KR101124914B1 - 전류-모드 진폭 변조를 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

전류-모드 진폭 변조를 위한 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

증폭기 회로는 포화 모드 동작을 위해 바이어스된 전력 증폭기, 및 전력 증폭기에 공급 전류를 제공하기 위한 제어가능한 전류 소스를 포함한다. 제어가능한 전류 소스는 진폭 정보 신호에 응답하여 제공하는 공급 전류를 변조함으로써 전력 증폭기로부터의 출력 신호의 원하는 진폭 변조를 실행한다. 하나 이상의 실시예에서, 전류 소스는 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화 검출에 응답하여 하나 이상의 송신기 동작 파라미터를 조정하도록 구성되는 회로를 포함한다. 예를 들어, 회로는 유효 DC 저항이 바람직하지 않게 증가했다는 것의 검출에 응답하여 유효 DC 저항을 감소시키는 보상 신호를 생성할 수 있다. 비제한적인 예로서, 그러한 보상은 전류 미러, 증폭기 대 안테나의 임피던스 정합, 증폭기 바이어스 또는 장치 사이즈를 변경하거나, 또는 일정 형태의 송신 신호 백오프를 부과함으로써 실행될 수 있다.
RF 전력 증폭기, 유효 DC 저항, 전류 미러, 임피던스 정합, 검출 신호, 동작 바이어스

Description

전류-모드 진폭 변조를 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR CURRENT-MODE AMPLITUDE MODULATION}
<관련 출원>
본 출원은 "전류-모드 진폭 변조를 위한 시스템 및 방법(System and Method for Current-Mode Amplitude Modulation)"이라는 발명의 명칭으로 2001년 3월 21일자로 출원된 미합중국 특허 출원 제09/813,593호의 부분계속출원이다. 계류중이고 본 출원과 함께 양도된 그 우선 출원은 전체적으로 여기에서 참조로 사용된다.
본 발명은 일반적으로 RF 전력 증폭기에 관한 것으로, 특히 효율적인 선형 RF 신호 증폭에 관한 것이다.
몇가지 현존하는 무선 통신 표준은 사용중이거나, 또는 가까운 장래에 사용하도록 계획되어 있다. 세계적으로 배치 정도가 각기 다른 현재의 표준들은 무선 통신 및 데이터 서비스를 제공하기 위한 경쟁적인 방법을 대표하는 TIA/EIA-136 및 이동 통신 세계화 서비스(GSM; Global Services for Mobile Communications) 표준을 포함한다. TIA/EIA-136 및 GSM 표준은 시분할 다중 접속(TDMA) 기술을 이용한다. 코드 분할 다중 접속 기술에 기초하고 있는 그 밖의 배치된 표준들은 IS-95 표준을 포함한다. 아직 개발중인 것들을 포함하거나 또는 시판하는 것을 채용하는 더욱 최신의 표준은 이른바 제3 세대(3G) 표준을 포함한다. 3G 표준은 북미 CDMA 기반의 IS-2000, 및 최초의 전 유럽 광대역 CDMA(WCDMA) 표준을 포함한다. EDGE(Enhanced Data Rates for Global Evolution) 표준은 TDMA 및 GSM 네트워크에 3G 서비스 쪽으로의 이동 경로를 제공한다.
신호 변조를 송신하기 위한 서로 다른 방법들은 다양한 표준들 중에 존재하지만, 각각의 표준은 전형적으로 송신 신호 충실도에 관한 규격을 갖는다. 스펙트럼 순도 또는 인접 채널 전력과 같은 스펙트럼 요구사항은 이들 표준에 기초한 시스템 내에서 사용된 RF 송신기에 소정의 성능 요구사항을 부과한다. 몇몇 경우에, 소정의 이들 표준에 의해 부과된 스펙트럼 요구사항은 매우 엄격하다. 예를 들어, GSM 및 TDMA 표준에 대한 EDGE 확장은 엄격한 스펙트럼 순도 요구사항뿐만 아니라 중요한 진폭 변조 깊이를 갖는 8-PSK 변조를 위해 가우스 최소 편이 방식(GMSK; Gaussian Minimum Shift Keying)로부터 멀어진다. 그러한 요구사항은 관련된 송신기에 중요한 선형성 요구를 제기한다.
본 발명은 효율적인 선형 RF 신호 증폭을 위한 시스템 및 방법을 포함한다. 포화 모드 동작을 위해 바이어스된 전력 증폭기는 제어가능한 전류 소스에 의해 전력이 공급된다. 전력 증폭기로부터의 출력 신호의 진폭 변조는 엔벨로프(envelope) 변조 신호에 비례하여 그것의 공급 전류를 제어하는 것에 기초하고 있다. 이러한 방식으로, 전력 증폭기는 포화 모드에서의 효율적인 동작을 위해 구성될 수 있으며, 여전히 매우 선형인 엔벨로프 변조를 갖는 송신 신호를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 공급 전류 변조는 광범위한 전력 증폭기 동작 전류에 걸쳐 양호한 제어 선형성을 제공하고, 이종접합 바이폴라 트랜지스터(HBT) 전력 증폭기와 같은 소정 유형의 전력 증폭기 장치에 특히 유용할 수 있다.
RF 송신 신호 생성을 위한 한가지 방법은 분리된 기저대역 위상 및 진폭 정보 신호의 생성을 수반한다. 이때, 일정한 엔벨로프 위상 정보 신호는 위상-변조된 출력 신호를 생성하기 위해 사용될 수 있는데, 이 위상-변조된 출력 신호는 그 다음에 HBT PA에 의해 증폭된다. 이와 관련하여, 진폭 정보 신호는 원하는 진폭 정보에 응답하여 HBT PA의 공급 전류를 변조시키는 손실 변조기를 구동시키기 위해 사용된다. 이 동작은 원하는 진폭 정보의 함수로서 HBT PA에 의해 출력된 송신 신호의 엔벨로프를 변조시킨다.
변조기는 전류 미러 회로로서 구성된 전류 소스를 포함할 수 있는데, 전류 미러 회로는 입력 진폭 정보 신호에 응답하여 폐쇄 루프 제어 하에서 변조되는 미러의 제1 레그(leg)에서 기준 전류를 생성하고, 미러의 제2 레그에서 변조된 공급 전류를 생성한다. 즉, 변조된 공급 전류는 변조된 기준 전류의 크기조정된 버전으로서 생성된다. 일반적으로, 전류 미러는 제1 레그에서의 전압이 제2 레그에서의 전압에 매치하도록 전력 증폭기의 공칭(nominal) 유효 DC 저항에 관련하여 크기가 정해지는 기준 부하로 구성된다. 그러나, 전력 증폭기의 유효 DC 저항은 동작 중에 변화하여, 전류 미러 내의 전압 불균형을 초래할 수 있고, 잠재적으로 신호 클리핑(clipping)/왜곡을 초래할 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시예는 변조된 공급 전류가 제공되는 RF 전력 증폭기를 포함하는 송신기의 동작을 보상하는 방법을 포함한다. 여기에서, 이 방법은 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화를 검출하는 단계, 및 상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계를 포함한다. RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화를 검출하는 단계는 RF 전력 증폭기의 동작 전압이 공급 전압 한계에 가까워지고 있다는 것을 검출하는 단계를 포함할 수 있고, 또는 전류 미러 레그들 사이의 전압 불균형을 검출하는 단계를 포함할 수 있다.
전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화를 보상하는 단계는, 예를 들어 전력 증폭기의 유효 DC 저항이 증가했다는 것을 검출하는 것에 응답하여 전력 증폭기의 유효 DC 저항을 낮추도록 제어 변경을 하는 단계를 포함한다. 그러한 보상 제어는 그 중에서 특히, 전력 증폭기의 바이어스 변경, 전력 증폭기의 유효 장치 사이즈의 변경, 전력 증폭기의 임피던스 정합의 변경, 또는 전력 증폭기로의 RF 입력과, 증폭기에 전력을 공급하는 변조된 공급 전류 중의 하나 또는 둘다의 백오프(back off)를 포함할 수 있다.
그러므로, 송신기 내의 RF 전력 증폭기와 함께 사용하기 위한 예시적인 전류 변조 회로는 진폭 정보 신호에 응답하여 변조되는 기준 전류의 미러링(mirroring)에 기초하여 RF 전력 증폭기에 변조된 공급 전류를 제공하도록 구성된 전류 미러 회로, RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화 검출에 응답하여 검출 신호를 생성하도록 구성된 검출 회로, 및 검출 신호에 응답하여 송신기를 보상하도록 구성된 제어 회로를 포함한다. 제어 회로는 필요시 아날로그 또는 디지털 보상 신호를 생성하도록 구성될 수 있고, 상술된 바와 같이, 송신 신호 생성 로직, 임피던스 정합 회로, 증폭기 바이어싱(biasing) 및/또는 사이징(sizing) 제어 등을 구동하도록 구성될 수 있다.
