JP4316236B2 - 互いに９０°の位相差を有する２信号の生成 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の実施の形態】
多くの分野において、互いに９０°の位相差を有し、共に１つの入力信号と実質的に等しい２つの信号を生成可能であることが、一般的に望まれている。このような信号の組み合わせが望まれる分野の例は、例えば、テレビチューナ、移動電話（ＧＳＭ、ＮＭＴ）、無線電話（ＤＥＣＴ）等である。一般に知られているように、直交信号は、例えば、特に鏡像排除のためにテレビチューナにおいて使用される。
【０００２】
上記のような信号の組み合わせを生成するために、いくつかの技術を既に利用可能である。これらの利用可能な技術の各々には、なんらかの欠点がそなわっている。このような公知技術の一例は、ゲート回路やフリップフロップ等を用いた周波数分割を利用するものである。この公知技術の欠点は、入力信号の周波数を、０°信号と９０°信号の所望周波数の少なくとも２倍に選ばなければならないことである。他の技術は、９０°の位相差を有する２つの出力信号を生成する個別のオシレータを利用するものであり、そのオシレータは、位相ロックループにより元となる入力信号に結合されている。この技術の欠点は、比較的大規模な電子回路と比較的大きいエネルギー消費を必要とすることである。
【０００３】
それ自体公知となっている更なる技術は、位相シフトネットワークを利用するものである。位相シフトネットワークは、入力信号と等しい１つの出力信号を、固定位相遅延を９０°に設定可能にして、生成する。しかし、現在までの位相シフトネットワークの欠点は、入力信号を正弦形にする必要があることである。特に現在までの位相シフトネットワークは、上記例におけるほとんどのローカルオシレータが方形波信号を生成するにもかかわらず、互いに９０°の位相差を有し、且つ、共に方形波形を有する入力信号に少なくとも実質的に一致する、２つの出力信号を生成できない。
【０００４】
本発明は、位相シフトネットワークを用いて、互いに９０°の位相差を有する２つの出力信号を、入力信号を正弦形に限定することなく、生成することができるアプローチを提供することを目的とする。この目的のために、本発明は、互いに９０°の位相差を有する２つの信号を生成するための独立クレームに定義したような方法とデバイスを、提供する。従属クレームは、有利な実施形態を定義する。好適な実施形態において、本発明は、方形波信号を受信可能であると共に、互いに９０°の位相差を有し、共に少なくとも入力信号と実質的に等しい２つの方形波信号を出力可能である位相シフトネットワークを提供する。
【０００５】
本発明は、ローカルオシレータにより生成されるような方形波信号を、基本波と限定数の奇数高調波から成り、前記波の各々が、正弦形であるフーリエ級数に近似できるという見識に基づいている。実際に、考慮する必要のある奇数高調波の数は、基本波の周波数に依存しており、基本波の周波数が高ければ、重要な役割をする奇数高調波の数は小さくなる。
【０００６】
従って、この見識に基づいて、本発明は、入力信号の基本フーリエ成分と、少なくとも第３高調波フーリエ成分と、好ましくは第５高調波フーリエ成分とに基づき、これらの成分が、基本フーリエ成分周期の４分の１に等しい時間だけシフトして、作動する位相シフトネットワークを提供する。
【０００７】
好適な実施形態において、本発明の位相シフトネットワークは、受動多相フィルタを備える。このようなフィルタは、全周波数成分を通過帯域内において同じ角度だけシフトするという固有の特性を有する。所望のシフト角が９０°に等しいと仮定すると、固有特性は、第５高調波フーリエ成分については正しくなり、第３高調波フーリエ成分については正しくなく、それは、２７０°シフトして、−９０°のシフトと同等になる。本発明は、このことが、負の周波数を有する第３高調波フーリエ成分の＋９０°シフトに等しいという更なる見識に基づいている。従って、好適な本実施形態における本発明によると、位相シフトネットワークは、負の周波数を有する第３高調波フーリエ成分を通し、正の周波数を有する第３高調波フーリエ成分を抑制する周波数特性を有する。
【０００８】
本発明のこれらおよび他の態様、特徴、利点を、本発明によるネットワークの実施形態例を以下に説明することにより更に明らかにする。
【０００９】
図面において、同じ参照符号は、等しいまたは類似の部分を示している。
【００１０】
図１は、第１入力１１と、第２入力１２と、第１出力１３と、第２出力１４を有する多相フィルタ１０を概略的に示す。特に、この多相フィルタ１０は、二相フィルタである。多相フィルタは、それ自体は公知である。例えば、Ｊ．Ｃｒｏｌｓ等による１９９５ ＩＳＳＣＣ Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｐａｐｅｒｓの第３８巻、ＩＥＥＥ出版、１９９５年、１３６〜１３７ページの記事「完全集積９００ＭＨｚＣＭＯＳ二重直角位相ダウンコンバータ」を参照できる。従って、多相フィルタ１０の設計と動作に関する詳細な説明は、ここでは必要ない。しかし、いくつかの記号や式を導入するために、多相フィルタ１０（二相フィルタ）の動作に関するいくつかの特徴をここで説明する。
【００１１】
２つの入力信号Ｘ_１１（ω）とＸ_１２（ω）を、２つの入力１１と１２にそれぞれ印加すると仮定し、２つの入力信号Ｘ_１１（ω）とＸ_１２（ω）は、正弦形であり同じ周波数ωを有するが、９０°の位相差を有するとする。これを、｜φ_１１−φ_１２｜＝９０°［ｍｏｄ３６０°］と表し、φ_１１は、第１入力１１に印加する第１入力信号Ｘ_１１（ω）の位相であり、φ_１２は、第２入力１２に印加する第２入力信号Ｘ_１２（ω）の位相である。２つの状態は次のように区別することができる。
【００１２】
１） Ｘ_１１（ω）が、先行している、つまり、φ_１１−φ_１２＝＋９０°
２） Ｘ_１２（ω）が、先行している、つまり、φ_１１−φ_１２＝−９０°
正弦形信号をＸ（ω）＝Ｘ・ｅ^ｊωｔと複素表現にしても良いが、実際の物理信号は、複素数表現の実部であることを述べておく。さらに、上述のφ_１１−φ_１２＝＋９０°およびφ_１１−φ_１２＝−９０°の両方の場合を、
Ｘ_１１（ω）＝Ｘ・ｅ^ｊωｔ および Ｘ_１２（ω）＝ｊＸ・ｅ^ｊωｔ
と書くことができる。
【００１３】
Ｘ＝｜Ｘ｜・ｅ^{j φ}を用いると、
