CN1689222A - 功率放大器及其用于功率放大的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于降低无线通信系统中使用的功率放大器的功率耗散的方法，所述功率放大器具有提供静态电流的晶体管，其中该功率放大器的静态电流根据功率放大器的平均输出功率而自适应改变。提供了一种在无线通信系统中使用的功率放大器，该功率放大器具有一个提供静态电流的晶体管，包括自适应偏置装置，其根据功率放大器的平均输出功率而改变功率放大器的静态电流，以降低功率放大器的功率耗散。一个UMTS手持设备包括一个上述的功率放大器。

Description

功率放大器及其用于功率放大的方法

本发明是关于无线调制解调器和电信系统中的一种功率放大器和一种用于功率放大的方法。

现代无线和电信系统要求功率放大器在线性模式下运行，从而使系统的频谱效率最大化。然而，线性的需求是与效率的需求相冲突的。典型的，一个线性功率放大器会以B类或者AB类的方式进行偏置，为了达到线性，将对规范从大约10dB的其峰值包络功率(PEP)进行补偿(back-off)。这样，功率放大器的功率增加效率(PAE)就打了折扣。

在用于移动通信的功率放大器中，输出功率P_out根据通信的需要而变化。电源电压被固定在一个特定值，该电压通常来自于电池。电源电流I_DC会随着以AB或B类方式工作的功率放大器的输出功率而变化。AB或B类的输出电流i_o是一个被截的正弦电流。对于B类，导通角，即其中功率放大器生成电流的正弦曲线分数严格等于π，这就意味着同样I_Q＝0。对于AB类，导通角大于π，则I_Q＞0。电源电流I_DC始终大于或等于静态电流I_Q。

在传统的解决方案中，V_DC被设置为制造技术所能允许的最大值，该电压通过一个电源生成器(电池)提供。最大功率增加效率PAE达到最大输出功率。可以看到，功率放大器将显示功率增加效率比在低于最大电平的输出功率电平下工作时它所能达到的最大PAE小。

在现有的移动无线通信方案中，为了最大化小区容量，功率放大器的平均输出功率由网络设置。因此，功率放大器就不需要持续地在最大输出功率下进行发送，但是经常对它们补偿到较低的功率电平(在(W-)CDMA系统中通常为低于10dB)。功率放大器会有一个较低的功率增加效率，和由此的一个相对较高的功率耗散。例如，经过计算，用于UMTS手持设备的一个具有功率增加效率PAE_max％＝35％的功率放大器将显示在10dB的补偿下功率增加效率PAE＝20％。

功率放大器的输出功率被改变，从而使它适用通信需求。在(W-)CDMA系统中，例如，改变输出功率以获取最大小区容量。基站测量接收到的手持设备的输出功率，并向手持设备发送命令以将输出功率调节到一个较好的值。这称之为功率控制回路(Power Control Loop)，在ETSI：“UMTS TETRA standard”，chapter TS 125.101，pages 11-13，ETSI 2001和ETSI：“UMTS TETRA standard”，chapter TS 125.214，pages10-20，ETSI 2001中可以找到它用于UMTS的一个例子。

在输出功率变化时，电源电流I_DC也发生变化；也就是，在输出功率降低时，电源电流也降低。事实上，导通角增加，电流I_DC会趋近于它的最小值I_Q。I_DC的变化改变了功率放大器中的有源设备的性能，导致了增益和线性的变化。在很低的输出功率下，功率耗散会不依赖于输出功率。在该情况下，功率级按照A类放大器方式工作。

现代移动无线通信中的功率放大器的高功率耗散影响了通信设备的性能，特别是诸如移动电话和移动终端等通信设备的性能。这种耗散必须要减少。

移动通信和无线系统中，功率放大器典型地以AB类方式进行偏置。B类功率放大器被交越问题所影响，其线性程度不足以符合通信标准的线性规范。A类功率放大器的线性足以满足应用，但是它们的耗散远大于AB类，因此不能使用。所有的其他类的功率放大器的线性程度不足以达到标准，需要采用复杂的线性化技术。这些技术对于移动设备运行来说是没有吸引力的。

用于此类应用的典型功率放大器划分为驱动级和功率级。驱动级可以是由几个级联级组成。两个级通过一个匹配网络相互连接，并通过另外两个匹配网络连接到输入端和输出端。一个偏置时钟设定驱动级和功率级的静态电流。

