二和第三阻抗逆变器中的每一个可以使载波的相位延迟85度与95度之间的量。
在一些情况下，可以使用耦合器代替分离器511，其中耦合器将功率均等地划分给其两个输出端口，并使提供给一个输出端口的信号载波的相位相对于提供给其另一输出端口的信号载波的相位延迟90度(偏差在10％以内)。在这样的情况下，第一阻抗逆变器550可以包括不使信号的相位延迟的器件(例如，集总元件网络)。
在一些情况下，其他功率划分比和相位关系可以存在于第一功率划分元件(在所示示例中为耦合器510)之后和第二功率划分元件(在所示示例中为分离器511)之后。如下面进一步描述的，可以使用其他功率比来获得主放大器132的不同负载调制值。当在功率划分元件之后存在其他相位关系时，可以在并联电路分支中连接相位延迟部件。相位延迟部件可以被配置成使得第一峰值放大器538接收与由主放大器132接收的信号在相位上相差((2N+1)90°)±10°的信号，并且第二峰值放大器539接收与由第一峰值放大器538接收的信号在相位上相差((2N+1)90°)±10°的信号，其中N是整数(|N|＝0，1，2，...)。在优选实施方式中，由第一峰值放大器538接收的信号RFin的一部分信号的相位与由主放大器132接收的信号RFin的一部分信号的相位相差90°，并且由第二峰值放大器539接收的信号RFin的一部分信号的相位与由第一峰值放大器538接收的信号RFin的一部分信号的相位相差90°。
在实施方式中，第二阻抗逆变器551耦接在主放大器132的输出与第一组合节点564之间，并且第三阻抗逆变器552耦接在第一组合节点564与第二组合节点565之间。可能没有连接在第一峰值放大器538与第一组合节点564之间的阻抗逆变器。另外地或可替选地，可能没有连接在第二峰值放大器539与第二组合节点565之间的阻抗逆变器。第二阻抗逆变器551可以包括补偿在输入端子501与第一峰值放大器538之间引入的相位延迟(例如，90度，偏差在10％以内)的相位延迟。第三阻抗逆变器552可以包括补偿在到第一峰值放大器538和第二峰值放大器539的输入之间引入的相位延迟(例如，90度，偏差在10％以内)的相位延迟。第二阻抗逆变器551和第三阻抗逆变器552可以各自在其输出端子与输入端子之间对阻抗进行翻转。在一些实现方式中，第二阻抗逆变器551和第三阻抗逆变器中的一者或二者可以不引入相位延迟(例如，被配置为不引入相位延迟的阻抗匹配部件)。在这样的实现方式中，可能存在与任一阻抗匹配部件串联耦接的一个或更多个相位延迟部件，以提供相应的补偿相位延迟。
在一些实现方式中，第二阻抗逆变器和/或第三阻抗逆变器在功能上可以被并入相应的阻抗匹配部件中。例如，第二阻抗逆变器551的功能可以被并入位于主放大器132与第一组合节点564之间的阻抗匹配部件中。
图5中示出的电路可以另外包括位于电路的所示部件之间以将阻抗从下游部件的输入阻抗变换为上游部件的输出阻抗的一个或更多个阻抗匹配部件，类似于图1中所描绘的阻抗匹配部件122、124、142、144。例如，可以存在连接至主放大器132、第一峰值放大器538和第二峰值放大器539中的一个或更多个的输入的阻抗匹配部件。另外地或可替选地，可以存在连接至主放大器132、第一峰值放大器538和第二峰值放大器539中的一个或更多个的输出的阻抗匹配部件。
在操作中，低负载调制功率放大器500的主放大器132被配置成当低负载调制功率放大器500被通电以进行操作时总是在活动放大状态下操作。输入端子501处的接收信号可以被均等或不均等地划分成提供给主放大器132、第一峰值放大器538和第二峰值放大器539的三个部分。主放大器132可以被偏置以根据第一放大类(例如，类A、类B或类AB)放大其接收的部分。第一峰值放大器538和第二峰值放大器539可以被偏置以根据第二放大类(例如，类C)放大输入信号的其接收的部分。在实施方式中，第一峰值放大器538和第二峰值放大器539可以被偏置以使得它们在接收的输入信号低于阈值时处于空闲和非放大，以及在接收的输入信号超过阈值时进入活动、放大状态。阈值可以是主放大器132开始进入压缩(例如，结合图3所述的功率压缩点Pc)的信号水平。在一些实现方式中，低负载调制功率放大器500的主放大器的功率压缩点Pc将取决于主放大器132的设计(例如，放大器的晶体管中的有源区域的大小)。对于通信系统中使用的放大器，功率压缩点可以是从1瓦(30dBm)到100瓦(50dBm)的任何值。在其他应用中使用的低负载调制功率放大器500中，会出现功率压缩点的较小值或较大值。
