CN1391354A - 高效率高频放大器及无线发送装置 - Google Patents

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Abstract

功率放大组件(100)内的高频放大器(101)，在其被形成的基板上，备有用于接收输入信号并进行放大的第1级和第2级放大器(105和107)、用于对第2级放大器(107)的输出信号中所包含的高次谐波进行匹配的高次谐波处理电路(109)、用于接收上述高次谐波处理电路(109)的输出并将规定的频率作为截止频率而有选择地使用于供给不可逆电路元件(103)的信号通过的低通滤波器(108’)。

Description

高效率高频放大器及无线发送装置
技术领域
本发明涉及采用了场效应型晶体管(以下简称为FET：FieldEffect Transistor)等高频晶体管的高频半导体放大器及采用了该高频放大器的无线发送装置，尤其是涉及在移动通信用设备及其他微波通信设备中使用的高频放大器及采用了该高频放大器的无线发送装置。
技术背景
携带式终端机等无线发送部，通过将在半导体基板上形成了FET等高频晶体管的芯片装配在绝缘体基板上而构成。
图15是用于说明这种在现有的携带式终端机中使用的无线发送部9000的结构的简略框图。
在图15中，无线发送部9000，备有可进行高效率动作的高频放大器(以下，称作「高效率放大器」)1010、不可逆电路元件1030、连接高效率放大器1010和不可逆电路元件1030的传输线路1020。
另外，高效率放大器1010，组装在具有输入端子10和输出端子20的功率放大组件100内。输入端子10，输入进行了规定的调制并已上变频为用于发送的高频的发送信号。此外，不可逆电路元件1030的输出，最终供给到天线(图中未示出)。
如上所述，高效率放大器1010，在陶瓷或树脂等绝缘体上设有微带线路等金属波导线路(传输线路)的基板上形成。即，高效率放大器1010，通过在组件100的输入端子10到输出端子20之间组装成将输入匹配电路104、第1级放大器105的芯片、级间匹配电路106、第2级放大器107的芯片、输出匹配电路1080分别依次与预先在基板上形成的金属波导线路连接而形成。其中，作为无源元件的输入匹配电路104、级间匹配电路106及输出匹配电路1080，也可以与金属波导线路一样预先在基板上用金属层形成并在组装阶段通过变更导线的连接等进行精细调整而构成。
输出匹配电路1080，包括高次谐波处理电路111及基波匹配电路114。高次谐波处理电路111，是处理高次谐波的电路，用于进行对高次谐波的阻抗匹配。基波匹配电路114，进行基波的阻抗匹配。
不可逆电路元件1030，例如备有隔离器130。不可逆电路元件1030的输出端子40，与移动通信设备等的天线侧连接。利用不可逆电路元件1030，可以在移动通信设备等中使放大器高效率地动作而与天线的状态无关。
以下，作为不可逆电路元件的一例，说明使用隔离器的情况。
不可逆电路元件1030，包括与传输线路1020连接的输入匹配电路120及连接在输入匹配电路120与输出端子40之间的隔离器本体130。
高效率放大器1010的输出阻抗及隔离器1030的输入输出阻抗为50Ω。这是由于以往用于高频设备的标准传输线路的特征阻抗由50欧姆(以下，将欧姆记为Ω)终端构成。另一方面，第2级放大器107的输出阻抗为1～10Ω。因此，基波匹配电路114，由将第2级放大器107的输出阻抗(1～10Ω)变换为50Ω的变换电路构成。
从输入端子10输入的信号，由高效率放大器1010放大。放大后的信号，通过特征阻抗为50Ω的传输线路1020、隔离器1030输出到天线侧。在隔离器1030之后产生的反射波，由隔离器1030隔断。因此，反射波不会返回到高效率放大器1010，所以能使高效率放大器1010在保持高效率动作的状态下进行稳定的动作。
可是，近年来携带式终端日益小型化和轻量化，而且这种小型化和轻量化已成为终端开发的重要因素。对小型化、轻量化贡献最为显著的是电池的小型化。为了在满足一定的通话时间的同时实现电池的小型化，重要的是提高在携带式终端的电力消耗中占有很大比例的放大器的动作效率，从而减低其耗电量。
