KR100838975B1 - 두 개의 출력 신호 발생 방법, 위상 쉬프트 네트워크, 두개의 구형파 신호 제공 장치, 변조된 반송파 수신 및 처리장치 - Google Patents

두 개의 출력 신호 발생 방법, 위상 쉬프트 네트워크, 두개의 구형파 신호 제공 장치, 변조된 반송파 수신 및 처리장치 Download PDF

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Abstract

각각 국부 발진기(2)의 구형파 입력 신호(A)와 실질적으로 동일한 두 개의 출력 신호(I;Q)를 발생시키는 방법 및 장치가 개시되는데, 이 때 제 1 출력 신호(I)는 입력 신호(A)에 대해 일정한 타임 쉬프트를 가질 수도 있고, 제 2 출력 신호(Q)는 제 1 출력 신호(I)에 대해 T1/4[modT1] -T1은 입력 신호(A)의 주기임- 만큼 쉬프트된다. 제 1 출력 신호(I)를 발생시키기 위해, 입력 신호(A)의 푸리에 성분들 (S1(1), S3(3), S5(5), S7(7), S9(9), S11(11) 등)이 조합된다. 제 2 출력 신호(Q)를 발생하기 위해, 입력 신호의 푸리에 성분들(S1(1), S5(5), S9(9) 등)은 +90°만큼 위상 쉬프트되고, 입력 신호의 푸리에 성분들(S3(3), S7(7), S11(11) 등)은 -90°만큼 위상 쉬프트된 다음, 이 입력 신호의 쉬프트된 푸리에 성분들이 조합된다.

Description

두 개의 출력 신호 발생 방법, 위상 쉬프트 네트워크, 두 개의 구형파 신호 제공 장치, 변조된 반송파 수신 및 처리 장치{GENERATING TWO SIGNALS HAVING A MUTUAL PHASE DIFFERENCE OF 90°}
많은 분야에서, 사실상 하나의 입력 신호와 동일하면서 서로 90°의 위상차를 갖는 두 개의 신호를 발생시키는 것이 일반적으로 요망된다. 이러한 신호의 조합이 요망되는 분야의 예로서, 텔레비젼 튜너, 이동 전화기(GSM, NMT), 무선 전화기(DECT) 등이 있다. 공지된 바와 같이, 직교 신호는 예컨대 텔레비젼 튜너, 그 중에서도 특히 미러 소거(mirror rejection)에 이용된다.
전술한 것과 같은 신호 조합을 발생하기 위해, 몇몇의 기술이 이미 이용 가능하다. 이들 이용 가능한 기술의 각각은 약간의 단점에 의해 곤란을 겪고 있다. 이러한 공지된 기술의 일 예는 게이트 회로, 플립 플롭 등과 함께 주파수 분할을 이용하는 것이다. 이 공지된 기술의 단점은 입력 신호의 주파수가 원하는 0° 및 90° 신호의 주파수의 적어도 두 배로 높게 선정되어야 한다는 것이다. 다른 기술은, 위상 동기 루프를 통해 원래 입력 신호에 접속되어 90°위상차를 갖는 두 개의 출력 신호를 발생시키는 별개의 발진기를 이용하는 것이다. 이 기술의 단점은 전기 회로의 규모가 비교적 크다는 것과 비교적 방대한 양의 에너지 소모를 수반한다 는 것이다.
그 자체가 공지되어 있는 다른 기술은 위상 쉬프트 네트워크(phase-shifting network)를 이용하는 것이다. 위상 쉬프트 네트워크는 입력 신호와 동일하면서 90°로 설정될 수 있는 고정된 위상 지연을 갖는 하나의 출력 신호를 발생한다. 그러나, 지금까지의 위상 쉬프트 네트워크의 단점은, 입력 신호가 정현 파형(sine-shaped)이어야 한다는 것이다. 보다 구체적으로, 비록 전술한 예의 대부분의 국부 발진기가 구형파 신호(square wave signal)를 발생하더라도, 지금까지의 위상 쉬프트 네트워크는, 구형 파형을 갖는 입력 신호와 적어도 거의 동일하면서 상호 90°위상차를 갖는 두 개의 출력 신호를 발생하는 것이 불가능하다.
본 발명의 목적은, 입력 신호가 정현파형이 아닌 경우에도 상호 90°위상차를 갖는 두 개의 출력 신호를 발생하는 데 위상 쉬프트 네트워크를 이용할 수 있게 하는 해결법을 제공하는 것이다. 이를 위해, 본 발명은 독립 청구항에 정의된 것과 같은 상호 90°위상차를 갖는 두 개의 신호를 발생하는 방법 및 장치를 제공한다. 종속 청구항은 유리한 실시예들을 정의한다. 바람직한 실시예에서, 본 발명은 구형파 신호를 수신하여, 상호 90°위상차를 가지며 적어도 입력 신호와 거의 동일한 두 개의 구형파 신호를 출력할 수 있는 위상 쉬프트 네트워크를 제공한다.
본 발명은, 국부 발진기에 의해 발생된 구형파 신호가 정현파형의 기본파(fundamental wave)와 정현파형의 제한된 개수의 기수 고조파(odd harmonic waves)로 이루어진 푸리에 시리즈(Fourier series)로 근사화될 수 있다는 사실에 기초한다. 실제, 고려될 필요가 있는 기수 고조파의 개수는 기본파의 주파수에 따라 좌우되는데, 즉 기본파의 주파수가 높아질수록, 중요한 역할을 하는 기수 고조파의 개수는 적어진다.
그러므로, 이 사실에 기초하여, 본 발명은, 입력 신호의 기본 푸리에 성분과 적어도 3차 고조 푸리에 성분, 바람직하게는 5차 고조 푸리에 성분에 대해 동작하여 이 성분들을 기본 푸리에 성분의 주기의 1/4에 해당하는 시간만큼 쉬프트시키는 위상 쉬프트 네트워크를 제안한다.
바람직한 실시예에서, 본 발명의 위상 쉬프트 네트워크는 수동 다상 필터(passive polyphase filter)를 포함한다. 이런 필터는 통과 대역(a pass band) 내의 모든 주파수 성분을 동일한 각도로 쉬프트시키는 고유한 특성을 갖는다. 원하는 쉬프트 각도가 90°라고 가정하면, 이 고유 특성은 5차 고조 푸리에 성분에 대해서는 정확하지만 3차 고조 푸리에 성분에 대해서는 부적당한데, 3차 고조 푸리에 성분은 270°로 쉬프트되어야 하는 것으로, 이것은 -90°의 쉬프트와 등가이다. 본 발명은, 이것이 음의 주파수를 갖는 3차 고조 푸리에 성분의 +90°쉬프트와 동등하다는 사실에 또한 기초한다. 그러므로, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 위상 쉬프트 네트워크가 음의 주파수를 갖는 3차 고조 푸리에 성분은 통과시키는 반면, 양의 주파수를 갖는 3차 고조 푸리에 성분은 차단하는 주파수 특성을 갖는다.