功率放大器的功率级被优化为在最大输出功率下运行，其中I_DC＞I_Q。整个功率放大器的线性设定为满足规范所要求的最低标准，以便得到最大的可实现的功率增加效率。当在一个较低的输出功率下工作时，功率级中的I_DC降低。由于这种情况，该级的增益、输入和输出阻抗是变化的。通过正确地选择驱动级的偏置，可以部分补偿这种变化，从而使增益尽可能的保持恒定。事实上，一旦功率级开始增大(扩展)它的增益，由于I_DC的增加，驱动级就会典型性地降低(压缩)增益，从而在一个大范围的输出功率下获得增益平稳度。

图1示出了一个传统功率放大器的框图。两个级，驱动级2和功率级4通过一个匹配网络6在它们之间连接，并通过另外两个匹配网络8和10连接到输入端和输出端。一个偏置时钟12设定驱动级和功率级的静态电流。

图2示出了图1中传统功率放大器的一个更加详细的框图，其中相同的项目采用了相同的附图标记。功率放大器，例如飞利浦半导体的功率放大器UAA3592，包括由匹配网络6相互连接的功率级4和驱动级2。输入匹配网络8将驱动级2的输入阻抗转换为标称阻抗。输出匹配网络10最大化输出功率，并去掉高阶分量，它连接在一个天线14上。两个电流偏置网络13，15分别为驱动级2和功率级4提供一个偏置。一个电源电压V_CC通过RF扼流圈17，19被馈送给驱动级2和功率级4。功率放大器具有关于输入功率的等于-4dBm的一个1dB压缩点。尽管是将UAA3592作为功率放大器的一个例子，可以扩展到CDMA方案中的在AB类方式下工作的任意功率放大器。

在下面所叙述的现有技术声明中可以看到更多的偏置电路。

US-A-6,236,266示出了用于包含异质结双极晶体管的多级功率放大器的一个偏移电路和偏移电源方法，该双极晶体管在多级功率放大器的低功率输出操作时，对一个高频信号进行功率放大并抑制Rx噪声的增大。偏置电路从外部控制电路输出一个控制信号V_apc到多级功率放大器中的仅仅一个第一级放大器HBT的基极。偏置电路提供了一个采用稳压器根据控制信号V_apc调节的偏置电流到多级功率放大器中的第二个和后面的每个功率放大级HBT的基极。在US-A-6,236,266中，功率放大器的静态电流根据功率电平发生变化，然而该技术的目的是为了降低接收单元中的噪声。

EP 0734118 A1示出了一个有源偏置电路，它为RF功率放大器提供了线性操作。一个电流发生器电路为RF功率放大器的各级提供电流。在最后的功率放大器级，将电流提供给一个偏置控制放大器，它包括一个作为二极管连接的晶体管。晶体二极管通过一个电阻器连接在偏置控制晶体管的发射极上，该偏置控制晶体管依次连接在RE功率放大器的最后的功率放大器级中的一个晶体管功率放大器的栅级上，并用一个偏置电流对其进行控制，该偏置电流是最大RE功率所需要的最大电流电平。晶体二极管和电流发生器电路也同样连接在RE功率放大器的其它级的偏置控制晶体管上，以便其它级同样也被来自电流发生器的电流所控制。在EP 0734118 A1中，目的是保持线性操作。

本发明的目的是提供一种功率放大器和一种用于功率放大的方法，其中，功率耗散被极大的降低了，特别是在AB类功率放大器的情况下。

该目的是通过一种方法实现的，该方法降低了无线通信系统中使用的功率放大器中的功率耗散，上述功率放大器有提供静态电流的晶体管，其中功率放大器的静态电流根据功率放大器的平均输出功率而自适应地变化。

在本发明的方法的一个优选实施例中，拥有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过改变功率放大器的至少一个级的I_Q值实现的。

在本发明的方法的一个优选实施例中，拥有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过改变功率放大器的所有级的I_Q值实现的。

在本发明的方法的一个优选实施例中，拥有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过改变功率放大器的功率级的I_Q值实现的。

在本发明的方法的一个优选实施例中，拥有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过在一个功率检测器中检测功率放大器的平均输出功率，并根据所检测功率和一个自适应偏置网络的一个特定功能改变两个级的I_Q值而实现的。

