BRPI0513270B1

BRPI0513270B1 - Método de compensação de operação de um transmissor que inclui um amplificador de potência de rf, e, circuito de modulação de corrente para uso com um amplificador de potência de rf

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Publication number: BRPI0513270B1
Authority: BR
Publication date: 2018-10-02

Description

(54) Título: MÉTODO DE COMPENSAÇÃO DE OPERAÇÃO DE UM TRANSMISSOR QUE INCLUI UM

AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA DE RF, E, CIRCUITO DE MODULAÇÃO DE CORRENTE PARA USO COM UM AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA DE RF (73) Titular: ERICSSON INC, Companhia Norte Americana. Endereço: 7001 Development Drive, Morrisville, Carolina do Norte 27560, ESTADOS UNIDOS DA AMÉRICA(US) (72) Inventor: DAVID R. PEHLKE; ARISTOTELE HADJICHRISTOS

Prazo de Validade: 10 (dez) anos contados a partir de 02/10/2018, observadas as condições legais

Expedida em: 02/10/2018

Assinado digitalmente por:

Liane Elizabeth Caldeira Lage

Diretora de Patentes, Programas de Computador e Topografias de Circuitos Integrados

1/28 “MÉTODO DE COMPENSAÇÃO DE OPERAÇÃO DE UM TRANSMISSOR QUE INCLUI UM AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA DE RF, E, CIRCUITO DE MODULAÇÃO DE CORRENTE PARA USO COM UM AMPLIFICADOR DE POTÊNCIA DE RF”

PEDIDOS RELACIONADOS [0001] O presente pedido é uma continuação em parte do pedido de Patente US No. 09/813.593, que foi depositado em 21 de março de 2001, e intitulado “System and Method for Current-Mode Amplitude Modulation”. Aquele pedido prioritário, que é copendente e comumente designado com o presente pedido, é incorporado aqui por referência em sua totalidade.

FUNDAMENTOS DA INVENÇÃO [0002] A presente invenção geralmente refere-se a amplificadores de potência de RF e, em particular, refere-se a eficiente amplificação de sinal de RF linear.

[0003] Vários padrões existentes de comunicação sem fio ou estão em uso, ou estão planejados para entrar em uso no futuro próximo. Os padrões correntes que gozam de graus variáveis de desenvolvimento globalmente incluem os padrões TIA/EIA-136 e o Sistema Global para Comunicações Móveis (GSM) que representam propostas competentes para prover serviços de comunicação sem fio e de dados. Os padrões TIA/EIA-136 e GSM empregam técnicas de Acesso Múltiplo por Divisão de Tempo (TDMA). Outros padrões desenvolvidos, baseados em técnicas de Acesso Múltiplo por Divisão de Código, incluem o padrão IS-95. Padrões mais novos, incluindo aqueles ainda em desenvolvimento, ou que gozam de disponibilização controlada inicial, incluem os assim chamados padrões de terceira geração (3G). Os padrões de 3G incluem o “North American CDMA-based on IS2000”, e principalmente os padrões Europeu de Banda Larga CDMA (WCDMA). Os padrões “Enhanced Data Rates para ‘Global Evolution (EDGE)’ provêm um trajeto de migração para redes de TDMA e GSM em direção aos serviços de 3G.

[0004] Diferentes propostas para transmitir modulação de sinal existem entre os vários padrões, mas cada padrão tipicamente tem especificações com respeito à fidelidade de sinal de transmissão. As exigências espectrais, tais como pureza

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2/28 espectral ou potência de canal adjacente, impõem certas exigências de desempenho aos transmissores de RF usados dentro de sistemas baseados nestes padrões. Em alguns casos, as exigências espectrais impostas por certos destes padrões são bastante rigorosas. Por exemplo, as extensões EDGE para padrões GSM e TDMA afastam-se do ‘Gaussian Minimum Shift Keying’ a favor da modulação 8-PSK, que tem significante profundidade de modulação de amplitude bem como suaves exigências de pureza espectral. Tais exigências colocam significantes demandas de linearidade sobre os transmissores associados.

BREVE SUMÁRIO DA INVENÇÃO [0005] A presente invenção inclui um sistema e método para a eficiente amplificação de sinal de RF linear. Um amplificador de potência polarização para operação de modo saturado é acionado por uma fonte de corrente controlável. A modulação de amplitude do sinal de saída a partir do amplificador de potência é baseada no controle de sua corrente de suprimento em proporção a um sinal de modulação de envolvente. Desta maneira, o amplificador de potência pode ser configurado para operação eficiente em um modo saturado, enquanto que ainda é usado para gerar um sinal de transmissão com modulação de envolvente altamente linear. A modulação de corrente de suprimento provê boa linearidade de controle através de uma ampla faixa de correntes de operação de amplificador de potência, e pode ser particularmente vantajosa para certos tipos de dispositivos de amplificador de potência, tais como amplificadores de potência de transistor bipolar de heterojunção (HBT).

[0006] Uma proposta para geração de sinal de transmissão de RF envolve a geração de fase de banda de base e sinais de informação de amplitude, separados. O sinal de informação de fase de envolvente, constante, pode então ser usado para gerar um sinal de saída modulado em fase, o qual é então amplificado pelo HBT PA. Em conjunção, o sinal de informação de amplitude é usado para acionar um modulador com perdas que modula a corrente de suprimento do HBT PA em resposta à desejada informação de amplitude. Esta ação modula o envoltório da saída de sinal de transmissão pelo HBT PA como uma função da desejada

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3/28 informação de amplitude.

[0007] O modulador pode compreender uma fonte de corrente configurada como um circuito de espelho de corrente que gera uma corrente de referência em uma primeira perna do espelho que é modulada sob controle de malha fechada em resposta a um sinal de informação de amplitude de entrada, e gera uma corrente de suprimento de amplitude modulada em uma segunda perna do espelho. Isto é, a corrente de suprimento de amplitude modulada é gerada como uma versão escalonada da corrente de referência modulada. Geralmente, o espelho de corrente é configurado com uma carga de referência que é dimensionada em relação à nominal, resistência CC efetiva do amplificador de potência de modo que a tensão na primeira perna case com a tensão na segunda perna. Todavia, a resistência CC efetiva do amplificador de potência pode se alterar durante a operação, conduzido a desequilíbrios de tensão no espelho de corrente, e potencialmente conduzido ao recorte/distorção de sinal.

[0008] Como tal, uma forma de concretização da presente invenção compreende um método de compensação de operação de um transmissor que inclui um amplificador de potência de RF sendo provida uma corrente de suprimento modulada. Aqui, o método compreende detectar uma alteração em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF, e compensar a operação de transmissor em resposta à referida detecção. Detectar uma alteração em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF pode compreender detectar que uma tensão de operação do amplificador de potência de RF está se aproximando de um limite de tensão de suprimento, ou pode compreender detectar desequilíbrios de tensão entre as pernas de espelho de corrente.

[0009] Compensar alterações detectadas na resistência CC efetiva do amplificador de potência compreende, por exemplo, fazer uma alteração de controle para reduzir a resistência CC efetiva do amplificador de potência em resposta a detectar aquela que se elevou. Tal controle de compensação pode compreender, dentre outras coisas, alterar a polarização do amplificador de potência, alterar a efetiva dimensão de dispositivo do amplificador de potência, alterar um casamento

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4/28 de impedância do amplificador de potência, ou espera a potência de uma ou ambas da entrada de RF para o amplificador de potência e da corrente de suprimento de amplitude modulada acionando o amplificador.

