CN1714500A - 复合放大器结构 - Google Patents

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Abstract

一种复合功率放大器结构，其包括被配置为Doherty放大器的辅助放大器并连接至输出节点的第一功率放大器(PA N+1)，以及被配置成与同一输出节点连接的至少一个Chireix对的偶数个另外的功率放大器(PA 1，1+PA 1，2...PA N，1+PA N，2)。Chireix对至少部分地以异相模式被驱动(40)，以及第一功率放大器以与Doherty放大器的辅助放大器相同的方式(40)被驱动。

Description

复合放大器结构
技术领域
本发明总的涉及一种改进的复合放大器结构和驱动这种放大器的方法。本发明还涉及包括这种结构的无线电终端。
背景技术
在用于广播、蜂窝和卫星系统的无线电发射机中，发射机的功率放大器(PA)除了能够同时放大许多无线电信道(频率)或独立的用户数据信道、跨越相当宽的带宽之外，还必须是非常线性的。它还必须有效地这样做，以降低功耗、减少冷却的需要并提高其寿命。由于非线性放大器将引起信道间干扰信号能量的泄漏和每个信道内的失真，所以需要高的线性。
足够多的独立射频(RF)信道的混合或多用户CDMA(码分多址)信号的幅度概率密度趋于接近瑞利分布，该瑞利分布具有大的峰值对平均值功率比。由于常规线性RF功率放大器一般具有与其输出幅度成比例的效率，所以其平均效率对于这种信号是非常低的。
根据在发射具有大的峰值对平均值功率比的信号时常规线性功率放大器的低效率，广泛使用两种方法：Doherty方法【1】和Chireix异相方法【2】。
Doherty放大器使用一个非线性和一个线性放大器。第一功率放大器被驱动为B类线性放大器，以及具有非线性输出电流的第二功率放大器通过阻抗转换四分之一波长线“调制”由第一放大器看去的阻抗【1，3】。由于第二放大器的非线性输出电流在某一转换(输出)电压下是零，所以第二放大器在这个电压下没有功率损耗。
标准Doherty放大器的转换点(其对应于效率曲线中的最大值)在最大输出电压的一半处。通过改变四分之一波长传输线(或等效电路)的阻抗可以改变转换点的位置。于是需要不同规格(功率容量)的放大器来优化使用可用的峰值功率。Doherty系统可被扩展至三个或更多个放大器，以获得效率曲线上的更多最大值点。这通常导致对规格非常不均衡的放大器(即晶体管)的需要。
术语“异相”是Chireix和LINC放大器中的关键方法，一般指的是通过组合几个(一般为两个)相位调制的恒定幅度信号而获得幅度调制的方法。在“信号分量分离器”(SCS)中产生这些信号，并在通过RF链(chain)(混频滤波器和放大器)上变频和放大后接着在输出组合器网络中组合形成放大的线性信号。选择这些恒定幅度信号的相位，以使其向量和的结果产生理想的幅度。在Chireix放大器的输出网络中，使用补偿电抗+jX和-jX来扩展高效率的区域，以包括低输出功率电平。Chireix系统的效率参见【4，5】。
Chireix放大器的优点是能够通过改变电抗的大小(X)来改变效率曲线以适合于不同的峰值对平均值功率比。峰值输出功率在放大器之间平均分配，而与该调整无关，这意味着可使用相同规格的放大器。
此外，使用异相原理的三晶体管放大器(或更一般为奇数个晶体管)在【6】中被说明。然而，如【6】中所建议的，迄今为止给Chireix放大器添加更多放大器没有在提高效率上取得成功。事实上，【6】中所述放大器比使用改进的驱动信号的常规Chireix放大器的效率低，如【7】中所述。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种有效的多级复合功率放大器结构以及一种用于驱动这种结构的方法。
另一目的是包括这种结构的无线电终端。
依据所附的权利要求实现这些目的。
简而言之，本发明提出一种有效复合放大器结构，其实质上是基于Doherty放大器的辅助放大器和至少一对形成Chireix对的放大器的组合。以与Doherty放大器的辅助放大器相同的方式驱动复合放大器的Doherty部分。在复合放大器的动态范围的至少一部分上由驱动信号驱动每个Chireix对，该驱动信号具有与幅度相关的相位。优选地，不同对在动态范围的不同部分中具有与幅度相关的相位，以最大化效率。
附图说明
通过参考下面的描述并结合附图，可最好地理解本发明及其另外的目的和优点，其中：
图1是现有技术的Doherty放大器的框图；
