CN1707848A - 低通滤波电路、功率放大器以及高频通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种低通滤波电路、功率放大器以及高频通信装置。低通滤波电路将含有电感分量的N个高频线路(T101～T106)串联连接，高频线路(T101～T106)以互相反向并大致平行地折回而靠近配置，以对其它的高频线路引起磁场耦合。由此，排除死区，因而与以往相比，大幅地小型化，而且滤波特性上产生多个衰减极，与以往相比，可以实现陡峭度提高的低通滤波电路。

Description

低通滤波电路、功率放大器以及高频通信装置

技术领域

本发明涉及实现改善陡峭度和小型化的低通滤波电路，并涉及包括该低通滤波电路而抑制高次谐波寄生泄漏的功率放大器，还涉及包括上述低通滤波电路而实现部件数的削减的高频通信装置。

背景技术

低通滤波电路是应用于非常广的各种用途中的基本的电路。

图9表示集中常数型低通滤波电路的基本结构。该基本结构是公知的技术，记载于滤波电路技术的入门书籍中。输入端子1001和输出端子1002之间串联连接一个至多个电感器L1001～L1004。输入、输出端子1001、1002以及各电感器L1001～L1004之间的连接点上，电容器C1001～C1004被对地分路(短路)连接。

接着，图10表示分布常数型低通滤波电路的基本结构的一例。该分布常数型低通滤波电路的基本结构，例如是(日本)特开平7-86803号公报(专利文献1)的图4等多个文件中公开了的公知技术。在图10所示的分布常数型低通滤波电路中，为了后述的说明的方便，而且，为了避免图的记载变得烦杂，而将级数抑制为3.5级的π型。在图10所示的结构中，由高频线路T1101～T1103寄生地具有的电感分量置换图9所示的集中常数型低通滤波电路中的串联的电感器L1001～L1004。该分布常数型的低通滤波电路是特别在微波～毫米波带这样的高频带中容易制造的结构。

接着，图13表示图10所示的分布常数型的低通滤波电路的特性的一例。在该例中，使用很一般的市场销售的电路模拟器(アジレント公司制ADS2003)，作为一例，使用配合IEEE802.11a标准的无线LAN的通过频带(4.9～5.85GHz)设计的电路。得到图13所示结果时的电路常数为C1010＝C1103＝0.671848pF，C1102＝C1104＝1.17611pF，高频线路T1101和T1103是线宽为0.2mm、长度为2.99343mm的微带线路，高频电路T1102是线宽为0.2mm、长度为3.10267mm的微带线路，基板是0.6mm厚的普通的玻璃环氧基板。

在图13的曲线图中，S11是表示反射系数的S参数，S21是表示透过系数的S参数。参数S21中的E部附近表示通过频带的透过特性，参数S21的F部附近表示附近的陡峭度。如果观看图13的参数S21，则很明显，在图21所示的现有的低通滤波电路中，衰减特性平缓，有难以提高通过频带(E部)的附近(F部)的陡峭度的缺点。

可是，作为低通滤波电路的应用例，有作为功率放大器的输出匹配电路的应用。不限于低通滤波电路，对于普通滤波电路来说，如果将输入端子的阻抗和输出端子的阻抗非对称地设计，则滤波电路也作为阻抗变换器起作用。因此，在功率放大器的输出端，经常用低通滤波电路结构作为输出匹配电路。

图11表示用低通滤波电路结构作为输出匹配电路的现有技术的功率放大器的一例。施加到该功率放大器的输入端子1401的电信号通过输入端的匹配电路1403被输入到功率放大块1405中。

一般来说，由于功率放大块1405是其内部并联连接多个放大用半导体元件1404的结构，所以最合适的负载阻抗为极低的值。为了在这种低阻抗值和一般为50Ω系的输出端子1402之间取得阻抗匹配，而使用低通滤波电路结构1406作为输出匹配电路。

而且，作为低通滤波电路的其它应用例，有多频带的高频通信装置中的发送系统的高次谐波除去滤波器。尤其在这里作为焦点的是，使用一个频带是另一个频带的大致两倍的分离的两个频带f1和f2的两个的所谓双频带的高频通信装置。