在功率压缩点Pc之上，第一峰值放大器538和/或第二峰值放大器539开始放大输入信号RFin的其接收的部分，并且它们的增益值和输出功率增加，直到峰值放大器进入压缩为止。放大器中的每一个被认为在放大器的功率压缩点紧接之前的某个点处被完全放大。根据一些实现方式，第一峰值放大器538和第二峰值放大器539同时接通(例如，在输入信号RFin的相同阈值处)并且同时到达其功率压缩点(例如，在输入信号RFin的相同信号水平处)。在其他实施方式中，第一峰值放大器538和第二峰值放大器539以交错的方式在输入信号中的不同阈值处接通，并且在输入信号RFin的不同信号水平处到达其功率压缩点。第一峰值放大器538和第二峰值放大器539开始放大接收信号的其部分的点可以通过施加至放大器的偏置电压来设置。
在所有放大器完全放大时主放大器在操作期间所看到的阻抗可以根据图6中示出的电路模型确定。在所示的示例中，可以在负载RL与第二组合节点565之间添加阻抗逆变器610或阻抗匹配网络。例如，可以包括具有特征阻抗Zo3的阻抗逆变器610来将负载RL的阻抗变换为值ZL，该值提供了来自低负载调制功率放大器500的改进的功率输送(例如，更少的回波损耗和更高的效率)。在一些实现方式中，阻抗逆变器610或阻抗匹配网络可以包括在具有低负载调制功率放大器500的部件的封装中。在其他情况下，阻抗逆变器或阻抗匹配网络可以处于封装的低负载调制功率放大器500的外部。
在所示的实施方式中，阻抗逆变器610具有特征阻抗Zo3，阻抗逆变器551具有特征阻抗Zo1，并且阻抗逆变器552具有特征阻抗Zo2。对于所示的实施方式，主放大器132被建模为在其完全放大状态下输送电流im的第一电流源，第一峰值放大器538被建模为在其完全放大状态下输送电流i1的第二电流源，并且第二峰值放大器539被建模为在其完全放大状态下输送电流i2的第三电流源。观察节点或阻抗逆变器所看到的阻抗值由V形图案指示。例如，将主放大器132观察阻抗逆变器551所看到的阻抗值表示为Zm。
通过求解第一组合节点564和第二组合节点565处的电压和电流等式，可以找到在每个放大器的输出处看到的阻抗值。当所有放大器完全放大时在主放大器132的输出处看到的阻抗Zm，full可以表示为如下
Figure BDA0002909580540000111
其中，Zo1是第一阻抗逆变器551的特征阻抗，以及Zo2是第二阻抗逆变器552的特征阻抗。
当低负载调制功率放大器500完全回退时，峰值放大器不放大并且峰值放大器电路分支可以近似为开路。在完全回退状态下，在主放大器132的输出处看到的阻抗Zm，bo可以表示如下。
Figure BDA0002909580540000112
作为参考，由第一峰值放大器538在完全接通状态下看到的阻抗Zp1可以表示如下。
Figure BDA0002909580540000113
由第二峰值放大器539在完全接通状态下看到的阻抗Zp2可以表示如下。
Figure BDA0002909580540000121
在一些实现方式中，在完全放大时由第一和第二峰值放大器输送的最大电流(或最大功率)的量可以基本上相等(例如，i1≈i2≈ip)。然而，本发明不限于具有来自两个峰值放大器的相等输出，并且可以使用不相等的输出。当峰值放大器中的最大电流或功率基本上相等并且第一阻抗逆变器551具有与第二阻抗逆变器552基本上相同的特征阻抗(Zo1≈Zo2)时，等式1和等式2可以重写如下。
Figure BDA0002909580540000122
Zm,bo＝ZL (6)
主放大器132的负载调制比MR可以被定义为当峰值放大器538、539被完全回退时主放大器132所看到的阻抗与当峰值放大器完全放大时主放大器所看到的阻抗的比率(Zm，bo/Zm，full)。根据等式5和等式6并定义r＝ip/im，MR可以表示如下。
Figure BDA0002909580540000123
作为第一示例实施方式，op＝im。对于这样的实施方式，MR＝1.3。为了进行比较，在常规对称多尔蒂放大器(主放大器和峰值放大器输出基本上相同的最大电流或功率量)中，主放大器的调制比将为MR＝2.0。与常规多尔蒂放大器相比，低负载调制功率放大器500的较低调制比暗指放大器可以反射较少的功率，在较高的功率水平下操作以及具有较大的带宽。