본 발명의 이런 저런 양상, 특징 및 이점들은 본 발명에 따른 네트워크의 예 시적인 실시예에 대한 이후의 설명에 의해 더욱 분명해질 것이다.
도면에서, 동일하거나 유사한 부분들은 동일한 참조 번호로 표시된다.
도 1은 다상 필터를 개략적으로 도시한다.
도 2a 내지 도2c는 단상 입력 신호(one-phase input signal)에 기초하여 양의 주파수를 갖는 2상 출력 신호(two-phase output signal)를 발생하는 데 다상 필터가 어떻게 이용될 수 있는지를 예시한다.
도 3a 내지 도3c는 푸리에 성분의 쉬프트를 예시한다.
도 4는 본 발명에 따른 장치의 일 실시예를 개략적으로 예시하는 블록도이다.
도 5a 내지 도5c는 단상 입력 신호에 기초하여 음의 주파수를 갖는 2상 출력 신호를 발생하는 데 다상 필터가 어떻게 이용될 수 있는지를 예시한다.
도 6은 본 발명에 따른 다상 필터의 주파수 특성을 도시한다.
도 7은 본 발명에 따른 다상 필터의 간단한 실시예를 개략적으로 예시한다.
도 1은 제 1 입력단(11), 제 2 입력단(12), 제 1 출력단(13) 및 제 2 출력단(14)을 갖는 다상 필터(10)를 개략적으로 예시한다. 더 구체적으로, 이 다상 필터(10)는 2상 필터이다. 다상 필터는 그 자체가 공지된 것이다. 예를 들면, J. Crols 등에 의해 1995 ISSCC Digest of Technical Papers, Vol.38, IEEE press, 1995, p136-137에 실린 논문 "A Fully Integrated 900MHz CMOS Double Quadrature Downconvertor"을 참조하라. 따라서, 다상 필터(10)의 설계와 동작에 대한 상세한 설명이 본원에는 필요치 않다. 그러나, 동일한 부호와 수학식들을 도입하기 위해서, 다상 필터(2상 필터)(10)의 동작의 일부 측면들이 본 원에 설명된다.
두 개의 입력 신호 X11(ω) 및 X12(ω)가 두 개의 입력(11) 및 (12)에 각각 인가되는데, 이 두 개의 입력 신호 X11(ω) 및 X12(ω)는 정현 파형이고 동일한 주파수를 갖되, 위상차가 90°나는 것으로 가정하자. 이것은 ｜φ11-φ12｜=90°[mod360°]로 쓸 수 있는데, 여기에서 φ11은 제 1 입력(11)에 인가되는 제 1 입력 신호 X11(ω)의 위상이고, φ12는 제 2 입력(12)에 인가되는 제 2 입력 신호 X12(ω)의 위상이다. 두 가지 상황으로 구분할 수 있다.
1) X11(ω)가 리드하고 있다. 즉, φ11-φ12=+90°
2) X12(ω)가 리드하고 있다. 즉, φ11-φ12=-90°
정현 파형 신호는 복소 표기법으로 X(ω)=Xㆍejωt로 표현될 수 있으며, 이 때 실제의 물리적 신호는 복소 표현의 실수부임을 염두에 두자. 다음, 전술한 φ11-φ12=+90°와 φ11-φ12=-90°의 두 가지 경우는 다음과 같이 쓸 수 있다.
X11(ω)=Xㆍejωt 및 X12(ω)=jXㆍejωt
X=｜X｜ㆍejφ를 이용하면, 다음을 얻는다.
Re(X11)=｜X｜cos(ωt+φ) 및 Re(X12)=｜X｜cos(ωt+φ+π/2)
그러므로, ω<0은 φ11-φ12=+90°의 경우에 해당하고, ω>0은 φ11-φ 12=-90°의 경우에 해당한다.
출력(13) 및 (14)에서, 다상 필터(10)는 정현 파형의 출력 신호 Y13(ω) 및 Y14(ω)를 각기 발생하는데, 이들은 두 개의 입력 신호 X11(ω) 및 X12(ω)처럼 동일한 주파수 ω를 갖는다.
또한, 다상 필터(10)이 다음과 같이 기술될 수 있는 전달 특성 H(ω)를 갖는 것으로 가정하자.
(수학식 1)
H(ω)=Y13/X11=Y14/X12
이 경우에서, X12(ω)=jX11(ω)이다.
만약 다상 필터(10)의 (정규화된) 전달 특성 H(ω)이 어떤 양의 주파수에 대해 그와 같다면, 다음 수학식(2)가 유효하다.
(수학식 2)
H(ωx)=1 및 H(-ωx)=0
이 때, 다상 필터(10)는 단 하나의 입력 신호 X11에 기초하여 두 개의 출력 신호 Y13 및 Y14=jY13을 발생하는데 이용될 수 있고, 이것은 도 2a 내지 도 2c를 참조하여 설명될 것이다.
도 2a에서, 제 1 입력 신호 X11A=X(ωx)는 제 1 입력단(11)에 인가되고, 제 2 입력 신호 X12A=jX11A=jX(ωx)는 제 2 입력단(12)에 인가된다. 전술한 수학식(1) 및 수학식(2)로부터, 다상 필터(10)는 제 1 출력 신호 Y13A=Y(ωx) 및 제 2 출력 신호 Y14A=jY13A=jY(ωx)를 자신의 출력 단자(13) 및 (14)에 각기 발생한다.
도 2b에서, 제 1 입력 신호 X11B=X(ωx)는 제 1 입력단(11)에 인가되고, 제 2 입력 신호 X12B=-jX11B=-jX(ωx)는 제 2 입력단(12)에 인가된다. 전술한 수학식(1) 및 (2)로부터, 다상 필터(10)는 자신의 두 출력단(13) 및 (14)에 각기 0 출력 신호 Y13B=0 및 Y14B=0을 발생한다.
다상 필터(10)는 선형 필터이므로, 이것은 두 개의 입력 신호가 더해질 경우에 그에 대한 출력 신호도 더해진다는 것을 의미한다. 도 2c에서는, 도 2a 및 도 2b에서 이용된 두 개의 입력 신호가 더해진다. 다시 말해서, 제 1 입력(11)은 X11C=X11A+X11B=2X(ωx)를 수신하고, 반면에 (접속되지 않은) 제 2 입력(12)은 X12C=X12A+X12B=jX(ωx)+(-jX(ωx))=0 을 수신한다.