图12表示现有技术的高频通信装置的一例示意性方框图。另外，在该图12中，高频通信装置中一定包含的接收系统电路和频率变换电路(增频变频器、降频变频器)与这里的说明没有直接关系，所以为了避免复杂化而省略。频带f1的发送信号由调制电路1502生成，并由功率放大器1503放大，通过双工器(diplexer)1508从天线1501被发送。另一方面，频带f2的发送信号由调制电路1505生成，并由功率放大器1506放大，通过双工器1508从天线1501被发送。由于两个功率放大器1503、1506一般发生高次谐波寄生，所以为了除去它的目的，一般在其输出端追加低通滤波器1504、1507。双工器1508由低通滤波电路1509和高通滤波电路1510构成。

另外，对于图10所示的现有的高频用低频滤波电路，有透过特性(参数S21)的陡峭度提高和尺寸小型化的两个要求。其中，首先说明尺寸小型化的要求。

如图10所示的分布常数型低通滤波电路，如前所述，是在微波～毫米波频带那样的超高频带中容易制造的结构，但是，由于多使用高频线路T1101～T1103，所以有电路面积增大的缺点。因此，以往一直致力于各种小型化。但是，在现有技术中可以看到的小型化的提案主要限于关于布局的努力，因此小型化的效果也小。

图14表示这样的分布常数型的低通滤波电路的小型化的一例。本例公开于所述专利文献1的图1中。专利文献1的图1中绘制2.5级π型。从而，图14所示的电路大致对应于所述的图10所示的电路，但作为电路规模，比图10所示的电路小。换言之，图14所示的电路是从图10所示的电路中省略了一个高频线路T1103和一个电容器C1104的电路。

图14所示的电路的端子1201和1202本别对应于图10的电路中的输入端子1101和输出端子1102，图14的三个贴片电容器C1201～C1203分别对应于三个电容分量C1101～C1103。而且，图14所示的两个微带线路T1201和T1203分别对应于图10的两个高频线路T1101和T1102。

另外，图14所示的三个片状电容C1201～C1203被分路连接到接地图形1203上。该接地图形1203上，为了防止两个高频线路T1201和T1202之间的电磁场耦合的目的而形成通孔(VIA)1204。

如果是该图14所示的电路那样的布局，则由于两个高频线路T1201和T1202折叠，所以电路面积确实减小。

但是，从图14可知，其小型化的效果很小，更期望可以实现划时代的小型化的新技术。

接着，说明对于图10所示的现有技术的高频用低通滤波电路的另一个要求的透过特性的陡峭度提高。

一般滤波电路其陡峭度越高则越有利。从而，对于现有技术的低通滤波电路，改善图13中参数S21例示的典型的透过特性那样的平缓的衰减特性，提高陡峭度的要求增强。

但是，实际上，低通滤波电路的陡峭度不仅滤波器一个的小问题，产生影响到具备它的功率放大器的寄生辐射，或结果削减通信装置的部件数这样的大问题。

如图11所示，在现有技术的功率放大器中，一般在输出部包含构成输出匹配电路的低通滤波器的电路结构部1406。通过该低通滤波器的电路结构部1406，放大用半导体元件1404发生的高次谐波寄生自然被抑制到某种程度。

但是，已经如图13所示，一般来说，上述低通滤波器的电路结构部1406的陡峭度低，因此，在高次谐波寄生的频带中无法确保足够大的衰减量。其结果，已经如图12所示，在构成高频通信装置时，有必要在功率放大器1503和1506的输出端特地追加低通滤波器1504和1507。

换言之，为了削减图12所示的高频通信装置的部件数，而期望图11所示的功率放大器的高次谐波寄生的抑制度提高，为了实现其而进一步期望图10所示的低通滤波电路的陡峭度改善。

而且，在图12所示的现有技术的双频的高频通信装置中，有必需对应于频率f1的发送系统电路1502～1504，和对应于频率f2的发送系统电路1505～1507的两个系统的电路的问题。为了部件数的削减而想将两个系统的电路集中在一个系统中并共用。

即，一个多模式调制电路生成了的发送信号，不管频率是f1还是f2，都期望在由一个双频功率放大器共同放大，并由一个低通滤波器除去高次谐波寄生的一部分之后，从天线辐射的一个系统的电路结构构成的双频高频通信装置。

这样的由一个系统的电路结构构成的双频高频通信装置还没有实现的理由有几个，但这些理由中的一个是现有技术的低通滤波器的陡峭度低。参照图7以及图8所示的频谱图，对此进行说明。