Ｒｅ（Ｘ_１１）＝｜Ｘ｜ｃｏｓ（ωｔ＋φ） および Ｒｅ（Ｘ_１２）＝｜Ｘ｜ｃｏｓ（ωｔ＋φ＋π／２）
となり、それによりω＜０は、φ_１１−φ_１２＝＋９０°の場合に相当し、他方、ω＞０は、φ_１１−φ_１２＝−９０°の場合に相当することとなる。
【００１４】
その出力１３および１４において、多相フィルタ１０は、正弦形出力信号Ｙ_１３（ω）とＹ_１４（ω）をそれぞれ生成するが、それらは、２つの入力信号Ｘ_１１（ω）とＸ_１２（ω）と同じ周波数ωを有する。
【００１５】
多相フィルタ１０は、Ｘ_１２（ω）＝ｊＸ_１１（ω）の場合、以下のように表される伝達特性Ｈ（ω）を有するとさらに仮定する。
【００１６】
Ｈ（ω）＝Ｙ_１３／Ｘ_１１＝Ｙ_１４／Ｘ_１２ （１）
多相フィルタ１０の（正規化）伝達特性Ｈ（ω）が、上記の場合、ある正の周波数ω_ｘに対して以下の式（２）が、有効となる。
【００１７】
Ｈ（ω_ｘ）＝１ および Ｈ（−ω_ｘ）＝０ （２）
そして、多相フィルタ１０を利用して、１つの入力信号Ｘ_１１のみをベースとして２つの出力信号Ｙ_１３とＹ_１４＝ｊＹ_１３を生成することができ、これを図２Ａから図２Ｃを参照にして説明する。
【００１８】
図２Ａにおいて、第１入力信号Ｘ_１１Ａ＝Ｘ（ω_ｘ）が、第１入力１１に印加されると共に第２入力信号Ｘ_１２Ａ＝ｊＸ_１１Ａ＝ｊＸ（ω_ｘ）が、第２入力１２に印加される。上式（１）と（２）に従い、多相フィルタ１０は、その後、第１出力信号Ｙ_１３Ａ＝Ｙ（ω_ｘ）と第２出力信号Ｙ_１４Ａ＝ｊＹ_１３Ａ＝ｊＹ（ω_ｘ）をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成する。
【００１９】
図２Ｂにおいて、第１入力信号Ｘ_１１Ｂ＝Ｘ（ω_ｘ）が、第１入力１１に印加されると共に第２入力信号Ｘ_１２Ｂ＝−ｊＸ_１１Ｂ＝−ｊＸ（ω_ｘ）が、第２入力１２に印加される。上式（１）と（２）から、多相フィルタ１０は、その後、零出力信号Ｙ_１３Ｂ＝０とＹ_１４Ｂ＝０をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成することとなる。
【００２０】
多相フィルタ１０は、線形フィルタであり、これは、２つの入力信号を加算すると、対応する出力信号も加算されることを意味する。図２Ｃにおいて、図２Ａと図２Ｂにおいて用いた２つの入力信号をそれぞれ加算する。
【００２１】
つまり、第１入力１１は、
Ｘ_１１Ｃ＝Ｘ_１１Ａ＋Ｘ_１１Ｂ＝２Ｘ（ω_ｘ）
を受信し、一方、第２入力１２（接続せず）は、
Ｘ_１２Ｃ＝Ｘ_１２Ａ＋Ｘ_１２Ｂ＝ｊＸ（ω_ｘ）＋（−ｊＸ（ω_ｘ））＝０
を受信する。
【００２２】
それから、図２Ａと図２Ｂの２つの出力信号もまた、加算し、従って、多相フィルタ１０は、第１出力信号Ｙ_１３Ｃ＝Ｙ（ω_ｘ）と第２出力信号Ｙ_１４Ｃ＝ｊＹ（ω_ｘ）をその二つの出力１３と１４においてそれぞれ生成する。
【００２３】
つまり、第１入力１１が、実入力信号Ｘ（ω_ｘ）を受信すると共に第２入力１２が、０である場合、多相フィルタ１０は、第１と第２出力信号Ｙ_１３（ω_ｘ）＝１／２・Ｘ（ω_ｘ）およびＹ_１４（ω_ｘ）＝１／２・ｊＸ（ω_ｘ）を生成する。これらは、位相差９０°を有する２つの実出力信号であり、正の周波数を有する正弦形二相出力信号としても示される。上述では、Ｙ_１３（ω_ｘ）とＸ（ω_ｘ）間のどの可能な位相差も無視する。
【００２４】
なお、上記の説明をＹ_１４Ａの符号が反転した場合にも適用できる。この場合、二相出力信号は、負の周波数を有すると示されてもよい。しかし、出力１４を「第１」出力と、また、出力１３を「第２」出力とみなすことも可能である。
【００２５】
このように、多相フィルタを用いて、１つの入力信号Ｘ（ω_ｘ）をベースとして、互いに９０°位相が異なる２つの信号Ｙ_１３（ω_ｘ）とＹ_１４（ω_ｘ）を生成することができる。
【００２６】
上記では、２つの仮定を行った。１つ目の仮定は、入力信号Ｘ（ω_ｘ）は、正弦形であることである。２つ目の仮定は、入力信号Ｘ（ω_ｘ）の周波数ω_ｘは、式（２）が有効である周波数領域にあることである。以降でもこのような周波数領域を異符号拒絶パス領域、略してＯＳＲ（Ｏｐｐｏｓｉｔｅ Ｓｉｇｎ Ｒｅｇｉｏｎ）パス領域と示し、それは、領域内の周波数を通すが、異符号の同周波数を拒絶するか少なくとも抑制することを示す。
【００２７】
現在のところ、ブロードバンド多相フィルタは、少なくとも全ての実用目的のために、ＯＳＲパス領域の、０から非常に高く実質的に無限大の周波数までの範囲に存在する。また、多相フィルタは、中心周波数ω_ＬＯと帯域幅ＢＷ_ＬＯを有する特別周波数帯域において作動する特別ローカルオシレータと共に設計されており、これらの多相フィルタは、ローカルオシレータの作動周波数帯域と同一のＯＳＲ帯域パス領域を有しており、伝達関数Ｈ（ω）は、他の全ての周波数に対して０となっている。
【００２８】
しかし、このような従来技術の多相フィルタでは、入力信号が、バイナリ信号であると共に、出力信号も、バイナリ信号である必要がある場合、互いに９０°の位相差を有する２つの信号を１つの入力信号をベースに生成するのに同様の簡単な手段を実現することはできない。より具体的には、多くの利用分野において、ローカルオシレータは、デューティサイクル５０％の方形波信号を生成しており、上述に記載の技術をこのような場合に利用することはできない。このことを以下に説明する。
【００２９】
ローカルオシレータが、図３Ａに示す、デューティサイクル５０％の方形波信号で周期Ｔ_１の出力信号Ａを生成すると仮定する。周知の通り、このような方形波信号Ａは、正弦形信号成分（フーリエ級数）に展開できる。これらの正弦形信号成分は、基本周波数ω_１＝１／Ｔ_１を有する基本波から成り、それを図３Ｂに図示するようにＡ_１（ω_１）と示す。フーリエ級数は、さらに奇数高調波Ａ_３（ω_３）、Ａ_５（ω_５）、・・・、Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）、ここでｎ＝１、２、３、・・・から成る。ここで、周波数成分Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）は、基本波Ａ_１に対して第（２ｎ＋１）高調波であり、基本周波数ω_１の（２ｎ＋１）倍に等しい周波数ω_２ｎ＋１を有する。また、図３Ｂは、第３、第５の高調波の一部を示す。