이 때, 마찬가지로 도 2a 및 도 2b의 두 출력 신호도 더해지고, 그러므로 다상 필터(10)는 제 1 출력 신호 Y13C=Y(ωx)와 제 2 출력 신호 Y14C=jY(ω x)를 자신의 두 출력단(13) 및 (14)에 각기 발생한다.
다시 말해서, 제 1 출력단(11)이 실제 입력 신호 X(ωx)를 수신하는 반면에, 제 2 입력단(12)이 0일 경우, 다상 필터(10)는 제 1 및 제 2 출력 신호 Y13(ωx)=1/2ㆍX(ωx) 및 Y14(ωx)=1/2ㆍjX(ωx )를 발생한다. 이들은 90˚위상차를 갖는 두 개의 실수 출력 신호로서, 양의 주파수를 갖는 정현 파형의 2상 출력 신호로 표시된다. 전술한 내용에서, Y13(ωx)와 X(ωx)사이에 있을 수 있는 모든 위상차는 무시된다.
전술한 설명은 Y14A의 부호가 반전된 경우에도 적용될 수 있음을 유의하자. 이 경우, 2상 출력 신호는 음의 주파수를 갖는 것으로 표시될 수 있다. 그러나, 출력(14)이 "제 1" 출력으로 간주되고, 출력(13)이 "제 2" 출력으로 간주되는 것도 가능하다.
결국, 다상 필터를 이용하여, 하나의 입력 신호 X(ωx)에 기초하여 서로 90˚위상차를 갖는 두 개의 출력 신호 Y14(ωx)를 발생하는 것이 가능하다.
전술한 내용에서는, 두 가지 가정이 행해졌다. 첫 번째 가정은, 입력 신호 X(ωx)가 정현 파형이라는 것이다. 두 번째 가정은, 입력 신호 X(ωx)의 주파수 ωx가 수학식(2)가 유효한 주파수 영역 내에 존재한다는 것이다. 이후부터 이러한 주파수 영역을 OSR 통과 영역(opposite sign rejecting pass region)으로 표시할 것인데, 이것은 그 영역 내의 주파수들은 통과되지만 반대 부호의 동일한 주파수는 소거되거나 적어도 억제됨을 의미한다.
오늘날, 광대역 다상 필터는 적어도 모든 실용적인 목적을 위해 0에서 거의 무한대의 매우 높은 주파수까지 범위하는 OSR 통과 영역에 존재한다. 또한, 다상 필터는 ωLO의 중심 주파수와 BWLO의 대역폭을 갖는 특정 주파수 대역에서 동작하는 특정 국부 발진기와 협력하여 동작하도록 설계되는데, 즉, 이러한 다상 필터는 국부 발진기의 동작 주파수와 일치하는 OSR 대역 통과 영역을 갖고, 이 때 전달 함수 H(ω)는 모든 다른 주파수에 대해 0이다.
그러나, 이러한 종래의 다상 필터로는, 특히 입력 신호가 2진 신호이고 출력 신호도 마찬가지로 2진 신호이어야 하는 경우에 하나의 입력 신호에 기초하여 서로 90°위상차가 나는 두 개의 신호를 발생하는 것이 불가능하다. 더 구체적으로, 많은 응용에서, 국부 발진기는 50% 듀티사이클(duty cycle)을 갖는 구형파를 발생하고, 이런 경우에는 전술한 기술이 이용될 수 없다. 이것은 이하에 설명될 것이다.
국부 발진기가 도 3a에 예시된 것처럼 50% 듀티 사이클을 갖는 구형파 신호 A를 T1 주기로 발생한다고 가정하자. 공지된 바와 같이, 이러한 구형파 신호 A는 정현 파형 신호 성분으로 전개될 수 있다(푸리에 시리즈). 이러한 정현 파형 신호 성분은 도 3b에 A1(ω1)도시된 것처럼 기본 주파수 ω1=1/T1 을 갖는 기본파를 포함한다. 푸리에 시리즈논 또한 기수 고조파 A3(ω3), A5(ω5), ..., A2n+1(ω2n+1)를 포함한다(단, n=1,2,3.....). 여기에서, 주파수 성분 A2n+1(ω2n+1)은 기본파 A1 에 대한 (2n+1)번째 고조파로서, 기본 주파수 ω1의 (2n+1)배의 주파수 ω2n+1을 갖는다. 도 3b는 또한 3번째 및 5번째 고조파의 일부를 도시한다.
비록 일반적으로 푸리에 시리즈가 무한개의 주파수 성분을 갖는 무한 시리즈이더라도, 대부분의 실제 환경에서 국부 발진기의 출력 신호 A는 한정된 개수의 푸리에 항목, 예컨대 5개의 항목에 의해 매우 잘 근사될 수 있음을 유의하자.
만약 다상 필터가 이러한 구형파 국부 발진기 신호 A에 기초하여 직교 신호를 발생하는 데 이용된다면, 다상 필터는 전술한 방식으로 정현 파형 푸리에 성분의 각각에 대해 동작할 것이다. 결국, 만약 다상 필터가 오로지 국부 발진기의 기본 주파수 ω1만을 포함하는 비교적 좁은 OSR 대역 통과 특성을 갖는다면, 다상 필터는 서로 90°위상차가 나는 오로지 두 개의 정현 파형 출력 신호 Y13(ω1)과 Y14 (ω1)만을 발생시킬 것이다. 예컨대 큰 이득을 갖는 증폭기를 이용하여 신호가 잘려지도록(clip) 함으로써 정현 파형 출력 신호에 기초하여 구형파 신호를 구성하는 것이 가능하더라도, 이것은 추가의 회로를 필요로 하고, 정현 파형 출력 신호의 추가의 작은 편차(deviations)는 구성된 구형파 신호에 중요한 타이밍 편차를 발생할 수도 있다. 0점 교차(zero-crossings)에서의 정확도를 개선하기 위해, 더 많은 푸리에 항목이 고려되어야 한다.
한편으로, 만약 다상 필터가 고조파 주파수 ω3, ω5, ω7 등을 포함하는 비교적 넓은 OSR 통과 특성을 갖는다면, 다상 필터는 도 3c를 참조하여 이후에 설명 되는 것처럼 정확한 방식으로 90°출력 신호를 발생시키지 않는다.