作为第二示例实施方式，ip＝2im。对于这样的实施方式，MR＝1.8。为了进行比较，在常规的非对称多尔蒂放大器(峰值放大器输出的最大电流是主放大器的两倍)中，主放大器的调制比将为MR＝3.0。对于本实施方式的低负载调制功率放大器500，随着由峰值放大器处理的功率量增加，可以将调制比MR保持为显著低于常规多尔蒂放大器的调制比。
根据来自放大器500的峰值输出功率以dB表示的低负载调制功率放大器500的峰值回退效率点(在图4中表示为Pe，bo)的相对位置dP可以从以下表达式中找到
Figure BDA0002909580540000131
其中，it表示放大器在完全放大状态下的总输出电流(im+i1+i2)。
对于i1＝i2＝ip＝im的低负载调制功率放大器500，峰值回退效率点的相对位置与常规对称多尔蒂相同：dP＝-6dB。对于上述实施方式的其中ip＝2im的低负载调制功率放大器500，峰值回退效率点的相对位置增加到-9.54dB，与常规多尔蒂放大器相比有显着改善。在以较高峰均功率比操作的通信系统中，期望峰值效率的较大回退量。在一些实现方式中，本实施方式的低负载调制放大器的峰值回退效率的相对位置在-7dB与-14dB之间。
如从等式7和等式8可以理解的，可以通过调节由主放大器和峰值放大器输送的最大电流或功率的量来控制负载调制比MR和回退时的峰值效率的位置。根据一些实施方式，第一峰值放大器和第二峰值放大器被配置成输出相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。在一些情况下，主放大器被配置成输出与第一峰值放大器相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。在其他情况下，主放大器被配置成输出与由第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量相差至少20％的最大功率或电流的量。根据一些实施方式，第一峰值放大器被配置成输出第一最大功率量，并且第二峰值放大器被配置成输出与第一最大功率量相差至少20％的第二最大功率量。
在一些实施方式中，为阻抗逆变器551、552选择特征阻抗的值以具有特定比率或与被低负载调制功率放大器500驱动的负载RL成比例会是有益的。例如，在一些实施方式中，Zo１＝RL(偏差在10％以内)并且Zo2＝(RLZL)1/2(偏差在10％以内)。ZL可以是在第二组合节点565之后看到的阻抗(例如，如本文中所述的负载RL的变换阻抗)。在实施方式中，RL可以具有5ohms与100ohms之间的实阻抗值。在一些实施方式中，RL具有40ohms与60ohms之间的阻抗的实值。
在Zo1＝RL(偏差在10％以内)并且Zo2＝(RLZL)1/2(偏差在10％以内)的一个示例实施方式中，RL＝50ohms并且ZL可以是50/3ohms。利用这些值，主放大器132在回退时在其输出处看到50ohms的阻抗以及在峰值放大器完全放大时在其输出处看到0.75×50ohms的阻抗。另外，第一峰值放大器538在完全放大时看到1.33×50ohms的阻抗，并且第二峰值放大器在完全放大时看到50ohms的阻抗。如果负载RL＝50/3ohms，则放大器将看到相同的阻抗，并且不存在位于负载与第二组合节点565之间的阻抗逆变器610。
图7绘制了根据低负载调制功率放大器500和常规多尔蒂功率放大器的频率的阻抗分散轮廓。对于低负载调制功率放大器500，当完全放大时，来自主放大器和峰值放大器的功率输出是平衡的，对应于调制比MR＝1.3。在这种情况下，组合的峰值放大器可以输出的功率是主放大器的两倍。峰值放大器输出的功率是主放大器的两倍的多尔蒂功率放大器的等效非对称功率装置将产生调制比MR＝3.0，其轮廓也在图中示出。例如，轮廓上指示的频率对应于通信系统将支持的中频带频率f2、低频带边缘频率f1和高频带边缘频率f3。作为示例，Δf＝f3-f1可以表示通信系统的视频带宽。
当被具有调制比MR＝1.3的低负载调制功率放大器500放大的信号的频率从中频带频率f2开始变化时，主放大器所看到的阻抗值改变并且沿着图7中绘制为深色轮廓的椭圆移动。在高频带边缘频率f3处，实阻抗增加，而阻抗的虚部减小，如椭圆上所指示的。在低频带边缘频率f1处，实阻抗减小，阻抗的虚部也减小。阻抗随频率的这种变化被称为阻抗分散。在优选实施方式中，对于由RF放大器处理的不同频率，将期望具有很少或没有阻抗分散。阻抗变化会影响反射功率并且会限制放大器的操作带宽。