다른 예시적인 실시예에서, 증폭기 회로는 진폭 변조된 공급 전류를 전력 증폭기에 제공하는 전류 미러 기반의 전류 소스를 사용하여 RF 전력 증폭기의 진폭 변조를 실행한다. 그러한 실시예에서, RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화를 검출하는 것은 전류 미러 회로의 기준 레그의 제1 패스(pass) 트랜지스터 양단의 제1 전압 강하를, 전류 미러 회로의 출력 레그의 제2 패스 트랜지스터 양단의 제2 전압 강하와 비교하는 것을 포함할 수 있는데, 상기 제1 패스 트랜지스터는 기준 부하 내로의 기준 전류를 조절하고, 상기 제2 패스 트랜지스터는 RF 전력 증폭기 내로의 공급 전류를 조절하며, 상기 공급 전류는 상기 기준 전류의 미러링된 버전이다. 그와 관련하여, 상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 것은 제2 전압 강하가 제1 전압 강하와 거의 동일하게 유지되도록 폐쇄 루프 제어 하에서 제2 패스 트랜지스터로의 구동 신호를 변화시킬 수 있다.
이들 실시예 및 그외의 실시예를 염두하여, 본 발명은 상기 예시적인 정보에 의해 제한되지 않는다는 것을 이해해야 한다. 실제로, 본 분야에 숙련된 기술자들은 첨부 도면을 참조하여 다음의 상세한 설명을 읽어보면 본 발명의 추가 특징 및 장점을 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 입력 및 출력 신호 전력에 관한 일반적인 전력 증폭기 효율 곡선의 도면.
도 2는 본 발명의 일반적인 증폭기 회로의 도면.
도 3은 전계-효과 트랜지스터(FET) 및 이종접합 바이폴라 트랜지스터(HBT) 전력 증폭기 장치 둘다에 대해, 공급 전압 제어를 공급 전류 제어와 대조한 도면.
도 4는 도 2의 증폭기 회로의 예시적인 구현의 도면.
도 5는 도 4의 회로의 대안의 예시적인 구현의 도면.
도 6은 여러가지 선택사항이 추가된 도 4의 증폭기 회로의 도면.
도 7은 도 2의 증폭기 회로의 전류-미러 구현의 도면.
도 8은 도 7의 전류 미러의 예시적인 구현의 도면.
도 9는 도 7의 전류 미러에 대한 대안의 예시적인 구현의 도면.
도 10은 전력 증폭기 DC 임피던스의 변화를 감지/보상하는 제어 회로를 포함하는 예시적인 전류 미러 실시예의 도면.
도 11은 도 10의 회로에서 사용하기 위한 예시적인 비교기/제어 회로의 도면.
도 12는 전력 증폭기 바이어스 제어를 위해 적응된 비교기/제어 회로의 도면.
도 13은 전력 증폭기 "사이즈" 조정을 위해 적응된 비교기/제어 회로의 도면.
도 14는 폐쇄 루프 보상 제어 하에 동작하는 전류 미러 회로의 예시적인 실시예의 도면.
도 15는 예시적인 무선 이동 네트워크의 도면.
도 16은 도 8의 이동 네트워크에서 사용하기 위한 이동 단말기의 도면.
본 발명은 전력 증폭기 효율 및 선형성이 중요한 이동 단말기 또는 기타 전지식(battery-powered) RF 통신 장치 내에서의 사용을 고려하고 있지만, 광범위한 RF 애플리케이션에 이용가능하다. 또한, 본 발명은 본 출원과 함께 양도된 "RF 전력 증폭의 시스템 및 방법(System and Method of RF Power Amplification)"이란 발명의 명칭의 계류 중인 출원에 관련된다는 것을 유의하여야 한다. 그 계류 중인 출원의 명세는 여기에서 참조로 사용된다.
도 1은 전형적인 전력 증폭기에 대한 일반적인 무선 주파수 출력 전력 곡선을 도시한 것으로, 또한 증폭기의 동작점과 그것의 동작 효율 사이의 일반적인 관계를 나타내고 있다. 수평축은 입력 신호 RFIN의 RF 전력을 나타내고, 좌측 수직축은 무선 주파수 전력 증폭기에 의해 생성된 출력 신호 RFOUT의 RF 전력을 나타내며, 우측 수직축은 전력 증폭기 동작 효율(ηPAE)을 나타낸다. POUT 수직축 상의 동작점 1(OP1)은 전력 증폭기의 선형 동작을 위해 선택될 수 있는 공칭 동작점을 예시한다.
OP1은 40% 부근의 예시 값을 가질 수 있는 선형 모드 동작에서의 증폭기 동작 효율 η1에 대응한다. EDGE 이동 단말기에서 사용된 8-PSK 기술과 같은 몇몇 변조 표준의 선형성 요구는 OP1이 전력 증폭기 출력에서 스펙트럼 품질을 상당히 저하시킬 있는 정도이다. 이 때문에, 전력 증폭기는 선형 증폭에 더 큰 범위를 제공하 지만 상당히 부족한 효율을 초래하는 동작점 2(OP2)에서 동작하도록 구성될 수 있다. OP2의 예시적인 효율 값은 30%의 범위에 있을 수 있다.
동작점 3(OP3)은 OP1 및 OP2에 비해 상당히 개선된 효율을 제공하지만, RF 출력 전력이 RF 입력 전력에 따라 더 이상 선형으로 변화하지 않는 포화 모드에서 전력 증폭기가 동작할 것을 요구한다. 상술된 바와 같이, 몇가지 신호 변조 방식은 선형 증폭을 필요로 하지 않으므로, OP3에서의 동작은 그러한 신호 변조 방식과 관련하여 아무런 문제를 나타내지 않는다. 그러나, 선형 증폭을 필요로 하는 신호 변조 방식은 포화 모드에서 동작하는 종래의 전력 증폭기를 이용한 증폭을 잘 따르지 않는다.
도 2는 본 발명에 따른 증폭기 회로(10)의 예시적인 도면이다. 증폭기 회로(10)는 전력 증폭기(12) 및 손실 변조기(14)를 포함한다. "손실(lossy)"이라는 용어는 손실 변조기(14)가 동작 중에 전력을 소비하기 때문에 붙여진 것이다. 그러나, 더 일찍 출원되어 계류중인 출원의 손실 변조기와 대조적으로, 본 발명의 손실 변조기(14)는 원하는 진폭 변조 정보의 함수로서 전력 증폭기(12)에 제공된 공급 전류 IPA를 제어한다. 즉, 손실 변조기(14)는 전력 증폭기(12)의 공급 전류에 직접 영향을 준다. 이 동작은 공급 전압 Vdd에 의해 정해진 전압 상한의 한계 내에서 인가된 전압 VPA에 무관하다. 그러므로, 손실 변조기(14)는 제어가능한 전류 소스로서 동작하고, 명확성을 위해, 여기에서는 전류 소스(14)로 칭해진다.
전력 증폭기(12)는 그 자체가 복합 또는 다중-증폭기 배열일 수 있고, 포화 모드 동작을 위해 구성된다. 도시되지 않았지만, 전력 증폭기(12)는 그것의 공급 입력과, 대응하는 전류 소스(14) 사이의 필터링 회로를 포함할 수 있다. 본질적으로, 이 필터링 회로는 그것의 공급 입력 상에 존재하는 임의의 RF 주파수를 억제할 수 있고, 단순히 분로(shunt) 캐패시터 및/또는 RF 초크(choke)를 포함할 수 있다. 전류 소스(14)의 출력 용량은 전력 증폭기(12)의 공급 입력 상의 원하지 않는 RF 주파수를 스스로 효과적으로 억제하여, 보충 필터링의 필요성을 없앨 수 있다는 것을 유의한다.
전력 증폭기(12)는 일정한-엔벨로프 RF 입력 신호 RFIN을 수신하고, 이것을 증폭시켜 송신 신호 RFOUT을 생성한다. 전류 소스(14)는 진폭 정보 신호 AMIN에 따라 전력 증폭기(12)에 전력을 공급하기 위해 사용된 공급 전류를 변조함으로써 원하는 진폭 변조를 그 밖의 일정한-엔벨로프 송신 신호 RFOUT에 제공한다. 진폭 정보 신호 AMIN은 송신 신호 RFOUT에 대한 바람직한 진폭 변조에 대응한다.
일반적으로, 송신 신호 RFOUT은 송신 신호의 동기된 위상과 진폭 변조의 조합에 기초하여 원하는 정보를 전달한다. 그러므로, 입력 신호 RFIN은 일정한-엔벨로프 위상-변조 신호일 수 있는데, 진폭 정보 신호 AMIN은 대응하는 동기된 진폭 변조 신호이다. 그러한 신호를 생성하는 일반적인 방법은 나중에, 이동 단말기와 같은 더 큰 시스템과 관련하여 증폭기 회로(10)가 소개될 때 설명된다.