먼저, 두 개의 출력 신호 Y13과 Y14 사이에 요구되는 90°위상차는 기본 주파수 ω1과 관련 있음을 유의하자. 따라서, 사실상 두 개의 출력 신호 Y13과 Y14 가 동일하면서 서로간에 시간격 T1/4[modT1]만큼 시간상으로 쉬프트되는 것이 요구된다.
두 번째, 제 2 출력 신호 Y14가 제 1 출력 신호 Y13와 동일하지만 T1/4[modT 1]만큼 쉬프트되는 목적을 충족시키기 위해, 제 2 출력 신호 Y14를 생성시에 입력 신호 A의 각 주파수 성분 A2n+1(ω2n+1)이 시간격 T1/4[modT1]만큼 쉬프트되는 것이 필수적임을 유의하자. 그러나, 전술한 바와 같이, 다상 필터(10)는 통과 대역 내의 모든 주파수 성분 A2n+1(ω2n+1)을 90°의 위상 각도로 쉬프트시키는 고유한 특성을 가지고 있고, 이 때 90°의 위상 각도 쉬프트는 항상 해당 신호 성분의 대응하는 주파수 ω2n+1에 대해 측정된다. 이러한 위상 쉬프트는 모든 주파수 성분과 관련해 요구되는 시간 쉬프트에 상응하지 않는다.
예를 들면, 기본파 A1와 5차 고조파 A5, 9차 고조파 A9 등의 경우, T1 /4의 시간 쉬프트는 각각 90°, 450°, 810° 등의 위상 쉬프트에 대응하고, 이것은 +90°[mod 360°]의 각 위상 쉬프트와 모두 등가인데, 다시 말해서 이들은 "정합(matching)" 쉬프트들이다.
그러나, 3차[7차]{11차} 고조파 A3[A7]{A11} 등의 경우, 요구되는 T1 /4의 시간 쉬프트는 요구되는 270°[630°]{990°}의 의상 쉬프트에 대응하고, 그 각각의 경우는 요구되는 -90°[mod 360°]의 위상 쉬프트와 등가이다. 이전에 전술한 바와 같이, 종래의 다상 필터는 이러한 위상 쉬프트를 유도할 수 없다. 실제, 종래의 다상 필터가 고조파 주파수 ω3, ω7, ω11 등을 포함하는 비교적 넓은 OSR 통과 특성을 갖는다면, 이들 고조파들은 180°가 아니라 +90°에 걸쳐 똑같이 쉬프트된다.
본 발명의 중요한 양상에 따르면, 이 문제는 추가의 180°위상 쉬프트가 3차[7차]{11차} 고조파 A3[A7]{A11} 등에 가해질 경우 극복된다. 이것은 예컨대 개별 고조파를 적절한 대역 통과 필터로 개별적으로 선택한 뒤, 이들 각 개별 고조파들에 대해 필요한 대로 +90° 혹은 -90°[mod360°] 쉬프트가 얻어지도록 각 고조파를 개별적으로 처리한 다음, 쉬프트된 고조파들을 조합함으로써 행해질 수 있다.
도 4는 일 실시예를 도시하는데, 이 실시예에서는 +90°로 쉬프트될 필요가 있는 고조파들이 조합되되, 이들 고조파 모두에 공통으로 +90°쉬프트를 수행하는데 하나의 단일 광대역 다상 필터(10A)가 이용되는 반면, -90°로 쉬프트될 필요가 있는 고조파들도 조합되되, 이들 고조파 모두에 대해 공통으로 -90°쉬프트를 수행하는데 하나의 단일 광대역 다상 필터(10B)가 이용된다. 도 4에 도시된 회로(1)는 국부 발진기(2)로부터 출력 신호 A를 수신하는 입력(3)과, 입력 신호 A와 동일한 동상 출력 신호 I와 직교 출력 신호 Q를 발생하는 두 개의 출력(8 및 9)을 갖는다. 전술한 바와 같이, 국부 발진기 신호 A는 주기가 T1이고 50% 듀티 사이클을 갖는 구형파 신호이다. 전술한 바와 같이, 국부 발진기 신호 A는 정현 파형 신호 성분 A1( ω1), A3(ω3), A5(ω5), ..., A2n+1(ω 2n+1)으로 전개될 수 있다(단, n=0,1,2,3...). 도 4의 회로(1)는 4개의 푸리에 성분을 처리하도록 설계되었고, 이 회로는 국부 발진기의 출력 신호 A가 4개의 푸리에 성분에 의해 근사될 수 있는 상황에 적합하다. 다음의 설명으로 부터, 당업자는 이 실시예가 고차 푸리에 성분까지 고려하기 위해서는 어떻게 보충되어야 하는지를 알게 될 것이다.
회로(1)는 직교 출력 신호 Q에서 +90°에 걸쳐 쉬프트될 필요가 있는 푸리에 성분들을 선택하는 제 1 푸리에 성분 선택부(4)를 포함하며, 이러한 푸리에 성분은 A1(ω1), A5(ω5), A9(ω9), ..., A 2n+1(ω2n+1)이다(단, n=0,2,4,6....). 이들 푸리에 성분의 각각에 대해, 제 1 푸리에 성분 선택부(4)는 대응하는 대역 통과 필터(602n+1)를 포함한다. 본 실시예에서, 제 1 푸리에 성분 선택부(4)는 기본파 A1(ω1)와 5차 고조파 A5(ω5)를 선택하도록 되어 있다. 따라서, 제 1 푸리에 성분 선택부(4)는 ω1-BW1/2∼ω1+BW1/2 사이의 주파수 범위 내에 통과 대역(611)을 갖는 제 1 대역 통과 필터(601)와, ω5-BW5/2∼ω5+BW5/2 사이의 주파수 범위 내에 통과 대역(615)을 갖는 제 2 통과 대역 필터(605)를 포함한다.
이들 대역 통과 필터의 입력 단자는 입력(3)에 연결되는 반면, 이들 대역 통과 필터의 출력 단자는 제 1 가산기(71)에 접속되어 있으며, 이 가산기의 출력은 제 1 다상 필터(10A)의 제 1 입력(11A)에 접속되어 있다. 따라서, 이 제 1 다상 필터(10A)의 제 1 입력(11A)은 입력 신호 X11A=A1(ω1)+A5(ω 5)를 수신한다. 제 1 다 상 필터(10A)의 제 2 입력(12A)은 0 신호를 수신한다.