相比之下，具有MR＝3.0的多尔蒂放大器的阻抗分散显著更大，如图7中绘制为虚线的轮廓所指示的。在所示的示例中，低负载调制功率放大器500的阻抗分散比可以处理相当量的功率的多尔蒂放大器中的阻抗分散小3倍以上。
图8绘制了低负载调制功率放大器500的功率轮廓。轮廓表示对于位于轮廓上的负载阻抗ZL而言，本实施方式的平衡低负载调制功率放大器500将输出的功率量(以dBm为单位)。可以通过为插入在负载RL与第二组合节点565之间的阻抗逆变器610选择适当的特征阻抗来将ZL呈现给功率放大器500。在一些实施方式中，利用低负载调制功率放大器500，输出功率多达54dBm是可能的。
在图9中描绘了放大器分数带宽的比较。回波损耗值根据其中放大器被布置成驱动50ohm负载的仿真计算。分数带宽可以象征性地表示为Δω/ωo，并且在该示例中，其表示在放大器的输出处相对于施加至器件的载频ωo的-10dB回波损耗点之间的带宽。对于所示的示例，载频是2GHz。对称多尔蒂放大器的分数带宽可以根据虚线确定，并且被发现基本上为16.9％。平衡低负载调制功率放大器500的分数带宽可以根据实线确定，并且被发现基本上为22.7％。与常规多尔蒂放大器相比，低负载调制功率放大器500的带宽的增加表示34.3％的改善。
例如，如图10中所描绘的，低负载调制功率放大器1000可以实施为安装在电路板或印板1005上的集成电路器件。在一些实施方式中，主放大器710、第一峰值放大器721和第二峰值放大器722可以实施为包括一个或更多个晶体管的集成电路。在一些情况下，晶体管可以由氮化镓材料形成为场效应晶体管、双极晶体管或高电子迁移率晶体管(HEMT)，然而在一些实施方式中可以使用其他类型的晶体管。例如，可以将主放大器710微制造在被切割以提供至少一个管芯的晶片上，该管芯包括GaN HEMT器件的阵列。示例GaN HEMT器件在2016年7月29日提交的题为“High-Voltage GaN High Electron Mobility Transistors”的美国专利申请15/223,614中进行了描述，并且其全部内容通过引用并入本文中。管芯可以附接至电路板或微波单片集成电路(MMIC)1005，该电路板或微波单片集成电路也包括峰值放大器721、722、信号划分电路系统520、522和阻抗逆变器550、551、552。峰值放大器中的每一个与主放大器一样，可以制造在被切割以形成单个管芯的半导体晶片上。可以在电路板或MMIC上包括其他电路元件(例如，阻抗匹配部件、相位延迟元件、微带传输线等)。
如本文中所使用的，短语“氮化镓材料”是指氮化镓(GaN)及其任何合金，例如氮化铝镓(AlxGa(1-x)N)、氮化铟镓(InyGa(1-y)N)、氮化铝铟镓(AlxInyGa(1-x-y)N)、氮化磷砷化镓(GaAsxPyN(1-x-y))、氮化磷砷化铝铟镓(AlxInyGa(1-x-y)AsaPbN(1-a-b))等。通常，当存在时，砷和/或磷处于低浓度(即小于5重量百分比)。在某些优选实施方式中，氮化镓材料具有高浓度的镓，并且包括很少量铝和/或铟或者不包括铝和/或铟。在高镓浓度的实施方式中，(x+y)的总和可以在一些实现方式中小于0.4，在一些实现方式中小于0.2，在一些实现方式中小于0.1，或者在其他实现方式中甚至更小。在一些情况下，优选地，至少一种氮化镓材料层具有GaN的成分(即，x＝y＝a＝b＝0)。例如，其中发生大部分电流传导的有源层可以具有GaN的成分。多层堆叠中的氮化镓材料可以是n型或p型掺杂的，或者可以是不掺杂的。合适的氮化镓材料在美国专利第6,649,287号中进行了描述，其全部内容通过引用并入本文中。
封装的低负载调制功率放大器1000中的放大器部件之间的连接可以利用引线接合1010来实现，如图10中所描绘的。可以选择连接两个部件的引线接合的数量和长度，以控制通过引线接合对电路贡献的电感量。分立电容器731、732(例如，条形电容器)也可以连接在封装的低负载调制功率放大器1000中，并且与引线接合1010一起使用以形成为上述阻抗逆变器550、551、552提供功能的集总元件网络。在一些情况下，电容器的一个电极可以连接至参考电位例如接地。在一些实现方式中，电容器的电极可以用作功率放大器的组合节点。封装的低负载调制功率放大器1000电路中的引线接合还可以连接至一个或更多个焊盘740，一个或更多个焊盘可以连接至封装的器件的输入端子或输出端子(未示出)。在一些情况下，封装的低负载调制功率放大器1000电路中的引线接合可以在不连接至中间焊盘740的情况下直接连接至输入端子或输出端子。例如，引线接合可以直接连接在电容器732与输出端子之间。