但是，在上述无线发送部9000的结构中，基波匹配电路114中的损失很大，因而很难提高放大器的效率。
作为针对上述问题的用于改善效率的现有例，在「不可逆电路元件及复合电子部分(特开平10-327003号公报)」中，公开了一种使高效率放大器的输出阻抗、不可逆电路元件(隔离器)的输入阻抗及连接高效率放大器和不可逆电路元件的线路的特征阻抗Z满足2Ω＜Z＜12.5Ω的结构。
图16是表示采用了上述文献中所公开的低阻抗隔离器的无线发送部9200的结构例的框图。
参照图16，无线发送部9200，由低阻抗高效率放大器101、低阻抗传输线路102、低阻抗隔离器103构成。
低阻抗高效率放大器101的输出阻抗，低于上述现有的标准传输线路的特征阻抗50Ω，而且，低阻抗隔离器103的输入阻抗，也具有低于50Ω的值。与此不同，将隔离器103的输出阻抗设计成使其为标准的特征阻抗50Ω。
在图16所示的结构中，高效率放大器101的输出阻抗，例如为1Ω～10Ω(相当于第2级放大器107的输出阻抗)。隔离器103中的输入匹配电路111，将低阻抗隔离器103的输入阻抗调整为与高效率放大器101的输出阻抗相匹配。
在图16所示的结构中，在高效率放大器101内，可以将基波匹配电路省去。因此，可以抑制输出匹配电路中产生的损失，因而能够减小包含高效率放大器101和隔离器103的整个结构的电力消耗。
在低阻抗隔离器103中的输入匹配电路111中，设置着所谓的C-L-Cπ型低通滤波器113。
由该低通滤波器113滤除从低阻抗高效率放大器101输出的高次谐波分量。
但是，在图16所示的结构中，具有如下的问题。
就是说，在作为功率放大组件的高效率放大器101与低阻抗隔离器103之间，存在着低阻抗传输线路102。
在如图16所示的结构中，低阻抗隔离器103中的输入阻抗，在频带内变化。
例如，假定在频带内的最低频率f1其阻抗值为10Ω、而在高的频率fh则改变为11Ω。
在这种情况下，如假定传输线路102的电感值为L，则在高效率放大器101的输出端向隔离器侧看去时的阻抗，在频率fl为(10+j2πflL)Ω(j：虚数单位)，而在频率fh则为(11+j2πfhL)Ω。这时，频带内的阻抗变化量用以下的式(1)表示。 [ 1 + 2 πL ( fl - fh ) 2 ] . . . . . . ( 1 )
因此，频带内的阻抗变化量，将随电感值L的增大而增加。其结果是，与高效率放大器101的输出阻抗相比，阻抗变化量较大，所以存在着使高效率放大器101的放大效率这一特性恶化的问题。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种可抑制电路规模的增大并能防止特性恶化的消耗电流小的高效率高频放大器及采用了该放大器的无线发送装置
概括地说，本发明是可以与输入阻抗低于输出阻抗的不可逆电路元件连接的高频放大器，备有基板、放大元件、高次谐波处理电路、滤波元件。
放大元件，设在上述基板上，用于接收输入信号并进行放大。高次谐波处理电路，设在上述基板上，用于对上述放大元件的输出信号中所包含的高次谐波进行匹配。滤波元件，设在上述基板上，用于接收上述高次谐波处理电路的输出，并将规定的频率作为截止频率而有选择地使用于供给上述不可逆电路元件的信号通过。
按照本发明的另一方面，是用于发送高频信号的无线发送装置，备有放大元件、基板、高次谐波处理电路、滤波元件、不可逆电路元件。
用于接收输入信号并进行放大的上述放大元件，配置在基板上。高次谐波处理电路，设在上述基板上，用于对上述放大元件的输出信号中所包含的高次谐波进行匹配。滤波元件，至少一部分设在上述基板上，用于接收上述高次谐波处理电路的输出，并将规定的频率作为截止频率而有选择地使该输出通过。第1传输线路，用于传输上述滤波元件的输出。不可逆电路元件，接收来自上述传输线路的信号，并以不可逆的方式沿着从上述传输线路传输信号的方向传送信号，而且其输入阻抗低于输出阻抗。