마찬가지로, 회로(1)는 제 2 푸리에 성분 선택부(5)도 포함하는데, 이 선택부는 직교 출력 신호 Q에서 -90°에 걸쳐 쉬프트될 필요가 있는 푸리에 성분들을 선택한다. 이러한 푸리에 성분은 A3(ω3), A7(ω7), A11 (ω11), ..., A2n+1(ω2n+1)이다(단, n=1,3,5,....). 이들 푸리에 성분의 각각에 대해, 제 2 푸리에 성분 선택부(5)는 대응하는 대역 통과 필터(602n+1)를 포함한다. 본 실시예에서, 제 2 푸리에 성분 선택부(5)는 3차 고조파 A3(ω3)와 7차 고조파 A7(ω 7)를 선택하도록 되어 있다. 따라서, 제 2 푸리에 성분 선택부(5)는 ω3-BW3/2∼ω3+BW 3/2 사이의 주파수 범위 내에 통과 대역(613)을 갖는 제 3 대역 통과 필터(603)와, ω7-BW 7/2∼ω7+BW7/2 사이의 주파수 범위내에 통과 대역(617)을 갖는 제 4 통과 대역 필터(607)를 포함한다.
이들 대역 통과 필터의 입력 단자는 입력단(3)에 연결되는 반면, 이들 대역 통과 필터의 출력 단자는 제 2 가산기(72)에 접속되어 있으며, 이 가산기의 출력은 제 2 다상 필터(10B)의 제 2 입력단(12B)에 접속되어 있다. 따라서, 이 제 2 다상 필터(10B)의 제 2 입력단(12B)은 입력 신호 X12B=A3(ω3)+A7(ω 7)를 수신한다. 제 2 다상 필터(10B)의 제 1 입력단(11B)은 0 신호를 수신한다.
두 개의 다상 필터(10A 및 10B)는 적어도 실제 주파수에 대해 다음 수학식 (3)의 (정규화된) 전달 특성 H(ω)을 갖는 광대역 다상 필터이다.
(수학식 3)
H(ω)=1 (ω≥0인 경우)
H(ω)=0 (ω< 0인 경우)
사실, 두 개의 다상 필터(10A 및 10B)는 동일할 수도 있다.
전술한 다상 필터의 동작 설명으로부터 명확하둣이, 제 1 다상 필터(10A)는 2Y13A=X11A=A1(ω1)+A5(ω5)에 따라 자신의 제 1 출력단(13A)에 제 1 출력 신호 Y13A을 제공하고, Y14A=jY13A에 따라 자신의 제 2 출력단(14A)에 제 2 출력 신호 Y14A 을 제공한다. 제 1 출력 신호 YA가 입력 신호 X11A에 대해 약간의 시간 지연 △TA를 갖는 것도 가능하다.
또한, 전술한 다상 필터의 동작 설명으로부터 명확하듯이, 제 2 다상 필터(10B)는 2Y14B=X12B=A3(ω3)+A7(ω7)에 따라 자신의 제 2 출력단(14A)에 제 3 출력 신호 Y14B를 제공하고, Y13B=-jY14B=-jX12B에 따라 자신의 제 1 출력단(13B)에 제 4 출력 신호 Y13B를 제공한다. 제 3 출력 신호 Y14B가 입력 신호 X12B에 대해 약간의 시간 지연 △TB를 갖는 것도 가능하지만, 두 개의 다상 필터(10A 및 10B)는 상기 두 시간 지연 △TA 및 △TB가 동일하도록 정합되어야 한다.
제 1 다상 필터(10A)의 제 1 출력(13A)과 제 2 다상 필터(10B)의 제 2 출력(14B)은 제 3 가산기(73)에 의해 결합되고, 이 가산기의 출력은 회로(1)의 제 1 출력단(8)에 접속되어 제 1 출력 신호 I를 제공한다.
I=Y13A+Y14B=(A1(ω1)+A3(ω3)+A5 (ω5)+A7(ω7))/2
마찬가지로, 제 1 다상 필터(10A)의 제 2 출력(14A)과 제 2 다상 필터(10B)의 제 1 출력(13B)은 제 4 가산기(74)에 의해 결합되고, 이 가산기의 출력은 회로(1)의 제 2 출력단(9)에 접속되어 제 2 출력 신호 Q를 제공한다.
Q=Y14A+Y13B=j(A1(ω1)-A3(ω3)+A5 (ω5)-A7(ω7))/2
도 4에 제안된 회로는 만족스럽게 기능한다. 그러나 이것은 두 개의 다상 필터를 필요로 한다. 바람직하게는, 후속하는 고조파를 +90°나 -90°로 쉬프트시키는 단계가 하나의 입력에 모든 고조파를 수신하는 단 하나의 다상 필터에 의해 수행되는 것이다.
본 발명에 따르면 이런 설계가 가능한데, 그 이유는, 도 5a 내지 도 5c에 설명되는 것처럼, 다상 필터에서 추가의 180°위상 쉬프트는 음의 주파수 -ω3, -ω7, -ω11 등을 갖는 푸리에 성분을 이용하는 것과 등가이기 때문이다.
어떤 양의 주파수 ωx에 대해, 다상 필터(10)의 전달 특성 H(ω)이 다음의수학식(4)에 따른다고 가정하자.
(수학식 4)
H(ωx)=0
H(-ωx)=1
도 5a에서, 제 1 입력 신호 X11A=X(ωx)는 제 1 입력단(11)에 인가되고, 제 2 입력 신호 X12A=jX11A=jX(ωx)는 제 2 입력단(12)에 인가된다. 전술한 수학식(1) 및 (4)에 따르면, 다상 필터(10)는 자신의 두 출력단(13) 및 (14)에서 각기 0 출력 신호 Y13(ωx)=0 및 Y14(ωx)=0를 발생시킨다.
도 5b에서, 제 1 입력 신호 X11B=X(ωx)는 제 1 입력단(11)에 인가되고, 제 2 입력 신호 X12B=-jX11B=-jX(ωx)는 제 2 입력단(12)에 인가된다. 전술한 수학식(1) 및 (4)에 따르면, 다상 필터(10)는 자신의 두 출력단(13) 및 (14)에서 각기 제 1 출력 신호 Y13B=Y(ωx) 및 제 2 출력 신호 Y14B=-jY13B=-jY(ω x)를 발생시킨다.
도 5c에서, 도 5a 및 도 5b에서 각기 이용된 두 개의 입력 신호가 더해진다. 다시 말해서, 제 1 입력단(11)은 X11C=X11A+X11B=2X(ωx)를 수신하는 반면, 제 2 입력단(12)은 X12C=X12A+X12B=jX(ωx)+(-jX(ωx))=0를 수신한다. 다음, 마찬가지로 도 5a 및 도 5b의 두 개의 출력 신호가 더해지고, 다상 필터(10)는 제 1 출력 신호 Y13C=jY(ωx) 및 제 2 출력 신호 Y14C=-jY13C=-jY(ωx )를 각기 발생시킨다.