RF 입력 신호 RFIN이 일정한-엔벨로프 신호이기 때문에, 전력 증폭기(12)는 신호 입력 상에서의 선형 진폭 변이에 응답하도록 요구되지 않는다. 그러나, 전류 소스(14)에 의해 제공된 공급 전류 변조는 포화 모드에서 전력 증폭기(12)를 동작시킴에도 불구하고, 송신 신호 RFOUT 상으로 아주 선형인 엔벨로프 변조를 전해주는 방법을 제공한다. 전류 소스(14)가 공급 전압 VPA에 무관하게 제공하는 공급 전류 IPA를 직접 제어하기 때문에, 전력 증폭기(12)의 ZLOAD로 표시된 출력 부하의 변경은 공급 전류 IPA를 변경시키지 않는다. 그러한 출력 부하의 변경은, 예를 들어 전력 증폭기의 출력에 접속된 안테나(도시되지 않음)로부터의 결합 변경으로부터 비롯될 수 있다.
전력 증폭기(12)의 이러한 방식의 동작은 상당한 이점을 갖는다. 전력 증폭기(12)의 공급 전압 VPA의 제어와 같은 그외의 기술은 소정 유형의 전력 증폭기(12)에 잘 맞을 수 있지만, 그외의 증폭기 유형에 대해서는 비선형 제어를 초래할 수 있다. 한 예로서, 소정 유형의 전계-효과 트랜지스터(FET) 전력 증폭기(12)는 송신 신호 RFOUT의 넓은 출력 전력 범위 또는 진폭 변조 범위에 걸쳐 선형 제어를 알맞게 제공한다. 그러나, 이종 접합 바이폴라 트랜지스터(HBT) 전력 증폭기(12)는 공급 전압 변조 제어 하에서, 특히 송신 신호 RFOUT의 낮은 진폭에서 선형으로 응답하지 않고, 도 3에 도시된 바와 같은 HBT의 고유 오프셋 전압을 보상하기 위해 명시적 DC 오프셋 사전왜곡을 필요로 한다.
도 3은 포화된 증폭기 출력 선형성 관점에서, 공급 전압 변조를 공급 전류 변조와 대조하여 도시한 것이다. 좌측 그래프는 전력 증폭기(12)의 FET 및 HBT 구현의 둘다에 대해, 전력 증폭기(12)의 공급 입력에 인가된 공급 전압 VPA을 제어하는 함수로서 RFOUT의 진폭을 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, FET 구현은 공급 전압의 제어 범위에 걸쳐 상당히 양호한 선형성을 나타내지만, 좀 덜 이상적이다. 그러나, HBT 구현은 낮은 동작 전압에서 사실상 비선형성을 나타낸다.
우측 그래프는 전력 증폭기(12)에 대한 동일한 FET 및 HBT 구현을 도시한 것이지만, 전류 소스(14)를 사용하여 구현될 수 있는 공급 전류 제어의 함수로서 RFOUT 진폭을 나타낸 것이다. 도시된 바와 같이, FET 구현의 선형성은 약간 개선되지만, HBT 구현의 선형성은 극적인 개선을 얻는다.
도 4는 전류 소스(14)의 예시적인 구현의 도면이다. 전류 소스(14)는 제어 증폭기(16), 패스 트랜지스터(18), 및 감지 저항기(20)를 포함한다. 이 구성에서, 전류 소스(14)는 전압-모드 진폭 정보 신호 AMIN에 선형으로 응답하는 폐쇄-루프 제어 회로로서 실현된다. 전류 소스(14)는 진폭 정보 신호 AMIN의 함수로서 전력 증폭기(12)에 제공하는 공급 전류 IPA의 크기를 제어한다.
동작시에, AMIN 신호는, 예를 들어 연산 증폭기일 수 있는 제어 증폭기(16)의 비반전 입력에 인가된 전압-모드 신호로서 생성되거나, 또는 그 전압-모드 신호로 변환된다. 제어 증폭기(16)는 전력 증폭기(12)의 공급 전류 경로로부터 얻은 피드백 신호와 AMIN 신호 사이의 차이에 기초하여 제어 전압을 생성한다. 제어 전압은 패스 트랜지스터(18)를 위한 게이트 바이어스를 설정하고, 그 다음에 이 게이트 바이어스는 전력 증폭기(12)에 제공된 공급 전류 IPA의 크기를 설정한다.
피드백 신호는 이 구현에서, 공급 전류 경로에서 패스 트랜지스터(18)와 직렬로 배치되는 감지 저항기(20) 양단의 전압 강하 함수로서 발생된다. 감지 저항기(20) 양단의 전압 강하는 전력 증폭기(12) 내로의 공급 전류 IPA의 직접 함수이다. 그러므로, AMIN 신호는 AMIN 신호의 신호 변이에 따라 변조되는 공급 전류 IPA를 전력 증폭기(12)에 제공하도록 전류 소스(14)를 제어한다.
감지 저항기(20)는 일반적으로, 실행가능한 피드백 신호 레벨을 여전히 산출하는 최저 가능 저항을 갖도록 선택된다. 감지 저항기(20)에 대해 비교적 작은 저항 값을 선택하는 동기부여는 공급 전류 IPA를 감지함으로써 소모된 전력량을 제한하고자 하는 요구에서 생긴다. 그러나, 실제로, 효율적인 전류 감지에 대한 요구는 제어 증폭기(16)에서 적당한 피드백 신호 레벨을 발생시켜야 할 필요성과 균형을 맞춘다. 피드백 저항기의 예시적인 값은 50 mΩ의 범위에 있지만, 주어진 구현에서 선택된 특정 값은 공급 전류 IPA의 예상 크기 범위, 제어 증폭기(16)의 이득 대 주파수 특성, 및 진폭 정보 신호 AMIN의 예상 대역폭에 의존한다.
제어 증폭기(16)의 이득 특성은, 감지 저항기(20)로부터 얻어진 피드백 신호의 최저 레벨에서도, AMIN 신호의 전체 대역폭에 걸쳐 패스 트랜지스터(18)의 제어 전압을 정확하게 생성할 수 있어야 되기 때문에, 한 요인이 된다. 전류 소스(14)의 주어진 구현에서, 제어 증폭기(16)는 상기 식별된 요인들에 기초하여 선택될 수 있어서, 비용과 성능 사이에서 정보에 근거한 설계가 이루어질 수 있게 한다.
높은 단일(unity) 이득 대역폭을 갖는 고성능 증폭기 장치는 신호 AMIN에 대한 소정의 대역폭 제한 내에서 제어 증폭기(16)로서 사용하기 위해 수용가능한 성능을 제공하는 것일 수 있다. 상술된 바와 같이, 비용 고려사항은 제어 증폭기(16)에 대한 성능 요구사항을 최소화하는 동기를 부여하고, 도 5는 그러한 요구사항을 감소시키는 한가지 방법을 나타내고 있다. 제2 증폭기(17)는 제어 증폭기(16)의 피드백 루프의 추가 이득을 제공한다. 감지 저항기(20) 양단에서 얻어진 차동 신호를 증폭시킴으로써, 증폭기(17)는 제어 증폭기(16)에게 이득 요구사항을 최소화하는 더 큰 제어 신호를 제공한다. 즉, 증폭기(17)에 의해 제공된 피드백 신호 이득은 제어 증폭기(16)의 폐쇄 루프 이득 요구사항을 감소시킨다. 이 방법은 두 증폭기(16 및 17)의 대역폭 요구사항을 감소시킨다.
신호 대역폭 고려사항의 관점에서 설계를 보강하는 것 외에, 도 4 또는 도 5의 전류 소스(14)에 관한 그외의 변동은 필요한 대로 또는 원하는 대로 선택적으로 추가될 수 있는 추가 동작 특징을 포함한다. 도 6은 이들 선택적 특징 중의 몇가지를 도시한 것으로, 다수의 감지 저항기(20A...20C), 대응하는 감지 저항기 선택 스위치(22), 부가적인 선택 신호 로직(24) 및 입력 필터(26)를 포함한다.
상술된 바와 같이, 감지 저항기(20)는 공급 전류 IPA에 비례한 전압 강하의 발생에 기초하여 피드백 신호를 제공한다. 저항을 최소값으로 감소시키는 것은 감지 저항기(20)에서 손실된 전력을 감소시킨다. 그러나, 너무 작은 저항값은 공급 전류 IPA의 낮은 범위에서 바람직하지 않게 낮은 신호 레벨을 생성할 것이다. 이들 상충되는 사안을 만족시키는 한가지 방법은 공급 전류 IPA의 주어진 동작 범위 내에서만, 선택된 값의 감지 저항기(예를 들어, 20A, 20B 또는 20C)를 사용하는 것에 기초하고 있다.