在本发明的方法的一个优选实施例中，将与平均输出功率成正比的一个电压值或者一个电流值作为功率放大器的平均输出功率被检测。

在本发明的方法的一个优选实施例中，在功率放大器的任意级，最好是在功率放大器的驱动级中检测与平均输出功率成正比的一个电压值或者一个电流值。

在本发明的方法的一个优选实施例中，通过对驱动级和/或功率级的集电极电流的一个成比例的复制执行平方运算和平均运算，检测平均输出功率。

在本发明的方法的一个优选实施例中，在功率检测器中执行完平方运算后直接执行平均运算。

在本发明的方法的另一个优选实施例中，在自适应偏置网络中执行平均运算。

上述目的是通过无线通信系统中使用的一种功率放大器实现的，上述功率放大器有提供静态电流的晶体管，包含一种自适应偏置装置，其根据功率放大器的平均输出功率改变功率放大器的静态电流，用以降低功率放大器中的功率耗散。

在包含自适应偏置装置的功率放大器中，和现有解决方案相比，降低了耗散，改善了增益控制。本发明是基于根据平均输出功率而自适应地改变功率放大器的静态电流，例如改变功率放大器的至少一个级的I_Q值而实现的。本发明和现有地线性功率放大器相比有以下优点：

1.降低了功率放大器的耗散(典型情况下降低了70％的耗散)。

2.全部集成在功率放大器中-不需要额外的元件。

3.不需要附加的管脚。

4.第2，3点使本发明适用于各种手持设备，而不用对手持设备的构造或者PCB的布局进行改动。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，自适应偏置装置包括一个功率检测器，和一个自适应偏置网络，功率检测器用于检测与功率放大器的输出功率成正比的一个值。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，功率检测器被设置为对功率放大器的输出功率成正比的一个值进行平方和平均运算。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，这里功率放大器包括一个驱动级，一个连接在驱动级的电流偏置网络，一个中间匹配网络，一个功率级，和一个连接在功率级的电流偏置网络，功率检测器连接在驱动级的一个输入端上，自适应偏置网络连接在功率级的输入端上。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，自适应偏置网络包括连接在功率检测器的一个处理块，和连接在处理块和功率级的输入端之间的一个电流偏置网络。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，处理块包括一个模数转换器，一个查询表和一个数模转换器，查询表根据功率放大器的平均输出功率而改变功率放大器的静态电流。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，处理块包括一个微分模拟电路，执行以下功能：

P_DC(I_Q)＝minI_Q(P_DC)    且ΔG＜ΔG_max和spec(线性)

这里ΔG为增益变量，ΔG_max为应用中所能允许的最大增益变量，spec(线性)为对于应用的线性技术规范。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，处理块包括一个模拟执行电路，其中在电流域中计算I_pow＝I_sq-I_ref，并且利用连接在传输I_pow的节点和地之间的一个电容器执行平均运算。

本发明的模拟执行不会将多个台阶引入功率放大器的偏置中，因此提供了操作的连续性。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，一个二极管级连接在传输I_pow的节点和地之间。

在本发明的功率放大器一个优选实施例中，一个电阻器连接在传输I_pow的节点和一个镜电路之间，该镜电路在处理决的输出端并且输出I_out。

上述目的同样可以通过包含如上述所设置的功率放大器的一个UMTS手持设备实现。

表现本发明特征的创新的上述的和其他的优势和特点在附属的权利要求书中特别指出，并且在这里构成一个部分。然而，为了更容易理解本发明、本发明的优点和运用本发明所实现的目标，对在这里构成另外一个部分的附图和伴随的描述性部分添加了标记，在伴随的描述性部分中阐述说明了本发明的优选实施例。

