JP2006501743A - 電力増幅器および電力増幅方法 - Google Patents

Abstract

この発明は、無線通信システムに用いられる電力増幅器における電力損失を低減する方法であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器の零入力電流は、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて適応変化する方法を提供する。無線通信システムに用いられる電力増幅器であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器は、電力増幅器の平均出力電力に応じて、前記電力増幅器の零入力電流を変化させて電力増幅器における電力損失を低減する適応バイアス手段を備える電力増幅器が提供される。ＵＭＴＳハンドセットは、上述された電力増幅器を備える。

Description

本発明は、電力増幅器、およびモデム無線および通信システムにおける電力増幅方法に関する。

モデム無線および通信システムは、このシステムのスペクトル効率を最大限にするために線形モードで動作する電力増幅器を必要とする。しかし、線形性要求は効率要求と相容れない。通常、線形電力増幅器はＢ級またはＡＢ級でバイアスがかけられ、線形性仕様に達するためには、およそ１０ｄＢのそのピークエンベロープ電力ＰＥＰからバックオフされる。その結果、電力増幅器の電力付加効率ＰＡＥが落ちる。

移動通信用の電力増幅器においては、通信要求に従って出力電力Ｐ_ｏｕｔが変化する。通例バッテリーから得られる供給電圧は、一定の値に固定されている。供給電流Ｉ_ＤＣは、ＡＢ級またはＢ級で作動している増幅器の出力電力とともに変化する。ＡＢ級またはＢ級の出力電流ｉ_ｏは、切断正弦波電流である。Ｂ級では、導通角、すなわち電力増幅器が電流を発生させるシヌソイドの分数は完全にπに等しく、これはまた、Ｉ_Ｑ＝０を意味する。ＡＢ級では、導通角はπよりも大きいため、Ｉ_Ｑ＞０となる。供給電流Ｉ_ＤＣは常に零入力電流Ｉ_Ｑよりも大きいかまたはそれに等しい。

従来の解決法では、Ｖ_ＤＣは製造技術によって可能な最大値に設定され、これは供給ジェネレータ（バッテリー）によって提供される。最大出力電力で最大電力付加効率ＰＡＥに達する。電力増幅器は、最大レベルを下回る出力電力レベルで機能している時に、達成できるその最大ＰＡＥよりも低い電力付加効率を示すことが分かる。

最新式の移動および無線通信方式では、電池容量を最大限にするために、電力増幅器の平均出力電力がネットワークによって設定される。その結果、電力増幅器は、継続的に最大出力電力で送信することを要求されないが、より低い電力レベル（（Ｗ−）ＣＤＭＡシステムでは通常１０ｄＢ低く）にバックオフされることが非常に多い。電力増幅器はより低い電力付加効率、従って比較的高い電力消費を示す。例えば、電力付加効率ＰＡＥ_ｍａｘ％＝３５％のＵＭＴＳハンドセット［handset―受話器―］の電力増幅器は、１０ｄＢのバックオフで通常、電力付加効率ＰＡＥ＝１２％を示すことが計算される。

電力増幅器出力電力を通信要求に適合するように変化させる。例えば、（Ｗ−）ＣＤＭＡシステムでは、出力電力を変化させて電池容量を最大限にする。基地局はハンドセットからの受信出力電力を測定し、ハンドセットへコマンドを送って出力電力をより良い値に調節する。これは電力制御ループ［power control loop］と呼ばれ、その例については、ＵＭＴＳの場合は、ETSI:“UMTS TETRA standard”、chapter TS 125.101, pages 11-13, ETSI 2001、および、ETSI:“UMTS TETRA standard”、chapter TS 125.214, pages 10-20, ETSI 2001、に見ることができる。

出力電力が変化すると、供給電流Ｉ_ＤＣも変化し、すなわち、出力電力が低下すると、供給電流も低下する。実際に、導通角が大きくなり、電流Ｉ_ＤＣはその最小値Ｉ_Ｑになる傾向がある。Ｉ_ＤＣの変化は電力増幅器内の能動素子の性能を変化させ、ゲインおよび線形性が変化する。非常に低い出力電力では、電力損失は出力電力レベルと無関係となる。この状況においては、電力ステージはＡ級増幅器として作動する。

現代の移動および無線通信における電力増幅器の高い電力損失は、通信機器、特に携帯電話および端末等の移動機器の性能に影響を及ぼしている。この損失を低下させなければならない。

移動通信および無線システムにおいて、電力増幅器は通常ＡＢ級でバイアスがかけられる。Ｂ級増幅器はクロスオーバー問題の影響を受け、通信規格の線形性仕様に適合するのに十分に線形ではない。Ａ級増幅器はこの応用には十分に線形であるが、ＡＢ級よりもはるかに損失が多いため、使用されていない。他のすべての級の増幅器はこの規格に十分に線形ではなく、複雑な線形化技術の採用を必要とする。これらの技術は、移動機器へ適用するには魅力的ではない。

この種の応用の典型的な電力増幅器は、ドライバステージと電力ステージに分割されている。ドライバステージをいくつかのカスケードステージで構成することができる。２つのステージは、それらの間のマッチングネットワークを介して、および２つの他のマッチングネットワークを介して入力および出力に接続さている。バイアスブロックがドライバおよび電力ステージの両方の零入力電流を設定する。