감지 저항기(20A)는 공급 전류 IPA의 낮은 크기에서 양호한 피드백 신호 레벨을 보장하도록 비교적 크게 될 수 있다. 일단 공급 전류 IPA가 제2 크기 범위로 들어가면, 스위치(22)는 감지 저항기(20A)에 비해 값이 더 작게 조정될 수 있는 감지 저항기(20B)로 전환될 수 있다. 마찬가지로, 스위치(22)는 공급 전류 IPA가 제3의, 아마도 최대 범위로 들어가면, 더욱 더 작게 될 수 있는 감지 저항기(20C)를 선택하기 위해 사용될 수 있다. 물론, 임피던스 값의 상대적 사이징을 위한 다양한 방식으로, 더 적거나 더 많은 수의 감지 저항기(20)가 필요에 따라 사용될 수 있다.
외부 선택 신호는 감지 저항기 세트(20) 중의 하나를 공급 전류 경로 내로 선택적으로 접속시키기 위해 스위치(22)를 제어하는데 사용될 수 있다. 그러한 신호는 외부 로직에 의해 생성될 수 있다. 선택 신호를 생성하는 로직은 공지된 송신 전력 범위로 조정될 수 있다. 대안적으로, 전류 소스(14)는 선택 제어 회로 (24)를 포함할 수 있다. 선택 제어 회로(24)는, 예를 들어 제어 증폭기(16)에 의해 발생된 제어 전압에 기초하여 선택 신호를 생성하는 단순한 크기 비교 회로로서 구성될 수 있다. 사실상, 선택 제어 회로(24)는 이후에 공급 전류 IPA의 크기에 기초하여 감지 저항기(20) 중의 적절한 것을 선택하도록 구성될 수 있다. 이 일반적인 방식에 대한 변동은 이용가능한 저항기 결합의 수를 확장하여, 2개 이상의 감지 저항기(20)를 병렬로 결합하는 것을 포함할 수 있다.
입력 필터(26)는, 예를 들어 진폭 정보 신호 AMIN이 디지털 비트 스트림으로 들어오는 경우에 사용될 수 있다. 종종, 소위 델타-시그마(ΔΣ) 변환기는 비례하는 아날로그 신호를 생성하기 위해 평균화될 수 있는 다양한 수의 1들과 0들을 포함하는 높은 비트율 출력 신호를 생성한다. 이 경우에, 입력 필터(26)는, 예를 들어 저항기-캐패시터 네트워크를 사용하여 구현된 저역 통과 필터를 단순히 포함할 수 있다. AMIN 필터링을 필요로 하는 몇몇 구현은 필터(26)를 증폭기 회로(10)로부터, AMIN 생성을 책임지는 집적 회로(도시되지 않음) 내로 옮길 수 있다.
도 7은 도 4 및 도 5에 도시된 제어 회로 구현의 대안을 도시한 일반 도면이다. 전류 소스(14)는 진폭 정보 신호 AMIN에 따라 제어된 전류 미러에 기초하고 있다. 구체적으로, 전류 미러로서 구성된 전류 소스(14)는 AMIN 신호의 변이에 응답하여 공급 전류 IPA를 자신의 출력으로서 제공한다. 이 방법은 감지 저항기(20)를 통한 증폭기 전류 감지의 필요성을 없앤다.
본 분야에서 알 수 있는 바와 같이, 전류 미러 구현에는 많은 변동들이 있다. 도 8은 전류 소스(14)에 대한 예시적인 전류 미러 구현을 도시한 것이다. 이 구현에서, 전류 소스(14)는 트랜지스터(30A 및 30B) 및 제어 전류 소스(32)를 포함한다. 트랜지스터(30A)는 제어 전류 경로를 정하고, 제어 전류의 값은 진폭 정보 신호 AMIN에 따라 제어 전류 소스(32)에 의해 설정된다. 제2 트랜지스터(30B)는 제2 트랜지스터(30B)에 의해 제공된 공급 전류 IPA가 AMIN 신호의 함수로서 변하도록, 제1 트랜지스터(30A)의 베이스/드레인 단자에 결합된 베이스를 갖는다. 본질적으로, AMIN 신호는 제어 전류로서 작용하고, 공급 전류 IPA는 AMIN 신호에 비례하여 생성된다. AMIN 신호는 전류 모드 신호로서 생성되어, 제1 트랜지스터(30A)를 통해 전류를 직접 제어하도록 사용될 수 있다. 이것은 제어 전류 소스(32)의 필요성을 없앨 수 있다.
일반적으로, 제1 및 제2 트랜지스터(30A 및 30B)는 "정합 쌍(matched pair)"으로서 구현된다. 트랜지스터(30A 및 30B)를 정합시키는 한가지 방법은 전형적으로 장치 다이 상에서 서로 가깝게, 동일한 집적 장치 내에 이들을 구현하는 것에 기초하고 있다. 트랜지스터(30A 및 30B)를 공동-배치함으로써, 이들은 밀접한 단자 결합을 갖고, 서로에 대한 반도체 공정 변화를 덜 겪을 것이다. 트랜지스터(30A 및 30B)의 기하학적 배열은 원하는 전류 이득을 달성하기 위해 서로 관련하여 크기조정될 수 있다. 전류 이득은 AMIN 신호에 비례하여 설정되는 제어 전류의 크 기에 대한 공급 전류 IPA의 크기를 설정한다.
도 9는 전류 소스(14)의 전류 미러 구현에 대한 대안적인 예시적 방법을 도시한 것이다. 도시된 회로는 전류 진폭 변조에 유리한 방법을 제공하고, 도 4 및 도 5와 관련하여 설명된 많은 대역폭 고려사항을 최소화한다. 이 구현에서, 전류 소스(14)는 에미터 저하(degeneration) 저항기(36), 콜렉터 저항기(38), 정합 전류 미러 트랜지스터(40A 및 40B), 및 저항기(43)를 통해 트랜지스터(34)의 에미터에 결합된 고정 기준 저항기(42)와 함께 입력 트랜지스터(34)를 포함한다. 도시된 바와 같이, 입력 트랜지스터(34)는 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT)이고, 트랜지스터(40A 및 40B)는 정합된 P채널 전계-효과 트랜지스터(PFET)이지만, 그외의 트랜지스터 장치 유형을 특정 설계 요구에 따라 사용할 수 있다.
동작의 기본원리는 신호 AMIN의 함수로서 변조되는 고정된 기준 저항기(42)를 통하는 전류를 발생시킨 다음에, 그 전류를 전력 증폭기(12) 내로 미러링하는 것이다. 더욱 상세하게, 신호 AMIN은 입력 트랜지스터(34)를 구동시키고, 입력 트랜지스터(34)는 콜렉터 부하 저항기(38)를 통해 AMIN에 비례하는 콜렉터 전류를 약화시킨다. 트랜지스터(34)의 콜렉터 상에 나타난 전압 신호는 정합된 트랜지스터(40A 및 40B)의 게이트를 구동시킨다. 트랜지스터(40A)는 고정된 기준 저항기(42) 내로 전류를 공급하고, 그 저항기 양단의 전압은 트랜지스터(34)의 에미터에 피드백되어, AMIN 신호에 대한 선형 동작을 유지한다. 그러므로, 신호 AMIN에 비례하는 전압이 고정된 기준 저항기(42) 양단에 나타나고, 그 저항기를 통하는 전류는 트랜지스터(40B)에 의해 전력 증폭기(12) 내에 미러링된다.
정합된 트랜지스터(40A 및 40B)의 상대적인 기하학 배열은 고정된 기준 저항기(42)를 통하는 전류와 전력 증폭기(12) 내로의 미러링된 전류(IPA) 사이의 원하는 크기조정을 달성하도록 설정될 수 있다. 전형적으로, 고정된 기준 저항기(42)는 완전 정격 전력(full rated power)에서 전력 증폭기(12)의 공칭 임피던스로 크기조정된 값을 갖는다. 이것은 2 Ω의 공칭 PA 임피던스에 대해, 예를 들어 1 KΩ의 전형값으로 바뀐다.
도 9에 도시된 전류 소스(14)는 진폭 변조 신호 AMIN의 대역폭이 높은 경우에 특히 유리할 수 있다. 예를 들어, AMIN 신호의 진폭 변조 정보는 GSM/EDGE 애플리케이션에 대해 1.25 MHz 내지 1.5 MHz의 범위에 있을 수 있고, 그 밖의 높은 데이터 속도 제3 세대 무선 통신 표준에 대해 유사한 대역폭을 가질 수 있다.
물론, 여러 도면에 도시되고 앞에서 설명된 전류 소스(14)의 전류 미러 구현은 다양한 보상 회로를 포함하도록 확장될 수 있다. 도시되지 않았지만, 전류 미러 온도 보상 기술은 잘 알려져 있으며, 필요하다면, 전류 소스(14) 내에 이용될 수 있다. 또한, 추가 보상이 도시되지는 않았지만, 필요한 경우에 AC 보상과 같은 그 밖의 실제 보상 측정들이 포함될 수 있다.