因此，本发明的优点在于，本发明的高频放大器及无线发送装置，在高次谐波处理电路的输出侧设置按低通滤波器动作的滤波元件，用以将高次谐波滤除，所以，可以削减为滤除高频所需的元件数，因而可以抑制电路规模的增大，并能防止特性恶化，从而可以进行消耗电流小的高效率的高频放大。
附图的简单说明
图1是用于说明无线发送装置1000的结构的简略框图。
图2是表示基波调整电路110的一例的电路图。
图3是表示高次谐波处理电路109的一例的简略框图。
图4是表示高次谐波处理电路109的更具体的结构的图。
图5是用于说明本发明实施形态1的无线发送装置2000的结构的简略框图。
图6是表示本发明实施形态2的高频放大器101及采用该放大器101的无线发送装置3000的结构的简略框图。
图7是从上部俯视将高效率放大器101装配在基板4上时的结构的示意图。
图8是表示本发明实施形态3的高频放大器101及采用该放大器101的无线发送装置4000的结构的简略框图。
图9是将在图5所示的实施形态1的高频放大器101中使用的低通滤波器1的结构以包含寄生阻抗分量的方式示出的电路图。
图10是用于说明在基板上形成图9所示的低通滤波器1的结构例的俯视图。
图11是表示图10中的XI-XI’平面的断面图。
图12是将在本发明实施形态4的高频放大器101中使用的低通滤波器1的结构以包含寄生阻抗分量的方式示出的电路图。
图13是用于说明在基板上形成图12所示的低通滤波器1的结构例的俯视图。
图14是表示图13中的XIV-XIV’平面的断面图。
图15是用于说明在现有的携带式终端机中使用的无线发送部9000的结构的简略框图。
图16是表示采用了低阻抗隔离器的无线发送部9200的结构例的框图。
用于实施发明的最佳形态
以下，用附图说明本发明的实施例。此外，对图中相同或相当的部分标以相同的符号而将其说明省略。
图1是用于说明解决图15所示现有例的存在问题用的无线发送装置1000的结构的简略框图。
虽然没有特别的限定，但在以下的说明中假定无线发送装置1000发送微波频带以上的高频信号。
参照图1，无线发送部1000，备有高频放大器101、用于连接高效率放大器101和不可逆电路元件103的低阻抗传输线路102、不可逆电路元件103。
组装在功率放大组件100内的高效率放大器101，备有输入匹配电路104、第1级放大器105、级间匹配电路106、第2级放大器107、输出匹配电路108。输出匹配电路108，包括高次谐波处理电路109及基波调整电路110。
另外，在图1中，示出高效率放大器101为2级放大器的情况，但级数可以根据所需增益进行增减。
不可逆电路元件103，备有输入匹配电路111及隔离器本体112。
高效率放大器101，输入阻抗实际上满足作为标准值的50Ω，而其输出阻抗为比作为标准值的50Ω低的值，例如为3～30Ω。不可逆电路元件103，输入阻抗低于作为标准值的50Ω，而其输出阻抗实际上满足作为标准值的50Ω。因此，在下文中，将不可逆电路元件103称作「低阻抗隔离器103」。
与现有例一样，在移动通信设备等中为使放大器高效率地动作而与天线的状态无关，形成在天线与高效率放大器101之间设置低阻抗隔离器103的结构。
从输入端子10输入的信号，由高效率放大器101放大，放大后的信号，通过传输线路102及低阻抗隔离器103供给到输出端子40。输出端子40的输出，最终供给到天线(图中未示出)。
在输出端子40之后产生的反射波，由低阻抗隔离器103隔断，所以，反射波不会返回到高效率放大器101的输出侧。因此，可以使高效率放大器101在保持高效率动作的状态下进行稳定的动作。
以下，对基波调整电路110进行说明。
如上所述，例如，虽然低阻抗隔离器103的输出阻抗为标准的50Ω，可是其输入阻抗在3～30Ω左右。因此，不需要由高效率放大器101的输出匹配电路108中的基波调整电路110变换为大的阻抗。
换句话说，当不可逆电路元件103的输入阻抗为通常的标准值50Ω而不是如上所述的3～30Ω时，就必须由基波调整电路110中的阻抗变换电路将高效率放大器101的输出阻抗例如从1～10Ω变换为通常的传输线路的特征阻抗50Ω。
可是，在图1所示的结构中，由于不需要这种阻抗变换电路，所以不存在由其产生的损失，其结果是，能够减低消耗电流并进行高效率的动作。