当前实用化的双频高频通信装置中，两个频率f1和f2之间的关系多为f2＜2×f1。图7是该状态的示意的频谱图。在图7中，作为一例，频率f1是PDC(Personal Digital Cellular，个人蜂窝数字电话)标准的发送带(1.4GHz带)，描述频率f2为无线LAN标准的发送带(2.4GHz)的情况。图7中，关于频率f1(PDC标准)的信号，基波701和其两倍波寄生704和三倍波寄生706以等间隔排列。另一方面，有关频率f2(无线LAN标准)的信号，图7中绘制基波702和其两倍波寄生705。

如果要通过一个系统电路实现这样的图7所示的频率配置中的双频高频通信装置，则一个低通滤波器透过基波701和702，另一方面必需除去高次谐波寄生704、705、706。因此，一个低频滤波器必须实现图7所示的非常陡峭的低通滤波特性703。即，上述低通滤波器必须实现低损失透过2.5GHz信号的基波702，同时除去作为2.8GHz信号的两倍波寄生704的陡峭度。

但是，在图10所示的现有技术的低通滤波电路中，难以实现这样高的陡峭度，这是无法实现上述那样的一个系统电路的双频高频通信装置的理由之一。

而且，在当前实用化了的双频高频通信装置中，两个频率f1和f2之间的关系多为2×f1＜f2＜3×f1。图8是该情况的示意的频谱图，作为一例，绘制f1为IEEE802.11b无线LAN标准的发送带(2.4GHz带)，f2为IEEE802.11a无线LAN标准的发送带(4.9～5.85GHz带)的情况的频谱图。

在图8的频谱图中，对于频率f1(.11b标准)的信号，基波801和两倍波寄生804和三倍波寄生806以等间隔排列。另一方面，在图8的频谱图中，对于频率f2(.11a标准)的信号，绘制基波802和两倍寄生805。

如果要通过一个系统电路实现这样的图8所示的频率配置中的高频通信装置，则一个低通滤波器透过基波801和802，另一方面必需除去高次谐波频谱805、806。因此，一个低通滤波器必须实现图8的非常陡峭的低通滤波特性803。即，上述低通滤波器具有使5.85GHz信号的基波802低损失通过，同时除去7.2GHz信号的三倍波寄生806的陡峭度。此外，对于频率f1的两倍波寄生804，已经不能由低通滤波器除去，所以需要通过将功率放大器进行差动电路化等其它的办法来抑制。

但是，在图10所示的现有技术的低通滤波电路中，难以实现这样高的陡峭度，这是无法实现上述的一个系统电路的双频高频通信装置的理由之一。

如果整理以上说明的现有技术的课题，则对于图10的现有技术的低通滤波电路，期望小型化和陡峭度提高。而对于图11的现有技术的功率放大器来说，期望提高抑制高次谐波寄生功能。而且，对于图12的现有技术的高频通信装置，期望削减低通滤波器504、507，进一步如上所述，将两个系统的发送系统电路削减为一个系统。

发明内容

因此，本发明的课题是提供一种实现小型化和陡峭度提高的低通滤波电路，可以提高高次谐波寄生抑制性能的功率放大器，可以用一个系统的电路应对双频的高频通信装置。

本发明的低通滤波电路的特征在于，包括在输入端子和输出端子之间串联连接的N个(N为自然数)电路元件，

上述N个电路元件分别包含电感分量，

在从上述输入端子到输出端子的串联连接的顺序中，规定的第M(M为自然数，M＜N)电路元件，对于第(M-1)电路元件和第(M+1)电路元件，分别互相大致平行地折回而靠近配置，以产生磁场耦合，

上述N个电路元件中相邻的两个电路元件的连接点和地之间分别分路连接电容部。

根据本发明的低通滤波电路，含有电感分量的N个电路元件被串联连接，规定的电路元件被互相大致平行地折回而靠近配置，以对相邻的电路元件引起磁场耦合。这样，通过将上述电路元件之间接近并联配置，从而排除死区(dead space)，与以往相比，大幅地小型化，而且相邻的电路元件之间引起磁场耦合，滤波特性中发生多个衰减极，与以往相比，可以实现陡峭度提高的低通滤波电路。