对于如图10中示出的实施方式的实施方式，各个放大器的漏-源电容(Cds)可以用作包括接合线1010和分立电容器的集总元件网络的一部分。所得的网络可以形成阻抗逆变器(例如，参照图5的逆变器551、552)，所述逆变器位于放大器的输出与组合节点之间。例如，主放大器管芯710的漏源电容、接合线1010以及电容器731的一部分可以形成第一阻抗逆变器。以这种方式，功率放大器可以被组装为紧凑的封装。
本实施方式的功率放大器可以被包括在与射频(RF)通信、雷达、RF能量、功率转换和微波应用相关联的电子设备中。例如，本实施方式的功率放大器可以被包括在移动电话、平板电脑和膝上型计算机以及功率逆变器、电压转换器、雷达发射器和微波发生器中。
发明人还考虑了操作低负载调制功率放大器的方法。示例方法可以包括以下动作：利用主放大器来放大接收信号的第一部分，并且在第一节点处接收来自主放大器的第一信号。示例方法还可以包括以下动作：利用与主放大器并联布置的第一峰值放大器来放大接收信号的第二部分，并且在第一节点处接收来自第一峰值放大器的第二信号。另外的动作可以包括：将来自第一节点的第一组合信号提供给第一阻抗逆变器；将来自第一阻抗逆变器的输出信号提供给第二节点；利用与第一峰值放大器并联布置的第二峰值放大器来放大接收信号的第三部分；以及在第二节点处接收来自第二峰值放大器的第三信号。
本文中描述的功率放大器可以以各种配置实施。示例配置包括如下所述的配置(1)到(17)的组合。
(1)一种功率放大器，包括：主放大器，其具有耦接至第一节点的主输出；第一峰值放大器，其具有耦接至第一节点的第一输出；第一阻抗逆变器，其连接在第一节点与第二节点之间；以及第二峰值放大器，其具有耦接至第二节点的第二输出，其中，主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器在三个并联电路分支中。
(2)根据配置1所述的功率放大器，还包括耦接至第二峰值放大器的输入的第二阻抗逆变器。
(3)根据配置2所述的功率放大器，还包括连接在主放大器的主输出与第一节点之间的第三阻抗逆变器。
(4)根据配置3所述的功率放大器，其中，第三阻抗逆变器的特征阻抗等于功率放大器被配置成驱动的负载的阻抗，偏差在10％以内。
(5)根据配置3所述的功率放大器，其中，第一阻抗逆变器、第二阻抗逆变器和第三阻抗逆变器各自使载波的相位延迟85度与95度之间的量。
(6)根据配置1至5中任一项所述的功率放大器，其中，第一阻抗逆变器具有以下特征阻抗，其等于功率放大器被配置成驱动的负载的阻抗与在第二组合节点的输出处看到的阻抗的乘积，偏差在10％以内。
(7)根据配置1至6中任一项所述的功率放大器，其中，第二节点连接至功率放大器的输出端子。
(8)根据配置7所述的功率放大器，其中，输出端子被指定为连接至包括5ohms与100ohms之间的实阻抗RL的负载。
(9)根据配置1至8中任一项所述的功率放大器，其中，主放大器被配置成以第一放大器类进行操作，并且第一峰值放大器和第二峰值放大器被配置成以不同于第一放大器类的第二放大器类进行操作。
(10)根据配置1至9中任一项所述的功率放大器，其中，第一峰值放大器和第二峰值放大器被配置成在到功率放大器的输入信号下降到低于阈值时进入非放大状态，而主放大器继续放大接收到的输入信号。
(11)根据配置1至10中任一项所述的功率放大器，还包括信号划分电路系统，所述信号划分电路系统被布置成接收来自功率放大器的输入端子的输入信号，并且将输入信号的部分输出至主放大器、第一峰值放大器和第二峰值放大器。
(12)根据配置11所述的功率放大器，其中，信号划分电路系统包括：耦合器，其将来自输入端子的接收信号划分为不相等的部分；以及分离器，其将接收信号划分为连接至耦合器的一个输出端口的相等部分。
(13)根据配置1至12中任一项所述的功率放大器，其中，第一峰值放大器和第二峰值放大器被配置成输出相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