另一方面，有时因低阻抗隔离器103的输入阻抗的变化、或连接低阻抗高效率放大器101和低阻抗隔离器103的传输线路的特征阻抗等的变化而产生不匹配的情况。因此，在实施形态1的无线发送装置1000中，配置了一个对基波进行阻抗细调的基波调整电路110，替代用于将第2级放大器107的输出阻抗1～10Ω变换为50Ω的基波匹配电路114。
图2是表示基波调整电路110的一例的电路图。
图2所示的基波调整电路110，由连接在输入端子和输出端子之间的电感器L10及连接在输出端子和接受接地电位的接地结点GND之间的电容器C10构成。电感器L10和电容器C10，构成低通滤波器。
基波调整电路110中的阻抗变换量为几Ω左右，比以往的基波匹配电路114的阻抗变换量小。因此，基波调整电路110的功率损失比图15所示现有例的基波匹配电路114小。
另外，当不需要进行细调时，也可以不配置基波调整电路110。
以下，对高次谐波处理电路109进行说明。
在图1所示的结构中，为消除高次谐波的漏泄功率，在第2级放大器107的输出与基波调整电路110之间设置着一个由LC谐振电路构成的用于滤除高次谐波的高次谐波处理电路109。
输出匹配电路108中的高次谐波处理电路109，是用于对高次谐波进行匹配的电路，例如，具有用于对高次谐波的阻抗进行匹配的电路结构、用于抑制高次谐波漏泄功率的电路结构等。此外，对于高次谐波的阻抗匹配，有时构成为对高次谐波(偶次波或奇次波)形成阻抗足够小的短路负载，有时构成为对高次谐波形成阻抗足够大的开路负载等。高次谐波处理电路109，由后文所述的谐振电路构成。
这里，说明将高次谐波处理电路109设在第2级放大器(最末级放大器)107与低阻抗隔离器103之间的理由。对将高次谐波处理电路109连接于隔离器的输出侧的情况及将高次谐波处理电路连接于隔离器的输入侧的情况(第1实施形态的结构)进行比较。在将高次谐波处理电路109连接于隔离器的输出侧时，连接部分的特征阻抗为50Ω，所以，如与第1实施形态、即特征阻抗低的情况相比，高次谐波漏泄功率减小。但是，如将高次谐波处理电路连接于隔离器的输出侧，则从第2级放大器107来看高次谐波的反射率小，因而不能通过高次谐波处理提高第2级放大器107的效率。
与此不同，按照第1实施形态，由于将高次谐波处理电路109连接在第2级放大器107与低阻抗隔离器103之间，所以既可以通过高次谐波处理提高第2级放大器107的效率，与此同时又能减小高次谐波漏泄功率。
图3是表示高次谐波处理电路109的一例的简略框图。图3所示的高次谐波处理电路109，备有依次连接在第2级放大器107与基波调整电路110之间的三次谐波匹配电路219及二次谐波匹配电路220。
例如，二次谐波匹配电路220，构成为对偶数次高次谐波形成阻抗足够大的开路负载，三次谐波匹配电路219，构成为对奇数次高次谐波形成阻抗足够小的短路负载。利用这种结构，可以提高第2级放大器的效率并减小消耗电流。
图4是表示高次谐波处理电路109的更具体的结构的图。
参照图4，三次谐波匹配电路219，备有漏偏置线路311、信号线路312及电容器313，二次谐波匹配电路220，备有信号线路314、315及电容器316。第2级放大器107中所包含的FET302的漏极与信号线路312连接、源极接地。
信号线路312，通过漏偏置线路311与供给偏压的漏偏置端子325连接。电容器313，连接在漏偏置端子325与接地电位之间。将信号线路315和电容器316连接在信号线路314与接地电位之间。
信号线路312，通过漏偏置线路311与供给偏压的漏偏置端子325连接。电容器313，连接在漏偏置端子325与接地电位之间。在连结信号线路312和317的信号线路314与接地电位之间连接信号线路315和电容器316。电容器319，连接在信号线路317与输出端子20之间，信号线路318和电容器320，连接在输出端子20与接地电位之间。
这些信号线路，等效地用电感表示。
作为备有电感器和电容器的谐振电路即高次谐波处理电路的具体结构，可以由片状电容器(Chip Capacitor)及设在基板上的电感元件构成，也可以由片状电容器及微带线路(MicrostripTransmission Line：微带传输线路)或片状电容器及设在基板上的通孔(Interstitial Via Hole：中间贯通孔)之类的电容元件和寄生电感构成。