도 10은 전력 증폭기(12)의 변화하는 유효 DC 저항을 감지하고, 선택적으로 그 유효 DC 저항을 보상하는 전류 소스(14)의 또 다른 예시적인 실시예를 도시한 것이다. 이 실시예에서, 전류 소스(14)는 정합된 트랜지스터(40A 및 40B), 연산 증폭기일 수 있는 증폭기(42), 기준 부하 저항기(44), 및 보상 회로로서 기능할 수 있고 이에 응답하여 검출 회로(48) 및 제어 회로(50)를 포함하도록 구성될 수 있는 검출/제어 회로(46)를 포함한다. 회로(14)는 트랜지스터(40B) 양단의 전압을 감지하기 위해 사용될 수 있는 추가 검출 회로(48)를 더 포함할 수 있다. 또한 도 10에 도시된 것은 정합 네트워크(52) 및 안테나(54)이다.
기능적으로, 전류 소스(14)는 트랜지스터(40A)를 포함하는 제1 전류 미러 레그에서 트랜지스터(40B)를 포함하는 제2 전류 미러 레그로의 (변조된) 기준 전류의 미러링에 기초하여 발생되는 변조된 공급 전류를 전력 증폭기(12)에 제공한다. 동작시에, 증폭기(42)는 사실상, 원하는 진폭 정보 신호 AMIN으로서 발생될 수 있는 VIN 입력 신호로 VIN' 노드를 유지하기 위해 폐쇄 루프 제어 하에서 트랜지스터(40A)의 게이트 구동을 변화시킨다. 그러므로, 전류 iREF는 입력 신호 VIN 및 부하 저항기(44)의 사이즈의 함수이고, 즉 iREF=VIN'/RREF이다. 동일한 게이트 구동 신호가 트랜지스터(40B)에 인가되기 때문에, 그 구동 신호는 트랜지스터(40A)에 대한 트랜지스터(40B)의 기하학적 크기조정에 비례하여 iREF를 미러링할 것이다. 예를 들어, 트랜지스터(40A)가 기하학적 구조 "A"를 갖고, 트랜지스터(40B)가 기하학적 구조 n x A를 가지면, 미러링된 전류는 iPA = n x iREF이다.
그 결과 얻은 출력 전압 VPA는 전력 증폭기(12)로 진행하는 변조된 공급 전 류 iPA와 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항 REFF의 함수이다. REFF의 공칭 값이 RREF/n과 대략 같으면, VPA는 VIN'과 대략 같을 것이다. 즉, 전류 미러의 전압은 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항이 대략 공칭값이면 균형이 잡힐 것이다. 그러나, 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항이 동작 중에 변화하는 한, VPA는 VIN'와 불일치할 것이다. 그 불일치는 트랜지스터(40B)의 동작 전압, 예를 들어 게이트-소스, 게이트-드레인 및 드레인-소스 전압이 트랜지스터(40A)의 동작 전압과 불일치하다는 것을 의미한다. 트랜지스터 동작 전압의 불일치는 회로(14)의 전류 미러링 기능을 손상시키는데, 이것은 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항의 변화에 대하여 iPA가 iREF에 대한 원하는 비례를 대체로 유지하지 않을 것이라는 것을 의미한다.
더욱 구체적으로, iREF는 VPA가 REFF의 공칭값에 대한 Vdd의 주어진 값에 대해 허용가능한 동작 전압 한계 내에 머무르도록 발생된다. REFF의 값이 송신 동작 중에 상당히 증가하면, VPA = iPA x REFF는 Vdd에 의해 부과된 동작 전압 한계에 관해 너무 높게 상승할 수 있고, 전력 증폭기(12)로부터의 결과적인 출력 신호 RFOUT는 클리핑(clipping)될 수 있다. 그러한 클리핑은 바람직하지 않은 신호 왜곡 및 스펙트럼 스플래터(spectral splatter) 수반을 초래한다.
예시 회로(46)는 동작 중의 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항의 변화를 검출하고, 이에 응답하여 제어 신호를 생성하도록 구성된다. 여기에서 보상 또는 조정 신호라고도 칭해지는 제어 신호는 RF 전력 증폭기(12)를 포함하는 송신기의 하나 이상의 동작 파라미터를 조정하도록 동작한다. 도 10은 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항의 검출된 변화에 응답한 임피던스 정합 네트워크(52)의 조정을 도시하고 있지만, 정합 임피던스의 제어 이외에, 또는 그 대안으로서, 기타 파라미터들이 제어될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
회로(46)는 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항이 RREF/n의 공칭값에서 멀어졌다는 것을 나타내는 불일치와 같은 기준 전압 VIN'와 출력 전압 VPA 사이의 불일치인 전류 미러 전압 불균형의 검출에 기초하여 전력 증폭기(12)의 변화하는 유효 DC 저항을 검출하도록 구성될 수 있다.
그러한 검출 방법 이외에, 또는 그 대안으로서, 회로(46)는 Vdd와 VPA 사이의 차이가, IPA의 주어진 값에 대해, 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항의 함수이기 때문에, 트랜지스터(40B) 양단의 전압 차를 모니터하도록 구성될 수 있다. 이 검출 방법은 Vdd에 의해 부과된 클리핑 한계 쪽으로 VPA를 상승시킬 위험이 있는, 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항이 증가하는 점을 검출하는 데에 특히 유리할 수 있다.
어떤 경우든, 임피던스 정합 네트워크(52)를 조정하기 위해 보상 신호를 사용하는 예시된 보상 방법은 이동국에서 특히 유리할 수 있다. 이동국에서, 사용자의 몸 및/또는 그 밖의 부근의 물체에 대한 이동국의 위치가 통화 중에 변함에 따라, 이동국의 송신 안테나의 유효 임피던스가 일반적으로 변화한다. 그러므로, 안 테나의 임피던스 변화 및 그 결과 생긴 불일치가 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항을 공칭값에서 멀어지게 하면, 회로(46)는 ΔV=(VIN'-VPA) 및/또는 ΔV=(Vdd-VPA)로 나타낸 바와 같이, 유효 DC 저항의 결과적으로 생긴 변화를 검출한다.
검출 회로(48)는 검출된 전압 차(들)에 비례하여 검출 신호를 생성하도록 구성될 수 있고, 제어 회로(50)는 이에 응답하여 보상 신호를 생성하도록 구성될 수 있다는 것을 유의한다. 예를 들어, 버스트(burst)-모드 송신 구성에서, 회로(46)는 활성 신호 송신 동안에는 변화를 감지하되, 활성 송신이 없는 시기까지는 보상 조정을 지연하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 회로(46)는 주어진 송신 버스트 동안에 VIN'와 VPA 사이의 전압 불일치를 검출한 다음에, 다음 버스트 이전에 비송신 시간 동안에 보상 신호를 갱신할 수 있다. 그렇게 하면 활성 송신 동안의 보상 변경을 방지한다. 물론, 몇가지 유형의 신호 송신은 라이브 송신 동안에 그러한 변화를 묵인할 수 있고, 여기에서 설명된 지연된 조정 방법은 비제한적인 구현 상세라는 것을 알 수 있을 것이다.
도 11은 회로(46)의 예시적인 구현을 도시한 것으로, 검출 회로(48)는 VIN' 및 VPA 전압 신호에 직접 또는 간접으로 결합될 수 있는 2개의 신호 입력 사이의 차이, 및/또는 트랜지스터(40B) 양단의 전압 차에 비례하는 검출 신호를 생성하도록 구성된 차동 감지 회로를 포함한다. 검출 회로(48)는 진폭 변조 정보 신호 VIN의 진폭 변조 주파수에 대해 검출 대역폭이 그에 따라 구성되는 것을 보장하기 위한 필터와 같은 명시적으로 도시되지 않은 회로 소자를 포함할 수 있다는 것을 유의한다. 검출 응답이 다소 완만해지도록 변조 주파수에 대한 회로(48)의 주파수 응답을 롤오프(roll-off)하는 것이 바람직할 수 있다.
대안적으로, 검출 회로(48)는 ΔV=(VIN'-VPA) 및/또는 ΔV=(Vdd-VPA)와 하나 이상의 정의된 임계값과의 비교에 응답하여 주장(asserted) 또는 주장해제(deasserted) 신호를 생성하는 비교기로서 구성될 수 있다. 그러므로, 회로(46)는 비교 함수에서 사용하기 위한 부가적인 임계값 정보를 수신할 수 있다. (임계값 제한(thresholding qualification)이 또한 비례 검출/제어 동작에서 사용될 수 있다는 것을 유의한다. 예를 들어, 제어 신호 주장은 검출된 전압 차가 정의된 임계값에 일치하거나 초과할 때까지 지연될 수 있다.)