電力増幅器の電力ステージは、Ｉ_ＤＣ＞０の最大出力電力で機能するように最適化される。複雑な電力増幅器の線形性は、最大限の達成可能な電力付加効率を得るために、仕様によって要求される最大限に設定される。より低い出力電力で作動するとき、電力ステージでＩ_ＤＣが低下する。このため、このステージのゲイン、入力および出力インピーダンスが変化する。これらの変化は、ゲインが可能な限り一定に維持されるようにドライバステージのバイアスを正確に選択することによって、通常は部分的に補正される。実際に、電力ステージがそのゲインを増大（拡大）し始めるとすぐに、増大するＩ_ＤＣのために、ドライバステージが通常ゲインを減少（圧縮）させ、それによって広範囲の出力電力でゲインフラットネスが達成される。さらに、より低い出力電力では電力増幅器の線形性が、規格要求をはるかに上回るレベルにまで上昇する。

図１は、従来の電力増幅器のブロック図を示している。２つのステージ、ドライバステージ２および電力ステージ４は、それらの間のマッチングネットワーク６を介して、および２つの他のマッチングネットワーク８および１０を介して入力および出力に接続さている。バイアスブロック１２がドライバおよび電力ステージの両方の零入力電流を設定する。

図２は、図１の従来の電力増幅器のより詳細なブロック図を示しており、同一の部分に対しては同一の参照番号を用いている。電力増幅器、例えばフィリップスセミコンダクターズの電力増幅器ＵＡＡ３５９２は、マッチングネットワーク６によって相互接続された電力ステージ４およびドライバステージ２からなっている。入力マッチングネットワーク８は、ドライバステージ２の入力インピーダンスを名目インピーダンスに変換する。出力マッチングネットワーク１０は出力電力を最大限にし、高位の成分を除去し、アンテナ１４に接続されている。２つの電流バイアスネットワーク１３、１５は、それぞれドライバステージ２および電力ステージ４にバイアスを供給する。供給電圧Ｖｃｃが、それぞれＲＦチョーク１７、１９を通してドライバステージ２および電力ステージ４に供給される。電力増幅器は、入力電力に対して−４ｄＢｍに等しい１ｄＢ圧密点を有している。電力増幅器にＵＡＡ３５９２を例として取り上げているが、ＣＤＭＡ方式のＡＢ級で動作するどのような電力増幅器に広げて考えることもできる。

さらなるバイアス電流は、以下に説明する最新技術に見られる。

ＵＳ−Ａ−６，２３６，２６６には、高周波信号を電力増幅し、マルチステージ電力増幅器の低電力出力動作中にＲｘノイズの増大を抑制するヘテロ接合バイポーラトランジスタを含むマルチステージ電力増幅器のためのバイアス回路およびバイアス供給方法が示されている。バイアス回路は、外部制御回路から、マルチステージ電力増幅器の第１ステージ増幅器ＨＢＴのみの基部に制御信号Ｖａｐｃを出力する。バイアス回路は、マルチステージ電力増幅器の第２および各後続電力増幅ステージＨＢＴの基部に、制御信号Ｖａｐｃに従って電圧安定器によって調節されたバイアス電流を供給する。ＵＳ−Ａ−６，２３６，２６６においては、増幅器の零入力電流は電力レベルに応じて変化するが、この技術は、受信ユニット内のノイズを低減することを目的として応用されるものである。

ＥＰ０７３４１１８Ａ１は、ＲＦ電力増幅器の線形演算を提供する能動バイアス回路を示している。電流発生器は、ＲＦ電力増幅器の各ステージに電流を供給する。最終電力増幅器ステージで、ダイオードとして接続されたトランジスタを含むバイアス制御増幅器に電流が印加される。トランジスタダイオードは抵抗器を通ってバイアス制御トランジスタのエミッタに接続され、これはさらにＲＥ電力増幅器の最終電力増幅器ステージにおけるトランジスタ電力増幅器のゲートに接続され、かつそれを最も高いＲＥ電力に必要とされる最も高い電流レベルであるバイアス電流で制御する。トランジスタダイオードおよび電流発生器回路もＲＥ電力増幅器の他のステージにおけるバイアス制御トランジスタに接続されているため、これらの他のステージも電流発生器からの電流によって制御される。ＥＰ０７３４１１８Ａ１においては、線形演算を維持することを目的としている。

本発明の目的は、特にＡＢ級電力増幅器の場合に電力損失が大幅に低減される、電力増幅器および電力増幅方法を提供することである。

この目的は、無線通信システムに用いられる電力増幅器における電力損失を低減する方法によって達成され、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器の零入力電流は、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて適応変化する。

本発明の方法の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のステージの少なくとも１つの零入力電流Ｉ_Ｑの値を変化させることによって行なわれる。

本発明の方法の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のすべてのステージの零入力電流Ｉ_Ｑの値を変化させることによって行なわれる。

本発明の方法の他の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器の電力ステージの零入力電流Ｉ_Ｑの値を変化させることによって行なわれる。

本発明の方法の有利な実施形態において、少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、パワー検波器で電力増幅器の平均出力電力を検波して、検波電力および適応バイアスネットワークの指定機能に応じて前記２つのステージの零入力電流Ｉ_Ｑの値を変化させることによって行なわれる。

本発明の方法の有利な実施の形態において、平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器の平均出力電力として検波される。

本発明の方法の有利な実施の形態において、平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器のステージのいずれか、好ましくは前記電力増幅器のドライバステージで検波される。

本発明の方法の有利な実施の形態において、前記平均出力電力は、二乗機能を適用し、ドライバおよび／または電力ステージのコレクタ電流のスケーリングされたコピーを平均化することによって検波される。

本発明の方法の有利な実施の形態において、前記パワー検波器では、前記平均化機能は前記二乗機能のすぐ後に実行される。

本発明の方法の有利な実施の形態において、前記平均化機能は前記適応バイアスネットワークで実行される。

上記目的は、無線通信システムに用いられる電力増幅器によって達成され、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器は、電力増幅器の平均出力電力に応じて、前記電力増幅器の零入力電流を変化させて電力増幅器における電力損失を低減する適応バイアス手段を備える。