[0010] Desta maneira, um circuito de modulação de corrente exemplificativo para uso com um amplificador de potência de RF em um transmissor compreende um circuito de espelho de corrente configurado para prover uma corrente de suprimento de amplitude modulada para o amplificador de potência de RF com base em espelhamento de uma corrente de referência que é modulada em resposta a um sinal de informação de amplitude, um circuito de detecção configurado para gerar um sinal de detecção em resposta à detecção de alterações em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF, e um circuito de controle configurado para compensar o transmissor em resposta ao sinal de detecção. O circuito de controle pode ser configurado para gerar um sinal de compensação analógico ou digital, quando necessário, e, como explicado acima, pode ser configurado para acionar lógica de geração de sinal de transmissão, circuitos de casamento de impedância, polarização de amplificador e/ou controle de dimensionamento, etc. [0011] Em uma outra forma de concretização exemplificativa, um circuito de amplificador efetua modulação de amplitude do amplificador de potência de RF usando uma fonte de corrente baseada em espelho de corrente que provê amplitude corrente de suprimento de amplitude modulada para o amplificador de potência. Em tais formas de concretização, detectar uma alteração em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF pode compreender comparar uma primeira queda de tensão através de um primeiro transistor de passagem em uma perna de referência do circuito de espelho de corrente com uma segunda queda de tensão através de um segundo transistor de passagem em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente, em que referido primeiro transistor de passagem regula uma corrente de referência em uma carga de referência, e em que referido segundo transistor de passagem regula uma corrente de suprimento para amplificador de potência de RF, referida corrente de suprimento sendo uma versão espelhada da referida corrente de referência. Neste contexto, compensar a operação de

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5/28 transmissor em resposta à referida detecção pode variar um sinal de acionamento para o segundo transistor de passagem sob controle de malha fechada de modo que a segunda queda de tensão seja mantida substancialmente igual à primeira queda de tensão.

[0012] Com estas e outras formas de concretização em mente, deve ser entendido que a presente invenção não é limitada pela informação exemplificativa acima. Mais precisamente, aqueles especializados na técnica apreciarão características e vantagens adicionais da presente invenção quando da leitura da seguinte discussão detalhada, e quando da observação dos desenhos acompanhantes.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS [0013] A figura 1 é um diagrama de uma curva de eficiência de amplificador de potência em relação à potência de sinal de entrada e saída.

[0014] A figura 2 é um diagrama do circuito de amplificador geral da presente invenção.

[0015] A figura 3 é um diagrama contrastando controle de tensão de suprimento com controle de corrente de suprimento, tanto para dispositivos de amplificador de potência de transistor de efeito de campo (FET) quanto para disposições de transmissão de amplificador de potência de transistor bipolar de heterojunção (HBT). [0016] A figura 4 é um diagrama de uma implementação exemplificativa do circuito de amplificador da figura 2.

[0017] A figura 5 é um diagrama de uma implementação exemplificativa alternativa do circuito da figura 4.

[0018] A figura 6 é um diagrama do circuito de amplificador da figura 4 com várias adições opcionais.

[0019] A figura 7 é um diagrama de uma implementação de corrente-espelho do circuito de amplificador da figura 2.

[0020] A figura 8 é um diagrama de uma implementação exemplificativa do espelho de corrente da figura 7.

[0021] A figura 9 é um diagrama de uma implementação exemplificativa

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6/28 alternativa para o espelho de corrente da figura 7.

[0022] A figura 10 é um diagrama de uma forma de concretização exemplificativa de espelho de corrente que inclui um circuito de controle para detectar/compensar alteração da impedância de CC do amplificador de potência.

[0023] A figura 11 é um diagrama de um comparador/circuito de controle exemplificativo para uso no circuito da figura 10.

[0024] A figura 12 é um diagrama do comparador/circuito de controle adaptado para controle de polarização de amplificador de potência.

[0025] A figura 13 é um diagrama do comparador/circuito de controle adaptado para ajuste da “dimensão” de amplificador de potência.

[0026] A figura 14 é um diagrama de uma forma de concretização exemplificativa de um circuito de espelho de corrente operando sob controle de compensação de malha fechada.

[0027] A figura 15 é um diagrama de uma rede móvel sem fio exemplificativa.

[0028] A figura 16 é um diagrama de um terminal móvel para uso na rede móvel da figura 8.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO [0029] Embora a presente invenção contemple o uso dentro de terminais móveis ou outros dispositivos de comunicação de RF, acionados por bateria, onde eficiência e linearidade de amplificador de potência são críticas, ela é aplicável a uma extensa faixa de aplicações de RF. Deve ser também notado que a presente invenção é relacionada com o pedido copendente intitulado, “Sistema e Método de Amplificação de Potência de RF”, o qual é comumente cedido com o presente pedido. A exposição deste pedido copendente é aqui incorporada para referência.

[0030] A figura 1 representa uma curva de potência de saída de frequência de rádio, geral, para um típico amplificador de potência, e adicionalmente ilustra a relação geral entre o ponto de operação do amplificador e sua eficiência de operação. O eixo horizontal representa a potência de RF do sinal de entrada RFin, enquanto que o eixo vertical esquerdo representa a potência de RF do sinal de saída RFout gerado por meio de um amplificador de potência de frequência de rádio, e o

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7/28 eixo vertical direito representa eficiência de operação de amplificador de potência (η pae)· O ponto de operação 1 (OP1) no eixo vertical Pout ilustra um ponto de operação nominal que poderia ser escolhido para operação linear do amplificador de potência. [0031] OPi corresponde a uma eficiência de operação de amplificador η_Ί na operação de modo linear, que pode ter um valor exemplificativo na vizinhança de cinquenta por cento. As exigências de linearidade de alguns padrões de modulação, tais como as técnicas de 8-PSK usadas em terminais móveis EDGE, são de modo que OPi pode significantemente degradar a qualidade espectral na saída do amplificador de potência. Por causa disto, o amplificador de potência pode ser configurado para operação no ponto de operação 2 (OP₂), que provê maior faixa para amplificação linear, mas resulta em eficiência significantemente pior. Um valor de eficiência exemplificativo para OP₂ poderia estar na faixa de trinta por cento. [0032] O ponto de operação 3 (OP₃) oferece eficiência significantemente melhorada em comparação com OPi e OP₂, mas requer que o amplificador de potência opere em um modo saturado, onde a potência de saída de RF não mais varie linearmente com a potência de entrada de RF. Como observado anteriormente, alguns esquemas de modulação de sinal não requerem amplificação linear, assim, a operação em OP₃ não apresenta problemas com respeito a tais esquemas de modulação de sinal. Todavia, esquemas de modulação de sinal que requerem amplificação linear não são receptivos para a amplificação com amplificadores de potência convencionais operando em modo saturado.

[0033] A figura 2 é um diagrama exemplificativo de um circuito de amplificador 10 de acordo com a presente invenção. O circuito de amplificador 10 inclui um amplificador de potência 12, e um amplificador com perdas 14. O termo “com perdas” se aplica porque o modulador com perdas 14 dissipa energia durante a operação. Todavia, em contraste com o modulador com perdas do pedido anterior incorporado e copendente, o modulador com perdas 14 da presente invenção controla a corrente de suprimento Ipa provida para o amplificador de potência 12 como uma função da desejada informação de modulação de amplitude. Isto é, o modulador com perdas 14 opera diretamente sobre a corrente de suprimento do

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8/28 amplificador de potência 12. Esta operação é independente da tensão V_PA aplicada dentro dos limites do teto de tensão definido pela tensão de suprimento VDU. Desta maneira, o modulador com perdas 14 opera como uma fonte de corrente controlável e, para clareza, é referida aqui como a fonte de corrente 14.

[0034] O amplificador de potência 12 pode propriamente ser uma disposição composta ou de múltiplos amplificadores, e é configurada para operação de modo saturado. Embora não mostrado, o amplificador de potência 12 pode incluir circuitos de filtragem entre sua entrada de suprimento e a correspondente fonte de corrente 14. Essencialmente, estes circuitos de filtragem suprimiriam quaisquer frequências de RF presentes em sua entrada de suprimento e podem simplesmente compreender um capacitor paralelo e/ou bobina de reatância de RF. Observe que a capacitância de saída da fonte de corrente 14 pode ela própria efetivamente suprimir indesejadas frequências de RF na entrada de suprimento do amplificador de potência 12, e prevenir a necessidade de filtragem suplementar.