图2是现有技术的典型Chireix放大器的框图；
图3是依据本发明的复合放大器结构的示范实施例的框图；
图4是依据本发明的复合放大器结构的另一示范实施例的框图；
图5是依据本发明的复合放大器结构的又一示范实施例的框图；
图6是说明每个放大器的归一化输出电压幅度对依据图4中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图7是说明每个放大器的输出电压相位对依据图4中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图8是说明每个放大器的归一化输出电流幅度对依据图4中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图9是说明每个放大器的输出电流相位对依据图4中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图10是说明效率随依据图4中复合结构的归一化输出电压而变的曲线图；
图11是现有技术的多级Doherty放大器的框图；
图12是图11中的多级放大器的框图，其中一个放大器由依据本发明的复合放大器结构所代替；
图13是说明每个放大器的归一化输出电流幅度对图11中的多级Doherty放大器的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图14是说明效率随图11中的多级Doherty放大器的归一化输出电压而变的曲线图；
图15是说明每个放大器的归一化输出电压幅度对依据图12中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图16是说明每个放大器的输出电压相位对依据图12中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图17是说明每个放大器的归一化输出电流幅度对依据图12中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图18是说明每个放大器的输出电流相位对依据图12中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图19是说明效率随依据图12中复合结构的归一化输出电压而变的曲线图；
图20是Doherty放大器的框图，其中一个放大器由依据本发明的包括两个Chireix对的复合放大器结构所代替；
图21是说明每个放大器的归一化输出电压幅度对依据图20中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图22是说明每个放大器的输出电压相位对依据图20中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图23是说明每个放大器的归一化输出电流幅度对依据图20中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图24是说明每个放大器的输出电流相位对依据图20中复合放大器结构的归一化输出电压幅度的关系曲线的图；
图25是说明效率依据图20中复合结构的归一化输出电压而变的曲线图；以及
图26是说明依据本发明的复合放大器结构的输入网络的示范实施例的框图。
具体实施方式
在下面说明中，相同的附图标记将用于所有附图的图中相同或类似的元件。
在详细说明本发明之前，参考图1和2，分别地简要说明Doherty和Chireix放大器。
图1是典型的现有技术Doherty放大器的框图。Doherty放大器使用一个线性和一个非线性功率放大器。公开的理论表明，主功率放大器10被驱动为B类线性放大器，以及具有非线性输出电流的辅助功率放大器12(通过C类操作或由框14表示的某一其他技术)通过在输出网络中阻抗转换四分之一波长线16来“调制”由主放大器看去的阻抗。辅助放大器的输入通路还包括90°移相器18。由于辅助放大器的非线性输出电流在某一转换(输出)电压下是零，所以辅助放大器在这个电压下没有功率损耗。
标准Doherty放大器的转换点在最大输出电压的一半处。使用这个转换点，效率曲线最适合适中的峰值对平均值功率比，以及使峰值功率在两个组成放大器之间均分。通过改变四分之一波长传输线(或等效电路)的阻抗可以改变Doherty放大器中的转换点。然后效率曲线可被调整用于较高的峰值对平均值功率比，以及使峰值输出功率在放大器间不均分。因而，需要不同规格(功率容量)的放大器来优化使用可用的峰值功率。