图1示出了一个传统功率放大器的方框图。

图2示出了图1中传统功率放大器的更详细的细节方框图，例如飞利浦半导体的功率放大器UAA3592。

图3示出了根据本发明实施例的一个功率放大器的方框图。

图4示出了根据图3中的本发明实施例的功率放大器更详细的细节方框图。

图5示出了根据图4中的本发明实施例的功率放大器中所使用的功率检测器的微分运算的一个电路图。

图6示出了根据图4中的自适应偏置网络的数字执行的方框图。

图7示出了在模拟域中图4中的自适应偏置网络的模拟执行。

图8示出了在电流域中图4中的自适应偏置网络的模拟执行。

图9示出了说明了在一个UMTS功率放大器中，根据本发明的滑动偏置和传统偏置的一个仿真I_Q。

图10示出了说明了在一个UMTS功率放大器中，根据本发明的滑动偏置和传统偏置的一个仿真IM3。

图11示出了说明了在一个UMTS功率放大器中，根据本发明的滑动偏置和传统偏置的一个仿真功率耗散与输出功率的对比关系。

图3再次示出了一个具有驱动级2和功率级4的功率放大器，这两个级通过在它们之间匹配网络6而连接，并通过两个匹配网络8和10连接在输入端和输出端以及连接在天线14上。本发明的自适应偏置装置包括一个功率检测器16和一个自适应偏置电路18。功率检测器16检测功率放大器的平均输出功率并将其馈送到自适应偏置电路18。自适应偏置电路18根据所检测的功率和一个特定函数改变两个级2，4的I_Q值。根据图3，功率检测器在驱动级2的输出端检测功率。然而该检测能在功率放大器的任何部分(驱动级2的输入，驱动级2的输出，功率级4的输入，功率级4的输出)进行；重要的是，生成了一个与平均输出功率成正比的值(电压或电流)。

为了避免消波和/或交越影响降低功率检测器16的精确性，较好的方式是在其中信号为完整正弦波的节点中进行功率检测；因此推荐在驱动级中进行检测，驱动级多数作为A类。

图4示出了用于UMTS的一个线性功率放大器的示意图，该放大器使用由输入功率进行驱动的自适应偏置装置16，18，利用滑动偏置电流进行自适应偏置。基本上，RF功率在功率放大器的输入端被读取。然后，RF功率控制功率级4的静态电流。由RF功率所控制的自适应偏置装置被分为三个子逻辑块：功率检测器16，偏移消除器20和处理块22。在该实施例中，功率检测器18连接在驱动级2的输入端。偏移消除器连接在电流偏置网络13和处理块22之间。处理块连接到偏移消除器20和功率检测器18，并且通过电流偏置网络15连接在功率级4的输入端。电流偏置网络15接收一个信号I_SLID(P_in)并提供给功率级4，该信号为依赖于输入功率的一个滑动偏置电流。

功率检测器16产生一个与RF功率成正比的一个DC电流，偏移消除器20由于偏置消除了功率检测器16的DC偏移，处理块22执行滤波、积分和消波处理。为了执行滑动偏置，需要知道功率放大器的RF输入或者输出功率。在功率级2的输入端检测RF功率(图4)。该信息被功率检测器16转变为电流。其后的处理块19有利于处理该电流。

执行一个功率检测器16的最好的方法是如图5所示，对驱动级和/或功率级的集电极电流的一个成比例复制执行平方运算和平均运算。在平方运算后直接执行平均运算是可行的，但是不是必须的。平均运算也可以在自适应偏置电路中进行。

图5示出了在功率放大器环境中的功率检测器16的一个更详细的电路图。一个参考电流I_ref通过一个平方电路26馈送到一个晶体管Q3，晶体管Q3的基极连接在一个晶体管Q1的基极上，I_bias馈送到晶体管Q1。另外一个晶体管Q4连接在I_bias和晶体管Q1的基极之间并且通过一个电阻器R1连接晶体管Q1的基极。该电阻器通过一个电感28与一个电阻器R2相连，电阻器R2通过一个电容30连接在终端承载RF_in。电阻器R2和电容器30之间的节点连接在一个晶体管Q0的基极。晶体管Q0的集电极连接在一个终端承载RF_out。晶体管Q0的基极连接在一个晶体管Q2的基极上，晶体管Q2的集电极连接在另一个平方电路32，该平方电路32输出I_sq。

图5示出了检测RF电流和静态电流的方法。RF电流在驱动器BJT(Q0)的基极上直接进行测量。为了补偿由驱动级的I_DC形成的偏移，在偏置网络上通过Q3检测静态电平。复制功率检测器16的电路以实现偏移消除器20，从而补偿温度变化。由于仅仅将驱动器BJT的静态分量部分提供给该偏移消除器20，因此它补偿由I_CQ1-Q产生的偏移。双极Q2检测RF信号，同时Q3只检测部分静态电流。事实上，电感器中断了RF路径，从而保证了在偏置电路和RF电路间的去耦合。可以通过一个独立电流参考实现偏移补偿。该方法似乎更容易实现，但是功率放大器中的温度变化和功率检测器引入的公差并不能被补偿。采用功率检测器的一个复制，部分地补偿了这些变化。

为了抵消温度变化和DC偏移，可以在功率检测器中采用一种微分方法。图5示出了功率检测器的微分执行。RF功率晶体管为晶体管Q0。电流I_bias被晶体管对Q1-Q0镜像到晶体管Q0。晶体管Q0的静态电流等于：