【００３０】
なお、一般的に、フーリエ級数は、無限数の周波数成分を有する無限級数であるが、最も実際的な状況下では、ローカルオシレータからの出力信号Ａは、限定数の、例えば５の、フーリエ項により、極めて良好に近似することができる。
【００３１】
多相フィルタを用いてこのような方形波ローカルオシレータ信号Ａをベースに直交信号を生成すると、多相フィルタは、上述の方法で前述の正弦形フーリエ成分の各々に基づいて動作する。したがって、多相フィルタが、比較的狭いＯＳＲ帯域パス特性を有しており、ローカルオシレータの基本周波数ω_１に適応しているだけであれば、多相フィルタは、互いに９０°の位相差を有する２つの正弦形出力信号Ｙ_１３（ω_１）とＹ_１４（ω_１）を生成するのみとなるであろう。例えば、信号がクリップするような大きな利得を有する増幅器を用いて、このような正弦形出力信号をベースに方形波信号を形成することもできるが、これは、更なる回路を必要とするとともに、正弦形出力信号の小さい偏差が、形成された平方波信号の重要なタイミング偏差を導く可能性もある。零交差の正確性を向上するためには、より多くのフーリエ項を考慮に入れるべきである。
【００３２】
一方、多相フィルタが、比較的広いＯＳＲパス特性を有しており、高調波周波数ω_３、ω_５、ω_７、等にも適応している場合、多相フィルタは、正しい態様で９０°の出力信号を生成しないであろう。これを、以下に図３Ｃを参照にして説明する。
【００３３】
まず、２つの出力信号Ｙ_１３とＹ_１４間の必要な９０°位相差は、基本周波数ω_１に関係することを指摘する。このように、実際には、２つの出力信号Ｙ_１３とＹ_１４は等しいが、時間において時間距離Ｔ_１／４［ｍｏｄＴ_１］だけ互いにシフトしていることが必要である。
【００３４】
第２に、第２出力信号Ｙ_１４が、第１出力信号Ｙ_１３に等しいがＴ_１／４［ｍｏｄＴ_１］だけシフトするという目的に合致させるために、第２出力信号Ｙ_１４を生成する際に、入力信号Ａの各周波数成分Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）を時間距離Ｔ_１／４［ｍｏｄＴ_１］だけシフトすることが必要であることを指摘する。しかし、上述の通り、多相フィルタ１０は、全ての周波数成分Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）をその通過帯域内において９０°の位相角だけシフトするという固有の特性を有しており、この９０°位相シフトは、問題の信号成分の相当する周波数ω_２ｎ＋１に関して常に測定されている。このような位相シフトは、全ての周波数成分に必要な時間シフトには対応していない。
【００３５】
例えば、基本波Ａ_１、第５高調波Ａ_５、第９高調波Ａ_９等に対して、Ｔ_１／４の時間シフトは、それぞれ、９０°、４５０°、８１０°等の位相シフトに対応しており、それらは、全て＋９０°［ｍｏｄ３６０°］の各位相シフトと同等であり、つまり、これらは、「マッチング」シフトである。
【００３６】
しかし、第３〔第７〕｛第１１｝高調波Ａ_３〔Ａ_７〕｛Ａ_１１｝などに対しては、Ｔ_１／４の必要時間シフトは、それぞれ、２７０°〔６３０°〕｛９９０°｝の必要位相シフトに対応しており、各場合は、全て−９０°［ｍｏｄ３６０°］の必要位相シフトと同等である。前に述べたように、従来の多相フィルタは、このような位相シフトを伝えることができない。実際、従来の多相フィルタが、比較的広いＯＳＲパス特性を有しており、高調波周波数ω_３、ω_７、ω_１１、等に適用している場合、これらの高調波は、同様に＋９０°だけ、すなわち、１８０°間違ってシフトされることとなる。
【００３７】
本発明の重要な態様によると、この問題は、１８０°の追加位相シフトが、第３〔第７〕｛第１１｝高調波Ａ_３〔Ａ_７〕｛Ａ_１１｝等に対して行われる場合に克服される。これは、例えば、個々に別々の高調波を、例えば適切な帯域フィルタを用いて選択し、その後個々に各高調波を処理して各個別高調波に対して＋９０°または−９０°［ｍｏｄ３６０°］のシフトを必要であれば与えるようにし、その後シフトした高調波を結合することにより行われる。
【００３８】
図４は、＋９０°シフトする必要のある高調波を結合し、１つのシングルブロードバンド多相フィルタ１０Ａを利用して＋９０°シフトをこれら全ての高調波に対して共通に行い、その一方で、−９０°シフトする必要のある高調波も結合し、１つのシングルブロードバンド多相フィルタ１０Ｂを利用して−９０°シフトをこれら全ての高調波に対して共通に行う場合の実施形態を示す。図４は、ローカルオシレータ２からの入力信号Ａを受信するための入力３と、同相出力信号Ｉと直角出力信号Ｑで、共に入力信号Ａと等しい信号を生成するための２つの出力８と９とを有する回路１を示す。上述の通り、ローカルオシレータ信号Ａは、デューティサイクル５０％の周期Ｔ_１を有する方形波信号である。上記の通り、ローカルオシレータ信号Ａを、正弦形信号成分Ａ_１（ω_１）、Ａ_３（ω_３）、Ａ_５（ω_５）、・・・、Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）、ここでｎ＝１、２、３、・・・に展開できる。図４の回路１は、４つのフーリエ成分を処理するように設計されており、ローカルオシレータからの出力信号Ａが、４つのフーリエ成分により近似できる状況に最適となっている。以下の説明により、当業者にとって、高次フーリエ成分を考慮するためにどのように本実施形態を補足すればいいか明らかになるだろう。
【００３９】
回路１は、第１フーリエ成分選択部４を備え、これは、直角出力信号Ｑにおいて＋９０°シフトする必要のあるこれらのフーリエ成分を選択する。これらは、フーリエ成分Ａ_１（ω_１）、Ａ_５（ω_５）、Ａ_９（ω_９）、・・・、Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）であり、ここでｎ＝０、２、４、６、・・・である。これらの各フーリエ成分に対して、第１フーリエ成分選択部４は、対応する帯域フィルタ６０_２ｎ＋１を備える。本実施形態において、第１フーリエ成分選択部４は、基本波Ａ_１（ω_１）と第５高調波Ａ_５（ω_５）を選択するようになっている。このように、第１フーリエ成分選択部４は、ω_１−ＢＷ_１／２とω_１＋ＢＷ_１／２間の周波数領域にある通過帯域６１_１を有する第１帯域フィルタ６０_１と、ω_５−ＢＷ_５／２とω_５＋ＢＷ_５／２間の周波数領域にある通過帯域６１_５を有する第２帯域フィルタ６０_５とを備える。