[0035] O amplificador de potência 12 recebe um sinal de entrada de RF de envoltório constante, RFin, o qual ele amplifica para produzir o sinal de transmissão, RFout- A fonte de corrente 14 comunica a desejada modulação de amplitude para sinal de transmissão de envoltório de outra maneira constante RF_Out por meio de modulação da corrente de suprimento usada para acionar o amplificador de potência 12 de acordo com um sinal de informação de amplitude AM|_N. O sinal de informação de amplitude AM|_N corresponde à modulação de amplitude desejada para o sinal de transmissão RF_Out[0036] Comumente, o sinal de transmissão RFout transporta informação desejada baseada em uma combinação de fase sincronizada e modulação de amplitude do sinal de transmissão. Desta maneira, o sinal de entrada RFI_N poderia ser um sinal de fase modulada de envoltório constante, com o sinal de informação de amplitude AM|_N sendo um correspondente, sinal de modulação de amplitude sincronizado. Métodos gerais para criar tais sinais são discutidos posteriormente quando o circuito de amplificador 10 é apresentado no contexto de um maior sistema, tal como um terminal móvel.

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9/28 [0037] Uma vez que o sinal de entrada de RF RF|_N é um sinal de envoltório constante, o amplificador de potência 12 não é requerido que responda a variações de amplitude linear em sua entrada de sinal. Todavia, a modulação de corrente de suprimento provida pela fonte de corrente 14 provê uma maneira para proporcionar modulação de envoltório muito linear sobre o sinal de transmissão RF_0Ut, a despeito da operação do amplificador de potência 12 em um modo saturado. Porque a fonte de corrente 14 diretamente controla a corrente de suprimento Ipa, ela provê independente da tensão de suprimento Ipa, alterações na carga de saída, mostradas como Zload, do amplificador de potência 12 que não alteram a corrente de suprimento Ipa- Tais alterações no carregamento de saída poderíam resultar de, por exemplo, alterações de acoplamento de uma antena (não mostrada), conectada com a saída do amplificador de potência.

[0038] A operação do amplificador de potência 12 nesta maneira tem significantes vantagens. Outras técnicas, tal como o controle da tensão de suprimento V_PA do amplificador de potência 12, podem funcionar bem para certos tipos de amplificadores de potência 12, mas ainda resultam em não linearidade de controle para tipos de amplificadores. Como um exemplo, certos tipos de amplificadores de potência 12 com transistor de efeito de campo (FET) proporcionam controle razoavelmente linear sobre uma ampla faixa de potência de saída ou faixa de modulação de amplitude do sinal de transmissão RF_Out- Todavia, amplificadores de potência 12 com transistor bipolar de heterojunção (HBT) não respondem linearmente sob controle de modulação de tensão de suprimento, particularmente em menores amplitudes do sinal de transmissão RF_Out, e requerem explícita pré-distorção de deslocamento de CC para compensar a intrínseca tensão de deslocamento do HBT, como ilustrado na figura 3.

[0039] A figura 3 contrasta modulação de tensão de suprimento com modulação de corrente de suprimento, em termos de linearidade de saída de amplificador saturada. O gráfico à esquerda traça a amplitude de RF_Out como uma função de controle da tensão de suprimento V_PA aplicada na entrada de suprimento do amplificador de potência 12, tanto para implementações de FET quanto de HBT do

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10/28 amplificador de potência 12. Como mostrado, a implementação de FET exibe linearidade razoavelmente boa sobre a faixa de controle de tensão de suprimento, mas não é muito ideal. Todavia, a implementação de HBT exibe substancial não linearidade nas menores tensões de operação.

[0040] O gráfico à direita ilustra as mesmas implementações de FET e de HBT para o amplificador de potência 12, mas traça a amplitude de RF_Out como uma função de controle de corrente de suprimento, como pode ser implementada usando a fonte de corrente 14. Como mostrado, a linearidade da implementação de FET é algo melhorada, mas a linearidade da implementação de HBT goza de dramática melhoria.

[0041] A figura 4 é um diagrama de uma implementação exemplificativa da fonte de corrente 14. A fonte de corrente 14 compreende um amplificador de controle 16, um transistor de passagem 18, e um resistor de detecção 20. Nesta configuração, a fonte de corrente 14 é realizada como um circuito de controle de malha fechada, linearmente em resposta a um sinal de informação de amplitude de modo de tensão AMin. A fonte de corrente 14 controla a magnitude da corrente de suprimento Ipa que ela provê para o amplificador de potência 12 como uma função do sinal de informação de amplitude AM|_N.

[0042] Na operação, o sinal AMin é gerado como, ou convertido para, um sinal de modo de tensão aplicado na entrada não inversora do amplificador de controle 16, o qual pode, por exemplo, ser um amplificador operacional. O amplificador de controle 16 gera uma tensão de controle com base na diferença entre o sinal AM|_N e um sinal de realimentação tomado do trajeto de corrente de suprimento do amplificador de potência 12. A tensão de controle ajusta a polarização de porta para o transistor de passagem 16, o qual, por sua vez, ajusta a magnitude da corrente de suprimento Ipa provida para o amplificador de potência 12.

[0043] O sinal de realimentação é, nesta implementação, desenvolvido como uma função da queda de tensão através do resistor de detecção 20, o qual é disposto em série com o transistor de passagem 18 no trajeto de corrente de suprimento. A queda de tensão através do resistor de detecção 20 é uma função

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11/28 direta da corrente de suprimento Ipa para o amplificador de potência 12. Desta maneira, o sinal AM|_N controla a fonte de corrente 14 de modo que ela proveja uma corrente de suprimento Ipa para o amplificador de potência 12, que é modulada de acordo com variações de sinal no sinal AM|_N.

[0044] O resistor de detecção 20 é geralmente escolhido para ter a menor resistência possível que ainda produz níveis trabalháveis de sinal de realimentação. A motivação pela escolha de valores de resistência relativamente pequenos para o resistor de detecção 20 aparece a partir do desejo de limitar a quantidade da energia dissipada pela corrente de suprimento de detecção Ipa- Todavia, na prática, o desejo de eficiente detecção de corrente pesa contra o desejo de desenvolver adequados níveis de sinal de realimentação no amplificador de controle 16. Um valor exemplificativo de resistor de resistor de realimentação é na faixa 50 mü, mas o valor particular escolhido em uma dada implementação depende da esperada faixa de magnitude da corrente de suprimento Ipa, das características de ganho contra frequência do amplificador de controle 16, e da esperada largura de banda do sinal de informação de amplitude AM|_N.

[0045] As características de ganho do amplificador de controle 16 são um fator porque ele deve ser capaz de gerar precisamente a tensão de controle para o transistor de passagem 18 através da largura de banda total do sinal AMI_N, até mesmo nos níveis mais baixos do sinal de realimentação tomado do resistor de detecção 20. Em uma dada implementação da fonte de corrente 14, o amplificador de controle 16 pode ser escolhido com base nos fatores acima identificados, permitindo um projeto informado compreendido entre custo e desempenho.

[0046] Pode ser que dispositivos de amplificador com desempenho mais elevado, com alta largura de banda de ganho unitária, provejam aceitável desempenho para uso como o amplificador de controle 16 dentro de certas limitações de largura de banda no sinal AM|_N. Considerações de custo, como observado acima, provêm incentivo para a minimização das exigências de desempenho do amplificador de controle 16 e a figura 5 ilustra uma proposta para a redução de tais exigências. Um segundo amplificador 17 provê ganho adicional no

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12/28 laço de realimentação do amplificador de controle 16. Por meio da amplificação do sinal diferencial tomado através do resistor de detecção 20, o amplificador 17 provê o amplificador de controle 16 com a maior sinal de controle, o qual minimiza suas exigências de ganho. Isto é, o ganho de sinal de realimentação provido por meio do amplificador 17 reduz as exigências de ganho de malha fechada do amplificador de controle 16. Esta proposta reduz as exigências de largura de banda de ambos os amplificadores 16 e 17.

[0047] Além de melhorar o projeto à luz de considerações de largura de banda de sinal, outras variações na fonte corrente 14 da figura 4 ou 5 incorporam características de operação que podem seletivamente ser adicionadas, quando necessário ou desejado. A figura 6 ilustra algumas destas características opcionais, incluindo uma pluralidade de resistores de sentido 20A ... 20C, uma correspondente chave de seleção de resistor de detecção 22, lógica de sinal de seleção opcional 24, e um filtro de entrada 26.