I_Q，0＝I_bias×A₀/A₁＝m×I_bias                   (1)

其中A₀和A₁分别为晶体管Q0和晶体管Q1的发射极面积，晶体管Q0的集电极电流被镜像到晶体管Q2。晶体管Q2被选择为小于晶体管Q0。为了降低功率耗散，晶体管Q2根据以下公式检测晶体管Q0的电流：

I_C2＝I_C0×A₂/A₀＝1/n×I_C0                     (2)

其中I_C0和I_C2分别为晶体管Q0和晶体管Q2的集电极电流，n为晶体管Q2和晶体管Q0的发射极面积之间的比率。由此，晶体管Q2的静态电流会与晶体管Q0的静态电流成比例，由于电感的滤波效应，晶体管Q3在它的基极接收不到RF信号。如果合适地选择了晶体管Q3与晶体管Q1的发射极面积的比率，则晶体管Q3的集电极电流将会等于晶体管Q2的静态电流。因此：

I_C3＝A₃/A₁×I_bias＝A₃/A₁×n/m×I_Q，2     (3)

如果A₃/A₂＝n/m＝A₂/A₁则I_C3＝I_Q，2         (4)

附加的检测晶体管Q3用于补偿温度和偏置效应，并且从输出端消除I_Q项。

对晶体管Q1和晶体管Q3的集电极电流进行平方，平均并相减，或者平方，相减并平均，然后得到I_SQ。减去

I_SQ＝I² _C2＝1/n²×(I² _Q+I² ₀/2-I² ₀/2cos(4πft))    (5)

从：

I_ref＝I² _C1＝I² _Q/n²                                 (6)

当忽略高频项时，得到输出电流：

I_pow＝I_SQ-I_ref＝I² ₀/2n²                            (7)

I_pow直接正比于放大后的信号的电流幅度的平方，并由此正比于平均功率。由于静态电流项在等式7中没有出现，滑动偏置技术同样也能够应用于其上进行检测的相同的晶体管；事实上，在被检测的数值(功率指示器I_pow)中并没有出现所控制的值(静态电流)。采用这种方法，就没有发生振荡的风险，在被控制的量I_Q存在于被检测的数值中时，就会发生振荡。

在等式5，假设被检测的放大器工作在A类，即，被检测的电流有一个理想的正弦波形。即使是该假设不是普遍的，为了降低失真效应和耗散，最好在驱动级的输出端进行检测，驱动级大多数为A类。此外，如果驱动级为AB级，仅仅在输出功率的一个有限范围内(和确切的是在从最大功率的补偿内)需要进行功率检测，这在等式9a-9c中通过参数P₁和P₂表示。在该情况下，驱动级最好工作在A类或者非常接近A类，从而使等式5代表一个适当的近似值。

在等式5和6中，假设平方函数是理想的。这并不是必须的，也能采用具有较低准确性的平方电路。事实上，高频成分可以被平均操作所消除，静态电流的影响可以被取消操作所消除。最后，重要的是有一个输出功率的单调(一对一)函数。

自适应偏置电路的目的是关于平均输出功率为功率放大器生成一个最佳I_Q。因此该电路块必须起作用使得在强加的线性和增益变化约束情况下使功率耗散最小。

P_DC(I_Q)＝minI_Q(P_DC)             (8)

其中ΔG＜ΔG_max和spec(线性)，这里ΔG为增益变化，ΔG_max为应用所能允许的最大增益变化，spec(线性)为应用中的线性规范。该规范通常依据ACLR和/或EVM，但是可以是任意线性规范。在ACLR规范的情况下，将其转换为IM3规范是有用处的。因此所选择的函数依赖于功率放大器的类型和所选择的应用。

最佳自适应I_Q的选择强烈依赖于应用约束。在很低的功率下，传统的线性功率放大器的线性程度远远大于规范所要求的。在该工作区域中，功率放大器作为A类工作，并且它的IM3(3^rd阶内调制分量)会很低。IM3表示了线性功率放大器的线程特性。对于一个线性功率放大器，当远离1dB压缩点进行补偿时，IM3以对于降低功率的2dB/dB斜率降低。

可以想象将I_Q降低到一个达到规范所允许的最小IM3的值。然而，在很低的功率下，增益的变化是重要的。将I_Q从其最佳值降低到一个较低的值，可以带来增益变化。在WCDMA标准(例如UMTS)中，增益变化应该始终保持在低于一个特定值，典型地为ΔG_max＝1dB。这就代表了在P_out较低时，在选择函数I_Q＝I_Q(P_out)时的主要约束。