而且，在一实施方式的低通滤波电路中，上述输入端子和第一个电路元件的连接点与地之间，以及上述输出端子和第N个电路元件的连接点与地之间，分别分路连接电容部。

根据本实施方式的低通滤波电路，可以进一步提高上述滤波特性的陡峭度。

而且，在一实施方式的低通滤波电路中，上述电路元件是高频线路。

在本实施方式的低通滤波电路中，通过将上述电路元件设为高频线路，产生相邻的高频线路间的电磁场耦合，以及不相邻的高频线路间的交叉(飛び越し)电场耦合，通过这些电磁场耦合，滤波特性上产生多个衰减极，与以往相比，可以提高陡峭度。

而且，在一实施方式的低通滤波器中，上述电路元件是集中常数电感元件，

未夹置上述集中常数电感元件而直接相邻的各两个集中常数电感元件引起互感耦合，

并且，夹置大于等于一个的上述集中常数元件而间接相邻的规定的两个集中常数电感元件以交叉耦合的形式引起互感耦合。

在本实施方式的低通滤波电路中，通过将上述电路元件作为集中常数电感元件，从而相邻的集中常数电感元件之间产生互感耦合，以及不相邻的集中常数电感元件间的交叉互感耦合，由于这些互感耦合，在滤波特性上产生多个衰减极，与以往相比，可以提高陡峭度。

而且，一实施方式的功率放大器包括上述低通滤波电路，

上述低通滤波电路的上述输入端子的阻抗比上述输出端子的阻抗低，将上述低通滤波电路作为对于半导体放大元件的输出匹配电路。

在本实施方式的功率放大器中，通过将上述低通滤波电路设为对于半导体放大元件的输出匹配电路，抑制了高频波寄生泄漏，同时可以实现小型化的功率放大器。

而且，在一实施方式的高频通信装置中，包括：上述低通滤波电路；以及

将第一频带的信号，和作为该第一频带的大致两倍的频带的第二频带的信号进行放大的发送系统的应对双频的功率放大器，

上述低通滤波电路在被连接到上述功率放大器的输出端，同时上述第二频带小于上述第一频带的两倍的情况下，是除去上述第一频带的信号的两倍高次谐波寄生的除去滤波器，或者在上述第二频带大于等于上述第一频带的两倍，且上述第二频带小于上述第一频带的三倍的情况下，是除去上述第一频带的信号的三倍高次谐波寄生的除去滤波器。

在本实施方式的高频通信装置中，包括上述低通滤波电路，通过该低通滤波电路连接到上述通信系统的应对双频的功率放大器的输出端，可以用一个系统的电路实现可应对双频的高频通信装置，并可以实现部件数大幅度削减的高频通信装置。

另外，上述“应对双频的功率放大器”可以是仅在第一频带f1和第二频带f2的两个频带具有增益的“双频匹配型”的功率放大器，也可以是在第一频带f1到第二频带f2的全频带具有增益的“宽频带匹配型”的功率放大器。

附图说明

本发明通过以下的详细说明和附图可以充分理解。附图仅用于说明，不是用来限定本发明。在附图中，

图1是表示作为本发明的第一实施方式的分布常数型低通滤波电路的图。

图2是是表示作为上述第一实施方式的一变形例的分布常数型低通滤波电路的图。

图3是表示本发明的第二实施方式、作为将图2的电路集中常数化的一例的集中常数型低通滤波电路的图。

图4是表示图2的电路的S参数的特性图。

图5是表示作为本发明的第三实施方式的功率放大器的结构的图。

图6是表示作为本发明的第四实施方式的双频高频通信装置的方框图。

图7是表示双频高频通信装置的f1和f2的关系的一例的示意的频谱图。

图8是表示双频高频通信装置的f1和f2的关系的其它的一例的示意的频谱图。

图9是表示现有的集中常数型的低通滤波电路的电路图。

图10是表示现有的一例分布常数型低通滤波电路的电路图。

图11是表示现有的功率放大器的图。

图12是表示现有的双频高频通信装置的方框图。

图13是表示图10的低通滤波电路的一例S参数特性的特性图。

图14是表示现有的另一例分布常数型的低通滤波电路的图。

具体实施方式

以下，根据图示的实施方式，详细地说明本发明。

(第一实施方式)

图1示意地表示作为本发明的第一实施方式的分布常数型的低通滤波电路。

该分布常数型的低通滤波电路在从输入端子101到输入端子102之间串联连接大于等于3个的N个(N为自然数)高频线路T101～T106。在该N个高频线路T101～T106中，将从输入端侧第M高频线路，对于该第M高频线路前(输入端子侧)的第(M-1)高频线路，以及上述第M高频线路后(输出端子侧)的第(M+1)高频线路，互相大致平行地折回而靠近配置。通过该靠近配置，各高频线路T101～T106与相邻的输入端的高频线路以及相邻的输出端的高频线路引起磁场耦合。