(14)根据配置13所述的功率放大器，其中，主放大器被配置成输出与第一峰值放大器相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
(15)根据配置13所述的功率放大器，其中，主放大器被配置成输出与由第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量相差至少20％的最大功率或电流的量。
(16)根据配置15所述的功率放大器，其中，主放大器被配置成输出与由第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量不同的最大功率或电流的量，使得功率放大器的峰值回退效率的相对位置在-7dB与-14dB之间。
(17)根据配置1至16中任一项所述的功率放大器，其中，第一峰值放大器被配置成输出第一最大功率量，并且第二峰值放大器被配置成输出与第一最大功率量相差至少20％的第二最大功率量。
操作前述配置的功率放大器的方法包括如以下方法(18)至(31)中描述的动作的不同组合。
(18)一种操作低负载调制功率放大器的方法，该方法包括：利用主放大器来放大接收信号的第一部分；在第一节点处接收来自主放大器的第一信号；利用与主放大器并联布置的第一峰值放大器来放大接收信号的第二部分；在第一节点处接收来自第一峰值放大器的第二信号；将来自第一节点的第一组合信号提供给第一阻抗逆变器；将来自第一阻抗逆变器的输出信号提供给第二节点；利用与第一峰值放大器并联布置的第二峰值放大器来放大接收信号的第三部分；以及在第二节点处接收来自第二峰值放大器的第三信号。
(19)根据(18)所述的方法，其中，接收信号的第三部分穿过耦接至第二峰值放大器的输入的第二阻抗逆变器。
(20)根据(18)或(19)所述的方法，还包括：将接收信号的放大的第一部分提供给连接在主放大器的输出与第一节点之间的第三阻抗逆变器。
(21)根据(18)至(20)中任一项所述的方法，还包括：由第一阻抗逆变器使第一组合信号的载波的相位延迟85度与95度之间的量。
(22)根据(18)至(21)中任一项所述的方法，还包括：将来自第二节点的第二组合信号提供给功率放大器的输出端子。
(23)根据(18)至(22)中任一项所述的方法，还包括：利用低负载调制功率放大器驱动具有5ohms与100ohms之间的实阻抗RL的负载。
(24)根据(18)至(23)中任一项所述的方法，还包括：以第一放大器类操作主放大器；以及以不同于第一放大器类的第二放大器类操作第一峰值放大器和第二峰值放大器。
(25)根据(18)至(24)中任一项所述的方法，还包括：
当到低负载调制功率放大器的输入信号下降到低于阈值时，将第一峰值放大器和第二峰值放大器转变为非放大状态；以及当到低负载调制功率放大器的输入信号下降到低于阈值时，由主放大器继续放大。
(26)根据(18)至(25)中任一项所述的方法，还包括：通过信号划分电路系统划分接收信号，以产生接收信号的第一部分、第二部分和第三部分。
(27)根据(26)所述的方法，其中，划分包括利用耦合器对接收信号进行划分，所述耦合器将来自输入端子的接收信号划分为不相等的部分。
(28)根据(18)至(27)中任一项所述的方法，还包括：当第一峰值放大器和第二峰值放大器完全放大时，从第一峰值放大器和第二峰值放大器输出相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
(29)根据(28)所述的方法，还包括：由主放大器输出与第一峰值放大器相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
(30)根据(28)所述的方法，还包括：由主放大器输出与由第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量相差至少20％的最大功率或电流的量。
(31)根据(18)至(30)中任一项所述的方法，还包括：
由第一峰值放大器输出第一最大功率量；以及当第一峰值放大器和第二峰值放大器完全放大时，由第二峰值放大器输出与第一最大功率量相差至少20％的第二最大功率量。
结论
术语“大约”和“约”可以用于意指在一些实施方式中在目标值的±20％以内，在一些实施方式中在目标值的±10％以内，在一些实施方式中在目标值的±5％以内，以及还在一些实施方式中在目标值的±2％以内。术语“大约”和“约”可以包括目标值。术语“基本上”用于意指在目标值的±3％以内并且包括目标值。