在选择一个较低的I_Q时，功率耗散的结果就是DC集电极电流I_DC对于高于0dBm的输出功率开始增加。然而，在低静态电流工作时，相对变化是很大的。对于较低的I_Q值，在P_out＝0dBm附近可以观察到一个增益变化。对于一个高于20dBm的输出功率，I_Q的选择不会很强地影响I_DC。

I_Q＝I_Q(P_out)被选择如下：

a)对于低功率：选择I_Q作为允许小于最大允许增益变化的一个增益变化的最小电流，

b)对于中间功率：改变I_Q，从而考虑线性约束(典型的IM3)，

c)对于高功率：将I_Q选择至标称值，因为它将不会影响耗散。

如图6所示，可以通过一个模数转换器ADC，一个查找表LUT和一个数模转换器DAC在数字域执行该功能。模数转换器ADC将功率检测器的输出数字化，并将它传送到一个查找表，该查找表计算静态电流的正确值。该值会被传送到数模转换器DAC以便被转换为实际的I_Q(或者它的一个成比例的版本)，再被馈送到偏置网络。

在自适应偏置电路的模拟执行中，一个模拟电路块必须执行等式10中的函数I_Q＝I_Q(P_out)。P_out的值通过由功率检测器生成的一个电压或者一个电流被馈送到电路中。模拟执行比数字执行更合适，这是因为在数字电执行中在静态电流上的量化噪声能将干扰引入RF信号中。

该功能的一个可能实现可以表示为如下：

I_Q＝I_Q1                            P_out≤P₁                   (9a)

I_Q＝ (I_Q2-I_Q1)P_out+II_Q1P₂-II_Q2P₁)         P₁＜P_out≤P₂  (9b)

             P₂-P₁

I_Q＝I_Q2                            P_out＞Ps          (9c)

这些等式说明了，对于比Pr低的输出功率，静态电流应该被设置为值I_Q1。对于比P2大的输出功率，静态电流应该被设置为值I_Q2。对于中间值，静态电流应该被设置为中间值。在等式9a-9c中表示的功能具有特别简单并易于实现的特点。应该注意的是，最可能的情况，对于较低的输出功率，静态电流能维持很小。因此I_Q1＜I_Q2。这就可以得出，在低输出功率电平下，节省的功率可以用以下值给出：

P_saved＝V_DC(I_Q2-I_Q1)                            (10)

在图7中示出了在模拟域中的一种实现。电阻器R2，1和RR2，2和电容器C1和C2执行平均功能，去掉了电流I_sq和I_ref的高频内容(由于I_ref不应该有高频内容，应该去掉它支路上的电容器)。电阻器R2，1和RR2，2将电流I_sq和I_ref的低频内容转换为一个电压V＝R₂(I_sq-I_ref)。该电压然后被微分功率放大器重新转换为电流。偏置电流I_bias通过两个电阻器R1，1和R1，2被馈送到晶体管T1和T2的发射极，这两个晶体管分别连接在电容器C2和电阻器R2，1之间的节点上和电容器C2和电阻器R2，2之间的节点上。晶体管T1和T2的集电极分别输送电流I_out+和I_out-。I_sq从R2，1输出，并且I_ref输入到R2，2。

I_out＝I_out+-I_out-＝R2/2R1(I_sq-I_ref)                   (11)

等式11得到输出电流不大于微分功率放大器的偏置电流，即I_out≤I_B。

可以用等式9a-9c对电路的运行进行如下分析。图5中，在很低的功率下，RF信号将不能在晶体管Q2中产生一个附加的DC电流。因此：

I_C2＝I_C3I_sq＝I_refI_out＝0                             (12)

在中间功率时：

I_c2＞I_c3I_sq-I_ref＝I_pow＞0 I_out＝R2/2R1×I_pow        (13)

在较高的功率时，差分对(differential pair)将饱和，并且：

I_out＝I_B                                     (14)

除非有附加的常量，否则等式11-14理想地执行等式

V_DC＝V_max                                    (15)