[0048] Como observado anteriormente, o resistor de detecção 20 provê o sinal de realimentação com base no desenvolvimento de uma queda de tensão proporcional à corrente de suprimento Ipa- A redução de sua resistência para um valor mínimo reduz a energia perdida no resistor de detecção 20. Valor de resistência demasiadamente pequeno irá, todavia, produzir níveis de sinal indesejavelmente baixos nas faixas mais baixas da corrente de suprimento Ipa- Uma proposta que satisfaz este problema de competição é baseada no uso de um resistor de detecção de valor selecionado, por exemplo, 20A, 20B, ou 20C, apenas dentro de uma dada faixa de operação da corrente de suprimento Ipa[0049] O resistor de detecção 20A pode ser feito relativamente grande para assegurar bons níveis de sinal de realimentação em baixas magnitudes de corrente de suprimento Ipa- Movendo-se uma vez a corrente de suprimento Ipa para dentro de uma segunda faixa de magnitude, a chave 22 pode fazer com que mude para o resistor de detecção 20B, o qual pode ser escalonado menor em valor com respeito ao resistor de detecção 20A. Similarmente, a chave 22 pode ser usada para selecionar o resistor de detecção 20C, o qual pode ser feito ainda menor, quando

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13/28 uma vez a corrente de suprimento Ipa se mover para dentro de uma terceira faixa, talvez máxima. Evidentemente, um número menor ou maior de resistores de detecção 20, com esquemas variáveis para dimensionamento relativo de valores de impedância, pode ser usado quando necessário.

[0050] Um sinal de seleção externo pode ser usado para controlar a chave 22 para seletivamente conectar um do conjunto de resistores de detecção 20 para o trajeto de corrente de suprimento. Um tal sinal poderia ser gerado por meio de lógica externa. Lógica gerando o sinal de seleção poderia ser coordenada com conhecidas faixas de potência de transmissão. Alternativamente, a fonte de corrente 14 pode incorporar um circuito de controle de seleção 24. O circuito de controle de seleção 24 poderia ser configurado, por exemplo, como um simples circuito de comparação de magnitude, o qual gera um sinal de seleção com base nem tensão de controle gerada pelo amplificador de controle 16. Efetivamente, então, o circuito de controle de seleção 24 pode ser configurado para selecionar o resistor apropriado dos resistores de detecção 20 com base na magnitude da corrente de suprimento IpaVariações neste esquema geral poderia incluir combinação de dois ou mais dos resistores de detecção 20 em paralelo, estendendo o número de combinações disponíveis de resistores.

[0051] O filtro de entrada 26 poderia ser usado onde, por exemplo, o sinal de informação de amplitude AM|_N vai como uma corrente de bits digital. Frequentemente, os assim chamados conversores delta-sigma (ΔΣ) geram um sinal de saída de alta taxa de bits compreendendo um número variável de 1 ’s e 0’s, dos quais podem ser feitas as médias para gerar um sinal analógico proporcional. Neste caso, o filtro de entrada 26 pode simplesmente compreender um filtro passa-baixa, implementado, por exemplo, usando uma rede de resistores-capacitores. Observe que algumas implementações que requerem filtragem de AM|_N podem mover o filtro 26 do circuito de amplificador 10 para o circuito integrado (não mostrado), responsável pela geração de AM|_N.

[0052] A figura 7 é um diagrama geral de uma alternativa para a implementação de circuito de controle ilustrada nas figuras 4 e 5. A fonte de corrente 14 é baseada

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14/28 em um espelho de corrente controlado de acordo com o sinal de informação de amplitude AM|_N. Especificamente, a fonte de corrente 14, configurada como um espelho de corrente, provê em sua saída a corrente de suprimento Ipa em resposta a variações no sinal de AM|_N. Esta proposta elimina a necessidade de detecção de corrente de amplificador através do resistor de detecção 20.

[0053] Como é entendido na técnica, muitas variações existem para implementações de espelho de corrente. A figura 8 ilustra uma implementação de espelho de corrente, exemplificativa, para a fonte de corrente 14. Nesta implementação, a fonte de corrente 14 compreende transistores 30A e 30B, e uma fonte de corrente de controle 23. O transistor 30A define um trajeto de corrente de controle, com o valor da corrente de controle ajustado pela fonte de corrente de controle 32 de acordo com o sinal de informação de amplitude AM|_N. O segundo transistor 30B tem sua base acoplada com os terminais de base/coletor do primeiro transistor 30A, de modo que a corrente de suprimento Ipa provida pelo segundo transistor 30B varie como uma função do sinal AM|_N. Essencialmente, o sinal AMin serve como a corrente de controle, e a corrente de suprimento Ipa é gerada em proporção ao sinal AM|_N. O sinal AM|_N pode ser gerado como um sinal de modo de corrente e usado para diretamente controlar a corrente através do primeiro transistor 30A. Isto poderia prevenir a necessidade do controle da fonte de corrente 32.

[0054] Em general, os primeiro e segundo transistores 30A e 30B são implementados como um “par conjugado”. Uma proposta para casamento dos transistores 30A e 30B é baseada na implementação deles no mesmo dispositivo integrado, tipicamente em estreita proximidade um ao outro na matriz do dispositivo. Por meio da co-localização dos transistores 30A e 30B, eles gozam de estreito acoplamento térmico e é menos provável que experimentem variações de processo semicondutor um com respeito ao outro. A geometria dos transistores 30A e 30B pode ser graduada um com respeito ao outro para atingir um desejado ganho de corrente. O ganho de corrente ajusta a magnitude da corrente de controle, a qual é ajustada em proporção ao sinal AM|_N.

[0055] A figura 9 ilustra uma proposta exemplificativa alternativa para uma

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15/28 implementação de espelho de corrente da fonte de corrente 14. O circuito ilustrado oferece uma proposta vantajosa para modulação de amplitude de corrente e minimiza muitas das considerações de largura de banda discutidas no contexto das figuras 4 e 5. Nesta implementação, a fonte de corrente 14 compreende um transistor de entrada 34 com um resistor de degeneração de emissor 36, um resistor de coletor 38, transistores de espelho de corrente conjugados 40A e 40B, e um resistor de referência 42 acoplado com o emissor do transistor 34 através do resistor 43. Como ilustrado, o transistor de entrada 34 é um transistor de junção bipolar (BJT), enquanto que os transistores 40A e 40B são transistores de efeito de campo com canal P conjugado (PFETs), todavia outros tipos de dispositivo de transistor podem ser usados de acordo com necessidades específicas do projeto.

[0056] A base de operação é desenvolver uma corrente através do resistor de referência fixo 42, que é modulada como uma função do sinal AM|_N, e então espelhar esta corrente para dentro do amplificador de potência 12. Em maior detalhe, o sinal AMin aciona o transistor de entrada 34, o qual abaixa uma corrente de coletor proporcionalmente ao AMin através de seu resistor de carga de coletor 38. O sinal de tensão desenvolvido no coletor do transistor 34 aciona as portas dos transistores conjugados 40A e 40B. O transistor 40A fornece corrente para o resistor de referência fixo 42, a tensão através do qual é alimentada de volta para o emissor do transistor 34 para manter sua operação linear com respeito ao sinal AMin. Desta maneira, uma tensão proporcional ao sinal AM|_N é desenvolvida através do resistor de referência fixo 42, a corrente através do qual é espelhada pelo transistor 40B no amplificador de potência 12.

[0057] As geometrias relativas dos transistores conjugados 40A e 40B podem ser ajustadas para atingir a graduação entre a corrente através do resistor de referência fixo 42 e a corrente espelhada (Ipa) para o amplificador de potência 12. Tipicamente, o resistor de referência fixo 42 tem um valor escalonado para com a impedância nominal do amplificador de potência 12 na potência nominal total. Isto se traduz em um típico valor de, por exemplo, 1 ΚΩ, para uma impedância PA nominal de 2 Ω.

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16/28 [0058] A fonte de corrente 14 ilustrada na figura 9 pode ser particularmente vantajosa onde a largura de banda do sinal de amplitude de modulação AM|_N é alta. Por exemplo, a informação de modulação de amplitude do sinal de AMin pode ser na faixa de 1,25 MHz a 1,5 MHz para aplicações de GSM/EDGE, e pode ter similar largura de banda para outros padrões de comunicação sem fio de terceira geração (3G), de taxa de dados mais alta.