다시 말해서, 수학식(4)이 적용되는 주파수 ωx와 관련하여, 만약 제 1 입력단(11)이 실제 입력 신호 X(ωx)를 수신하는 반면에 제 2 입력(12)이 0이면, 다상 필터(10)는 제 1 및 제 2 출력 신호 Y13(ωx)=1/2ㆍX(ωx) 및 Y14(ωx)=-1/2ㆍjX(ωx)=-jY13(ωx)를 발생한다. 이들은 -90°위상차를 갖는 두 개의 실제 출력 신호로서, 음의 주파수를 갖는 정현 파형의 2상 출력 신호로 표시된다.
이런 관찰에 근거하여, 본 발명은, 중심 발진 주파수 ωLO와 대역폭 BWLO를 갖는 국부 발진기와 이용하도록 되어 있으며 도 6에 도시된 것같은 새로운 주파수 특성(40)을 갖는 다상 필터(10)를 제안한다. 이 주파수 특성(40)에서, 제 1의 OSR 대역 통과 영역(41)은 양의 중심 주파수 ω1=ωLO와, 국부 발진기의 대역폭 BWLO 와 사실상 동일한 대역폭 BW1을 갖는다. 보다 구체적으로, 도 6에서, -ω1-BW1/2와 -ω1+BW1/2 사이의 소거 영역(51)은 H(ω)=0 이고, 즉 -ω1 주변의 주파수가 효과적으로 억제되었다. 주파수 특성(40)은 또한 제 2의 OSR 대역 통과 영역(42)을 갖는데, 이 영역(42)은 음의 중심 주파수 ω42=-3ω1와, 제 1의 OSR 대역 통과 영역(41)의 대역폭 BW1의 사실상 3배인 대역폭 BW42를 갖는다. 보다 구체적으로, 도 6에서, 3ω1-3BW1/2와 3ω1+3BW1/2 사이의 소거 영역(52)은 H(ω)=0 이고, 즉 3ω1 주변의 주파수가 효과적으로 억제되었다. 제 2 의 OSR 대역 통과 영역(42)(그리고 그에 대응하는 소거 영역(52))의 관점에서, 다상 필터(10)는 3차 고조파 A3(ω3)를 정확하게 처리할 수 있다.
바람직하게는, 다상 필터(10)가 5차 고조파 A5(ω5)를 정확하게 처리하도록 설계된다. 이를 위해, 주파수 특성(40)은 또한 제 3의 OSR 대역 통과 영역(43)을 가지며, 이 영역(43)은 양의 중심 주파수 ω43=+5ω1와, 제 1의 OSR 대역 통과 영역(41)의 대역폭 BW1의 사실상 5배인 대역폭 BW43을 갖는다. 보다 구체적으로, 도 6에서, -5ω1-5BW1/2와 -5ω1+5BW1/2 사이의 소거 영역(53)은 H(ω)=0 이고, 즉 -5ω1 주변의 주파수가 효과적으로 억제되었다. 바람직하게는, 다상 필터(10)가 또한 7차 고조파 A7(ω7)을 정확하게 처리하도록 설계된다. 이를 위해, 주파수 특성(40)은 제 4의 OSR 대역 통과 영역(44)을 가지며, 이 영역(44)은 음의 중심 주파수 ω44=-7ω1와, 제 1의 OSR 대역 통과 영역(41)의 대역폭 BW1의 사실상 7배인 대역폭 BW44를 갖는다. 보다 구체적으로, 도 6에서, +7ω1-7BW1/2와 +7ω 1+7BW1/2 사이의 소거 영역(54)은 H(ω)=0 이고, 즉 +7ω1 주변의 주파수가 효과적으로 억제되었다.
일반적으로, 다상 필터(10)는 N개의 OSR 대역 통과 영역을 갖고, 이 영역들 각각은 ωn=(-1)(n+1)ㆍ(2n+1)ㆍω1에 따른 중심 주파수와, 제 1의 OSR 대역 통과 영역(41)의 대역폭 BW1의 사실상 (2n-1)배인 대역폭 BWn을 갖는다(단, n=1,2,3,4,...N).
실제로는, 비록 N이 적어도 3인 것이 바람직하더라도, N=2이면 충분할 수도 있다. 더 바람직하게는 N≥5이다.
최적의 동작 품질을 위해서는 N이 가능한 커야 한다는 사실이 관측되었다. 그러나, 연속하는 대역 통과 영역들의 대역폭이 증가하다는 견지에서 N이 무한하게 크게 선정될 수 없는데, 즉, 이웃하는 대역 통과 및 소거 영역들이 접촉하면, 가능성의 한계에 도달하게 되며, N=ω1/BW1+1인 경우, 이것은 사실이 될 것이다.
도 7은 전술한 주파수 특성(40)을 갖는 다상 필터(110)의 비교적 간단한 실시예를 도시하며, 여기에서 N=2로서, 도 7의 다상 필터(110)는 기본파와 3차 고조파상에 대해 동작한다. 다상 필터(110)는 4개의 입력단(111, 112, 113, 114)과 4개의 대응하는 출력단(121, 122, 123, 124)을 갖는다. 제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 출력단(121(122)[123]{124})은 제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 전달 채널(transfer channel)을 통해 제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 입력단(111(112)[113]{114})에 접속되는데, 이 때 제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 전달 채널은 제 1 저항 R11(R12)[R13]{R1 4}과 제 2 저항 R21(R22)[R23]{R24}의 직렬 접속을 포함하며, 여기에서 모든 제 1 저항 R1i은 사실상 서로 동일하고, 모든 제 2 저항 R2i도 사실상 서로 동일하다.
제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 전달 채널의 제 1 저항 R11(R12)[R13]{R14 }과 제 2 저항 R21(R22)[R23]{R24} 사이의 제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 노드는 N1(N2)[N3]{N4}로 표시된다.
제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 입력단(111(112)[113]{114})은 제 1 (제 2)[제 3]{제 4}의 첫 번째 스테이지 캐피시터(a first(second)[third]{fourth} first stage capacitor) C12(C23)[C34]{C41}를 통해 제 2 (제 3)[제 4]{제 1} 노드 N2(N3)[N4]{N1}에 접속되는 반면, 제 2 (제 3)[제 4]{제 1} 노드 N2(N3)[N4]{N1}는 제 1 (제 2)[제 3]{제 4}의 두 번째 스테이지 캐피시터(a first(second)[third]{fourth} second stage capacitor) C21(C32)[C43]{C14}를 통해 제 1 (제 2)[제 3]{제 4} 출력단(121(122)[123]{124}에 접속된다.