图8示出了在自适应偏置电路中的在电流域中，处理块22的执行。在电流域中，在平均运算之前执行差运算I_pow＝I_sq-I_ref，该平均运算由连接在节点A(V1)和地之间的电容器C实现。输出电流等于I_pow的低功率放大器滤波版本，正如所期望的。在高电平处的消波是由电阻器R和连接在节点A(V1)和地之间的3个二极管D1-D3实现的。事实上，在节点A的电压最大时，即_A＝3V_D，达到最大输出电流。在该情况下，流经电阻器R的电流会等于I_R＝(3V_D-V_B)/R，V_B为在电流镜的输入端处的电压，假设该电压恒定。

图8中的电路有两个输入I_sq和I_ref，和一个输出I_out。I_sq来自功率检测器。输入I_ret来自参考电路，并且它有利于消除在I_sq中的偏移。当达到额定电流电平时，二极管D1-D3对电流进行削平。V₁大于一个特定输出功率，并且V₁足够大以便允许二极管导通。从而，输出电流I_out开始饱和，并且过剩电流I_det流过二极管D1-D3。包含在I_sq中的I_RF被电容器C去掉。电容器C执行两个功能：RF信号的滤波，和与电阻器R一同对和RF功率有关的DC电流进行积分。所以，仅仅I_det能够通过电阻器R，然后该电流被输出支路中的电流镜40所镜像。当功率RF增加时，I_det也增加。从而，在节点A的V₁也增加，在节点B的V₂保持恒定。

在图9中，示出了图8所示电路实现的仿真I_Q。该实现允许小于1dB的增益变化(ΔG≤ΔG_max＝1dB)。线性的结果如图10所示。可能注意到的是，即使是IM3大于传统方案中的值，我们仍然远小于所要求的IM3。为了评估由于该技术引起的功率耗散的降低，正如如[6]中所解释的，应该将(W-)CDMA方案中的P_out概率分布考虑进去。将功率概率分布考虑进入后，该方法使功率耗散降低了70％。

图9示出了在传统偏置和滑动偏置的情况下以mA计算的在功率级的静态电流与以dBm计算的输出功率的比较。由于静态电流决定了在补偿情况下的耗散，并且对于大部分时间来说，功率放大器将在该区域中工作，因此图9隐含的示出了功率耗散的一个弹性降低。静态电流实际上被减少了3.5倍。

图10示出了在传统偏置和滑动偏置的情况下以dBc计算的IM3与以dBm计算的输出功率的比较。在从很低的RF功率开始选择最小静态电流时，IM3曲线的线路就会与传统功率放大器的IM3曲线平行，但是会保持在其上方。滑动偏置如此工作使得满足UMTS标准的线性规范是毫无价值的。

两条曲线都可以通过为功率级提供静态电流而得到。选择滑动电流，使得在补偿情况下滑动功率放大器的IM3曲线低于UMTS所要求的IM3域值。当RF功率增加时，IM3超过-40dBc域值。在该区域，电流增加以便恢复线性，并克服不满足规范。在0dBm和15dBm之间的范围内，在增益平稳度和信号电平之间有一个补偿，这就是ΔIM3保持近乎常量的原因。

在大于20dBm的范围，恢复到功率级的静态电流的常规电平。事实上，在该区域中，功率级的DC电流不再取决于静态电流，在节省功率方面，对于保持一个低偏置点不提供任何优势。因此，滑动功率放大器的IM3曲线与传统功率放大器的曲线相重叠，并且功率放大器能够以必要的线性传送最大功率。根据图9所述的偏置曲线，可以实现滑动偏置。

图11示出了在用于UAA3592功率放大器的滑动和传统偏置的情况下，以mW计算的功率耗散与以dBm计算的输出功率的比较。在深度补偿处，DC功率耗散减少为三分之一，即滑动偏置影响功率消耗。能够将电话功率分配(phone power distribution)看作如图11所示的DC功率耗散的权重函数。由于功率放大器在80％的时间都是P_out＜15dB，并且在静态电流降低时，在该区域中的DC功率耗散大大降低，这就意味着滑动偏置技术适合于改善功率放大器的耗散特性。此外，已经验证，用于滑动偏置的附加电路功率的耗散小于1mW。因此它不会损害功率放大器的节能。

所申请的上述发明带有一个MOS形式的功率检测器，可以以图5所述的不同方式和图8中所示的自适应偏置电路实现，发明是基于执行一个UMTS功率放大器，其中的设计是基于UAA3592。仿真结果显示了本发明的可行性和所实现的结果。