本文中描述的技术可以实施为一种已经描述了至少一些动作的方法。作为该方法的一部分执行的动作可以以任何合适的方式排序。因此，可以构造如下实施方式，其中以与所描述的顺序不同的顺序执行动作，其可以包括同时执行一些动作，即使在说明性实施方式中被描述为顺序动作。另外，方法可以包括比在一些实施方式中所描述的动作多的动作以及比在其他实施方式中所描述的动作少的动作。
因此，已经描述了本发明的至少一个说明性实施方式，本领域技术人员将容易想到各种改变、修改和改进。这样的改变、修改和改进旨在处于本发明的精神和范围内。因此，前面的描述仅通过示例的方式，并不旨在限制。本发明仅如在所附权利要求及其等效物中限定的那样被限制。

Claims (31)

1.一种功率放大器，包括：
主放大器，其具有耦接至第一节点的主输出；
第一峰值放大器，其具有耦接至所述第一节点的第一输出；
第一阻抗逆变器，其连接在所述第一节点与第二节点之间；以及
第二峰值放大器，其具有耦接至所述第二节点的第二输出，
其中，所述主放大器、所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器在三个并联电路分支中。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，还包括耦接至所述第二峰值放大器的输入的第二阻抗逆变器。
3.根据权利要求2所述的功率放大器，还包括连接在所述主放大器的主输出与所述第一节点之间的第三阻抗逆变器。
4.根据权利要求3所述的功率放大器，其中，所述第三阻抗逆变器的特征阻抗等于所述功率放大器被配置成驱动的负载的阻抗，偏差在10％以内。
5.根据权利要求3所述的功率放大器，其中，所述第一阻抗逆变器、所述第二阻抗逆变器和所述第三阻抗逆变器各自使载波的相位延迟85度与95度之间的量。
6.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第一阻抗逆变器具有以下特征阻抗，其等于所述功率放大器被配置成驱动的负载的阻抗与在第二组合节点的输出处看到的阻抗的乘积，偏差在10％以内。
7.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第二节点连接至所述功率放大器的输出端子。
8.根据权利要求7所述的功率放大器，其中，所述输出端子被指定为连接至包括5ohms与100ohms之间的实阻抗RL的负载。
9.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述主放大器被配置成以第一放大器类进行操作，并且所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器被配置成以不同于所述第一放大器类的第二放大器类进行操作。
10.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器被配置成在到所述功率放大器的输入信号下降到低于阈值时进入非放大状态，而所述主放大器继续放大接收到的输入信号。
11.根据权利要求1所述的功率放大器，还包括信号划分电路系统，所述信号划分电路系统被布置成接收来自所述功率放大器的输入端子的输入信号，并且将所述输入信号的部分输出至所述主放大器、所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器。
12.根据权利要求11所述的功率放大器，其中，所述信号划分电路系统包括：
耦合器，其将来自所述输入端子的接收信号划分为不相等的部分；以及
分离器，其将接收信号划分为连接至所述耦合器的一个输出端口的相等部分。
13.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器被配置成输出相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
14.根据权利要求13所述的功率放大器，其中，所述主放大器被配置成输出与所述第一峰值放大器相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