어떤 경우든, 제어 회로(50)는 예정된 사용에 맞는 포맷으로 제어 신호를 생성하도록 구성될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 그 자체로, 제어 신호는 필요에 따라, 아날로그 또는 디지털일 수 있고, 선형 또는 비선형일 수 있다. 예를 들어, 도 11은 송신될 신호의 발생과 관련되는 기저대역 송신 처리기를 제어하기 위해 보상 신호가 사용될 수 있다는 것을 나타낸다. 더욱 구체적으로, 송신 처리기는 클리핑을 방지하도록 전력 증폭기의 변조된 공급 전류를 생성하기 위해 사용되고 있는 진폭 정보 신호의 진폭을 백오프(back-off)(감소)하도록 구성될 수 있다. 이와 관련하여, 검출 회로(48)가 송신 신호 처리기에게, 예를 들어 클리핑을 방지하기 위해 백오프해야 할 때를 알려주는 지시기로서, 검출 신호를 송신 신호 처리기에 제공하도록, 제어 회로(50)는 실제로 송신 신호 처리기의 부분을 포함할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
다시 도 10으로 돌아가면, 임피던스 정합 회로(52)는 하나 이상의 선택적으로 결합된 리액티브(reactive) 장치, 예를 들어 캐패시터, 인덕터 등을 포함할 수 있는데, 이들은 임피던스 정합 제어를 실행하기 위해 정합 회로(52)의 안과 밖으로 스위칭된다. 그와 관련하여, 보상 신호는 하나, 둘, 또는 다수의 스위치 제어 신호로서 생성될 수 있다. 대안적으로, 임피던스 정합 회로(52)는 하나 이상의 가변 소자, 예를 들어 버랙터(varactor)를 포함할 수 있는데, 그 경우에 보상 신호는 비례하는 아날로그 제어 신호로서 생성될 수 있다.
다른 대안으로서, 도 12는 전력 증폭기(56)의 유효 DC 저항의 변화 검출에 응답하여 전력 증폭기(56)의 바이어스를 변경하기 위해 사용되는 보상 신호를 회로(46)가 생성하는 제어 구성을 도시한 것이다. 또한, 전력 증폭기(56)는 이전에 도시된 전력 증폭기(12)와 동일할 수 있고, 주로 바이어스 제어 입력을 강조하기 위해 상이한 참조 번호가 사용된다는 것을 이해해야 한다.
마찬가지로, 도 13은 또 다른 예시적인 보상 구성을 도시한 것으로, 전력 증폭기(58)는 회로(46)의 검출 동작에 응답하여 구동되는 명시된 "사이즈" 제어 입력을 포함한다. 본 분야에 숙련된 기술자들은 전력 증폭기(58)가 총괄하여 전력 증폭기로서 기능하는 다수의 선택적으로 인에이블된 병렬 트랜지스터 소자를 포함할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 어느 한 시기에 활성화되는 그러한 소자들의 수의 변경은 전력 증폭기(58)의 유효 "사이즈" 및 유효 DC 저항을 변경한다.
그러므로, 회로(46)는 조정 신호, 예를 들어 멀티-비트 이진 신호, 또는 비례 아날로그 신호를 생성하도록 구성될 수 있는데, 이들 신호의 값의 변경은 전력 증폭기(12)의 유효 사이즈를 변경시킨다. 그러므로, 예를 들어, 회로(46)는 VPA가 VIN'에 대해 상승하고 있다는 것을 검출하면, 전력 증폭기(58)의 유효 사이즈를 증가시키기 위해 더 많은 트랜지스터 소자를 턴온할 수 있고, 그로 인해 유효 DC 저항이 다시 공칭 값으로 내려가게 할 수 있다. 물론, VPA가 VIN'에 대해 떨어지기 시작했으면, 회로(46)는 유효 DC 저항을 다시 공칭값으로 상승시키기 위해 소정 수의 트랜지스터 소자를 턴오프할 수 있다.
기준 부하와 PA 부하 사이의 전류 미러링 회로의 한가지 확장은 도 14에서 구현된다. 대체로, 도 14에 도시된 회로는 PA DC 저항의 변화를 검출하고 그 변화를 보상하는 방법을 지원하는데, RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화 검출은 전류 미러 회로(14)의 기준 레그 내의 제1 패스 트랜지스터(트랜지스터(40A)) 양단의 제1 전압 강하를, 전류 미러 회로(14)의 출력 레그 내의 제2 패스 트랜지스터(트랜지스터(40B)) 양단의 제2 전압 강하와 비교하는 것을 포함한다. 한 관점에서 보면, 도시된 회로는 변화를 검출하는 함수로서 전류 미러의 크기조정 비를 다르게 함으로써 전력 증폭기(12)의 유효 DC 저항의 변화를 보상한다.
이 구성에서, 제1 패스 트랜지스터(40A)는 기준 부하 내로의 기준 전류를 조절하고, 제2 패스 트랜지스터(40B)는 RF 전력 증폭기(12) 내로의 출력 공급 전류를 조절하는데, 공급 전류는 상기 기준 전류의 미러링된 버전이다. 이 회로에서, 검 출 기능에 응답하는 송신기 동작의 보상은 제2 전압 강하가 제1 전압 강하와 거의 동일하게 유지되도록 폐쇄 루프 제어 하에서 제2 패스 트랜지스터(40B)로의 구동 신호를 변화시키는 것을 포함한다.
더욱 상세하게, 이 폐쇄 루프 예는 기준 저항기(44) RREF를 통해 흐르는 전류를 로킹(locking)하는, "기준단"으로 칭해지는 제1단으로부터, PA(12)의 부하 저항 RPA을 통하는 기준 전류를 공칭 인자 n에 의해 증가시키는, "PA단"으로 칭해지는 제2단으로 전류를 미러링한다. 기준 조정 트랜지스터(40A) 양단의 전압 강하, 예를 들어 40A가 FET인 경우의 드레인-소스 강하는 감지되어 증폭기(60)에 의해 인자 AVREF에 의해 증폭되고, 이와 유사하게 감지되어 증폭기(62)에 의해 인자 AVPA에 의해 증폭되는 PA의 조절 트랜지스터(40B) 양단의 대응하는 전압 강하에 비교된다. 그 다음, 각 브랜치의 공급 전압 상위 레일(rail)에 대한 상대 순시 헤드룸(headroom)을 나타내는 이들 감지되어 증폭된 전압은 증폭기(64)에서 비교되고, PA(12)로의 전류를 조절하는 트랜지스터(40B)의 게이트를 구동시킴으로써 루프를 로킹하기 위해 사용된다.
그 다음, 도 10과 관련하여, 증폭기(60 및 62)는 검출 회로(48)로서 기능한다는 것을 알 수 있다. 그와 동일한 상황에서, 증폭기(64)는 제어 회로(50)로서 기능하는데, 2개의 감지된 전압 강하들 사이의 차로서 증폭기(64)에 의해 발생된 에러 신호는 트랜지스터(40B)에 대한 게이트 구동 신호로서 작용한다.
이 구성은 RPA = RREF/n의 경우에 공칭 인자 n에 의해 RREF를 PA DC 저항 RPA로 되게 함으로써 IREF 전류의 폐쇄 루프 미러링을 가능하게 한다. PA DC 저항이 RF 안테나 임피던스 불일치로 인해 변할 때, 도시된 회로는 헤드룸이 유지되어 기준 트랜지스터(40A)에 로킹되도록 트랜지스터(40B)의 게이트 또는 구동 전압을 자동으로 조정한다. PA DC 저항이 RREF/n에서 벗어날 때, PA 조절기 트랜지스터(40B)를 통하는 전류는 VBATT - VPA = VBATT - VREF가 되도록, 또는 이를테면
VREF = VPA, 및 IPA = VPA/RPA = IREF x (RREF/RPA)
가 되도록 조정한다.
그로 인해, PA DC 전류 IPA는 기준 저항(고정되어 있고 알려져 있음) 대 PA DC 저항(가변적이고 알려져 있지 않음)의 비에 비례하는 기준 전류 IREF의 크기조정된 버전이다. PA DC 저항 RPA의 값에 상관없이, 여전히 PA의 DC 전류를 변조시키면서, PA 조절기의 헤드룸 및 선형성이 유지된다. PA DC 전류가 안테나 임피던스의 변화에 응답하여 증가하거나 감소할 때, 불일치된 안테나로부터의 앞으로의 이용가능 전력은 변화하겠지만, 최대 PA DC 저항은 억지로 헤드룸 클리핑 왜곡을 시킬 수 없게 된다.