【００４０】
これらの帯域フィルタの入力端子は、入力３に接続されており、これらの帯域フィルタの出力端子は、第１加算器７１に結合されており、その第１加算器７１の出力は、第１多相フィルタ１０Ａの第１入力１１Ａに結合されている。このように、第１多相フィルタ１０Ａの第１入力１１Ａは、入力信号Ｘ_１１Ａ＝Ａ_１（ω_１）＋Ａ_５（ω_５）を受信する。第１多相フィルタ１０Ａの第２入力１２Ａは、零信号を受信する。
【００４１】
同様に、回路１は、さらに第２フーリエ成分選択部５を備え、これは、直交出力信号Ｑにおいて−９０°シフトする必要のあるこれらのフーリエ成分を選択する。これらは、フーリエ成分Ａ_３（ω_３）、Ａ_７（ω_７）、Ａ_１１（ω_１１）、・・・、Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）であり、ここでｎ＝１、３、５、・・・である。これらの各フーリエ成分に対して、第２フーリエ成分選択部５は、対応する帯域フィルタ６０_２ｎ＋１を備える。本実施形態において、第２フーリエ成分選択部５は、第３高調波Ａ_３（ω_３）と第７高調波Ａ_７（ω_７）を選択するようになっている。このように、第２フーリエ成分選択部５は、ω_３−ＢＷ_３／２とω_３＋ＢＷ_３／２間の周波数領域にある通過帯域６１_３を有する第３帯域フィルタ６０_３と、ω_７−ＢＷ_７／２とω_７＋ＢＷ_７／２間の周波数領域にある通過帯域６１_７を有する第４帯域フィルタ６０_７とを備える。
【００４２】
これらの帯域フィルタの入力端子は、入力３に接続されており、これらの帯域フィルタの出力端子は、第２加算器７２に結合されており、その第２加算器７２の出力は、第２多相フィルタ１０Ｂの第２入力１２Ｂに結合されている。このように、第２多相フィルタ１０Ｂの第２入力１２Ｂは、入力信号Ｘ_１２Ｂ＝Ａ_３（ω_３）＋Ａ_７（ω_７）を受信する。第２多相フィルタ１０Ｂの第１入力１１Ｂは、零信号を受信する。
【００４３】
２つの多相フィルタ１０Ａと１０Ｂは、ブロードバンド多相フィルタであり、以下の式（３）に従い、少なくとも実際の周波数に対して（正規化）伝達特性Ｈ（ω）を有する。
【００４４】
ω≧０の場合、Ｈ（ω）＝１ および ω＜０の場合、Ｈ（ω）＝０ （３）
実際には、２つの多相フィルタ１０Ａと１０Ｂは、等しくてもよい。
【００４５】
多相フィルタの動作に関する上述の説明から明らかなように、第１多相フィルタ１０Ａは、その第１出力１３Ａにおいて、第１出力信号Ｙ_１３Ａを２Ｙ_１３Ａ＝Ｘ_１１Ａ＝Ａ_１（ω_１）＋Ａ_５（ω_５）に従って供給すると共に、その第２出力１４Ａにおいて、第２出力信号Ｙ_１４ＡをＹ_１４Ａ＝ｊＹ_１３Ａに従って供給する。第１出力信号Ｙ_Ａは、一定の時間遅延ΔＴ_Ａを入力信号Ｘ_１１Ａに対して有していてもよい。
【００４６】
さらに、多相フィルタの動作に関する上述の説明から明らかなように、第２多相フィルタ１０Ｂは、その第２出力１４Ｂにおいて、第３出力信号Ｙ_１４Ｂを２Ｙ_１４Ｂ＝Ｘ_１２Ｂ＝Ａ_３（ω_３）＋Ａ_７（ω_７）に従って供給すると共に、その第１出力１３Ｂにおいて、第４出力信号Ｙ_１３ＢをＹ_１３Ｂ＝−ｊＹ_１４Ｂ＝−ｊＸ_１２Ｂに従って供給する。第３出力信号Ｙ_１４Ｂは、一定の時間遅延ΔＴ_Ｂを入力信号Ｘ_１２Ｂに対して有していてもよく、２つの多相フィルタ１０Ａと１０Ｂは、２つの時間遅延ΔＴ_ＡとΔＴ_Ｂが等しくなるように整合されていなければならない。
【００４７】
第１多相フィルタ１０Ａの第１出力１３Ａと第２多相フィルタ１０Ｂの第２出力１４Ｂは、第３加算器７３に結合しており、その第３加算器７３の出力は、回路１の第１出力端子８に結合して第１出力信号
Ｉ＝Ｙ_１３Ａ＋Ｙ_１４Ｂ＝（Ａ_１（ω_１）＋Ａ_３（ω_３）＋Ａ_５（ω_５）＋Ａ_７（ω_７））／２
を供給する。
【００４８】
同様に、第１多相フィルタ１０Ａの第２出力１４Ａと第２多相フィルタ１０Ｂの第１出力１３Ｂは、第４加算器７４に結合しており、その第４加算器７４の出力は、回路１の第２出力端子９に結合して第２出力信号
Ｑ＝Ｙ_１４Ａ＋Ｙ_１３Ｂ＝ｊ（Ａ_１（ω_１）−Ａ_３（ω_３）＋Ａ_５（ω_５）−Ａ_７（ω_７））／２
を供給する。
【００４９】
図４に提示した回路は、十分に機能する。しかし、その回路は、２つの多相フィルタを必要とする。＋９０°および−９０°を択一的に連続高調波シフトするステップを、全高調波を１つの入力で受信する１つのシングル多相フィルタにより、行うことが好ましい。
【００５０】
本発明によると、このような設計が可能であり、これは、１８０°の加算位相シフトは、多相フィルタにおいて負の周波数−ω_３、−ω_７、−ω_１１、等を有するフーリエ成分を使用することと同等であるからである。これを、図５Ａから図５Ｃを参照して説明する。
【００５１】
ある正の周波数ω_ｘに対して、多相フィルタ１０の伝達特性Ｈ（ω）が、以下の式（４）に従うと仮定する。
【００５２】
Ｈ（ω_ｘ）＝０ および Ｈ（−ω_ｘ）＝１ （４）
図５Ａにおいて、第１入力信号Ｘ_１１Ａ＝Ｘ（ω_ｘ）が、第１入力１１に印加されると共に、第２入力信号Ｘ_１２Ａ＝ｊＸ_１１Ａ＝ｊＸ（ω_ｘ）が、第２入力１２に印加される。上式（１）と（４）から、多相フィルタ１０は、零出力信号Ｙ_１３（ω_ｘ）＝０とＹ_１４（ω_ｘ）＝０をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成することとなる。
【００５３】
図５Ｂにおいて、第１入力信号Ｘ_１１Ｂ＝Ｘ（ω_ｘ）が、第１入力１１に印加されると共に、第２入力信号Ｘ_１２Ｂ＝−ｊＸ_１１Ｂ＝−ｊＸ（ω_ｘ）が、第２入力１２に印加される。上式（１）と（４）から、多相フィルタ１０は、第１出力信号Ｙ_１３Ｂ＝Ｙ（ω_ｘ）と第２出力信号Ｙ_１４Ｂ＝−ｊＹ_１３Ｂ＝−ｊＹ（ω_ｘ）をその２つの出力１３と１４においてそれぞれ生成することとなる。
【００５４】