而且，在该第一实施方式中，输入端子101和第一个高频线路T101的连接点与地之间连接有电容部C101，输出端子102和第N个高频线路T106的连接点与地之间连接有电容部C106。而且，相邻的各两个高频线路T101和T102的连接点、高频线路T102和T103的连接点、高频线路T103和T104的连接点、...、高频线路T105和T106的连接点上，分别连接电容部C102、C103、C104、...、C105，各电容部C102～C105被接地。

即，各上述连接点和地之间分路(短路)连接共计(N+1)个电容部C101～C106。

该第一实施方式与图14的现有例不同点有两个。第一，通过高频线路T101、T102、...、T106依次串联连接，同时依次向反方向折回地排列，并通过互相大致平行地折回而靠近配置，从而各高频线路T101～T106排除死区并密集配置至极限，这一点与上述现有例不同。因此，图1所示的第一实施方式的低通滤波电路与上述现有例相比，尺寸大幅度地小型化。

第二，在该第一实施方式中，通过高频线路T101～T106间互相平行地折回而靠近配置，从而主动地进行电磁场耦合，这一点与上述现有例不同。由于该电磁场耦合的效果，参照图4的S参数并如后述那样，产生多个衰减极C、D，从而提高了滤波特性的陡峭度。

此外，在图14所示的现有例中，没有使高频线路T1201和T1202之间主动地进行电磁场耦合的概念，而是完全相反将电磁场耦合视为妨碍，努力通过通孔1204等想要防止电磁场耦合。

另外，在图1中，为了简化而以相同的线宽和长度绘制所有的高频线路T101～T106，但本发明的低通滤波电路当然不受图1所示的高频线路T101～T106的形状那样的限制。

例如，图2表示提高了各高频线路的布局的自由度的上述第一实施方式的一变形例。该变形例是包括三个高频线路T201、T202、T203的低通滤波电路。如图2所示，在输入端子201和输出端子202之间依次串联连接三个高频线路T201、T202、T203。

从输入端子201和第一高频线路T201的连接点朝向地分路连接一个电容部C201。另一方面，从输入端子202和第三个高频线路T203的连接点朝向地分路连接有一个电容部C204。而且，从高频线路T201和高频线路T202的连接点朝向地分路连接一个电容部C202。而且，从高频线路T202和高频线路T203的连接点朝向地分路连接一个电容部C203。

如图2所示，第一高频线路T201和第三高频线路T203为大致直线状延伸的条状，大致为相同形状。另一方面，第二高频线路T202作为整体形成为延长的大致S形状，端部T202a和端部T202b从直线部T202c的两端互相反向大致平行地折回的形状。该端部T202a连接到第一高频线路T201，端部T202b连接到第三高频线路T203。该第二高频线路T202与第一和第三高频线路T201和T203相比，线宽粗，并且长度长。

在该变形例中，第二高频线路T202对于第一高频线路T201，互相大致平行地折回而靠近配置，以引起电磁场耦合。而且，第二高频线路T202对于第三高频线路T203，互相大致平行地折回而靠近配置，以引起电磁场耦合。而且，第一高频线路T201和第三高频线路T203对于第二高频线路T202，互相大致平行地折回而靠近配置，以引起电磁场耦合。

在该变形例中，高频线路T202的长度和高频线路T201、T203的长度不同，但三个高频线路T201～T203通过上述那样的反向并且大致平行地折回而靠近配置，紧凑地配置以排除死区，同时互相引起电磁场耦合。

图4表示图2所示的变形例的低通滤波电路的S参数特性的一例。一般地，具有电路规模(级数)越增加，越提高滤波电路的特性的趋势，但得到图4所示的S参数特性时的上述变形例的电路规模，与得到图13所示的S参数特性时的图10的现有例的电路规模完全相同。

图4所示的特性使用非常一般的市场销售的电路模拟器(アジレント公司制ADS2003)，作为一例，具有依据IEEE802.11a标准的无线LAN的通过频带(4.9～5.85GHz)而设计的电路的特性。得到该结果时的电路常数是：电容部C201＝C204＝0.561404pF，电容部C203＝C202＝0.503389pF。而且，高频线路T201和T203是线宽为0.409878mm且长度为4.78304mm的微带线路。而且，三个高频线路T201～T203之间的空间(间隙)的宽度尺寸为0.314286mm，作为基板，设为0.6mm厚的一般的玻璃环氧基板。