图2是典型的现有技术Chireix放大器的框图。术语“异相”是Chireix和LINC放大器中的关键方法，一般指的是通过组合在信号分量分离器22中产生的两个相位调制的恒定幅度信号来获得幅度调制的方法。在通过RF链24、26(混频器、滤波器、放大器)和功率放大器28、30的上变频和放大后，该异相信号在Chireix类型输出网络32中被组合成放大的线性信号。选择这些恒定幅度的异相信号的相位，以从其向量求和得到的结果产生理想的幅度。输出网络32包括两个四分之一波长线λ/4(其中λ是在放大器工作频带的中心频率的波长)和两个补偿电抗+jX和-jX，其被用于扩展高效率区域以包括较低的输出功率电平。
Chireix放大器的优点是能够通过改变电抗的大小(X)来改变效率曲线，以适合于不同的峰值对平均值功率比。峰值输出功率在放大器之间平均分配，而与调整无关，这意味着可使用相同规格(功率容量)的放大器。
图3是依据本发明的复合放大器的示范实施例的框图。如可从图中看到的，这个实施例实质上是Chireix放大器(包括功率放大器PA 1，1和PA 1，2)与Doherty放大器的辅助放大器PA 2的组合。在“Doherty部分”中一个微小的变化(与图1相比)是在基带而不是RF带中实现非线性功能(例如作为查找表和D/A转换器)。为此，输入网络包括另一个RF链28。此外，优选地，Chireix部分的信号分量分离器22被改进以仅在复合放大器结构的动态范围的某一区域中产生异相信号。该改进将参考图6-10被详细说明。所说明的复合放大器结构可取代单个独立的放大器如B(AB)类线性RF放大器或Doherty系统中放大器之一，假定三个放大器都具有与它们代替的放大器相同的最大输出电流的话。
如由天线所示，依据本发明的复合放大器结构可以是发射器的一部分，例如无线电终端中的发射器，譬如蜂窝移动无线电通信系统中的基站或移动站。
下面的说明将说明基于组合Chireix和Doherty原理的思想的其它可行的复合功率放大器结构。
图3中的复合放大器包括半集总输出网络，该网络使用四分之一波长的传输线以及电感器(+jX)和电容器(-jX)。另一可行的是在图4中说明的分布式输出网络。该结构仅使用缩短的和加长的传输线。另一例子在图5中被说明。为了说明的目的，图5中包括来自PA 2的半波长传输线；任意数量的半波长的传输线可被添加至任一放大器，同时驱动信号相位的相应变化被增加至该放大器。一般地，输出网络的Chireix部分可被描述为包括与总线长λ/2对应的阻抗转换元件或具有平均线长λ/4的加长的和缩短的元件。输出网络的Doherty部分是非反相的，并且与线长0、λ/2或一般的N*λ/2相对应，其中N＝0，1，2，…。
实现输出网络的其他方法为通过仅使用集总元件，即电容器和电感器。在集总元件实施中，用π形节或其它集总元件网络代替传输线。然后，某一节点的对地电抗通常由具有等效并联值的单个电抗代替。
四分之一波长(或其等效电路)还可用于在负载和晶体管之间转换。更多阻抗匹配部分还可用于各个支路，以及可利用许多其它电路转换技术。
如果在输出网络中没有进行其它阻抗转换，则传输线阻抗应当基本上等于各个组成放大器的最佳负载电阻。假如单独地使用该结构作为三放大器系统，则在标注的连接点处连接的转换天线阻抗RLOAD应等于全部三个组成放大器的最佳负载的并联连接。
尽管图3中的输入网络在原则上可被驱动作为PA 1，1和PA 1，2的经典Chireix异相模式和PA 2的非线性Doherty模式的组合，但是现在将说明更有效的驱动模式。
三放大器系统的改进操作可细分成三个主区域。在低输出幅度处，驱动PA 1，1和PA 1，2提供在它们之间具有恒定相位角的线性增加(相对于输出幅度)的电流。该区域的上边界由电抗、X(图3)的大小或者等效地由线长度差值δ确定(图4)。通常选择这个参数，以便通过将最低效率的最大值(参见图10)放置在某一输出幅度点处来使得所使用信号幅度分布的平均效率最大。在中间输出幅度处，以异相方式驱动同样的两个放大器，其中它们的输出节点电压具有恒定的幅度和变化的相对相位。中间区域的上边界由PA 1，1和PA 1，2的最大输出功率之和与全部三个放大器的最大输出功率之和间的关系确定。在高输出幅度处，保持PA 1，1和PA 1，2处于恒定电压和恒定的相位差值，同时提供基本上线性增加的输出电流。在这个区域，第三个放大器PA 2也是激活的，提供从零开始线性增加的电流。