図５Ｃでは、図５Ａと図５Ｂにおいて各々使用した２つの入力信号が、加算される。つまり、第１入力１１は、Ｘ_１１Ｃ＝Ｘ_１１Ａ＋Ｘ_１１Ｂ＝２Ｘ（ω_ｘ）を受信し、第２入力１２は、Ｘ_１２Ｃ＝Ｘ_１２Ａ＋Ｘ_１２Ｂ＝ｊＸ（ω_ｘ）＋（−ｊＸ（ω_ｘ））＝０を受信する。そして、図５Ａと図５Ｂの２つの出力信号も加算され、従って、多相フィルタ１０は、第１出力信号Ｙ_１３Ｃ＝ｊＹ（ω_ｘ）と第２出力信号Ｙ_１４Ｃ＝−ｊＹ_１３ｃ＝−ｊＹ（ω_ｘ）をその２つの出力１３と１４にてそれぞれ生成する。
【００５５】
つまり、式（４）を適用可能なこのような周波数ω_ｘに対して、第１入力１１が、実入力信号Ｘ（ω_ｘ）を受信し、第２入力１２が、零の場合、多相フィルタ１０は、第１と第２出力信号Ｙ_１３（ω_ｘ）＝１／２・Ｘ（ω_ｘ）とＹ_１４（ω_ｘ）＝−１／２・ｊＸ（ω_ｘ）＝−ｊＹ_１３（ω_ｘ）を生成する。これらは、−９０°位相差を有する２つの実出力信号であり、負の周波数を有する正弦形二相出力信号としても示される。
【００５６】
この見識に基づいて、本発明は、図６に示す新規な周波数特性４０を有する多相フィルタ１０を提案しており、これは、中心オシレータ周波数ω_ＬＯと帯域幅ＢＷ_ＬＯを有するローカルオシレータと共に使用することに適している。この周波数特性４０は、正の中心周波数ω_１＝ω_ＬＯとローカルオシレータの帯域幅ＢＷ_ＬＯと実質的に等しい帯域幅ＢＷ_１を有する第１ＯＳＲ帯域パス範囲４１を、有している。より具体的には、図６では、−ω_１−ＢＷ_１／２と−ω_１＋ＢＷ_１／２間の拒絶領域５１、つまり、−ω_１周辺の周波数におけるＨ（ω）＝０は、効果的に抑制されていることを示している。周波数特性４０は、さらに、負の中心周波数ω_４２＝−３ω_１と第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ_１の３倍に実質的に等しい帯域幅ＢＷ_４２とを有する第２ＯＳＲ帯域パス領域４２を、有している。より具体的には、図６では、３ω_１−３ＢＷ_１／２と３ω_１＋３ＢＷ_１／２間の拒絶領域５２、つまり、＋３ω_１周辺の周波数におけるＨ（ω）＝０は、効果的に抑制されていることを示している。この第２ＯＳＲ帯域パス領域４２（および対応する拒絶領域５２）を考慮すると、多相フィルタ１０は、正しく第３高調波Ａ_３（ω_３）を処理可能である。
【００５７】
多相フィルタ１０は、また、第５高調波Ａ_５（ω_５）を正しく処理できるようにも設計されていることが好ましい。そのために、周波数特性４０は、さらに、正の中心周波数ω_４３＝＋５ω_１と第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ_１の５倍に実質的に等しい帯域幅ＢＷ_４３とを有する第３ＯＳＲ帯域パス領域４３を、有している。より具体的には、図６では、−５ω_１−５ＢＷ_１／２と−５ω_１＋５ＢＷ_１／２間の拒絶領域５３、つまり、−５ω_１周辺の周波数におけるＨ（ω）＝０は、効果的に抑制されていることを示している。多相フィルタ１０は、また、第７高調波Ａ_７（ω_７）を正しく処理できるようにも設計されていることが好ましい。そのために、周波数特性４０は、さらに、負の中心周波数ω_４４＝−７ω_１と第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ_１の７倍に実質的に等しい帯域幅ＢＷ_４４とを有する第４ＯＳＲ帯域パス領域４４を、有している。より具体的には、図６では、＋７ω_１−７ＢＷ_１／２と＋７ω_１＋７ＢＷ_１／２間の拒絶領域５４、つまり、＋７ω_１周辺の周波数におけるＨ（ω）＝０は、効果的に抑制されていることを示している。
【００５８】
一般的には、多相フィルタ１０は、Ｎ個のＯＳＲ帯域パス領域を有しており、各々は、ω_ｎ＝（−１）^{（ｎ＋１）}・（２ｎ−１）ω_１、ｎ＝１、２、３、４、・・・、Ｎによる中心周波数と、第１ＯＳＲ帯域パス領域４１の帯域幅ＢＷ_１の（２ｎ−１）倍に実質的に等しい帯域幅ＢＷ_ｎとを有している。
【００５９】
実際には、Ｎ＝２であれば十分ではあるが、Ｎが、少なくとも３以上であることが好ましい。より好ましくは、Ｎ≧５である。
【００６０】
最適動作性能のためには、Ｎは、可能な限り大きくすべきであることがわかる。しかし、連続帯域パス領域の帯域幅が、増大するという事実を考慮すると、Ｎは、無限に大きくは選べず、可能な極限値は、隣接帯域パスと拒絶領域が接した場合となり、それは、Ｎ＝ω_１／ＢＷ_１＋１となる場合であろう。
【００６１】
図７は、上述の周波数特性４０を有する多相フィルタ１１０の比較的簡単な実施形態を示しており、それは、Ｎ＝２であり、つまり、図７の多相フィルタ１１０は、基本波と第３高調波を元に動作している。多相フィルタ１１０は、４つの入力端子１１１、１１２、１１３、１１４と、４つの対応する出力端子１２１、１２２、１２３、１２４を有する。第１（第２）〔第３〕｛第４｝出力端子１２１（１２２）〔１２３〕｛１２４｝は、第１（第２）〔第３〕｛第４｝入力端子１１１（１１２）〔１１３〕｛１１４｝に第１（第２）〔第３〕｛第４｝トランスファチャネルを介して接続しており、そのトランスファチャネルは、第１抵抗器Ｒ１_１（Ｒ１_２）〔Ｒ１_３〕｛Ｒ１_４｝と第２抵抗器Ｒ２_１（Ｒ２_２）〔Ｒ２_３〕｛Ｒ２_４｝との直列接続を備えており、全ての第１抵抗器Ｒ１_ｉは、互いに実質的に同等であり、全ての第２抵抗器Ｒ２_ｉは、互いに実質的に同等である。
【００６２】
第１（第２）〔第３〕｛第４｝トランスファチャネルの第１抵抗器Ｒ１_１（Ｒ１_２）〔Ｒ１_３〕｛Ｒ１_４｝と第２抵抗器Ｒ２_１（Ｒ２_２）〔Ｒ２_３〕｛Ｒ２_４｝との間の第１（第２）〔第３〕｛第４｝ノードを、Ｎ１（Ｎ２）〔Ｎ３〕｛Ｎ４｝と示す。
【００６３】
第１（第２）〔第３〕｛第４｝入力端子１１１（１１２）〔１１３〕｛１１４｝は、第２（第３）〔第４〕｛第１｝ノードＮ２（Ｎ３）〔Ｎ４〕｛Ｎ１｝に第１（第２）〔第３〕｛第４｝第１段階コンデンサＣ１２（Ｃ２３）〔Ｃ３４〕｛Ｃ４１｝を介して結合しており、第２（第３）〔第４〕｛第１｝ノードＮ２（Ｎ３）〔Ｎ４〕｛Ｎ１｝は、第１（第２）〔第３〕｛第４｝出力端子１２１（１２２）〔１２３〕｛１２４｝に第１（第２）〔第３〕｛第４｝第２段階コンデンサＣ２１（Ｃ３２）〔Ｃ４３〕｛Ｃ１４｝を介して結合している。
【００６４】
第１と第３入力端子１１１と１１３は、第１信号入力を定義する。図７では、ローカルオシレータ１０２からの入力信号Ａは、第１信号入力１１１と１１３において均衡の取れた形で受信される。
【００６５】