適応バイアス手段を備える電力増幅器においては、最新技術の解決法に比較して損失が低下し、ゲイン制御が向上する。本発明は、平均出力電力に応じて電力増幅器の零入力電流を適応変化させること、すなわち電力増幅器の少なくとも１つのステージの零入力電流Ｉ_Ｑの値を変化させることに基づいている。本発明は、最新技術線形電力増幅器と比較すると、以下の利点を有している。

１．低減した電力増幅器損失（通常は損失の７０％を低減）。
２．電力増幅器内への完全な集積化−外部構成要素の必要がない。
３．付加的なピンを必要としない。
４．２および３の点によって、ハンドセットのアーキテクチャまたはＰＣＢの配置に変化を導入することなく、本発明はあらゆるハンドセットに適したものとなる。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記適応バイアス手段は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量を検波するパワー検波器と、適応バイアスネットワークとを備える。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記パワー検波器は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量に対して二乗機能および平均化機能を提供するように構成されている。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記電力増幅器は、ドライバステージと、前記ドライバステージに接続された電流バイアスネットワークと、中間マッチングネットワークと、電力ステージと、前記電力ステージに接続された電流バイアスネットワークとを具備してなり、前記パワー検波器は前記ドライバステージの入力に接続され、前記適応バイアスネットワークは前記電力ステージの入力に接続されている。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記適応バイアスネットワークは、前記パワー検波器に接続された処理ブロックと、前記処理ブロックと前記電力ステージの入力との間に接続された電流バイアスネットワークとを備えている。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記処理ブロックは、アナログデジタル変換器と、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて電力増幅器の零入力電流を変化させる機能を提供するルックアップテーブルと、デジタルアナログ変換器とを備えている。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記処理ブロックは、以下の機能を実施する差動アナログ回路を備え、

Ｐ_ＤＣ（Ｉ_Ｑ）＝ｍｉｎＩ_Ｑ（Ｐ_ＤＣ）で、ΔＧ＜ΔＧ_ｍａｘおよび仕様（線形性）

ここでΔＧはゲイン変化であり、ΔＧ_ｍａｘはアプリケーションによって許容される最大ゲイン変化であり、仕様（線形性）はアプリケーションの線形性仕様である。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、前記処理ブロックはアナログ実施回路を備え、前記アナログ実施回路では、Ｉ_ｐｏｗ＝Ｉ_ｓｑ−Ｉ_ｒｅｆの差を電流領域で算出し、Ｉ_ｐｏｗを伝達するノードと接地との間に接続されたキャパシタによって平均化が行なわれる。

本発明のアナログ実施は、電力増幅器のバイアスにステップを導入しないため、演算の連続性を与える。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、Ｉ_ｐｏｗを伝達するノードと接地との間にダイオードステージが接続されている。

本発明の電力増幅器の好ましい実施の形態において、Ｉ_ｐｏｗを伝達するノードと、前記処理ブロックの出力に設けられかつＩ_ｏｕｔを出力するミラー回路との間に抵抗器が接続されている。

上記目的は、上記のように構成された電力増幅器を備えるＵＭＴＳハンドセットによっても達成される。

本発明を特徴付けるこれらおよび他の様々な新規の利点および特徴は、特にここに添付されかつこの明細書の一部をなす請求の範囲に示されている。しかし、本発明、その利点、およびそれを用いて達成される目的をより良く理解するためには、この明細書のさらなる一部をなす図面、および本発明の好ましい実施の形態が例証および説明されている付随の説明内容を参照する必要がある。

図３は、ドライバステージ２および電力ステージ４を有する電力増幅器を再び示しており、これらのステージは、それらの間のマッチングネットワーク６を介して、および２つのマッチングネットワーク８および１０を介して、入力および出力に、およびアンテナ１４に接続されている。本発明の適応バイアス手段は、パワー検波器１６および適応バイアス回路１８を備えている。パワー検波器１６は、電力増幅器の平均出力電力を検波し、それを適応バイアス回路１８へ供給する。適応バイアス回路１８は、検波電力および指定機能に応じて２つのステージ２、４のＩ_Ｑの値を変化させる。図３によれば、パワー検波器はドライバステージ２の出力での電力を感知する。しかし、この感知は電力増幅器のどの部分（ドライバステージ２の入力、ドライバステージ２の出力、電力ステージ４の入力、電力ステージ４の出力）でも行なうことはできず、重要なのは、平均出力電力に比例する量（電圧または電流）を発生させることである。

パワー検波器１６の精度を低下させるクリッピングおよび／またはクロスオーバー効果を回避するためには、信号が完全に正弦波形であるノードで電力感知を行なうことが有利であるため、大抵はＡ級として働くドライバステージで感知を行なうことが薦められる。

図４は、入力電力によって駆動される適応バイアス手段１６、１８を用いてスライディングバイアス電流で適応バイアスをかけるＵＭＴＳ用の線形電力増幅器の概要を示している。基本的に、電力増幅器の入力ではＲＦ電力が読み出される。次に、ＲＦ電力は電力ステージ４の零入力電流を制御する。ＲＦ電力によって制御された適応バイアス手段は、３つのサブ論理ブロック、すなわちパワー検波器１６、オフセット消去部２０、および処理ブロック２２に分割されている。この実施の形態において、パワー検波器１８はドライバステージ２の入力に接続されている。オフセット消去部２０は、電流バイアスネットワーク１３と処理ブロック２２との間に接続されている。処理ブロックは、オフセット消去部２０およびパワー検波器１８に、さらには電流バイアスネットワーク１５を介して電力ステージ４の入力に接続されている。電流バイアスネットワーク１５は、入力電力に応じてスライディングバイアス電流である信号Ｉ_ＳＬＩＤ（Ｐ_ｉｎ）を受信し、電力ステージ４に供給する。