作为上述的说明，考虑一种三个相等规格的放大器的系统。该特定的复合放大器使用依据图4的具有线长度差值δ＝0.041λ的传输线来实现。
在图6、7中分别显示了在放大器的输出节点处电压的幅度和相位。在PA 2处的电压包括理想的输出信号，这意味着其幅度随输出幅度线性上升，而在PA 1，1和PA 1，2处的电压在低输出幅度处上升较快(一直到大约0.23倍的最大输出幅度)，以及在较高幅度处保持恒定。在PA 2处电压的相位是理想的输出信号相位。PA 1，1和PA 1，2在低输出幅度处开始，具有恒定的相对相位差值以及输出信号的相位的恒定偏移。从最大输出幅度的0.23至0.67倍，PA 1，1和PA 1，2以异相模式运行，并在输出电平的0.67倍以上具有相对于输出的恒定相位。
由放大器输送的RF电流的幅度和相位分别显示在图8和图9中。PA 1，1和PA 1，2在低幅度处输送具有相对于输出的恒定相位的线性电流。在中间幅度区域，这些放大器处于异相模式。在高输出幅度处，PA 2也是激活的，同时PA 1，1和PA 1，2继续增加其输出电流。在这个区域，相对相位需要改变以获得理想效率，尽管改变的程度小于在异相区域。在低输出幅度处PA 2相位图的不存在表示这是个“无关的”区域，因为无论如何被输送的电流都是零。假定线性晶体管处于B类操作，图10中显示了三放大器系统的所得到的效率。
在Doherty系统中操作所述结构和作为单个独立的高效放大器操作所述结构的区别是，对于电抗值或者等效地线长度差值的选择具有新的限制。这些限制取决于在Doherty系统中哪个功率放大器被取代，因在Doherty系统中不同放大器在不同的操作区域进行不同的操作。在Doherty系统中所有放大器都通过输送线性电流(作为输出电压的函数)开始(在零输出电平处是对于第一或主放大器，或在较高输出幅度的所谓转换点是对于随后的或辅助放大器)。在下一个转换点之上的区域，在放大器的输出节点处的电压幅度是恒定的，同时其继续输送线性电流。在下一个区域，电流幅度也是恒定的。在Doherty系统中的放大器由新的多级放大器标准部件代替时，必须选择阻抗值或线长度差值，以使其在替换的放大器(其中输送线性电流的最初放大器)的最低激活区域(通常较低部分)作出有效的异相操作。
在组成放大器之间的最大输出功率的分配还有新的考虑。如果放大器的激活区域从在代替的放大器的转换点之上的转换点开始，只有没有异相的组成放大器将在该较高区域继续输送线性电流。这意味着放大器之间的输出功率的分配在最大输出幅度处与在转换点处功率的分配是不相同的。这又暗示，在多级放大器标准部件中的放大器之间的最大输出功率的分配必须考虑在初始Doherty结构中转换点的位置。
假如其它转换没有用在输出网络中，则用在标准部件中的传输线阻抗等于相应放大器的最佳负载阻抗。用在初始Doherty系统中的其余放大器以及传输线(或等效网络)不受到该代替的影响。输送的电流、输出节点电压、量度(dimensioning)，所有这些都保持相同。这也意味着，新标准部件的多个插入可在同一初始Doherty放大器中进行。
例如，考虑作为用于代替三级Doherty系统中的第二个放大器的标准部件的基本的三放大器结构，如图11中所示。所得到的结构看上去像图12中所示出的结构。因而，由图11中虚线框指示的放大器PA 2已由图12中虚线框指示的三放大器结构代替。在该结构中，在初始Doherty系统中的PA 2的输出功率容量在新系统的三个部分放大器PA 2，1、PA 2，2和PA 2，3之间分配。PA 1和PA 3在初始Doherty系统和新系统中以同样的方式工作。
在这个例子中，Doherty系统的四分之一波长传输线的阻抗是：Z1＝PA 3的最佳负载的1.25倍，Z2＝PA 3的最佳负载的0.25倍。转换的天线阻抗RLOAD＝PA 3的最佳负载的0.2倍。
在图12的新系统中，使用由PA 2，1、PA 2，2和PA 2，3加上如图4中的缩短的和加长的传输线组成的结构代替PA 2，这些传输线的阻抗是：Z3＝Z4＝PA 3的最佳负载的1.25倍。该线长度差值是：δ＝0.06λ。
图13显示来自图11的三级Doherty系统的组成放大器的RF电流的幅度。较低级的电流被归一化到PA 3的最大输出电流。所得到的该参考系统的效率被显示在图14中。
我们现在观察用三个部分放大器PA 2，1、PA 2，2和PA 2，3的组合代替PA 2的同一Doherty系统，如图12所示。在图15和图16中，显示了放大器输出节点处RF电压的幅度和相位。在PA 3处输出电压被用作其他放大器的相位参考。