第２と第４入力端子１１２と１１４は、第２信号入力を定義する。図７では、これらの端子は、どの信号ソースにもあるいは電圧ソースにも接続しておらず、つまり、浮動状態になっている。あるいは、これらの端子は、零に接続されていてもよい。
【００６６】
第１と第３出力端子１２１と１２３は、第１信号出力を定義する。図７では、同相出力信号Ｉが、これらの２つの出力端子１２１と１２３から取られている。
第２と第４出力端子１２２と１２４は、第２信号出力を定義する、図７では、直角出力信号Ｑが、これらの２つの出力端子１２２と１２４から取られている。
【００６７】
図７の多相フィルタ１１０は、ω_１は、例えば、ＧＳＭにおいて使用される約９１０ＭＨｚで約４０ＭＨｚの狭い帯域幅を有し、ω_３は、約２７３０ＭＨｚである基本波に対して、変数値をおおよそ以下のように選択することにより、設計されていてもよい。
【００６８】
Ｒ１_１（Ｒ１_２）〔Ｒ１_３〕｛Ｒ１_４｝＝２２Ω
Ｒ２_１（Ｒ２_２）〔Ｒ２_３〕｛Ｒ２_４｝＝２１０．２６Ω
Ｃ１２（Ｃ２３）〔Ｃ３４〕｛Ｃ４１｝＝２．５６８ｐＦ
Ｃ２１（Ｃ３２）〔Ｃ４３〕｛Ｃ１４｝＝８２０ｐＦ
多相フィルタを設計する当業者には、ω_１とω_３に対する異なる値を得るためにこれらの数値をどのように修正すべきか明らかであろう。さらに、多相フィルタを設計する当業者には、第５高調波、第７高調波等を処理するために図７の回路をどのように拡張すべきかも明らかであろう。
【００６９】
このように、本発明では、各々ローカルオシレータ２からの方形波入力信号Ａに実質的に等しい２つの出力信号ＩとＱを生成するための方法および装置を提供することに成功しており、第１出力信号Ｉは、入力信号Ａに対して所定時間シフトを有していてもよく、また、第２出力信号Ｑは、第１出力信号Ｉに対してＴ_１／４［ｍｏｄＴ_１］だけシフトされており、Ｔ_１は、入力信号Ａの周期である。第１出力信号Ｉを生成するために、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ_１（ω_１）、Ｓ_３（ω_３）、Ｓ_５（ω_５）、Ｓ_７（ω_７）、Ｓ_９（ω_９）、Ｓ_１１（ω_１１）等が、結合される。
【００７０】
第２出力信号Ｑを生成するために、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ_１（ω_１）、Ｓ_５（ω_５）、Ｓ_９（ω_９）等が、＋９０°位相シフトされており、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ_３（ω_３）、Ｓ_７（ω_７）、Ｓ_１１（ω_１１）等が、−９０°位相シフトされており、入力信号Ａのこのようにシフトしたフーリエ成分が、結合される。
【００７１】
当業者にとって、本発明の範囲を上記の例に限定しておらず、また、いくつかの修正や変更を添付クレームに定義される本発明の範囲から逸脱せずに実施可能であることは明らかである。例えば、図４の実施形態において、
ω≧０の場合、Ｈ（ω）＝１ および ω＜０の場合、Ｈ（ω）＝０
というブロードバンド正規化伝達特性を有する第２多相フィルタ１０Ｂを、
ω≦０の場合、Ｈ（ω）＝１ および ω＞０の場合、Ｈ（ω）＝０というブロードバンド正規化伝達特性を有する多相フィルタに置き換えてもよく、この場合、第２加算器７２の出力は、第１入力１１Ｂに供給され、第２入力１２Ｂは、零信号を受信し、第１出力１３Ｂは、第１コンバイナ７３に結合し、第２出力１４Ｂは、第２コンバイナ７４に結合することとなる。
【００７２】
さらに、第２出力信号Ｑを生成するために、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ_１（ω_１）、Ｓ_５（ω_５）、Ｓ_９（ω_９）等が、−９０°位相シフトされており、入力信号Ａのフーリエ成分Ｓ_３（ω_３）、Ｓ_７（ω_７）、Ｓ_１１（ω_１１）等が、＋９０°位相シフトされており、入力信号Ａのこのようにシフトしたフーリエ成分を、結合することも可能である。
【００７３】
さらに、上述の説明において、多相フィルタの特性４０を、±ω_１、±ω_３、±ω_５、±ω_７、等の周辺通過帯域または拒絶帯域に関してのみ記述したが、これらの帯域は、帯域幅ＢＷ_１、３ＢＷ_１、５ＢＷ_１、７ＢＷ_１をそれぞれ有し、ＢＷ_１は、ローカルオシレータの期待帯域幅である。前記の帯域間の周波数に対して、多相フィルタの特性は、規定されていない。なお、原則として、前記帯域外の多相フィルタの特性は、重要ではない。結局、周波数成分は、前記帯域間の周波数領域においては、期待されない。このように、前記帯域は、実際には、説明したものよりも広い可能性があり、示した帯域幅を最小幅と考えるべきである。さらに、図６では、特性４０を、通過帯域４１、４２、４３、４４とその間の零伝達関数との結合として図示しているが、所望の機能も、所定数の拒絶領域５１、５２、５３、５４を有するブロードバンドパス特性として説明可能な特性により、得られる可能性がある。
【００７４】
クレームにおいて、括弧内の参照符号によりクレームを制限してはならない。
「備える」という言葉は、クレームに挙げた以外の要素や工程の存在を排除するものではない。要素の前にある「１つの」という言葉は、その要素が複数存在することを排除するものではない。本発明は、いくつかの明確な要素を備えるハードウエアを用いて、また、適切にプログラムしたコンピュータを用いて実施可能である。いくつかの手段を列挙している装置クレームにおいて、これらの手段には、１つの同じハードウエアアイテムに組み込み可能なものもある。ある手段が、互いに異なる従属クレームに記載されているという単なる事実は、これら手段の組み合わせを利用できないことを示しているわけではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、多相フィルタの概略を示す図である。
【図２】 図２Ａから図２Ｃは、多相フィルタを利用して正の周波数を有する二相出力信号を、一相入力信号をベースにして生成する方法を示す。
【図３】 図３Ａから図３Ｃは、フーリエ成分のシフトを示す。
【図４】 図４は、本発明によるデバイスの実施形態を概略的に示す構成図である。
【図５】 図５Ａから図５Ｃは、多相フィルタを利用して負の周波数を有する二相出力信号を、一相入力信号をベースにして生成する方法を示す。
【図６】 図６は、本発明による多相フィルタの周波数特性を示す。