パワー検波器１６はＲＦ電力に比例する直流電流を発生させ、オフセット消去部２０はバイアスによってパワー検波器１６の直流オフセットを取消し、処理ブロック２２はフィルタ、統合およびクリッピング機能を行なう。スライディングバイアスを実施するためには、電力増幅器のＲＦ入力または出力電力を把握している必要がある。電力ステージ２の入力でＲＦ電力が感知される（図４）。この情報は、パワー検波器１６によって電流に変換される。後続処理ブロック１９がこの電流を処理する役割を果たす。

パワー検波器１６を実施する最もよい方法は、二乗機能を利用し、図５に示されているようにドライバおよび／または電力ステージのコレクタ電流のスケーリングされたコピーで平均化することである。二乗機能のすぐ後に平均化機能を置くことは可能であるが、必要なことではない。適応バイアス回路でも平均化を行なうことはできる。

図５は、電力増幅器環境におけるパワー検波器１６のより詳細な回路を示している。基準電流Ｉ_ｒｅｆが二乗回路２６を介してトランジスタＱ３へ供給され、トランジスタＱ３の基部は、Ｉ_ｂｉａｓが供給されるトランジスタＱ１の基部に接続されている。さらなるトランジスタＱ４がＩ_ｂｉａｓの間に、および抵抗器Ｒ１を介してトランジスタＱ１の基部に接続されている。抵抗器はインダクタンス２８を介して抵抗器Ｒ２に接続され、抵抗器Ｒ２はキャパシタンス３０を介してＲＦ_ｉｎを伝達する端末に接続されている。抵抗器Ｒ２とキャパシタンス３０との間のノードは、トランジスタＱ０の基部に接続されている。トランジスタＱ０のコレクタは、ＲＦ_ｏｕｔを伝達する端末に接続されている。トランジスタＱ０の基部は、トランジスタＱ２の基部に接続され、このトランジスタのコレクタは、Ｉ_ｓｑを出力するさらなる二乗回路３２に接続されている。

図５は、ＲＦおよび零入力電流を感知する戦略を示している。ＲＦ電流は、ドライバＢＪＴ（Ｑ０）の基部で直接感知される。ドライバステージのＩ_ＤＣによって発生したオフセットを補正するために、Ｑ３によってバイアスネットワーク上で静止レベルが検波される。パワー検波器１６の回路を複製してオフセット消去部２０を実施することによって、温度変化を補正することができる。このオフセット消去部２０にはドライバＢＪＴの静止構成要素の部分のみが供給されるため、Ｉｃ_Ｑ１−Ｑによって発生したオフセットを補正する。バイポーラＱ２はＲＦ信号を感知し、Ｑ３は零入力電流の一部のみを検波する。実際には、インダクタがＲＦ経路を妨害するため、それがバイアスとＲＦ回路との間のデカップリングを確実にする。オフセット補正を独立の電流基準によって行なうことができる。この解決法を実施することは容易に思われるが、電力増幅器内の温度変化およびパワー検波器によって導入される許容範囲は補償されない。パワー検波器のコピーを採用することによって、これらの変化を補正することが部分的に可能になる。

温度変化および直流オフセットを打ち消すために、パワー検波器で差動アプローチを用いることができる。図５は、パワー検波器の差動実施を示している。Ｒｆ電力トランジスタはトランジスタＱ０である。電流Ｉ_ｂｉａｓはトランジスタ対Ｑ１ないしＱ０によってトランジスタＱ０にミラーリングされている。トランジスタＱ０の零入力電流は、

Ｉ_Ｑ，０＝Ｉ_ｂｉａｓ×Ａ_０／Ａ_１＝ｍ×Ｉ_ｂｉａｓ （１）

に等しく、ここでＡ_０およびＡ_１は、それぞれトランジスタＱ０およびトランジスタＱ１のエミッタ面積である。トランジスタＱ０のコレクタ電流はトランジスタＱ２にミラーリングされている。トランジスタＱ２はトランジスタＱ０よりも小さくなるように選択されている。電力損失を低減するために、トランジスタＱ２は式

Ｉ_ｃ２＝Ｉ_ｃ０×Ａ_２／Ａ_０＝１／ｎ×Ｉ_ｃ０ （２）

に基づいてトランジスタＱ０の電流を感知し、ここでＩ_ｃ０およびＩ_ｃ２は、それぞれトランジスタＱ０およびトランジスタＱ２のコレクタ電流であり、ｎは、トランジスタＱ２およびトランジスタＱ０のエミッタ面積の間の比率である。このため、トランジスタＱ２の零入力電流はトランジスタＱ０の零入力電流に比例し、インダクタンスのフィルタ効果のためにトランジスタＱ３はその基部でＲＦ信号を受信しないので、そのコレクタ電流は一定でかつＩ_ｂｉａｓに比例する。エミッタ面積比率トランジスタＱ３対トランジスタＱ１が適切に選択されれば、トランジスタＱ３のコレクタ電流はトランジスタＱ２の零入力電流に等しくなる。従って、

Ｉ_Ｃ３＝Ａ_３／Ａ_１×Ｉ_ｂｉａｓ＝Ａ_３／Ａ_１×ｎ／ｍ×Ｉ_Ｑ，２ （３）

Ａ_３／Ａ_２＝ｎ／ｍであれば、Ｉ_Ｃ３＝Ｉ_Ｑ，２よりもＡ_２／Ａ_１ （４）

さらなる感知トランジスタＱ３を用いて温度およびバイアスの影響を補正し、出力からＩ_Ｑ項を打ち消す。

トランジスタＱ１およびトランジスタＱ３のコレクタ電流は二乗され、平均化され、減算されるか、または二乗され、減算され、平均化され、その結果Ｉ_ＳＱとなる。

Ｉ_ＳＱ＝Ｉ^２ _Ｃ２＝１／ｎ^２×（Ｉ^２ _Ｑ＋Ｉ^２ _０／２−Ｉ^２ _０／２ｃｏｓ（４πｆｔ）） （５）
を
Ｉ_ｒｅｆ＝Ｉ^２ _Ｃ１＝Ｉ^２ _Ｑ／ｎ^２ （６）
から減算する。