在图17和图18中，显示了由图12中放大器输送的RF电流的幅度和相位。PA 1、PA 2，1和PA 2，2均输送PA 3的最大输出电流的0.8倍。PA 2，3最高输送该数量的两倍，即PA 3的最大输出电流的1.6倍。如果我们增加代替原始Doherty系统中的PA 2的放大器的最大电流，我们就达到了PA 3的最大输出电流的3.2倍，这与在原始系统中PA 2输出电流的最大值相同。注意，PA 1和PA 3的输出电流幅度图的形状和大小与如图13所示的原始系统的一致。
因此，我们用输送同样最大输出电流的三晶体管结构代替PA 2，但减小了平均电流，而对系统的其余部分没有影响。较小的电流消耗意味着较高的效率，通过比较新系统在图19中的效率曲线与现有技术系统在图14中的效率曲线这是显然的。
到此为止所说明的三放大器系统可被扩展至任意奇数个放大器，这是通过实质上使用多级Chireix结构代替迄今为止使用的单个(二放大器)结构来实现。这具有进一步增加效率的优点。放大器或标准部件中的不同级在异相模式中操作的顺序由电抗的大小确定。最大输出功率在新的多级放大器系统中的Chireix部分和单个(剩余)放大器间的分配遵循相同的考虑，而与在系统中的单个或多个Chireix对的选择无关。
作为对较高级别结构使用的说明，考虑使用五个放大器的系统代替在两级Doherty系统中的第二放大器。该特定的放大器使用传输线实施，并且所有放大器具有相同的规格(相同的最大输出电流和电压)。该结构显示在图20中。因为所有放大器具有相同的规格，因而从所有相关的放大器至输出端的传输线具有相等的阻抗Z。线长度差值是：δ1＝0.04λ和δ2＝0.09λ。因为我们有相同规格的六个放大器，所以转换天线阻抗RLOAD具有一个放大器最佳负载的六分之一的值。
图21和图22分别显示了放大器输出节点处电压的幅度和相位。我们看到，在PA 2，5处的电压包括理想输出信号的幅度和相位。在PA1处的电压引起90°的输出，并且是第一个到达其最大值。两个“Chireix对”PA 2，1+PA 2，2和PA 2，3+PA 2，4在输出幅度的不同区域以异相模式操作，并具有相对于最上面第六个输出幅度范围中的输出的恒定的相位。
图23和图24分别显示了电流的幅度和相位。其中仅仅显示在其中每个放大器是激活的(输送电流)的区域的相位图。我们看到，PA 1在所有输出电平期间均是激活的，正如二放大器Doherty系统的第一级所期望的。在输出幅度的大约0.17和0.47倍上面，两个“Chireix对”分别是激活的。在最上面第六个输出幅度范围中，PA 2，5是激活的。
假定线性晶体管处于B类操作，图25显示了对于六放大器系统所得到的效率。
例如，通过依据图26的放大器输入网络可实施所述的有效的模式。数字输入信号IN被向前送至向量查找表40，其中单个输入信号值产生输出信号向量。然后每个向量分量被向前送至D/A转换器42，并随后送至各自的RF链44。这将数字输入信号幅度转换为适当的驱动信号(假定输入信号幅度与复合放大器输出电压幅度成比例)。
通过使用作为单独放大器的本发明，可以比使用具有相同数量晶体管(放大器)的多级Doherty网络获得更高的效率。这是因为，效率曲线中的多个峰值是平坦的(圆滑的)，而不是有尖峰的(如在典型Doherty情况中)。对于许多通常发生的信号幅度分布而言，本发明比由奇数个放大器组成的现有系统更有效。
另一个优点是，可使用更均匀规格的(和可能的相同规格)晶体管，如与Doherty放大器相比。这是有用的，因为厂商经常只能提供有限数量可用的晶体管规格。
还可能的是，本发明用于“明显地”代替Doherty系统中的一个或多个放大器。所提出的结构是唯一能够以高效率和充分使用资源来实现的结构。这是有用的，因为它导致许多可选择的使用偶数和奇数个放大器建立有效系统的方法。
本领域技术人员应该清楚，可以对本发明作出各种改进和变化而不脱离由所附的权利要求书限定的它的范围。
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Claims (25)

1、一种复合功率放大器结构，其特征在于，
第一功率放大器(PA 2)，其被配置为Doherty放大器的辅助放大器并连接至输出节点；以及
偶数个另外的功率放大器，其被配置成与所述输出节点连接的至少一个Chireix对(PA 1，1 PA 1，2)。
2、如权利要求1所述的放大器结构，其特征在于用于在复合放大器结构的动态范围的至少一部分之上通过驱动信号来驱动至少一个Chireix对的装置(40)，该驱动信号具有与幅度相关的相位。