本发明能够用于所有的A类和AB类的工作在不同输出功率范围下的功率放大器。此时，对UMTS功率放大器继续执行。然而，本发明能够成功地用于要求功率放大器的线性的所有移动通信标准(例如EDGE，UMTS，CDMA，WCDMA，TD-SCDMA)和无线标准。本发明能够用于双极和/或(MOS)FET功率放大器，而与它们所采用的技术(Si，SiGe，GaAs，InP)无关。申请中所叙述的所有电路都是BJT模式的，但是采用MOSFET能很容易地实现它们。

本文档所覆盖的本发明的新特性和优点在以上叙述中都已经提到。然而，应该认识到，上述说明在很多方面都是举例说明性的。可以在不脱离本发明的范围的情况下，对关于形状，尺寸和部件排列等细节进行修改。当然，本发明的范围是在所附的权利要求书所限定。

Claims (21)

1.一种用于降低无线通信系统中使用的功率放大器的功率耗散的方法，所述功率放大器具有提供静态电流的晶体管，其中该功率放大器的静态电流根据功率放大器的平均输出功率而自适应改变。

2.权利要求1所述方法，其中具有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过改变功率放大器的至少一个级的I_Q值来实现。

3.权利要求1所述方法，其中具有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过改变功率放大器的所有级的I_Q值来实现。

4.权利要求1所述方法，其中具有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过改变功率放大器的功率级的I_Q值来实现。

5.权利要求1到4中所述任意一个方法，其中具有至少两个级的功率放大器的自适应偏置是通过在一个功率检测器中检测功率放大器的平均输出功率，并根据所检测功率和一个自适应偏置电路的一个特定功能改变两个级的I_Q值而实现的。

6.权利要求1到5中所述任意一个方法，其中将与平均输出功率成正比的一个电压值或者一个电流值作为功率放大器的平均输出功率进行检测。

7.权利要求1到6中所述任意一个方法，其中在功率放大器的任意级，优选在功率放大器的驱动级中检测与平均输出功率成正比的一个电压值或者一个电流值。

8.权利要求5所述方法，其中通过对驱动级和/或功率级的集电极电流的一个成比例复制执行平方运算和平均运算，检测平均输出功率。

9.权利要求8所述方法，其中在功率检测器中执行完平方运算后直接执行平均运算。

10.权利要求8所述方法，其中在自适应偏置电路中执行平均运算。

11.一种在无线通信系统中使用的功率放大器，所述功率放大器具有提供静态电流的晶体管，包括自适应偏置装置，其根据功率放大器的平均输出功率而改变功率放大器的静态电流，以降低功率放大器中的功率耗散。

12.权利要求11所述功率放大器，其中自适应偏置装置包括一个功率检测器和一个自适应偏置电路，该功率检测器用于检测与功率放大器的输出功率成正比的一个值。

13.权利要求12所述功率放大器，其中功率检测器被设置为对与功率放大器的输出功率成正比的一个值进行平方和平均运算。

14.权利要求12所述功率放大器，包括一个驱动级，一个连接在驱动级的电流偏置网络，一个中间适配网络，一个功率级，和一个连接在功率级的电流偏置网络，功率检测器连接在驱动级的一个输出上，自适应偏置网络连接在功率级的输入上。

15.权利要求12所述功率放大器，其中自适应偏置电路包括连接功率检测器的一个处理块，和连接在处理块和功率级的输入端之间的一个电流偏置网络。

16.权利要求15所述功率放大器，其中处理块包括一个模数转换器，一个查询表和一个数模转换器，该查询表提供根据功率放大器的平均输出功率而改变功率放大器的静态电流的功能。

17.权利要求15所述功率放大器，其中处理块包括一个微分模拟电路，执行以下功能：

  P_DC(I_Q)＝minI_Q(P_DC)且ΔG＜ΔG_max和spec(线性)

这里ΔG为增益变化，ΔG_max为应用所允许的最大增益变化，spec(线性)为应用中的线性规范。

18.权利要求15所述功率放大器，其中处理块包括一个模拟执行电路，其中在电流域中计算差I_pow＝I_sq-I_ref，并且通过连接在传输I_pow的节点和地之间的一个电容器执行平均运算。

19.权利要求18所述功率放大器，其中一个二极管级连接在传输I_pow的节点和地之间。

20.权利要求18所述功率放大器，其中一个电阻器连接在传输I_pow的节点和一个镜电路之间，该镜电路处在处理块的输出端并且输出I_out。

21.一种UMTS手持设备，包含如权利要求11到20中的任一个所述的一个功率放大器。

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