在得到了图4的特性的电路例子中，三个高频线路T201～T203的长度相同，如前所述，也可以将三个高频线路T201～T203的长度设为不同的值。但是，到此为止，即使不提供自由度，在图2所示的变形例的上述电路例中，也可以得到如图4所示的良好的特性。

在图4所示的S参数特性中，S11是表示反射系数的S参数，S21是表示透过系数的S参数。参数S21中的A部附近表示通过频带的透过特性，参数S21的B部附近表示通过频带的附近的陡峭度。如图4所示，表示透过系数的参数S21具有衰减极C以及D。该衰减极C、D是图13所示的现有的S参数特性的参数S21中不存在的。在图4所示的特性中，通过产生该参数S21的两个衰减极C和D，与没有衰减极的图13的特性相比，参数S21的通过频带的附近(B部)的陡峭度和衰减量被大幅地改善。例如，7.2GHz的衰减量提高了大约40dB。

(第二实施方式)

接着，图3表示本发明的第二实施方式的集中常数型的低通滤波电路。

在图1所说明了的本发明的第一实施方式的低通滤波电路中，由于主动地利用所有的高频线路T101～T106间的电磁场耦合，所以级数增加时，集中常数型等效电路急剧地复杂化。因此，在该第二实施方式中，始终作为可以汲取本发明的主要内容的代表性的一例，说明了图3所示的集中常数型等价电路。图3所示的集中常数型等价电路是具有图2中说明了的三个高频线路T201～T203的变形例所对应的集中常数型等价电路。

即，图3所示的输入端子301、输出端子302分别对应于图2的输入端子201、输出端子202。而且，图3所示的四个电容部C301、C302、C303、C304分别对应于图2所示的四个电容部C201、C202、C203、C204。

而且，图3所示的两个电感部L301、L302分别对应于图2所示的高频线路T201，图3的两个电感部L303、L304分别对应于图2的高频线路T202。而且，图3所示的两个电感部L305、L306对应于图2所示的高频线路T203。

图3的两个电感部L302和L303之间的互感耦合系数K302对应于图2的两个高频线路T201和T202之间的电磁场耦合。而且，图3的两个电感部L304和L305之间的互感耦合系数K303对应于图2的两个高频线路T202和T203之间的电磁场耦合。而且，图3的两个电感部L301和L306之间的互感耦合系数K301对应于图2的两个高频线路T201和T203之间的电磁场耦合。

如图3所示，该第二实施方式的低通滤波电路包括在输入端子301和输出端子302之间串联连接了的6个电感部L301～L306。两个电感部L301和L302构成第一个电感元件LS1，两个电感部L303和L304构成第二个电感元件LS2，两个电感部L305和L306构成第三个电感元件LS3。

上述输入端子301和第一电感元件LS1的连接点与地之间分路连接电容部C301。而且，第一电感元件LS1和第二电感元件LS2的连接点与地之间分路连接电容部C302。而且，第二电感元件LS2和第三电感元件LS3的连接点与地之间分路连接电容部C303。而且，第三电感元件LS3和输出端子302的连接点与地之间分路连接有电容部C304。

作为微波电路中的方法，如该第二实施方式那样，通过电感部L301～L306以及互感耦合K301～K303，可以由集中常数元件实现相当于图2那样的分布常数型低通滤波电路的低通滤波电路。

因此，根据本发明，不限定于微波～毫米波带那样的超高频带，在低频带中也可以自由地构成低通滤波电路。

(第三实施方式)

接着，图5表示本发明的第三实施方式的功率放大器的结构。该图5所示的功率放大器用于与图11所示的现有的功率放大器进行对比。该第三实施方式包括输出匹配电路407来替代图11中的输出匹配电路1406，这一点与图11的现有的功率放大器有所不同。从而，图5的输入端子401和匹配电路403和功率放大块405以及输出端子402分别为与图11的输入端子1401和匹配电路1403和功率放大块1405以及输出端子1402相同的结构。

该第三实施方式的功率放大器与图11的现有的功率放大器的不同点在于，将输出匹配电路407设为由图1所示的第一实施方式的低通滤波电路中的第一～第三高频电路T101～T103和电容部C101～C104构成的电路。