【図７】 図７は、本発明による多相フィルタの簡単な実施形態を概略的に示す。

Claims (17)

1. 基本周波数ω_１を有する入力信号Ａに対応する第１出力信号と第２出力信号を生成するとともに、前記第１出力信号及び前記第２出力信号は、互いに９０°の位相差を有する、位相シフトネットワークの制御方法であって、
   ｎ＝０、２、４、・・・とし、周波数ω_２ｎ＋１を前記基本周波数ω_１の（２ｎ＋１）倍とし、前記入力信号Ａをフーリエ級数に展開した際のフーリエ成分をＡ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）と表した場合に、前記入力信号Ａに関する所定数の第１フーリエ成分Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）を取得する工程と、
   前記所定数の第１フーリエ成分に対して、第１方向に９０°位相シフトを行う工程と、
   ｎ＝１、３、５、・・・とした場合に、前記入力信号Ａに関する所定数の第２フーリエ成分Ａ_２ｎ＋１（ω_２ｎ＋１）を取得する工程と、
   前記所定数の第２フーリエ成分に対して、前記第１方向と反対の第２方向に９０°位相シフトを行う工程と、
   前記所定数の第１フーリエ成分と前記所定数の第２フーリエ成分を結合して、前記第１出力信号を供給する工程と、
   前記シフトした第１フーリエ成分と前記シフトした第２フーリエ成分を結合して、前記第２出力信号を供給する工程と、
   を備えることを特徴とする位相シフトネットワークの制御方法。
2. 請求項１に記載の位相シフトネットワークの制御方法において、
   第１フーリエ成分は、同相出力信号と＋９０°シフトした出力信号とを出力する第１回路に、供給され、
   第２フーリエ成分は、同相出力信号と−９０°シフトした出力信号とを出力する第２回路に、供給され、
   前記第１回路から出力された同相出力信号と前記第２回路から出力された同相出力信号は、加算されて前記第１出力信号となり、
   前記＋９０°シフトした出力信号と前記−９０°シフトした出力信号は、加算されて前記第２出力信号となることを特徴とする位相シフトネットワークの制御方法。
3. 請求項１に記載の位相シフトネットワークの制御方法において、
   前記第１フーリエ成分と前記第２フーリエ成分は、前記入力信号Ａを帯域フィルタに通すことにより供給されることを特徴とする位相シフトネットワークの制御方法。
4. 請求項１に記載の位相シフトネットワークの制御方法において、
   ｎ＝０、１、２、３、・・・とした場合に、（−１）^ｎ・ω_２ｎ＋１の周りのＯＳＲ帯域パス領域に対応する各周波数ωに対して、伝達特性Ｈ（ω）＝１とＨ（−ω）＝０を有する多相フィルタであって、各帯域パス領域は、少なくとも第１帯域パス領域の帯域幅の（２ｎ＋１）倍と等しい帯域幅を有する多相フィルタが設けられており、
   当該方法は、
   前記入力信号Ａを前記多相フィルタの第１入力に供給すると共に、零入力信号を前記多相フィルタの第２入力に供給する工程と、
   前記第１出力信号を前記多相フィルタの第１出力から取り出す工程と、
   前記第２出力信号を前記多相フィルタの第２出力から取り出す工程と、
   をさらに備えることを特徴とする位相シフトネットワークの制御方法。
5. 当該位相シフトネットワークの入力における入力信号Ａに対応する２つの出力信号を生成するとともに、前記２つの出力信号は、互いに９０°位相シフトしている位相シフトネットワークであって、
   前記入力信号Ａの基本周波数をω_１とした場合に、少なくとも基本波Ａ_１（ω_１）を入力信号Ａから選択するため、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する第１フーリエ成分選択手段と、
   前記基本周波数ω_１の３倍の周波数をω_３とした場合に、少なくとも第３高調波Ａ_３（ω_３）を入力信号Ａから選択するため、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する第２フーリエ成分選択手段と、
   入力と第１出力と第２出力とを有する第１手段であって、入力は、第１フーリエ成分選択手段の出力に結合され、その第１出力にその入力において受信したフーリエ成分から成る第１出力信号を出力すると共に、その第２出力に前記第１出力信号と同じで＋９０°シフトしているフーリエ成分を含む第２出力信号を出力する第１手段と、
   入力と第１出力と第２出力とを有する第２手段であって、入力は、第２フーリエ成分選択手段の出力に結合され、その第２出力にその入力において受信したフーリエ成分から成る第３出力信号を出力すると共に、その第１出力に前記第３出力信号と同じで−９０°シフトしているフーリエ成分を含む第４出力信号を出力する第２手段と、
   前記第１手段の第１出力と前記第２手段の第２出力とにそれぞれ結合する２つの入力を有し、当該位相シフトネットワークの第１出力に結合する出力を有する第１コンバイナ手段と、
   前記第１手段の第２出力と前記第２手段の第１出力とにそれぞれ結合する２つの入力を有し、当該位相シフトネットワークの第２出力に結合する出力を有する第２コンバイナ手段と、
   を備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
6. 請求項５に記載の位相シフトネットワークにおいて、
   前記第１フーリエ成分選択手段は、中心周波数が前記基本周波数ω_１であり、第１の帯域幅を有する第１帯域フィルタを備え、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する入力を有しており、
   前記第２フーリエ成分選択手段は、前記第１帯域フィルタの中心周波数ω_１の３倍に実質的に等しい中心周波数ω_３を有し、前記第１帯域フィルタの前記第１の帯域幅の３倍に実質的に等しい第２の帯域幅を有する第２帯域フィルタを備え、前記第２帯域ファイルタは、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する入力を有していることを特徴とする位相シフトネットワーク。
7. 請求項６に記載の位相シフトネットワークにおいて、
   前記第１フーリエ成分選択手段は、