高周波項を無視し、出力電流を得る。

Ｉ_ｐｏｗ＝Ｉ_ＳＱ−Ｉ_ｒｅｆ＝Ｉ^２ _０／２ｎ^２ （７）

Ｉ_ｐｏｗは増幅された信号の電流の二乗増幅、従って平均電力に正比例する。式７には零入力電流項は現れないので、感知が行なわれる同一のトランジスタにもスライディングバイアス技術を適用することができ、実際に、制御されるもの（零入力電流）は感知量（パワーインジケータＩ_ｐｏｗ）には存在しない。このようにして、感知量にも制御量Ｉ_Ｑが存在する場合において存在する振動の危険性はない。

式５では、被感知増幅器はＡ級で作動する、すなわち被感知電流は完全な正弦波形を有すると仮定している。この仮定は一般的ではないとしても、ひずみの影響および損失を低減するために、大抵はＡ級であるドライバステージの出力で感知が行なわれる可能性がある。さらに、ドライバステージがＡＢ級である場合、限定された出力電力の範囲で（また確実に最大電力からのバックオフにおいて）のみ電力感知が必要とされる可能性があり、これは式９ａないし９ｃではパラメータＰ_１およびＰ_２によって表されている。この条件では、ドライバステージはＡ級でまたはＡ級に非常に近く作動する可能性があるので、式５は適切な近似を表している。

式５および６においては、二乗機能は完全であると仮定されている。これは必要ではなく、精度の低い二乗回路を用いることもできる。実際には、高振動数音が平均化によって除去され、零入力電流の影響は相殺によって除去される。最終的に、重要なことは、出力電力の単調（バイ−ユニボーカル）関数を有することである。

適応バイアス回路の目的は、平均出力電力に関して電力増幅器に最適なＩ_Ｑを発生させることである。従って、このブロックは、損失電力が最小で、線形性およびゲイン変化制約が課されるように、すなわち

Ｐ_ＤＣ（Ｉ_Ｑ）＝ｍｉｎＩ_Ｑ（Ｐ_ＤＣ） （８）

となるように機能しなければならない。

ΔＧ＜ΔＧ_ｍａｘおよび仕様（線形性）の場合、ΔＧはゲイン変化であり、Ｇ_ｍａｘはアプリケーションによって許容される最大ゲイン変化であり、仕様（線形性）はアプリケーションの線形性仕様である。この仕様は通常ＡＣＬＲおよび／またはＥＶＭに関するものであるが、どのような線形性仕様であることもできる。ＡＣＬＲ仕様の場合、これをＩＭ３仕様に変換することが有益であると考えられる。従って、選択される機能は、電力増幅器の種類および選択されたアプリケーションに依存する。

最適な適応Ｉ_Ｑの選択は、アプリケーション制約に大きく依存する。非常に低い電力では、従来の線形電力増幅器は、仕様が要求するものよりもはるかに線形性が高い。この動作領域では、電力増幅器はＡ級として働き、そのＩＭ３（３次相互変調積）は非常に低くなる。ＩＭ３は線形電力増幅器の線形性性能を決定する。線形電力増幅器のＩＭ３は、１ｄＢ圧密点からはるかにバックオフされた時、低下する電力と共に２ｄＢ／ｄＢ傾斜で低下する。

Ｉ_Ｑを規格から許容された最小ＩＭ３に達する値までＩ_Ｑを低下させることが考えられる。しかし、非常に低い出力では、ゲイン上での変化は重要である。Ｉ_Ｑをその最適値からより低い値に低下させることによっても、ゲイン変化を生じることがある。（ＵＭＴＳのような）ＷＣＤＭＡ規格では、ゲイン変化は一定の値、通常はΔＧ_ｍａｘ＝１ｄＢを常に下回っていなければならない。これは、低いＰ_ｏｕｔでの機能Ｉ_Ｑ＝Ｉ_Ｑ（Ｐ_ｏｕｔ）の選択の主な制約を表している。

より低いＩ_Ｑが選択された時の電力損失の結果として、０ｄＢｍよりも高い出力電力では直流コレクタ電流Ｉ_ＤＣが増大し始める。しかし、低零入力電流動作では、相対的な変化ははるかに大きい。より低いＩ_Ｑ値では、ゲイン変化はおよそＰ_ｏｕｔ＝０ｄＢｍで観測される。２０ｄＢｍよりも高い出力電力では、Ｉ_ＤＣはＩ_Ｑの選択によって大きく影響されることはない。

Ｉ_Ｑ＝Ｉ_Ｑ（Ｐ_ｏｕｔ）は以下のように選択される。

ａ）低電力の場合、Ｉ_Ｑを最小電流として選択して許容される最大限よりも小さなゲイン変化を可能にする。

ｂ）中間電力の場合、線形性制約が尊重されるようにＩ_Ｑを変化させる（通常はＩＭ３）。

ｃ）高電力の場合、損失に影響しないので、Ｉ_Ｑを名目値に選択する。

図６に示されているように、この機能の実施を、アナログデジタル変換器ＡＤＣ、ルックアップテーブルＬＵＴ、およびデジタルアナログ変換器ＤＡＣを介してデジタル領域で行なうことができる。アナログデジタル変換器ＡＤＣはパワー検波器の出力をデジタル化し、それを、零入力電流の正確な値を計算するルックアップテーブルへ送る。この値はデジタルアナログ変換器ＤＡＣへ送られて実際のＩ_Ｑ（またはそれのスケーリングされたもの）に変換され、バイアスネットワークへ送られる。