그러므로, 이 실시예는 그 밖에 헤드룸을 저하시키고 PA로의 조절된 전류의 비선형 클리핑 왜곡을 초래할 수 있는 변이를 극복하기 위해 폐쇄 루프 내의 배율(scale factor)을 동적으로 조정함으로써 공지된 기준 전류가 미러링될 수 있게 한다. 이 폐쇄 루프 연속 아날로그 헤드룸 미러링은 헤드룸-클리핑 왜곡을 받지 않 고 PA의 공급 전류에 대한 기준 전류의 미러링의 한 실시예이다. 이 실시예의 유사한 변이는 피드백 단 NFBPA 및 NFBREF가 PA 바이어스, 물리적 사이즈 및/또는 상술된 출력 정합의 조정과 유사하게 헤드룸 저하의 공지된 검출에 응답하여 이산적인 단계에서 조정될 수 있도록, 이산적인 방식으로 구현될 수 있다. (각각의 그러한 피드백 단은 도시된 바와 같이 수동 저항기/캐패시터 네트워크를 통해 이득 제어를 제공할 수 있지만 본 분야에 숙련된 기술자들은 가까운 장래의 특정 설계 요구에 의존하여, 그 밖의 피드백 네트워크 구성이 사용될 수 있다는 것을 유의한다.)
상기 실시예를 염두에 두고, 도 15는 무선 통신을 지원하는 예시적인 이동 네트워크를 도시한 것이다. 이동 네트워크는 일반적으로 참조번호(70)으로 표시되고, 관련 수신/송신 안테나(74), 기지국(72)을 하나 이상의 외부 네트워크(78)와 인터페이스시키는 하나 이상의 이동 스위칭 센터(MSC)(76), 및 다수의 이동 단말기(100)와 함께 하나 이상의 기지국(72)을 포함한다. 이동 단말기(100) 및, 몇몇 구현에서의 기지국(72)은, 임의의 몇몇 실시예에서 도 2에 소개된 증폭기 회로(10)를 유리하게 내장할 수 있다.
이동 단말기(100)와 기지국(72) 사이의 무선 신호처리는 이동 단말기 사용자와 외부 네트워크(78)의 사용자 사이의 통신뿐만 아니라, 그 밖의 이동 단말기 사용자와의 통신을 지원한다. 각각의 기지국(72)은 관련 안테나(들)(74)의 커버리지 영역 내에서 이동 단말기(100)를 위한 통신 및 제어 트래픽을 지원한다. 그 다음, MSC(76)는 여러 기지국(72)과 외부 네트워크(78) 사이의 통신 트래픽을 인터페이스 할 뿐만 아니라, 각 기지국(72)의 기능을 조정하고 제어한다. 외부 네트워크(78)는 일반 전화 교환망(PSTN), 인터넷 및 다양한 종합 정보 통신망(ISDN)을 포함할 수 있는데, 이것에 제한되지는 않는다.
도 16은 이동 네트워크(70)에서 사용된 이동 단말기(100)의 예시적인 구현의 도면이다. 이동 단말기(100)는 시스템 제어기(102), 메모리(104), 주파수 신디사이저(106), 송신기(110), 수신기(120), 사용자 인터페이스(130) 및 안테나 조립체(140)를 포함한다.
동작시에, 이동 단말기(100)는 이동 단말기와 그 이동 단말기를 지원하는 기지국(72) 사이의 무선 주파수 신호처리를 통해 정보를 송수신한다. 시스템 제어기(102)는 전형적으로, 사용자 인터페이스(130)를 관리하고 이동 단말기(100)의 전체 제어를 제공하는 하나 이상의 마이크로제어기(MCU)로서 구현된다. 메모리(104)는 일반적으로 응용 소프트웨어, 동작시에 사용된 상수의 디폴트 값, 및 데이터 작업 공간을 포함한다.
사용자는 사용자 인터페이스(130)를 통해 이동 단말기(100)와 상호작용한다. 마이크로폰(131)은 사용자 음성 신호를 대응하는 아날로그 신호로 변환하고, 이 대응하는 아날로그 신호는 후속 변환, 프로세싱, 및 안테나 조립체(140)를 통한 기지국(72)으로의 송신을 위해 송신기(110)에 제공된다. 수신기(120)는 기지국(72)으로부터 신호를 수신하고, 수신된 오디오 정보, 예를 들어 원격 사용자로부터의 음성을 추출하며, 사용자 인터페이스(130) 내에 포함된 스피커(132)를 구동하기 위해 최종적인 오디오 신호를 제공한다. 사용자 인터페이스(130)는 사용자에게 시각 정 보를 제공하는 표시장치(134), 및 사용자로부터 입력된 커맨드 및 데이터를 받아들이는 키패드(136)를 더 포함한다. 사용자 인터페이스(130)는 표시장치(134) 및 키패드(136)를 시스템 제어기(102)에 인터페이스시키는 I/O 인터페이스(138)를 포함할 수 있다. 요컨대, 사용자 인터페이스(130)는 사용자가 음성 및 기타 오디오 정보를 송수신할 수 있게 하고, 번호를 다이얼링할 수 있게 하며, 필요시에 기타 데이터를 입력할 수 있게 한다.
수신기(120)는 수신기/증폭기(122), 디코딩/데이터 복구 모듈(124), 및 디지털-아날로그 변환기(DAC)(126)를 포함한다. 동작시에, 신호는 수신된 신호와 송신된 신호 사이에 신호 분리를 제공하는 결합 회로(142)를 갖고 있는 안테나 조립체(140)를 통해 수신된다. 몇몇 구현에서, 결합 회로(142)는 송신기(110) 또는 수신기(120)를 안테나(144)에 선택적으로 접속시키기 위한 수신/송신 스위치를 포함한다. 그외의 경우에, 결합 회로(142)는 동시 수신 및 송신 동작 동안에 신호 분리를 제공하기 위한 듀플렉서(duplexer) 또는 기타 필터 소자를 포함한다.
수신된 신호는 수신된 신호의 조절, 필터링 및 다운 컨버전을 제공하는 수신기/증폭기(122)로 보내진다. 디지털 구현에서, 수신기/증폭기(122)는 들어오는 수신 신호에 대응하는 연속 디지털 값을 디코딩/데이터 회복 모듈(124)에 제공하기 위해 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 사용할 수 있다. 디코딩/데이터 회복 모듈(124)은 수신된 신호 내에 인코딩된 오디오 정보를 회복하고, 수신된 오디오 정보에 대응하는 디지털 값을 DAC(126)에 제공한다. 그 다음에, DAC(126)는 스피커(132)를 구동시키기에 적합한 아날로그 출력 신호를 제공한다.
송신기(110)는 본 발명에 따라 구성되고, 아날로그-디지털 변환기(ADC)(112), 기저대역 처리기(114), 변조기(116) 및 상술된 증폭기 회로(10)를 포함한다. 동작시에, ADC(112)는 마이크로폰(131)으로부터의 아날로그 음성 신호를 대응하는 디지털 값으로 변환시킨다. 기저대역 처리기(114)는 이들 디지털 값을 처리하고 인코딩하여, 에러 정정 인코딩, 및 변조기(116)에 적합한 포맷으로의 변환을 제공한다. 기저대역 처리기(114)는 시스템 제어기(102)로부터 송신을 위한 추가 데이터를 수신할 수 있다.
이동 단말기(100)에 의해 사용된 무선 인터페이스 표준에 의존하여, 변조 방식은 안테나(144)에 의해 방출된, 앞에서 RFOUT로 표시된 송신 신호의 진폭 및 위상 변조를 필요로 할 수 있다. 기저대역 처리기(114)는 전형적으로 원하는 송신 정보를 일련의 송신 기호로서 인코딩하는데, 각각의 기호는 위상 값과 진폭 값의 유일한 쌍을 갖는다. 기저대역 처리기(114)는 위상 및 진폭 정보를 분리된 신호로 분할할 수 있다. 그러므로, 상술된 진폭 정보 신호 AMIN과 동시에, φIN으로 나타낸 위상 정보 신호를 생성할 수 있다.
변조기(116)는 반송파 주파수 신호를 변조하기 위해 위상 정보 신호 φIN을 사용하므로, 원하는 위상 변조 정보를 갖는 반송파 주파수 신호를 생성한다. 이 변조된 반송파 주파수 신호는 증폭기 회로(10)로의 RF 입력 신호 RFIN으로서 작용할 수 있다. 주파수 신디사이저(106)는 변조기(116)로의 입력을 위한 기준 또는 반송파 주파수 신호를 생성하기 위해 사용될 수 있다는 것을 유의한다.
그러므로, 이 예시적인 구성에서, 증폭기 회로(10)는 변조기(116)로부터 RFIN 신호를 수신하고, 기저대역 처리기(114)로부터 진폭 정보 신호 AMIN(여기에서 VIN이라고도 함)을 수신한다. 증폭기 회로(10)는 상술된 실시예들 중의 어느 한 실시예에 따라, 또는 그것의 임의의 변형에 따라 구성될 수 있다. 송신기(110)는 증폭기 회로(10) 내에 포함된 전류 소스(14)로 이용가능한 전력 증폭기 공급 전류 변조 기술을 사용하여, 안테나(144)를 통해 이동 단말기(100)에 의해 방출되는 송신 신호(RFOUT)에 매우 선형인 진폭 변조를 줄 수 있다.