   前記第１帯域フィルタの中心周波数ω_１の５倍に実質的に等しい中心周波数ω_５を有し、前記第１帯域フィルタの前記第１の帯域幅の５倍に実質的に等しい第３の帯域幅を有する第３帯域フィルタであって、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する入力を有する第３帯域フィルタと、
   前記第１および第３帯域フィルタの出力に結合する入力を有する第１加算器と、
   をさらに備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
8. 請求項７に記載の位相シフトネットワークにおいて、
   前記第２フーリエ成分選択手段は、
   前記第１帯域フィルタの中心周波数ω_１の７倍に実質的に等しい中心周波数ω_７有し、前記第１帯域フィルタの前記第１の帯域幅の７倍に実質的に等しい第４の帯域幅を有する第４帯域フィルタであって、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する入力を有する第４帯域フィルタと、
   前記第２および第４帯域フィルタの出力に結合する入力を有する第２加算器と、
   をさらに備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
9. 請求項８に記載の位相シフトネットワークにおいて、
   前記第１フーリエ成分選択手段は、
   ｎ＝２、４、６、・・・に対して、前記第１帯域フィルタの中心周波数ω_１の（２ｎ＋１）倍に実質的に等しい中心周波数ω_２ｎ＋１を有し、前記第１帯域フィルタの前記第１の帯域幅の（２ｎ＋１）倍に実質的に等しい帯域幅を有する更なる帯域フィルタであって、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する入力と前記第１加算器の入力に結合する出力とを有する更なる帯域フィルタを更に備え、
   前記第２フーリエ成分選択手段は、
   ｎ＝３、５、７、・・・に対して、前記第１帯域フィルタの中心周波数ω_１の（２ｎ＋１）倍に実質的に等しい中心周波数ω_２ｎ＋１を有し、前記第１帯域フィルタの前記第１の帯域幅の（２ｎ＋１）倍に実質的に等しい帯域幅を有する更なる帯域フィルタであって、当該位相シフトネットワークの前記入力に結合する入力と前記第２加算器の入力に結合する出力とを有する更なる帯域フィルタを更に備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
10. 請求項５に記載の位相シフトネットワークにおいて、
    前記第１手段は、周波数ωに対してブロードバンド正規化伝達特性Ｈ（ω）＝１およびＨ（−ω）＝０を有すると共に零入力信号を受信する他の入力を有する多相フィルタを備えており、
    前記第２手段は、周波数ωに対してブロードバンド正規化伝達特性Ｈ（ω）＝１およびＨ（−ω）＝０を有すると共に零入力信号を受信する他の入力を有する多相フィルタを備えていることを特徴とする位相シフトネットワーク。
11. 入力信号Ａをローカルオシレータから受信するための入力を備え、２つの出力において前記入力信号Ａに対応し互いに９０°の位相シフトした２つの出力信号である第１出力信号と第２出力信号を出力する位相シフトネットワークであって、
    第１入力と第２入力と第１出力と第２出力とを有する多相フィルタであって、多相フィルタの第１入力は、前記入力に結合しており、多相フィルタの第２入力は、零信号を受信するために結合されており、多相フィルタの第１出力は、前記第１出力信号を供給するために第１出力に結合しており、多相フィルタの第２出力は、前記第１出力信号と等しいが９０°シフトした前記第２出力信号を供給するために第２出力に結合している、多相フィルタを備えており、
    前記多相フィルタは、中心周波数がω_１であり、第１の帯域幅を有する第１ＯＳＲ帯域パス領域と、中心周波数が−ω_１であり、第２の帯域幅を有する関連拒絶領域を有する伝達特性を有するとともに、
    前記伝達特性は、−３ω_１に実質的に等しい中心周波数−ω_３と第３の帯域幅を有する第２ＯＳＲ帯域パス領域と、３ω_１に実質的に等しい中心周波数ω_３と第４の帯域幅を有する関連拒絶領域とを備えることを特徴とする位相シフトネットワーク。
12. 請求項１１に記載の位相シフトネットワークにおいて、
    前記多相フィルタの伝達特性は、所定数の更なるＯＳＲ帯域パス領域を備え、このような更なるＯＳＲ帯域パス領域の各々は、（−１）^ｎ・（２ｎ＋１）ω_１に実質的に等しい中心周波数と所定の帯域幅とを有し、関連拒絶領域は、（−１）^ｎ＋１・（２ｎ＋１）ω_１に実質的に等しい中心周波数と所定の帯域幅とを有することを特徴とする位相シフトネットワーク。
13. 請求項１１に記載の位相シフトネットワークにおいて、
    前記第１ＯＳＲ帯域パス領域の中心周波数ω_１は、ローカルオシレータの期待伝達帯域の中心周波数ω_ＬＯと実質的に等しく、
    前記第１ＯＳＲ帯域パス領域の前記第１の帯域幅は、ローカルオシレータの期待伝達帯域の期待帯域幅と少なくとも等しく、
    更なるＯＳＲ帯域パス領域および対応する拒絶領域の帯域幅は、ローカルオシレータの期待伝達帯域の期待帯域幅の（２ｎ＋１）倍と少なくとも等しいことを特徴とする位相シフトネットワーク。
14. 互いに９０°の位相差を有する２つの方形波信号を供給するための装置であって、
    請求項５の位相シフトネットワークと、
    前記位相シフトネットワークの入力に結合するローカルオシレータと、
    を備えることを特徴とするデバイス。
15. 請求項１４に記載のデバイスにおいて、
    前記ローカルオシレータと前記位相シフトネットワークは共に、１チップ上の集積回路として実現されることを特徴とするデバイス。
16. 請求項１４に記載のデバイスにおいて、
    前記基本周波数ω_１は、前記ローカルオシレータの中心周波数と実質的に等しく、
    前記第１フーリエ成分選択手段を構成する第１帯域フィルタは、前記ローカルオシレータの帯域幅と実質的に等しい帯域幅を有することを特徴とするデバイス。
17. 変調搬送波を受信し処理するための装置であって、
    請求項５の前記位相シフトネットワークか、
    請求項１４の前記デバイスか、
    を備えることを特徴とする装置。

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