適応バイアスネットワークのアナログ実施において、アナログブロックは式１０にあるような機能Ｉ_Ｑ＝Ｉ_Ｑ（Ｐ_ｏｕｔ）を実施しなければならない。量Ｐ_ｏｕｔはパワー検波器によって発生した電圧または電流を介して回路に供給される。デジタル実施においては零入力電流の量子化雑音がＲＦ信号に外乱を導入する可能性があるため、デジタル実施よりもアナログ実施が好ましい。

可能性のある機能の実施を以下のように表すことができる。

これらの式は、レベルＰｒよりも低い出力電力では、零入力電流を値Ｉ_Ｑ１に設定しなければならないことを示している。Ｐ_２よりも大きな出力電力では、零入力電流を値Ｉ_Ｑ２に設定しなければならない。中間値では、零入力電流を中間値に設定しなければならない。式９ａないし９ｃで表されている機能には、極めて単純であり、かつ実施が容易であるという利点がある。尚、最も考えられることとして、より低い出力電力では、零入力電流を小さく維持することができる。従って、Ｉ_Ｑ１＜Ｉ_Ｑ２となる。低出力電力レベルで節約された電力は、以下の量

Ｐ_{ｓａｖｅｄ}＝Ｖ_ＤＣ（Ｉ_Ｑ２−Ｉ_Ｑ１） （１０）

によって与えられるという結論に達することができる。

アナログ領域における実施が図７に示されている。抵抗器Ｒ２、１およびＲＲ２、２およびキャパシタＣ１およびＣ２は平均化機能を実施し、電流Ｉ_ｓｑおよびＩ_ｒｅｆの高周波内容を除去する（Ｉ_ｒｅｆは高周波内容を有していないので、そのブランチのキャパシタを除去することができる）。抵抗器Ｒ２、１およびＲＲ２、２は電流Ｉ_ｓｑおよびＩ_ｒｅｆの低周波内容を電圧Ｖ＝Ｒ_２（Ｉ_ｓｑ−Ｉ_ｒｅｆ）に変換する。次に、この電圧は差動電力増幅器によって電流に再変換される。バイアス電流Ｉ_ｂｉａｓは２つの抵抗器Ｒ１、１およびＲ１、２を介してトランジスタＴ１およびＴ２のエミッタに供給され、これらのトランジスタは、それぞれキャパシタＣ１と抵抗器Ｒ２、１との間のノード、およびキャパシタＣ２と抵抗器ＲＲ２、２との間のノードに接続されている。トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタは、それぞれＩ_ｏｕｔ＋およびＩ_ｏｕｔーを伝達する。Ｉ_ｓｑはＲ２、１から出力され、Ｉ_ｒｅｆはＲＲ２、２へ供給される。

Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｏｕｔ＋−Ｉ_ｏｕｔー＝Ｒ２／２Ｒ１（Ｉ_ｓｑ−Ｉ_ｒｅｆ） （１１）

式１１は、差動電力増幅器のバイアス電流よりも大きくない出力電流、すなわちＩ_ｏｕｔ ＜Ｉ_Ｂまで当てはまる。

この電流の挙動を、以下のように式９ａないし９ｃに関連して分析することができる。非常に低い電力では、ＲＦ信号は図５のトランジスタＱ２のさらなる直流電流を発生させることができない。従って、

Ｉｃ２＝Ｉｃ３ Ｉ_ｓｑ＝Ｉ_ｒｅｆＩ_ｏｕｔ＝０ （１２）
中間電力では、
Ｉ_ｃ２＞Ｉ_ｃ３Ｉ_ｓｑ−Ｉ_ｒｅｆ＝Ｉ_ｐｏｗ＞０Ｉ_ｏｕｔ＝Ｒ２／２Ｒ１×Ｉ_ｐｏｗ （１３）
非常に高い電力では差動対は飽和し、

Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_Ｂ （１４）

式１１ないし１４は、さらなる定数がなければ、式

Ｖ_ＤＣ＝Ｖ_ｍａｘ （１５）

を完全に実施する。

適応バイアス回路の電流領域内の処理ブロック２２の実施は図８に示されている。差Ｉ_ｐｏｗ＝Ｉ_ｓｑ−Ｉ_ｒｅｆは平均化の前に電流領域内で形成され、これはノードＡ（Ｖ１）と接地との間に接続されているキャパシタＣによって行なわれる。出力電流は、必要に応じて、Ｉ_ｐｏｗの低電力増幅器フィルタリングしたものに等しい。高レベルでのクリッピングは、抵抗器ＲおよびノードＡ（Ｖ１）と接地との間に接続された３つのダイオードＤ１ないしＤ３によって行なわれる。実際には、ノードＡでの電圧が最大、すなわちＶ_Ａ＝３Ｖ_Ｄになった時に、最大出力電流に達する。この場合、抵抗器Ｒを流れる電流はＩ_Ｒ＝（３Ｖ_Ｄ−Ｖ_Ｂ）／Ｒに等しくなり、Ｖ_Ｂは電流ミラーの入力での電圧であり、これを一定と仮定してもよい。