[0059] Evidentemente, a implementação de espelho de corrente da fonte de corrente 14, mostrada nas várias ilustrações e discutida acima, pode ser estendida para incluir vários circuitos de compensação. Embora não mostrado, técnicas para compensação de temperatura de espelho de corrente são bem entendidas e podem, se necessário, ser empregadas na fonte de corrente 14. Ademais, outras medidas de compensação práticas podem ser incluídas, tais como Compensação de CA, onde necessário, embora esta compensação adicional não seja ilustrada.

[0060] A figura 10 ilustra ainda uma outra forma de concretização exemplificativa da fonte de corrente 14, que detecta e, opcionalmente, compensa, a alteração da resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12. Nesta forma de concretização, a fonte de corrente 14 compreende transistores conjugados 40A e 40B, um amplificador 42, o qual pode ser um amplificador operacional, resistor de carga de referência 44, e um circuito de detecção/controle 46, o qual pode funcionar como um circuito de compensação, e pode ser configurado para incluir um circuito de detecção 48 e um circuito de controle 50 em resposta ao mesmo. O circuito 14 também pode incluir um circuito de detecção adicional 48, o qual pode ser usado para detectar a tensão através do transistor 40B. Também ilustradas na figura 10 são rede de casamento 52 e antena 54.

[0061] Funcionalmente, a fonte de corrente 14 provê uma corrente de suprimento de amplitude modulada para o amplificador de potência 12 que é gerada com base no espelhamento da corrente de referência (modulada) a partir de uma primeira perna de espelho de corrente que inclui o transistor 40A, para uma segunda perna de espelho de corrente que inclui o transistor 40B. Na operação, o amplificador 42 varia o acionamento de porta do transistor 40A sob controle de malha fechada para

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17/28 manter o nó V|_N’ substancialmente no sinal de entrada V|_N, o qual pode ser gerado como o desejado sinal de informação de amplitude, AM|_N. Desta maneira, a corrente REF é uma função do sinal de entrada V|_N e da dimensão de resistor de carga 44, ou seja, Iref = Vin’/Rref- Uma vez que o mesmo sinal de acionamento de porta é aplicado ao transistor 40B, ele espelhará Iref em proporção ao escalonamento geométrico do transistor 40B em relação ao transistor 40A. Por exemplo, se o transistor 40A tem geometria “A” e o transistor 40B tem geometria η x A, então a corrente espelhada Ipa = n x Iref[0062] A resultante tensão de saída V_PA, desta maneira, é uma função da corrente de suprimento de amplitude modulada que vai para o amplificador de potência 12 e a resistência de CC efetiva, Reff, do amplificador de potência 12. Se o valor nominal de REFF for aproximadamente igual a Rref/π, então V_PA será aproximadamente igual a V|_N’- Isto é, as tensões no espelho de corrente serão balanceadas se a resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 estiver aproximadamente em seu valor nominal. Todavia, pela extensão em que a resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 se altera durante a operação, V_PA irá apresentar uma falta de casamento com V|_N’- Esta falta de casamento significa que as tensões de operação, por exemplo, tensões de portapara-fonte, porta-para-coletor, e coletor-para-fonte, do transistor 40B, tornam com falta de casamento as tensões de operação do transistor 40A. As discrepâncias nas tensões de operação de transistor comprometem a função de espelhamento de corrente do circuito 14, significando que l_PA geralmente não irá manter a desejada proporcionalidade para com Iref sobre alteração da resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12.

[0063] Mais particularmente, Iref é gerada de modo que V_PA permaneça dentro de limites de tensão de operação permissíveis para um dado valor de Vdd para o valor nominal de Reff- Se Reff significantemente aumentar em valor durante as operações de transmissão, então V_PA = l_PA x Reff pode elevar de forma demasiadamente alta com respeito aos limites de tensão de operação impostos por Vdd e o sinal de saída resultante do amplificador de potência 12, RFqut, pode ser

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18/28 recortado. Tal recorte resulta em indesejáveis distorções de sinal e interferência espectral acompanhante.

[0064] O circuito exemplificativo 46 é configurado para detectar alterações na resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 durante a operação, e para gerar um sinal de controle em resposta às mesmas. O sinal de controle, o qual também é referido aqui como um sinal de compensação ou de ajuste, é operativo para ajustar um ou mais parâmetros de operação de um transmissor que inclui amplificador de potência de RF 12. Embora a figura 10 ilustre o ajuste da rede de casamento de impedância 52, em resposta às alterações detectadas na resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12, deve ser entendido que outros parâmetros podem ser controlados em adição ao controle da impedância de casamento, ou como uma alternativa a isto.

[0065] O circuito 46 pode ser configurado para detectar a alteração da resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 com base na detecção de desequilíbrios de tensão de espelho de corrente, isto é, discrepâncias entre a tensão de referência V|_N’ e a tensão de saída V_PA, pois tais discrepâncias indicam que a resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 se moveu afastando-se de seu valor nominal de Rref/π.

[0066] Em adição aquele método de detecção, ou como uma alternativa ao mesmo, o circuito 46 pode ser configurado para monitorar a diferença de tensão através do transistor 40B, pois a diferença entre Vdd e V_PA é, para um dado valor de l_PA, uma função da resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12. Este método de detecção pode ser particularmente vantajoso para detecção de um ponto no qual aumenta o risco na resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12, causando com que V_PA se eleve em direção ao limite de recorte imposto por Vdd. [0067] Em qualquer caso, o método de compensação ilustrado de usar o sinal de compensação para ajustar a rede de casamento de impedância 52 pode ser particularmente vantajoso em um terminal móvel. Em uma estação móvel, a impedância efetiva da antena de transmissão da estação geralmente se altera quando a posição da estação móvel em relação ao corpo do usuário e ou outros

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19/28 objetos próximos se alteram durante uma chamada. Desta maneira, se a impedância da antena se alterar e a resultante falta de casamento causar com que a resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 se mova afastando-se de seu valor nominal, o circuito 46 detecta a alteração resultante na resistência de CC efetiva, como indicado por Δν = (V|_N’ - V_PA) e/ou por

AV = (Vdd - V_PA).

[0068] Observe que o circuito de detecção 48 pode ser configurado para gerar um sinal de detecção em proporção à(s) diferença(s) de tensão detectada(s), e o circuito de controle 50 pode ser configurado para gerar um sinal de compensação em resposta ao mesmo. Por exemplo, em uma configuração de transmissão no modo contínuo ou de rajada, o circuito 46 preferivelmente é configurado para detectar alterações durante a transmissão de sinal ativa, mas adia seus ajustes de compensação até um instante quando não mais existir transmissão ativa. Por exemplo, o circuito 46 pode detectar discrepâncias de tensão entre V|_N’ e V_PAdurante uma dada rajada de transmissão, e então atualizar o sinal de compensação durante o tempo de não transmissão antecipadamente à próxima rajada. Realizando isto, evita fazer alterações de compensação durante uma transmissão ativa. Evidentemente, alguns tipos de transmissão de sinal podem ser tolerantes a tais alterações durante a transmissão ao vivo e deve ser entendido que a proposta de ajuste retardada, aqui descrita, é um detalhe de implementação não limitativo.

[0069] A figura 11 ilustra uma implementação exemplificativa do circuito 46, em que o circuito de detecção 48 compreende um circuito de detecção diferencial configurado para gerar um sinal de detecção que é proporcional à diferença entre suas duas entradas de sinal, as quais podem ser acopladas diretamente ou indiretamente com os sinais de tensão V|_N’ e V_PA, e ou com a diferença de tensão através do transistor 40B. Observe que o circuito de detecção 48 pode incluir elementos de circuito não explicitamente ilustrados, tais como filtros, para assegurar que sua largura de banda de detecção seja configurada correspondentemente para as frequências de modulação de amplitude do sinal de informação de modulação de amplitude, V|_N. Pode ser desejável cortar progressivamente a resposta de frequência

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20/28 do circuito 48 em relação à frequência de modulação, de modo que sua resposta de detecção seja um pouco suavizada ou alisada.