15.根据权利要求13所述的功率放大器，其中，所述主放大器被配置成输出与由所述第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量相差至少20％的最大功率或电流的量。
16.根据权利要求15所述的功率放大器，其中，所述主放大器被配置成输出与由所述第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量不同的最大功率或电流的量，使得所述功率放大器的峰值回退效率的相对位置在-7dB与-14dB之间。
17.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述第一峰值放大器被配置成输出第一最大功率量，并且所述第二峰值放大器被配置成输出与所述第一最大功率量相差至少20％的第二最大功率量。
18.一种操作低负载调制功率放大器的方法，所述方法包括：
利用主放大器来放大接收信号的第一部分；
在第一节点处接收来自所述主放大器的第一信号；
利用与所述主放大器并联布置的第一峰值放大器来放大所述接收信号的第二部分；
在所述第一节点处接收来自所述第一峰值放大器的第二信号；
将来自所述第一节点的第一组合信号提供给第一阻抗逆变器；
将来自所述第一阻抗逆变器的输出信号提供给第二节点；
利用与所述第一峰值放大器并联布置的第二峰值放大器来放大所述接收信号的第三部分；以及
在所述第二节点处接收来自所述第二峰值放大器的第三信号。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述接收信号的第三部分穿过耦接至所述第二峰值放大器的输入的第二阻抗逆变器。
20.根据权利要求19所述的方法，还包括：将所述接收信号的放大的第一部分提供给连接在所述主放大器的输出与所述第一节点之间的第三阻抗逆变器。
21.根据权利要求19所述的方法，还包括：由所述第一阻抗逆变器使所述第一组合信号的载波的相位延迟85度与95度之间的量。
22.根据权利要求18所述的方法，还包括：将来自所述第二节点的第二组合信号提供给所述功率放大器的输出端子。
23.根据权利要求22所述的方法，还包括：利用所述低负载调制功率放大器驱动具有5ohms与100ohms之间的实阻抗RL的负载。
24.根据权利要求18所述的方法，还包括：
以第一放大器类操作所述主放大器；以及
以不同于所述第一放大器类的第二放大器类操作所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器。
25.根据权利要求18所述的方法，还包括：
当到所述低负载调制功率放大器的输入信号下降到低于阈值时，将所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器转变为非放大状态；以及
当到所述低负载调制功率放大器的所述输入信号下降到低于所述阈值时，由所述主放大器继续放大。
26.根据权利要求18所述的方法，还包括：通过信号划分电路系统划分所述接收信号，以产生所述接收信号的所述第一部分、所述第二部分和所述第三部分。
27.根据权利要求26所述的方法，其中，划分包括利用耦合器对所述接收信号进行划分，所述耦合器将来自输入端子的接收信号划分为不相等的部分。
28.根据权利要求18所述的方法，还包括：当所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器完全放大时，从所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器输出相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
29.根据权利要求28所述的方法，还包括：由所述主放大器输出与所述第一峰值放大器相同量的最大功率或电流，偏差在10％以内。
30.根据权利要求28所述的方法，还包括：由所述主放大器输出与由所述第一峰值放大器输出的最大功率或电流的量相差至少20％的最大功率或电流的量。
31.根据权利要求18所述的方法，还包括：
由所述第一峰值放大器输出第一最大功率量；以及
当所述第一峰值放大器和所述第二峰值放大器完全放大时，由所述第二峰值放大器输出与所述第一最大功率量相差至少20％的第二最大功率量。
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