此外，在图4中，配置了2个高次谐波滤除电路，但并不限定于此，也可以配置3个或更多的高次谐波滤除电路。
另外，以上说明了进行高次谐波处理的频率为1个的情况，但并不限定于此，也可以对多个频率进行高次谐波处理。[无线发送装置1000的问题]
虽然可以利用如图1所示的结构进行高效率的动作，可是，从另一方面说，高次谐波处理电路109，必需准备与要求滤除的高次谐波数相等的用于滤除高次谐波的LC谐振电路。
例如，当滤除二次谐波至四次谐波时，如假定由片状电感器和片状电容器之类的2个部件构成各LC谐振电路，则需要3×2＝6个片状部件。因此，存在着很难实现高效率放大器的小型化的问题。[实施形态1]
图5是用于说明本发明实施形态1的无线发送装置2000的结构的简略框图，提供一种用于解决图1所示的功率放大组件100中说明过的很难实现高效率放大器小型化的问题的结构。
与图1所示的无线发送装置1000的结构的不同之处在于，代替输出匹配电路108而设置输出匹配电路108’。
即，在图5中，高效率放大器101的输出匹配电路108’，包括高次谐波处理电路109及低通滤波器1。换句话说，在实施形态1的高效率放大器101的结构中，构成为使低通滤波器1紧接在与第2级放大器107连接的高次谐波处理电路109之后，
在图1所示的结构中，为减小高次谐波的漏泄功率，在高次谐波处理电路109内必需备有由多个LC谐振电路构成的高次谐波滤除电路。
与此不同，在图5所示的本发明实施形态1的高效率放大器101中，仅设置一个低通滤波电路1，即可将高次谐波分量全部除去，所以能够实现电路的小型化。
另外，作为低通滤波电路1，通过采用由电容器C1和C2、电感器L1构成的所谓C-L-C的π型滤波器，可以减小低通滤波电路1中的阻抗变换量，所以能使高效率放大器101的效率得到提高。
另外，在图5所示的结构中，构成为使低通滤波器1紧接在与第2级放大器107连接的高次谐波处理电路109之后，所以，决不会像图16所示的现有例那样当从高效率放大器101向隔离器看去时动作频带内的阻抗变换量因传输线路102的阻抗而增大。因此，不会使高效率放大器101的效率、畸变等特性恶化，从而能以高的效率构成低畸变高频放大器。
上述低通滤波电路1的截止频率fc，当滤除二倍频以上的高次谐波时，只需满足fo＜fc＜2fo即可。这里，fo为基波的频率。[实施形态2]
图6是表示本发明实施形态2的高频放大器101及采用该放大器101的无线发送装置3000的结构的简略框图。
在图6所示的无线发送装置3000中，仅将实施形态1所示的低通滤波电路1的构成要素中的高次谐波处理电路109侧的电容器C1配置在构成高效率放大器101的基板内。实施形态1的电感器L1和电容器C2，配置在功率放大组件100的输出端子20与隔离器103之间的信号路径上。虽然没有特别的限定，但电感器L1和电容器C2由片状电感器和片状电容器实现。
如上所述，当装配高效率放大器101时，可以将片状部件配置在树脂或陶瓷等绝缘体基板上。图7是从上部俯视将高效率放大器101装配在基板4上时的结构的概念图。这里，高效率放大器101，是表面安装部件。
在如图6和图7所示的结构中，根据构成高效率放大器101的部件个数决定高效率放大器101的面积并进而决定基板4的面积。这里，如形成高效率放大器101的基板4的面积较大，则将导致成本的增加。
因此，为缩小基板面积并降低成本，必须减少构成高效率放大器101的部件数。
在图6所示的无线发送装置3000的结构中，与图5所示的实施形态1的情况相比，至少可以将装在高效率放大器101内的部件数减少2个、即片状电容器和片状电感器，因而能使高效率放大器101小型化。因此，可以减小高效率放大器101所用的基板4的面积，并能降低成本。
这里，上述低通滤波器1的截止频率fc，当滤除二倍频以上的高次谐波时，也是只需满足fo＜fc＜2fo即可。
另外，通过使低通滤波器1的靠隔离器一侧的片状电容器与隔离器的输入端子之间的距离更加接近，也可以抑制高次谐波的漏泄功率。[实施形态3]