제 1 및 제 3 입력단(111 및 113)은 제 1 신호 입력을 정의한다. 도 7에서, 국부 발진기(102)로부터의 입력 신호 A는 평형 방식(a balanced way)으로 제 1 신호 입력(111, 113)에 수신된다.
제 2 및 제 4 입력단(112 및 114)은 제 2 신호 입력을 정의한다. 도 7에서, 이들 단자는 어떠한 신호 공급원이나 전압원에도 접속되지 않으며, 따라서 부동 상태(floating)이다. 선택적으로, 이들이 0에 접속될 수도 있다.
제 1 및 제 3 출력단(121 및 123)은 제 1 신호 출력을 정의한다. 도 7에서, 동상 출력 신호 I가 이들 두 출력단(121 및 123)으로부터 취해진다. 제 2 및 제 4 출력단(122 및 124)은 제 2 신호 출력을 정의한다. 도 7에서, 직교 출력 신호 Q는 이들 두 출력단(122 및 124)으로부터 취해진다.
도 7의 다상 필터(110)는 GSM에서 이용되는 약 910 MHz의 ω1의 기본파에 대해 설계될 수도 있는데, 예를 들면, 파라미터를 아래와 같이 적절히 선택함으로써 약 40MHz의 협대역폭을 갖는 반면에 ω3은 약 2730MHz이다.
R11(R12)[R13]{R14} = 22 Ω
R21(R22)[R23]{R24} = 210.26 Ω
C12(C23)[C34]{C41} = 2.568 pF
C21(C32)[C43]{C14} = 820 pF
다상 필터를 설계하는 분야의 당업자라면, ω1과 ω3에 대해 다른 값들을 얻기 위해서는 전술한 값들이 어떻게 변경되어야 하는지를 잘 알 것이다. 또한, 당업자라면, 5차 고조파, 7차 고조파 등을 처리하기 위해 도 7의 회로가 어떻게 확장되어야 하는지를 잘 알 것이다.
결국, 본 발명은, 국부 발진기(2)로부터의 구형파 입력 신호 A와 사실상 동일한 두 개의 신호 I 및 Q를 발생하는 방법 및 장치를 성공적으로 제공하는데, 여기에서 제 1 출력 신호 I는 입력 신호 A에 대해 어떤 시간 쉬프트를 가질 수도 있고, 제 2 출력 신호 Q는 제 1 출력 신호 I에 대해 T1/4[modT1]에 걸쳐 쉬프트되며, 이 때 T1은 입력 신호 A의 주기이다. 제 1 출력 신호 I를 발생하기 위해, 입력 신호 A의 푸리에 성분 S1(ω1), S3(ω3), S5(ω5 ), S7(ω7), S9(ω9), S11(ω11) 등이 조합된다.
제 2 출력 신호 Q를 발생시키기 위해, 입력 신호 A의 푸리에 성분 S1(ω1), S5(ω5), S9(ω9) 등이 +90°에 걸쳐 위상 쉬프트되고, 반면에 입력 신호 A의 푸리에 성분 S3(ω3), S7(ω7), S11(ω11) 등은 -90°에 걸쳐 위상 쉬프트된 뒤, 입력 신호 A의 쉬프트된 푸리에 성분들이 조합된다.
당업자라면, 본 발명의 범주가 전술한 실시예들로 한정되지 않으며, 첨부된 특허청구범위에 정의된 발명의 범주 내에서 여러가지 수정안이나 변형안이 가능함 을 이해할 것이다. 예를 들면, 도 4의 실시예에서, 광대역의 정규화된 전달 특성 H(ω)=1 (ω≥0인 경우) 및 H(ω)=0 (ω<0인 경우)을 갖는 제 2 다상 필터(10B)는 광대역의 정규화된 전달 특성 H(ω)=1 (ω≤0인 경우) 및 H(ω)=0 (ω>0인 경우)을 갖는 다상 필터로 대체될 수 있으며, 이 경우 제 2 가산기(72)의 출력은 제 1 입력(11B)에 공급될 것이고, 제 2 입력(12B)은 0 신호를 수신할 것이며, 제 1 출력(13B)은 제 1 조합기(73)에 접속될 것이며, 제 2 출력(14B)은 제 2 조합기(74)에 접속될 것이다.
더 나아가, 제 2 출력 신호 Q를 발생시키기 위해, 입력 신호 A의 푸리에 성분 S1(ω1), S5(ω5), S9(ω9) 등이 -90°에 걸쳐 위상 쉬프트되고, 반면에 입력 신호 A의 푸리에 성분 S3(ω3), S7(ω7), S11(ω11 ) 등은 +90°에 걸쳐 위상 쉬프트된 뒤, 입력 신호 A의 쉬프트된 푸리에 성분들이 조합되는 것도 가능하다.
또한, 전술한 설명에서는 다상 필터의 특성(40)이 ±ω1, ±ω3, ±ω5, ±ω7 등의 주변의 통과 대역 또는 소거 대역에 대해서만 설명되어 있으며, 여기에서 이들 대역들은 BW1, 3BW1, 5BW1, 7BW1의 대역폭을 각기 가지며, BW1은 국부 발진기의 예상 대역폭이다. 상기 대역들 사이의 주파수에 대해서는 다상 필터의 특성이 정의되지 않았다. 원칙적으로, 상기 대역 외부의 다상 필터의 특성은 중요치 않다. 결국, 상기 대역 사이의 주파수 영역 내에서는 주파수 성분이 기대되지 않는다. 그러므로, 상기 대역은 실제 언급된 것보다 더 넓을 수도 있고, 표시된 대 역폭은 최소 폭으로 간주될 것이다. 또한, 비록 도 6에서는 특성(40)이 그 사이에 0전달 함수를 갖는 통과 대역(41, 42, 43, 44)의 조합으로서 예시되었더라도, 특정 개수의 소거 영역(51, 52, 53, 54)를 갖는 광대역 통과 특성으로 설명될 수 있는 특성에 의해 원하는 함수가 얻어질 수도 있다.
특허청구범위에서, 괄호안에 기재된 모든 참조부호가 청구항을 한정하는 것으로 해석되어서는 안된다. "포함"이라는 단어는 청구항에 기재된 것이 아닌 다른요소나 단계의 존재를 배제하지 않는다. 요소가 단수로 기재되었어라도, 이 요소가 복수 개 존재할 가능성을 배제하지는 않는다. 본 발명은 몇 개의 개별 요소를 포함하는 하드웨어에 의해, 그리고 적절히 프로그램된 컴퓨터에 의해 구현될 수 있다. 몇 개의 수단을 열거하는 장치 청구항에서, 이들 수단중 몇 개는 하나로, 그리고 동일한 하드웨어 아이템으로 구현될 수 있다. 특정 수단이 서로 다른 종속항에서 언급되었다는 단순한 사실이 이들 수단의 조합이 유리하게 이용될 수 없음을 나타내는 것은 아니다.