또한, 송신기(110)와 안테나(144) 사이에 정합 네트워크가 결합될 수 있고, 이것은 도 10의 설명에 따라 조정가능하게 될 수 있다는 것을 유의한다. 물론, 정합 네트워크 조정, 및/또는 PA 바이어스 또는 사이즈 조정은 구현될 수 없다. 예를 들어, 하나 이상의 양호한 실시예에서, 도 14의 폐쇄 루프 전류 미러링은, 클리핑이 방지되고, 매우 선형인 진폭 변조가 안테나 임피던스의 변화시에 유지되도록, 증폭기 회로(10)에서 구현된다.
물론, 본 발명은 본 발명의 범위 및 본질적인 특징을 벗어나지 않고서 여기에서 설명된 것 이외의 특정 방식으로 실행될 수 있다. 실제로, 본 발명은 송신기 구성의 변경으로 생긴 송신 신호 내의 위상 천이 변경을 충분히 방지하는 일반화된 방식을 제시한다. 이들 구성 변경은 상이한 송신 신호 전력 범위에서 동작해야 할 필요성, 또는 송신 신호 생성에서 다른 유형의 변경을 해야 할 필요성으로부터 생길 수 있다. 그러므로, 본 실시예는 모든 면에서 예시적인 것으로 해석되어야 하 고 제한적인 것으로 해석되어서는 안되며, 첨부된 청구범위의 의미 및 등가물에 속하는 모든 변경은 여기에 포함된다.

Claims (39)

  1. 변조된 공급 전류가 제공되는 RF 전력 증폭기를 포함하는 송신기의 동작을 보상하는 방법에 있어서,
    상기 변조된 공급 전류를 얻기 위해, 진폭 정보 신호에 응답한 기준 부하 내로의 기준 전류의 변조 및 전류 미러 회로를 통한 상기 기준 전류의 미러링(mirroring)에 기초하여, 상기 기준 전류의 크기조정된 버전(scaled version)으로서 상기 변조된 공급 전류를 생성하는 단계 - 상기 기준 부하는 상기 RF 전력 증폭기의 공칭(nominal) DC 저항에 대응함 -;
    전류 미러 회로 전압을 검출하는 단계에 의해 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화를 검출하는 단계; 및
    상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계
    를 포함하고,
    전류 미러 회로 전압을 검출하는 단계는, 상기 전류 미러 회로의 기준 레그(leg) 내의 제1 패스 트랜지스터 양단의 제1 전압 강하를, 상기 전류 미러 회로의 출력 레그 내의 제2 패스 트랜지스터 양단의 제2 전압 강하와 비교함으로써 상기 전류 미러 회로 내의 전압 불균형을 검출하는 단계를 포함하고, 상기 제1 패스 트랜지스터는 상기 기준 부하 내로의 상기 기준 전류를 조절하며, 상기 제2 패스 트랜지스터는 상기 RF 전력 증폭기 내로의 상기 변조된 공급 전류를 조절하는 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전압 불균형이 정의된 임계값에 도달할 때까지 송신기 동작의 보상을 지연하는 단계를 더 포함하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    전류 미러 회로 전압을 검출하는 단계는 상기 RF 전력 증폭기의 동작 전압이 공급 전압 한계에 가까워지고 있다는 것을 검출하는 단계를 포함하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 RF 전력 증폭기의 동작 전압이 공급 전압 한계에 가까워지고 있다는 것을 검출하는 단계는 상기 전류 미러 회로의 출력 레그 내의 패스 트랜지스터 양단의 전압 강하를 감지하는 단계를 포함하고, 상기 패스 트랜지스터는 상기 RF 전력 증폭기 내로의 변조된 공급 전류를 조절하는 방법.
  6. 삭제
  7. 제1항에 있어서,
    상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계는 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항을 그것의 공칭 값 쪽으로 되돌려 이동시키기 위해 상기 송신기의 하나 이상의 동작 파라미터들을 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계는 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화를 보상하기 위해 상기 RF 전력 증폭기를 송신 안테나에 결합하는 임피던스 정합 회로를 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계는 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화를 보상하기 위해 상기 RF 전력 증폭기의 유효 장치 사이즈를 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계는 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화를 보상하기 위해 상기 RF 전력 증폭기의 동작 바이어스를 변경하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 삭제
  12. 제1항에 있어서,
    상기 검출에 응답하여 송신기 동작을 보상하는 단계는 상기 제2 전압 강하가 상기 제1 전압 강하와 거의 동일하게 유지되도록 폐쇄 루프 제어 하에서 상기 제2 패스 트랜지스터로의 구동 신호를 변화시키는 단계를 포함하는 방법.
  13. 송신기 내의 RF 전력 증폭기와 함께 사용하기 위한 전류 변조 회로에 있어서,
    진폭 정보 신호에 응답하여 변조되는 기준 전류의 미러링에 기초하여 상기 RF 전력 증폭기에 변조된 공급 전류를 제공하도록 구성된 전류 미러 회로;
    상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화 검출에 응답하여 검출 신호를 생성하도록 구성된 검출 회로 - 상기 검출 회로는 상기 전류 미러 회로의 기준 레그 내의 제1 패스 트랜지스터 양단의 제1 전압 강하를, 상기 전류 미러 회로의 출력 레그 내의 제2 패스 트랜지스터 양단의 제2 전압 강하와 비교함으로써 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화를 검출하도록 구성되고, 상기 제1 패스 트랜지스터는 기준 부하 내로의 상기 기준 전류를 조절하며, 상기 제2 패스 트랜지스터는 상기 RF 전력 증폭기 내로의 변조된 공급 전류를 조절함 - ; 및
    상기 검출 신호에 응답하여 상기 송신기를 보상하도록 구성된 제어 회로
    를 포함하는 전류 변조 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 검출 신호에 의해 표시된 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 증가에 응답하여 상기 진폭 정보 신호를 감소시키도록 구성된 기저대역 송신 신호 생성기의 부분을 포함하는 전류 변조 회로.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 검출 신호가 임계값에 도달할 때까지 상기 제어 회로가 상기 진폭 정보 신호를 감소시키지 않도록, 상기 검출 신호가 임계값에 의해 제한되는(qualified) 전류 변조 회로.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 검출 신호는 차 신호를 임계값과 비교함으로써 검출 신호를 생성하도록 구성되고, 상기 차 신호는 상기 기준 전류로부터 발생하는 기준 전압과 상기 변조된 공급 전류로부터 발생하는 출력 전압 사이의 차에 기초하여 생성되는 전류 변조 회로.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 검출 회로는 상기 기준 전류 및 기준 부하에 의존하는 기준 전압과, 상기 변조된 공급 전류 및 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항에 의존하는 출력 전압 사이의 차에 기초하여 검출 신호를 생성하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제어 회로는 정합 임피던스 값이 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화들의 함수로서 변경되도록, 안테나에 상기 RF 전력 증폭기를 결합하는 임피던스 정합 회로를 변경시키게 동작하는 보상 신호를 생성하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 RF 전력 증폭기의 유효 장치 사이즈가 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화들의 함수로서 변경되도록, 상기 RF 전력 증폭기의 유효 장치 사이즈를 변경시키게 동작하는 보상 신호를 생성하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 제어 회로는 동작 바이어스가 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 검출된 변화들의 함수로서 변경되도록, 상기 RF 전력 증폭기의 동작 바이어스를 변경시키게 동작하는 보상 신호를 생성하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  21. 제13항에 있어서,
    상기 검출 회로는 상기 전류 미러 회로의 출력 레그 내의 전류 미러링 트랜 지스터 양단의 전압 차의 모니터링에 기초하여 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 변화를 검출하도록 구성되고, 상기 전압 차의 최소값은 상기 RF 전력 증폭기의 유효 DC 저항의 증가에 따라 감소하는 전류 변조 회로.
  22. 제13항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 검출 신호가 정의된 임계값에 도달할 때까지 상기 송신기의 보상을 지연하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  23. 제13항에 있어서,
    상기 제어 회로는 활성(active) 송신 시간 동안에 생성된 검출 신호를 모니터링하고, 후속 비활성(inactive) 송신 시간 동안에 상기 송신기의 보상을 갱신하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  24. 삭제
  25. 제13항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 제2 전압 강하가 상기 제1 전압 강하와 거의 동일하게 유지되도록 폐쇄 루프 제어 하에서 상기 제2 패스 트랜지스터로의 구동 신호를 변화시킴으로써 상기 검출 신호에 응답하여 상기 송신기를 보상하도록 구성되는 전류 변조 회로.
  26. 삭제
  27. 삭제
  28. 삭제
  29. 삭제
  30. 삭제
  31. 삭제
  32. 삭제
  33. 삭제
  34. 삭제
  35. 삭제
  36. 삭제
  37. 삭제
  38. 삭제
  39. 삭제
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