3、如权利要求2所述的放大器结构，其特征在于用于以异相模式在复合放大器结构的动态范围的至少一部分之上驱动至少一个Chireix对的装置(40)。
4、如权利要求3所述的放大器结构，其特征在于用于以异相模式在复合放大器结构的动态范围的不同部分之上驱动至少两个Chireix对的装置(40)。
5、如权利要求3所述的放大器结构，其特征在于用于使用基本上线性的电流幅度在其对应的复合放大器结构的动态范围的异相部分之上驱动至少一个Chireix对的装置(40)。
6、如权利要求3所述的放大器结构，其特征在于用于使用基本上线性的电流幅度在其对应的复合放大器结构的动态范围的异相部分之下驱动至少一个Chireix对的装置(40)。
7、如权利要求1所述的放大器结构，其特征在于用于在预定输出节点电压幅度之下使用基本上为零的电流幅度和在预定输出节点电压幅度之上使用基本上线性的电流幅度来驱动所述第一功率放大器(PA2)的装置(40)。
8、如前面权利要求中任意一项所述的放大器结构，其特征在于，所述结构形成单独的复合放大器。
9、如前面权利要求1-7中任意一项所述的放大器结构，其特征在于，所述结构形成包括另外的功率放大器的复合放大器的一部分。
10、一种具有复合功率放大器结构的无线电终端，其特征在于，
第一功率放大器(PA 2)，其被配置为Doherty放大器的辅助放大器并连接至输出节点；以及
偶数个另外的功率放大器，其被配置成与所述输出节点连接的至少一个Chireix对(PA1，1 PA1，2)。
11、如权利要求10所述的无线电终端，其特征在于用于在复合放大器结构的动态范围的至少一部分之上通过驱动信号来驱动至少一个Chireix对的装置(40)，该驱动信号具有与幅度相关的相位。
12、如权利要求11所述的无线电终端，其特征在于用于以异相模式在复合放大器结构的动态范围的至少一部分之上驱动至少一个Chireix对的装置(40)。
13、如权利要求12所述的无线电终端，其特征在于用于以异相模式在复合放大器结构的动态范围的不同部分之上驱动至少两个Chireix对的装置(40)。
14、如权利要求12所述的无线电终端，其特征在于用于使用基本上线性的电流幅度在其对应的复合放大器结构的动态范围的异相部分之上驱动至少一个Chireix对的装置(40)。
15、如权利要求12中所述的无线电终端，其特征在于用于使用基本上线性的电流幅度在其对应的复合放大器结构的动态范围的异相部分之下驱动至少一个Chireix对的装置(40)。
16、如权利要求10所述的无线电终端，其特征在于用于在预定输出节点电压幅度以下使用基本上为零的电流幅度和在预定输出节点电压幅度以上使用基本上线性的电流幅度来驱动所述第一功率放大器(PA 2)的装置(40)。
17、如前面权利要求10-16中任一项所述的无线电终端，其特征在于，所述结构形成单独的复合放大器。
18、如前面权利要求10-16中任一项所述的无线电终端，其特征在于，所述结构形成包括另外的功率放大器的复合放大器的一部分。
19、如权利要求10-6中任一项所述的无线电终端，其特征在于，所述无线电终端是移动无线电终端。
20、如权利要求10-16中任一项所述的无线电终端，其中所述无线电终端是基站。
21、一种驱动复合放大器结构的方法，该复合放大器结构包括连接至公共负载的奇数个功率放大器，所述方法的特征在于具有下列步骤：
在预定输出节点电压以下使用基本上为零的电流幅度和在预定输出节点电压以上使用基本上线性的电流幅度驱动第一功率放大器；以及
在复合放大器的动态范围的至少一部分之上通过具有与幅度相关的相位的驱动信号来驱动至少一个Chireix对。
22、如权利要求21所述的方法，其特征在于以异相模式在复合放大器结构的动态范围的至少一部分之上驱动至少一个Chireix对的步骤。
23、如权利要求22所述的方法，其特征在于以异相模式在复合放大器结构的动态范围的不同部分之上驱动至少两个Chireix对的步骤。
24、如权利要求22所述的方法，其特征在于使用基本上线性的电流幅度在其对应的复合放大器结构的动态范围的异相部分以上驱动至少一个Chireix对的步骤。
25、如权利要求22所述的方法，其特征在于使用基本上线性的电流幅度在其对应的复合放大器结构的动态范围的异相部分以下驱动至少一个Chireix对的步骤。
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