图8是表示本发明实施形态3的高频放大器101及采用该放大器101的无线发送装置4000的结构的简略框图。
在实施形态3的无线发送装置4000的结构中，与实施形态2的结构相比，对构成低通滤波器1的电感器，用存在于高频放大器101与靠隔离器103一侧的电容器C2之间的传输线路102的电感L代替实施形态2的片状电感器。按照这种结构，与实施形态2的无线发送装置相比，可以进一步减少片状部件的部件数，所以能够实现无线发送装置的小型化并可以降低成本。
这里，上述低通滤波器1的截止频率fc，当滤除二倍频以上的高次谐波时，也是只需满足fo＜fc＜2fo即可。[实施形态4]
图9是将在图5所示的实施形态1的高频放大器101中使用的低通滤波器1的结构以包含寄生阻抗分量的方式示出的电路图。
另外，图10是用于说明在基板上形成图9所示的低通滤波器1的结构例的俯视图，图11是表示图10中的XI-XI’平面的断面图。
如图9所示，将实施形态1的C-L-Cπ型滤波器的2个电容器C1和C2接地。
在这种情况下，作为接地方法，如图10和图11所示，也可以采用在基板表面侧先将电容器C1和C2的一个端子相互连接、然后用基板上所设有的通孔VH与下层的接地配线BP连接的结构。
但是，在这种情况下，如图9的等效电路所示，将使寄生在基板表面的配线图案上的电感Lp1及Lp2分别与电容器C1和C2串联连接。
进一步，还将使通孔中的配线的寄生电感Lvh以串联的方式连接在基板表面的配线寄生电感Lp1及Lp2的连接结点与接地点之间。
所以，将因该寄生电感Lvh而使低通滤波器1中的损失增加。
因此，在实施形态4中，对在图5所示的实施形态1的高频放大器101中使用的低通滤波器1，用以下说明的结构代替图9～图11中示出的结构。
图12是将在本发明实施形态4的高频放大器101中使用的低通滤波器1的结构以包含寄生阻抗分量的方式示出的电路图。
另外，图13是用于说明在基板上形成图12所示的低通滤波器1的结构例的俯视图，图14是表示图13中的XIV-XIV’平面的断面图。
在图12～图14所示的实施形态4的C-L-Cπ型滤波器中，将2个电容器C1和C2的各自的一个端子用在基板上生成的通孔内的金属配线连接于基板背面侧的接地面BP。
因此，与图9～图11的结构相比，可以减小低通滤波器1的每个电容器C1和C2的寄生电感分量Lp1’及Lp2’，进而即使减小第2级的输出也仍可以得到所需的输出功率。
换句话说，即使将第2级的输出值作为其工作点而以更小的值进行动作，也仍能得到所需的输出功率，因而这对提高效率和减小畸变是有利的。

Claims (12)

1.一种高频放大器(101)，可以与输入阻抗低于输出阻抗的不可逆电路元件(103)连接，该高频放大器(101)备有：基板(4)；放大元件(105、107)，设在上述基板上，用于接收输入信号并进行放大；高次谐波处理电路(109)，设在上述基板上，用于对上述放大元件的输出信号中所包含的高次谐波进行匹配；滤波元件(1)，设在上述基板上，用于接收上述高次谐波处理电路的输出，并将规定的频率作为截止频率而有选择地使用于供给上述不可逆电路元件的信号通过。
2.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于：上述滤波元件，包括配置在从上述高次谐波处理电路的输出到上述不可逆电路元件的信号线路上的电感器(L1)、配置在上述信号线路上且在上述电感器的输入侧的第1结点与接地点之间的第1电容器(C1)、配置在上述信号线路上且在上述电感器的输出侧的第2结点与上述接地点之间的第2电容器(C2)。
3.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于：上述不可逆电路元件的输出阻抗，实际上为50欧姆，上述高频放大器的输出阻抗及上述不可逆电路元件的输入阻抗，实际上在3欧姆～30欧姆的范围内。