从而，该输出匹配电路407作为第一实施方式的小型且高衰减的低通滤波电路起作用。从而，根据该第三实施方式的功率放大器，多个放大用半导体元件404发生的高次谐波寄生由输出匹配电路407衰减，从而难以从输出端子402泄漏。进而，根据该第三实施方式，通过输出匹配电路407小型化，实现了功率放大器整体的尺寸的缩小。

(第四实施方式)

接着，图6的方框图表示本发明的第四实施方式的双频高频通信装置。

该双频高频通信装置包括：多模调制电路602、双频功率放大器603、第一实施方式的低通滤波电路604、天线601。

上述双频功率放大器603是将第一频带f1的信号和作为该第一频带f1的大致两倍的频带的第二频带f2的信号进行放大的发送系统的应对双频的功率放大器。而且，上述低通滤波电路604连接到上述功率放大器603的输出端。

该低通滤波电路604，作为一例，如图7所示，在上述第二频带f2小于上述第一频带f1的两倍的情况下，可以作为除去上述第一频带f1的信号的两倍高次谐波寄生的除去滤波器。即，可以将低通滤波电路604设为如图7的频谱图所示的非常陡峭且高衰减的低通滤波特性703。

而且，该低通滤波电路604，作为一例，如图8所示，在上述第二频带f2大于等于上述第一频带f1的两倍，并且上述第二频带f2小于上述第一频带f1的三倍的情况下，可以作为除去上述第一频带f1的信号的三倍高次谐波寄生干扰的除去滤波器。即，可以将低通滤波电路604设为如图8的频谱图所示的非常陡且高衰减的低通滤波特性803。

这样，根据第四实施方式的双频高频通信装置包括的第一实施方式的低通滤波电路604，作为一例，可以得到如图7、图8的频谱图所示的非常陡峭且高衰减的低通滤波特性703、803。从而，根据第四实施方式的双频高频通信装置，可以通过一个系统的电路实现可应对双频带的高频通信装置，成为部件数大幅度削减的高频通信装置。

以上，说明了本发明的实施方式，但实施方式显然也可以进行各种变更。这样的变更不应被看作脱离本发明的思想和范围，本领域技术人员理解的变更都包含于权利要求的范围中。

Claims (6)

1.一种低通滤波电路，其特征在于，

包括在输入端子和输出端子之间串联连接的N个(N为自然数)电路元件，

上述N个电路元件分别包含电感分量，

在从上述输入端子到输出端子的串联连接的顺序中，规定的第M(M为自然数，M＜N)电路元件，对于第(M-1)电路元件和第(M+1)个电路元件，分别互相大致平行地折回而靠近配置，以产生磁场耦合，

在上述N个电路元件中相邻的各两个电路元件的连接点和地之间，电容部被分别分路连接。

2.如权利要求1所述的低通滤波电路，其特征在于，

在上述输入端子和第一电路元件的连接点与地之间，以及上述输出端子和第N电路元件的连接点与地之间，电容部被分别分路连接。

3.如权利要求1所述的低通滤波电路，其特征在于，

上述电路元件为高频线路。

4.如权利要求1所述的低通滤波电路，其特征在于，

上述电路元件为集中常数电感元件，

未夹置上述集中常数电感元件而直接相邻的各两个集中常数电感元件产生互感耦合，

并且，夹置大于等于一个的上述集中常数元件而间接相邻的规定的两个集中常数电感元件以交叉耦合的方式产生互感耦合。

5.一种功率放大器，其特征在于，

包括权利要求1所述的低通滤波电路，

上述低通滤波电路的上述输入端子的阻抗比上述输出端子的阻抗低，

将上述低通滤波电路作为对于半导体放大元件的输出匹配电路。

6.一种高频通信装置，其特征在于，

包括：权利要求1所述的低通滤波电路；以及

将第一频带的信号、以及频带为该第一频带的大致两倍的第二频带的信号进行放大的发送系统的应对双频带的功率放大器，

上述低通滤波电路在被连接到上述功率放大器的输出端，同时上述第二频带不足上述第一频带的两倍的情况下，是除去上述第一频带的信号的两倍高次谐波寄生干扰的除去滤波器，或者在上述第二频带大于等于上述第一频带的两倍，且上述第二频带小于上述第一频带的三倍的情况下，是除去上述第一频带的信号的三倍高次谐波寄生干扰的除去滤波器。

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