[0070] Alternativamente, o circuito de detecção 48 pode ser configurado como um comparador que gera um sinal declarado ou não declarado, em resposta à comparação Δν = (V|_N’- V_PA) e/ou Δν = (Vdd V_PA), para um ou mais definidos limiares. Desta maneira, o circuito 46 pode receber opcional informação de limiar para uso na função de comparação. (Observe que a qualificação de limiar também pode ser usada operações de detecção/controle proporcionais. Por exemplo, a declaração de sinal de controle pode ser adiada até que uma diferença de tensão detectada satisfaça o exceda um limiar definido).

[0071] Em qualquer caso, deve ser entendido que o circuito de controle 50 pode ser configurado para gerar o sinal de controle em um formato conjugado com seu uso pretendido. Como tal, o sinal de controle pode ser analógico ou digital, e pode ser linear ou não linear, quando necessário. Por exemplo, a figura 11 indica que o sinal de compensação pode ser usado para controlar um processador de transmissão de banda de base que é associado com a geração do sinal a ser transmitido. Mais particularmente, o processador de transmissão pode ser configurado para espera de potência (reduzir) da amplitude do sinal de informação de amplitude sendo usado para gerar a corrente de suprimento modulada do amplificador para evitar recorte. Neste contexto, deve ser entendido que o circuito de controle 50, de fato, pode compreender uma porção do processador de sinal de transmissão, de modo que o circuito de detecção 48 proveja o sinal de detecção para o processador de sinal de transmissão como um indicador para informá-lo quando ele deve esperar a potência para evitar recorte, por exemplo.

[0072] Retornando para a figura 10, o circuito de casamento de impedância 52 pode incluir um ou mais dispositivos reativos, seletivamente acoplados, por exemplo, capacitores, indutores, etc., que são ligados e desligados com o circuito de casamento 62 para efetuar controle de casamento de impedância. Neste contexto, o sinal de compensação pode ser gerado como um, dois, ou uma pluralidade de sinais de controle de comutação. Alternativamente, o circuito de casamento de impedância

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21/28 pode incluir um ou mais elementos variáveis, por exemplo, um diodo de capacidade variável, em cujo caso o sinal de compensação pode ser gerado como um sinal de controle analógico proporcional.

[0073] Como uma outra alternativa, a figura 12 representa um arranjo de controle, em que o circuito 46 gera um sinal de compensação que é usado para alterar a polarização de um amplificador de potência 56 em resposta à detecção de alterações na resistência de CC efetiva do amplificador de potência 56. Também deve ser entendido que o amplificador de potência 56 pode ser o mesmo que o amplificador de potência 12 previamente ilustrado, e que um diferente número de referência é usado principalmente para destacar a entrada de controle de polarização.

[0074] Similarmente, a figura 13 ilustra ainda uma outra configuração de compensação exemplificativa, em que o amplificador de potência 58 inclui uma explícita entrada de controle de “dimensão que é acionada em resposta às operações de detecção do circuito 46. Aqueles especializados na técnica apreciarão que o amplificador de potência 58 pode compreender uma pluralidade de elementos de transistor paralelos, seletivamente habilitados, os quais coletivamente funcionam como um amplificador de potência. A alteração do número de tais elementos que são ativados em qualquer instante altera a “dimensão” efetiva e a resistência de CC efetiva do amplificador de potência 58.

[0075] Por conseguinte, o circuito 46 pode ser configurado para gerar um sinal de ajuste, por exemplo, um sinal binário de múltiplos bits, ou um sinal analógico proporcional, cujo valor de alteração altera a dimensão efetiva do amplificador de potência 12. Desta maneira, por exemplo, se o circuito 46 detectar que V_PA está aumentado em relação a V|_N’, ele pode ativar mais elementos transistores para aumentar a dimensão efetiva do amplificador de potência 58 e, desta maneira, levar sua resistência de CC efetiva de volta para baixo em direção ao valor nominal. Evidentemente, se V_PA começou a cair em relação a V|_N’, o circuito 46 poderia desligar algum número de elementos transistores para aumentar a resistência de CC efetiva de volta para o valor nominal.

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22/28 [0076] Uma extensão do circuito de espelhamento de corrente entre carga de referência e carga PA é incorporada na figura 14. Amplamente, o circuito ilustrado na figura 14 suporta um método de detecção e compensação para alteração da resistência de CC efetiva PA, em que a detecção de uma alteração em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF compreende comparar uma primeira queda de tensão através de um primeiro transistor de passagem (transistor 40A) em uma perna de referência de um circuito de espelho de corrente 14 até uma segunda queda de tensão através de um segundo transistor de passagem (transistor 40B) em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente 14. Observado a partir de uma perspectiva, o circuito ilustrado compensa alterações na resistência de CC efetiva do amplificador de potência 12 por meio de variação da relação de escalonamento do espelho de corrente como uma função de detecção daquelas alterações.

[0077] Nesta configuração, o primeiro transistor de passagem 40A regula uma corrente de referência em uma carga de referência, e o segundo transistor de passagem 40B regula a corrente de suprimento de saída para o amplificador de potência de RF 12, onde a corrente de suprimento é uma versão espelhada da referida corrente de referência. Com este circuito, compensar a operação de transmissor em resposta à função de detecção compreende variar um sinal de acionamento para o segundo transistor de passagem 40B sob controle de malha fechada, de modo que a segunda queda de tensão seja mantida substancialmente igual à primeira queda de tensão.

[0078] Em maior detalhe, este exemplo de malha fechada espelha a corrente a partir de um primeiro estágio, referido como o “estágio de referência”, o qual trava a corrente através do resistor de referência 44, R_REf, para um segundo estágio, referido como o “estágio PA”, o qual escalona a corrente de referência para cima por um fator nominal, n, através da resistência de carga Rpa de PA 12. A queda de tensão através do transistor de regulagem de referência 40A, por exemplo, a queda de coletor-para-fonte, se 40A for um FET, é detectada e amplificada por um fator Avref pelo amplificador 60, e comparada contra a correspondente queda de tensão

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23/28 através do transistor de regulagem dos PA’s 40B, que é detectada e amplificada similarmente por um fator A_Vpa pelo amplificador 62. Estas tensões detectadas e amplificadas, as quais representam a altura de porte instantânea relativa para o trilho superior de tensão de suprimento de cada ramo, são então comparadas no amplificador 64 e usadas para travar a malha por meio do acionamento da porta do transistor 40B, que regula corrente para PA 12.

[0079] Com respeito à figura 10, então, pode ser visto que os amplificadores 60 e 62 funcionam como circuito de detecção 48. Neste mesmo contexto, o amplificador 64 funciona como o circuito de controle 50, em que o sinal de erro gerado pelo amplificador 64 como a diferença entre as duas quedas de tensão detectadas serve como o sinal de acionamento de porta para o transistor 40B.

[0080] Esta configuração permite o espelhamento de malha fechada da corrente Iref impulsionando Rref para a resistência de CC PA, R_PA, por um fator nominal n, para Rpa = Rref/π. Quando a resistência de CC PA varia devido à falta de casamento de impedância de antena de RF, o circuito ilustrado automaticamente ajusta a tensão de porta ou acionamento do transistor 40B de modo que a altura de porte seja mantida e bloqueada para o transistor de referência 40A. Quando a resistência de CC PA DC se desvia de Rref/π, a corrente através do transistor de regulador de PA 40B se ajusta de modo que Vratt - V_PA = V_BAtt - Vref, ou, em outras palavras,

Vref = V_PA, e l_PA = V_PA /R_PA = Iref x (Rref/Rpa)· [0081] A corrente de CC de PA, l_PA, é, desta maneira, uma versão escalonada da corrente de referência, Iref, proporcional à relação entre resistência de referência (fixa e conhecida) e resistência de CC de PA (variável e desconhecida). Não obstante o valor da resistência de CC de PA R_PA, a altura de porte e linearidade do regulador de PA são mantidas enquanto que ainda modulando a corrente de CC do PA. Como a corrente de CC de PA aumenta ou diminui em resposta à alteração da impedância de antena, a potência disponível avançada para fora da antena sem casamento irá variar, mas a resistência de CC de PA máxima não é permitida que force uma distorção por recorte de altura de porte.