4.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于：在上述基板上，形成用于从上述基板的表面侧与上述接地电极连接的第1和第2通孔(VH1、VH2)，上述高频放大器，还备有设在上述基板的背面的接地电极(BP)，上述滤波元件，包括设在上述基板表面上的从上述高频放大器的输出延伸到上述不可逆电路元件的第1信号线路、配置在上述第1信号线路上的电感器(L1)、在上述第1信号线路上从上述电感器的输入侧的第1结点通过上述第1通孔延伸到上述接地电极的第2信号线路、设在上述基板表面上的上述第2信号线路中的第1电容器(C1)、在上述第1信号线路上从上述电感器的输出侧的第2结点通过上述第2通孔延伸到上述接地电极的第3信号线路、设在上述基板表面上的上述第3信号线路中的第2电容器(C2)。
5.根据权利要求1所述的高频放大器，其特征在于：当设由上述放大元件放大的基波的频率为fo并设上述规定的频率为fc时，上述规定的频率fc，满足fo＜fc＜2fo的关系。
6.一种无线发送装置(2000、30000、4000)，用于发送高频信号，该无线发送装置，备有：放大元件，用于接收输入信号并进行放大；基板(4)，用于配置上述放大元件；高次谐波处理电路，设在上述基板上，用于对上述放大元件的输出信号中所包含的高次谐波进行匹配；滤波元件，至少一部分设在上述基板上，用于接收上述高次谐波处理电路的输出，并将规定的频率作为截止频率而有选择地使该输出通过；第1传输线路，用于传输上述滤波元件的输出；不可逆电路元件，接收来自上述传输线路的信号，并以不可逆的方式沿着从上述传输线路传输信号的方向传送信号，而且其输入阻抗低于输出阻抗。
7.根据权利要求6所述的无线发送装置(2000)，其特征在于：上述滤波元件，包括设在上述基板上并配置在从上述高次谐波处理电路的输出到上述第1传输线路的信号线路上的电感器(L1)、设在上述基板上并配置在上述信号线路上且在上述电感器的输入侧的第1结点与接地点之间的第1电容器(C1)、设在上述基板上并配置在上述信号线路上且在上述电感器的输出侧的第2结点与上述接地点之间的第2电容器(C2)。
8.根据权利要求6所述的无线发送装置(3000)，其特征在于：上述滤波元件，包括设在上述基板上并配置在从上述高次谐波处理电路的输出到上述第1传输线路的信号线路上的第1结点与接地点之间的第1电容器(C1)、设在上述基板之外并配置在上述信号线路中的从上述第1结点到上述第1传输线路的信号线路上的电感器(L1)、设在上述基板之外并配置在上述信号线路上且在上述电感器的输入侧的第2结点与上述接地点之间的第2电容器。
9.根据权利要求6所述的无线发送装置，其特征在于：上述滤波元件，包括设在上述基板上并配置在从上述高次谐波处理电路的输出到上述第1传输线路的信号线路上的第1结点与接地点之间的第1电容器、设在上述基板之外并配置在上述信号线路中的从上述第1结点到上述第1传输线路的信号线路上的第2传输线路、设在上述基板之外并配置在上述信号线路上且在上述第2传输线路的输入侧的第2结点与上述接地点之间的第2电容器。
10.根据权利要求6所述的无线发送装置，其特征在于：上述不可逆电路元件的输出阻抗，实际上为50欧姆，上述不可逆电路元件的输入阻抗，实际上在3欧姆～30欧姆的范围内。
11.根据权利要求6所述的无线发送装置，其特征在于：在上述基板上，形成用于从上述基板的表面侧与上述接地电极连接的第1和第2通孔，上述无线发送装置，还备有设在上述基板的背面的接地电极，上述滤波元件，包括设在上述基板表面上的从上述高频放大器的输出延伸到上述不可逆电路元件的第1信号线路、配置在上述第1信号线路上的电感器、在上述第1信号线路上从上述电感器的输入侧的第1结点通过上述第1通孔延伸到上述接地电极的第2信号线路、设在上述基板表面上的上述第2信号线路中的第1电容器、在上述第1信号线路上从上述电感器的输出侧的第2结点通过上述第2通孔延伸到上述接地电极的第3信号线路、设在上述基板表面上的上述第3信号线路中的第2电容器。
12.根据权利要求6所述的无线发送装置，其特征在于：当设由上述放大元件放大的基波的频率为fo并设上述规定的频率为fc时，上述规定的频率fc，满足fo＜fc＜2fo的关系。
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