図８の回路は２つの入力Ｉ_ｓｑおよびＩ_ｒｅｔ、および１つの出力Ｉ_ｏｕｔを有している。Ｉ_ｓｑはパワー検波器から発生する。入力Ｉ_ｒｅｔは基準回路から発生し、Ｉ_ｓｑに含まれるオフセットを消去する役割を果たす。ダイオードＤ１ないしＤ３は、名目電流レベルに達した時に電流をクリップするようになっている。一定の出力電力以上で、Ｖ_１はダイオードが導電できるだけ十分に大きくなる。従って、出力電流Ｉ_ｏｕｔの飽和が開始し、過剰なＩ_ｄｅｔがダイオードＤ１ないしＤ３を流れる。Ｉ_ｓｑに含まれるＩ_ＲＦはキャパシタＣによって除去される。キャパシタＣは２つの機能、すなわちＲＦ信号のフィルタリング、および抵抗器Ｒと共にＲＦ電力に関連する直流電流の統合を行なう。従って、Ｉ_ｄｅｔのみが抵抗器Ｒを通過でき、その後出力ブランチで電流ミラー４０によってミラーリングされる。電力ＲＦが増大するに従って、Ｉ_ｄｅｔも増大する。その結果、ノードＡのＶ_１も増大し、ノードＢのＶ_２は一定のままとなる。

図９では、図８に示された回路によって実施されるような模擬Ｉ_Ｑが示されている。この実施によって、１ｄＢよりも小さなゲイン変動が可能となる（ΔＧ＜ΔＧ_ｍａｘ＝１ｄＢ）。線形性の結果が図１０に示されている。ＩＭ３が従来の解決法のものよりも大きな場合でも、要求されたＩＭ３を依然はるかに下回っていることが分かる。この技術による電力損失の低減を予測するために、（Ｗ−）ＣＤＭＡ方式のＰ_ｏｕｔ確率分布を［６］で説明されているように考慮に入れなければならない。電力確率分布を考慮に入れた場合、この方法では７０％まで電力消費を低下させる。

図９は、従来のバイアスおよびスライディングバイアスの場合におけるｄＢｍ単位の出力電力に対するｍＡ単位の電力ステージでの零入力電流を示している。零入力電流がバックオフ状態の損失を決定し、大部分の時間で電力増幅器はこの領域で動作するため、図９は電力損失の大幅な低下を暗に示している。零入力電流は実際には３．５倍低下している。

図１０は、従来およびスライディングバイアスの場合における出力電力ｄＢｍに対するｄＢｍ単位のＩＭ３を示している。非常に低いＲＦ電力から開始する最小零入力電流を選択すると、ＩＭ３曲線の進路は従来の電力増幅器のＩＭ３曲線に平行になるが、それを上回ったままとなる。スライディングバイアスはＵＭＴＳ規格の線形性仕様が満たされるように作動することは注目すべきことである。

両方の曲線は、電力ステージに零入力電流を供給することによって得られた。スライディング電流は、スライディング電力増幅器のＩＭ３曲線がバックオフ状態でＵＭＴＳ要求のＩＭ３閾値を下回るように選択されている。ＲＦ電力が増大するに従って、ＩＭ３は−４０ｄＢｃ閾値を超える。この領域では、電流が増大して線形性を回復し、故障を克服して仕様を満たす。０ｄＢｍと１５ｄＢｍとの間の範囲では、ゲインフラットネスと信号レベルとの間の補正があり、このためにΔＩＭ３はほとんど一定になっている。

２０ｄＢｍを越える範囲では、電力ステージの零入力電流の従来のレベルが復元されている。実際には、このセクタでは、電力ステージの直流電流は零入力電流に依存しなくなり、省電力の観点からは低バイアスポイントを保持する利点がない。その後、スライディング電力増幅器のＩＭ３曲線は従来の電力増幅器曲線と重なり、電力増幅器は必要な線形性で最大電力を供給することができるようになる。スライディングバイアスは、図９を参照して説明したバイアス曲線に従って行なわれた。

図１１は、スライディングバイアスおよびＵＡＡ３５９２電力増幅器での従来のバイアスの場合の、ｄＢｍ単位の出力電力に対するｍＷ単位の電力損失を示している。直流電力損失は、深いバックオフ、すなわち電力消費に対するスライディングバイアスの影響において３分の１まで減少している。電話電力配分を、図１１に示されている直流電力損失の重み関数と解釈することができる。電力増幅器は時間の８０％をＰｏｕｔ＜１５ｄＢに費やし、この領域の直流電力消費は零入力電流が低下するに従って大きく低下するので、スライディングバイアス技術は電力増幅器の消費性能を向上させるのに適している。さらに、スライディングバイアスのさらなる回路は１ｍＷよりも低い損失であることが確認された。従って、電力増幅器の省電力を損なうことがない。

図５に示されたような差動方式で実施されるＭＯＳ形態の電力増幅器、および図８に示されたような適応バイアス回路を用いて、提案された発明は、設計がＵＡＡ３５９２に基づくＵＭＴＳ電力増幅器に実施される。シミュレーション結果は、本発明の実行可能性および達成された結果を示している。

異なる出力電力の範囲で作動するすべてのＡ級およびＡＢ級電力増幅器に本発明を適用することができる。ここでは、ＵＭＴＳ電力増幅器で実施した。しかし、本発明は、すべての移動通信規格（例えば、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ、ＣＤＭＡ、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ）および電力増幅器の線形性を要求する無線規格で問題なく実施することができる。本発明を、バイポーラおよび／または（ＭＯＳ）ＦＥＴ電力増幅器に、それらが使用する技術（Ｓｉ、ＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、Ｉｎｐ）に関わらず適用することができる。本出願に示されたすべての回路はＢＪＴ形式であるが、ＭＯＳＦＥＴ方式で容易に実施することができる。

この明細書で取り上げた本発明の新たな特徴および利点を前述の説明に記載した。しかし、この開示は多くの点において例証に過ぎない。本発明の範囲を越えない範囲で、細部、特に形状、大きさ、および部品の配列に関して変更を加えてもよい。当然、本発明の範囲は、添付された請求の範囲が表現される言語で画定される。