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24/28 [0082] Desta maneira, esta forma de concretização permite que uma conhecida corrente de referência a ser espelhada por um fator de escalonamento de ajuste dinâmico em malha fechada supere variação que de outra maneira degradaria a altura de porte e resultaria em distorção por recorte não linear da corrente regulada para o PA. Este espelhamento de altura de porte analógica contínua, de malha fechada, é uma forma de realização de espelhamento de uma corrente de referência para a corrente de suprimento do PA sem sofrer distorção de recorte de margem de segurança. Variantes similares desta forma de realização podem ser implementadas em uma maneira discreta, de modo que os estágios de realimentação N_Fbpa e Nfbref possam ser ajustados em etapas discretas em resposta a uma conhecida detecção de degradação de altura de porte, similar ao ajuste de polarização de PA, dimensão física, e/ou casamento de saída, descritos previamente. (Observe que cada estágio de realimentação pode prover controle de ganho através de uma rede de resistores/capacitores passiva, como ilustrado, mas aqueles especializados na técnica reconhecerão que outras configurações de rede de realimentação podem ser usadas, dependendo das necessidades do projeto particular em mão).

[0083] Com formas de concretização acima em mente, a figura 15 ilustra rede móvel exemplificativa suportando comunicações sem fio. A rede móvel é geralmente referenciada pelo número 70, e inclui uma ou mais estações base 72, cada uma com uma antena de recepção/transmissão 74 associada, um ou mais centros de comutação móveis (MSCS) 76 interfaceando as estações base 72 com uma ou mais redes externas 78, e uma pluralidade de terminais móveis 100. Os terminais móveis 100 e, em algumas implementações, as estações base 72, podem vantajosamente incorporar o circuito de amplificador 10 introduzido na figura 2 em quaisquer de suas várias formas de concretização.

[0084] A sinalização sem fio entre os terminais móveis 100 e as estações base 72 suporta comunicações entre os usuários de terminais móveis e usuários das redes externas 78, bem como com outros usuários de terminais móveis. Cada estação de base 72 suporta comunicação e tráfego de controle para terminais móveis 100 dentro da área de cobertura de sua(s) associada(s) antena(s) 74. Por

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25/28 sua vez, o MSC 76 coordena e controla as funções de cada estação de base 72, bem como interfaceia tráfego de comunicações entre as várias estações base 72 e as redes externas 78. As redes externas 78 podem incluir, mas não são limitadas à, a Rede Telefônicas Públicas Comutadas (PSTN), a Internet, e várias Redes Digitais de Serviços Integradas (ISDN).

[0085] A figura 16 é um diagrama de uma implementação exemplificativa do terminal móvel 100 usado na rede móvel 70. O terminal móvel 100 inclui um controlador de sistema 102, memória 104, um sintetizador de frequência 106, um transmissor 110, um receptor 120, uma interface de usuário 130, e um conjunto de antena 140.

[0086] Na operação, o terminal móvel 100 envia e recebe informação via sinalização de frequência de rádio entre ele e sua estação de base de suporte 72. O controlador de sistema 102 é tipicamente implementado como um ou mais microcontroladores (MCUs) que gerem a interface de usuário 130, e provêm controle total do terminal móvel I 00. A memória 104 geralmente inclui software de aplicativo, valores implícitos para constantes usadas na operação, e espaço de trabalho para dados.

[0087] O usuário interage com o terminal móvel 100 através da interface de usuário 130. Um microfone 131 converte sinais de voz de usuário em um correspondente sinal analógico, o qual é provido para o transmissor 110 para subsequente conversão, processamento, e transmissão para a estação de base 72 através do conjunto de antena 140. O receptor 120 recebe sinais a partir da estação de base 72 e extrai informação de áudio recebida, por exemplo, voz de um usuário remoto, e provê um sinal de áudio resultante para acionar um alto-falante 132 incluído na interface de usuário 130. A interface de usuário 130 também inclui um visor 134 para prover informação visual para o usuário, e um teclado 136 para aceitar comandos e alimentação de dado pelo usuário. A interface de usuário 130 pode incluem uma interface de E/S 138 para interfacear o visor 134 e teclado 136 para o controlador de sistema 102. Em resumo, a interface de usuário 130 permite que o usuário envie e receba voz e outra informação de áudio, para teclar números,

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26/28 e para alimentar outros dados, quando necessário.

[0088] O receptor 120 inclui um receptor/amplificador 122, um módulo de decodificação/recuperação de dado 124, e um conversor de digital-para-analógico (DAC) 126. Na operação, sinais são recebidos através do conjunto de antena 140, com o circuito de acoplamento 142 provendo isolamento de sinal entre sinais recebidos e transmitidos. Em algumas implementações, o circuito de acoplamento 142 inclui uma chave de recepção/transmissão para seletivamente conectar ou o transmissor 110 ou o receptor 120 com a antena 144. Em outros casos, o circuito de acoplamento 142 inclui um duplexador ou outro elemento de filtro para prover isolamento de sinal durante operações simultâneas de recepção e transmissão. [0089] Os sinais recebidos são rateados para o amplificador de receptor 122, o qual provê condicionamento, filtragem, e conversão para baixo do sinal recebido. Em implementações digitais, o receptor/amplificador 122 pode usar conversores de analógico-para-digital (ADCs) para prover o módulo de decodificação/recuperação de dados 124 com sucessivos valores digitais que correspondem ao sinal recebido de chegada. O módulo de decodificação/recuperação de dado 124 recupera a informação de áudio codificada no sinal recebido, e provê o DAC 126 com valores digitais correspondentes à informação de áudio recebida. Por sua vez, o DAC 126 provê um sinal de saída analógico, adequado para acionar o alto-falante 132.

[0090] O transmissor 110 é configurado de acordo com a presente invenção e inclui um conversor de analógico-para-digital (ADC) 112, um processador de banda de base 114, um modulador 116, e o circuito de amplificador 10 introduzido anteriormente. Na operação, o ADC 112 converte sinais de voz analógicos do microfone 131 para correspondentes valores digitais. O processador de banda de base 114 processa e codifica estes valores digitais, provendo codificação de correção de erro e translação para um formato adequado para o modulador 116.0 processador de banda de base 114 pode receber dados adicionais para transmissão a partir do controlador de sistema 102.

[0091] Dependendo do padrão de interface de ar, usado pelo terminal móvel 100, o esquema de modulação pode requerer tanto modulação de amplitude, quanto de

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27/28 fase do sinal de transmissão, denotado anteriormente como RF_0Ut, irradiado pela antena 144. O processador de banda de base 114 tipicamente codifica desejada informação de transmissão como uma sequência de símbolos de transmissão, com cada símbolo tendo um único emparelhamento de valores de fase e amplitude. O processador de banda de base 114 pode dividir a informação de fase e amplitude em sinais separados. Desta maneira, ele poderia gerar um sinal de informação de fase, referido como φίΝ, sincronamente com o sinal de informação de amplitude AMin, discutido anteriormente.

[0092] O modulador 116 usa o sinal de informação de fase φι_Ν para modular um sinal de frequência portadora, desta maneira gerando um sinal de frequência portadora tendo a desejada informação de modulação de fase. Este sinal de frequência portadora modulado pode servir como o sinal de entrada de RF RFin para o circuito de amplificador 10. Observe que o sintetizador de frequência 106 pode ser usado para gerar um sinal de referência ou de frequência portadora para alimentação no modulador 116.

[0093] Desta maneira, nesta configuração exemplificativa, o circuito de amplificador 10 recebe o sinal de RFin a partir do modulador 116 e o sinal de informação de amplitude AM|_N (também referido aqui como V|_N) de acordo com qualquer das formas de concretização discutidas anteriormente, ou de acordo com quaisquer variações das mesmas). O transmissor 110, usando técnicas de modulação de corrente de suprimento de amplificador de potência, disponíveis com a fonte de corrente 14 incluída no circuito de amplificador 10, é capaz de comunicar modulação de amplitude altamente linear ao sinal de transmissão (RF_Out), o qual é irradiado pelo terminal móvel 100 através de sua antena 144.