従来の電力増幅器のブロック図を示している。 図１の従来の電力増幅器、例えばフィリップスセミコンダクターズの電力増幅器ＵＡＡ３５９２のより詳細なブロック図を示している。 本発明の実施の形態による電力増幅器のブロック図を示している。 図３に示されたような本発明の実施の形態による電力増幅器のより詳細なブロック図を示している。 図４に示されたような本発明の実施の形態による電力増幅器に用いられるパワー検波器の差動実施の回路図を示している。 図４に示された適応バイアスネットワークのデジタル実施のブロック図を示している。 アナログ領域における、図４に示された適応バイアスネットワークのアナログ実施を示している。 電流領域における、図４に示された適応バイアスネットワークのアナログ実施を示している。 本発明によるスライディングバイアスおよびＵＭＴＳ電力増幅器での従来のバイアスの模擬Ｉ_Ｑを示している。 本発明によるスライディングバイアスおよびＵＭＴＳ電力増幅器での従来のバイアスの模擬ＩＭ３を示している。 本発明によるスライディングバイアスおよびＵＭＴＳ電力増幅器での従来のバイアスの出力電力に対する模擬電力損失を示している。

Claims (21)

1. 無線通信システムに用いられる電力増幅器における電力損失を低減する方法であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器の零入力電流は、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて適応変化する、方法。
2. 少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のステージの少なくとも１つの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１に記載の方法。
3. 少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器のすべてのステージの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１に記載の方法。
4. 少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、前記電力増幅器の電力ステージの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１に記載の方法。
5. 少なくとも２つのステージを有する前記電力増幅器の適応バイアスは、パワー検波器で電力増幅器の平均出力電力を検波し、検波電力および適応バイアス回路の指定機能に応じて前記２つのステージの零入力電流の値を変化させることによって行なわれる、請求項１ないし４の何れかに記載の方法。
6. 平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器の平均出力電力として検波される、請求項１ないし５の何れかに記載の方法。
7. 平均出力電力に比例する電圧または電流量は、前記電力増幅器のステージのいずれか、好ましくは前記電力増幅器のドライバステージで検波される、請求項１ないし６の何れかに記載の方法。
8. 前記平均出力電力は、二乗機能を適用し、ドライバおよび／または電力ステージのコレクタ電流のスケーリングされたコピーを平均化することによって検波される、請求項５に記載の方法。
9. 前記パワー検波器では、前記平均化機能は前記二乗機能のすぐ後に実行される、請求項８に記載の方法。
10. 前記平均化機能は前記適応バイアス回路で実行される、請求項８に記載の方法。
11. 無線通信システムに用いられる電力増幅器であって、前記電力増幅器は零入力電流を示すトランジスタを有し、前記電力増幅器は、電力増幅器の平均出力電力に応じて、前記電力増幅器の零入力電流を変化させて電力増幅器における電力損失を低減する適応バイアス手段を備える、電力増幅器。
12. 前記適応バイアス手段は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量を検波するパワー検波器と、適応バイアス回路とを備える、請求項１１に記載の電力増幅器。
13. 前記パワー検波器は、前記電力増幅器の出力電力に比例する量に対して二乗機能および平均化機能を提供するように構成されている、請求項１２に記載の電力増幅器。
14. 前記電力増幅器は、ドライバステージと、前記ドライバステージに接続された電流バイアスネットワークと、中間マッチングネットワークと、電力ステージと、前記電力ステージに接続された電流バイアスネットワークとを具備してなり、前記パワー検波器は前記ドライバステージの入力に接続され、前記適応バイアス回路は前記電力ステージの入力に接続されている、請求項１２に記載の電力増幅器。
15. 前記適応バイアス回路は、前記パワー検波器に接続された処理ブロックと、前記処理ブロックと前記電力ステージの入力との間に接続された電流バイアスネットワークとを備える、請求項１２に記載の電力増幅器。
16. 前記処理ブロックはアナログデジタル変換器と、前記電力増幅器の平均出力電力に応じて電力増幅器の零入力電流を変化させる機能を提供するルックアップテーブルと、デジタルアナログ変換器とを備える、請求項１５に記載の電力増幅器。
17. 前記処理ブロックは、以下の機能を実施する差動アナログ回路を備え、
    
    Ｐ_ＤＣ（Ｉ_Ｑ）＝ｍｉｎＩ_Ｑ（Ｐ_ＤＣ）で、ΔＧ＜ΔＧ_ｍａｘおよび仕様（線形性）
    
    ここでΔＧはゲイン変化であり、ΔＧ_ｍａｘはアプリケーションによって許容される最大ゲイン変化であり、仕様（線形性）はアプリケーションの線形性仕様である、請求項１５に記載の電力増幅器。
18. 前記処理ブロックはアナログ実施回路を備え、前記アナログ実施回路では、Ｉ_ｐｏｗ＝Ｉ_ｓｑ−Ｉ_ｒｅｆの差を電流領域で算出し、感知量Ｉ_ｐｏｗを伝達するノードと接地との間に接続されたキャパシタによって平均化が行なわれる、請求項１５に記載の電力増幅器。
19. 感知量Ｉ_ｐｏｗを伝達するノードと接地との間にダイオードステージが接続されている、請求項１８に記載の電力増幅器。
20. 感知量Ｉ_ｐｏｗを伝達するノードと、前記処理ブロックの出力に設けられかつＩ_ｏｕｔを出力するミラー回路との間に抵抗器が接続されている、請求項１８に記載の電力増幅器。
21. 請求項１１ないし２０の何れかに記載されているように構成された電力増幅器を備えるＵＭＴＳハンドセット。

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