[0094] Observe, também, que uma rede de casamento pode ser acoplada entre transmissor 110 e antena 144 e pode ser ajustada de acordo com a discussão da figura 10. Evidentemente, o ajuste de rede de casamento, e/ou polarização de PA ou ajuste de dimensão, podem não ser implementados. Por exemplo, em uma ou mais formas de concretização preferidas, o espelhamento de corrente de malha fechada da figura 14 é implementado no circuito de amplificador 10, de modo que recorte

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28/28 seja evitado e modulação de amplitude altamente linear é mantida através da alteração da impedância de antena.

[0095] A presente invenção pode, evidentemente, ser executada em outras maneiras específicas que aquelas aqui expostas sem fugir do escopo e características essenciais da invenção. Mais precisamente, a presente invenção apresenta uma maneira generalizada para substancialmente prevenir alterações de deslocamento de fase em um sinal transmitido que aparecem de alteração de configurações de transmissor. Estas alterações de configuração podem aparecer da necessidade de operar em diferentes faixas de potência de sinal de transmissão, ou da necessidade de se fazer outros tipos de alterações na geração de sinal de transmissão. As presentes formas de concretização, por conseguinte, devem ser entendidas em todos aspectos como ilustrativas e não restritivas, e todas alterações dentro do significado e equivalência das reivindicações apensas estão aqui compreendidas.

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Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Método de compensação de operação de um transmissor que inclui um amplificador de potência de RF sendo provida uma corrente de suprimento modulada, compreendendo:

gerar a corrente de suprimento modulada como uma versão escalonada de uma corrente de referência com base em modulação da corrente de referência em uma carga de referência em resposta a um sinal de informação de amplitude e espelhamento da corrente de referência via um circuito de espelho de corrente para obter a corrente de suprimento modulada, em que referida carga de referência corresponde a uma resistência de CC nominal do amplificador de potência de RF;

detectar uma mudança em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF pela detecção de uma tensão de circuito de espelho de corrente, caracterizado pelo fato de que a detecção de uma tensão de circuito de espelho de corrente compreende detectar um desequilíbrio de tensão no circuito de espelho de corrente através da comparação de uma primeira queda de tensão através de um primeiro transistor de passagem em uma perna de referência do circuito de espelho de corrente com uma segunda queda de tensão através de um segundo transistor de passagem em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente, em que referido primeiro transistor de passagem regula a corrente de referência na carga de referência, e em que referido segundo transistor de passagem regula a corrente de suprimento modulada no amplificador de potência de RF, e o método compreendendo adicionalmente:

compensar a operação de transmissor em resposta à referida detecção.
2. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente adiar a compensação da operação de transmissor até que o desequilíbrio de tensão atinja um valor de limiar definido.
3. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que detectar uma tensão de circuito de espelho de corrente compreende detectar que uma tensão operacional do amplificador de potência de RF está se aproximando de um limite de tensão de suprimento.

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4. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que detectar que uma tensão operacional do amplificador de potência de RF está se aproximando de um limite de tensão de suprimento compreende detectar uma queda de tensão através de um transistor de passagem em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente, em que o transistor de passagem regula a corrente de suprimento modulada no amplificador de potência de RF.
5. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que que compensar a operação do transmissor em resposta à referida detecção compreende alterar um ou mais parâmetros operacionais do transmissor para mover a resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF de volta na direção de seu valor nominal.
6. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compensar a operação do transmissor em resposta à referida detecção compreende alterar um circuito de casamento de impedância que acopla o amplificador de potência de RF a uma antena de transmissão para compensar uma alteração detectada na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
7. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compensar a operação do transmissor em resposta à referida detecção compreende alterar uma dimensão de dispositivo efetiva do amplificador de potência de RF para compensar uma alteração detectada na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
8. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compensar a operação do transmissor em resposta à referida detecção compreende alterar uma polarização de operação do amplificador de potência de RF para compensar uma alteração detectada na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
9. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que detectar uma tensão de circuito de espelho de corrente compreende comparar uma primeira queda de tensão através de um primeiro transistor de passagem em uma perna de referência do circuito de espelho de corrente com uma segunda queda de

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3/6 tensão através de um segundo transistor de passagem em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente, em que referido primeiro transistor de passagem regula a corrente de referência na carga de referência, e em que referido segundo transistor de passagem regula a corrente de suprimento modulada no amplificador de potência de RF.
10. Método de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que compensar operação de transmissor em resposta à referida detecção compreende variar um sinal de acionamento para segundo transistor de passagem sob o controle de malha fechada de modo que a segunda queda de tensão seja mantida substancialmente igual à primeira queda de tensão.
11. Circuito de modulação de corrente para uso com um amplificador de potência de RF em um transmissor, compreendendo:

um circuito de espelho de corrente configurado para prover uma corrente de suprimento modulada para o amplificador de potência de RF com base no espelhamento de uma corrente de referência que é modulada em resposta a um sinal de informação de amplitude;

um circuito de detecção configurado para gerar um sinal de detecção em resposta à detecção de alterações em uma resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF, caracterizado pelo fato de que o circuito de detecção que é configurado para detectar alterações na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF através da comparação de uma primeira queda de tensão através de um primeiro transistor de passagem em uma perna de referência do circuito de espelho de corrente com uma segunda queda de tensão através de um segundo transistor de passagem em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente, em que o referido primeiro transistor de passagem regula a corrente de referência em uma carga de referência, e em que referido segundo transistor de passagem regula a corrente de suprimento modulada no amplificador de potência de RF, e o circuito de modulação de corrente compreendendo adicionalmente:

um circuito de controle configurado para compensar o transmissor em

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4/6 resposta ao sinal de detecção.
12. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle compreende uma porção de um gerador de sinal de transmissão de banda de base configurado para reduzir o sinal de informação de amplitude em resposta a um aumento na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF como indicado pelo sinal de detecção.
13. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 12, caracterizado pelo fato de que o sinal de detecção é qualificado por um valor de limiar, de modo que o circuito de controle não reduza o sinal de informação de amplitude até que o sinal de detecção atinja o valor de limiar.
14. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 13, caracterizado pelo fato de que o sinal de detecção é configurado para gerar o sinal de detecção através da comparação de um sinal de diferença com o valor de limiar, o referido sinal de diferença sendo gerado com base em uma diferença entre uma tensão de referência chegando da corrente de referência e uma tensão de saída chegando da corrente de suprimento modulada.
15. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o circuito de detecção é configurado para gerar um sinal de detecção com base em uma diferença entre uma tensão de referência que depende da corrente de referência e uma carga de referência, e uma tensão de saída que depende da corrente de suprimento modulada e a resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
16. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle é configurado para gerar um sinal de compensação operativo para alterar um circuito de casamento de impedância que acopla o amplificador de potência de RF a uma antena, de modo que um valor de impedância de casamento seja alterado como uma função de alterações detectadas na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
17. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle é configurado para gerar um

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5/6 sinal de compensação operativo para alterar uma dimensão de dispositivo efetiva do amplificador de potência de RF, de modo que a dimensão de dispositivo efetiva do amplificador de potência de RF seja alterada como uma função de alterações detectadas na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
18. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 15, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle é configurado para gerar um sinal de compensação operativo para alterar uma polarização operacional do amplificador de potência de RF, de modo que a polarização operacional do amplificador seja alterada como uma função de alterações detectadas na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
19. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o circuito de detecção é configurado para detectar alterações na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF com base na monitoração da diferença de tensão através de um transistor de espelhamento de corrente em uma perna de saída do circuito de espelho de corrente, em que um valor mínimo daquela diferença de tensão diminui com aumentos na resistência de CC efetiva do amplificador de potência de RF.
20. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle é configurado para adiar a compensação do transmissor até que o sinal de detecção atinja um valor de limiar definido.
21. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle é configurado para monitorar o sinal de detecção como gerado durante um tempo de transmissão ativo, e atualizar sua compensação do transmissor durante um subsequente tempo de transmissão inativo.
22. Circuito de modulação de corrente de acordo com a reivindicação 21, caracterizado pelo fato de que o circuito de controle que é configurado para compensar o transmissor em resposta ao sinal de detecção através da variação de um sinal de acionamento para o segundo transistor de passagem sob controle de

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6/6 malha fechada de modo que a segunda queda de tensão seja mantida substancialmente igual à primeira queda de tensão.

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