Claims (17)

  1. 기본 주파수(ω1)를 갖는 입력 신호(A)에 대응하며 서로 90°의 위상차를 갖는 제 1 및 제 2 출력 신호(I, Q)를 발생시키는 방법으로서,
    상기 입력 신호(A)의 사전 정의된 개수의 제 1 푸리에 성분 A2n+1(ω2n+1)을 제공하는 단계(601, 605)―이 때, n=0,2,4,...이고, ω2n+1=(2n+1)ㆍω1 임―와,
    상기 제 1 푸리에 성분에 대해 90°의 위상 쉬프트를 실행하는 단계(10A)와,
    상기 입력 신호(A)의 사전 정의된 개수의 제 2 푸리에 성분 A2n+1(ω2n+1)을 제공하는 단계(603, 607)―이 때, n=1,3,5,...임―와,
    상기 제 2 푸리에 성분에 대해 -90°의 위상 쉬프트를 실행하는 단계(10B)와,
    상기 사전 정의된 개수의 제 1 푸리에 성분과 상기 사전 정의된 개수의 제 2 푸리에 성분을 조합하여, 상기 제 1 출력 신호(I)를 제공하는 단계(73)와,
    상기 쉬프트된 제 1 및 제 2 푸리에 성분을 조합하여, 상기 제 2 출력신호(Q)를 제공하는 단계(74)를 포함하는
    출력 신호 발생 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 푸리에 성분은 인-라인 출력 신호(in-line output signal)(Y13A)와 +90°쉬프트된 출력 신호(Y14A)를 제공하도록 되어 있는 회로(10A)로 공급되고,
    상기 제 2 푸리에 성분은 인-라인 출력 신호(Y14B)와 -90°쉬프트된 출력 신호(Y13B)를 제공하도록 되어 있는 회로(10B)로 공급되며,
    상기 인-라인 출력 신호(Y13A, Y14B)가 가산(73)되어 상기 제 1 출력 신호(I)를 제공하고,
    상기 +90°쉬프트된 출력 신호(Y14A)와 상기 -90°쉬프트된 출력 신호(Y13B)가 가산(74)되어 상기 제 2 출력 신호(Q)를 제공하는
    출력 신호 발생 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 푸리에 성분과 상기 제 2 푸리에 성분은 상기 입력 신호(A)를 대응 대역 통과 필터(60)를 통과시킴으로써 제공되는
    출력 신호 발생 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    (-1)nㆍω2n+1 주변의 대응 OSR(opposite sign rejecting pass region) 대역 통과 영역(41, 42, 43, ...)에서 각각의 주파수(ω)에 대해 H(ω)=1 및 H(-ω)=0의 전달 특성을 갖는 다상 필터(polyphase filter)(10)를 제공하는 단계―이 때, n=0,1,2,3,...이고, 각각의 대역 통과 영역(41, 42, 43, ...)은 제 1 대역 통과 영역(41)의 대역폭(BW1)의 (2n+1)배인 대역폭(BW2n+1)을 가짐―와,
    상기 다상 필터(10)의 제 1 입력단(11)에 상기 입력 신호(A)를 공급하는 단계와,
    상기 다상 필터(10)의 제 2 입력단(12)에 0 입력 신호를 공급하는 단계와,
    상기 다상 필터(10)의 제 1 출력단(13)으로부터 상기 제 1 출력 신호(I)를 취하는 단계와,
    상기 다상 필터(10)의 제 2 출력단(14)으로부터 상기 제 2 출력 신호(Q)를 취하는 단계를 더 포함하는
    출력 신호 발생 방법.
  5. 자신의 입력단(3)에 입력된 입력 신호(A)에 대응하며 서로 90°위상 쉬프트된 두 개의 출력 신호(I, Q)를 발생시키는 위상 쉬프트 네트워크(1)로서,
    상기 입력단(3)에 접속되어 상기 입력 신호(A)로부터 기본파 A1(ω1)을 선택하는 제 1 푸리에 성분 선택 수단(4)과,
    상기 입력단(3)에 접속되어 상기 입력 신호(A)로부터 3차 고조파 A3(ω3)을 선택하는 제 2 푸리에 성분 선택 수단(5)과,
    입력단(11A)과 제 1 출력단(13A)과 제 2 출력단(14A)을 갖는 제 1 수단(10A)―상기 입력단(11A)은 상기 제 1 푸리에 성분 선택 수단(4)의 출력단에 접속되고, 상기 제 1 수단(10A)은 자신의 상기 입력단(11A)에 수신된 푸리에 성분들을 포함하는 제 1 출력 신호(Y13A)를 자신의 상기 제 1 출력단(13A)에 제공하고, 상기 제 1 출력 신호(Y13A)와 동일하지만 +90°쉬프트된 푸리에 성분들을 포함하는 제 2 출력 신호(Y14B)를 자신의 상기 제 2 출력단(14A)에 제공하도록 되어 있음―과,
    입력단(12B)과 제 1 출력단(13B)과 제 2 출력단(14B)을 갖는 제 2 수단(10B)―상기 입력단(12B)은 상기 제 2 푸리에 성분 선택 수단(5)의 출력단에 접속되고, 상기 제 2 수단(10B)은 자신의 상기 입력단(12B)에 수신된 푸리에 성분들을 포함하는 제 3 출력 신호(Y14B)를 자신의 상기 제 2 출력단(14B)에 제공하고, 상기 제 3 출력 신호(Y14B)와 동일하지만 -90°쉬프트된 푸리에 성분들을 포함하는 제 4 출력 신호(Y13B)를 자신의 상기 제 1 출력단(13B)에 제공하도록 되어 있음―과,
    상기 제 1 수단(10A)의 상기 제 1 출력단(13A)과 상기 제 2 수단(10B)의 상기 제 2 출력단(14B)에 각기 접속된 두 개의 입력단을 갖고, 상기 네트워크(1)의 제 1 출력단(8)에 접속된 출력단을 갖는 제 1 조합기 수단(73)과,
    상기 제 1 수단(10A)의 상기 제 2 출력단(14A)과 상기 제 2 수단(10B)의 상기 제 1 출력단(13B)에 각기 접속된 두 개의 입력단을 갖고, 상기 네트워크(1)의 제 2 출력단(9)에 접속된 출력단을 갖는 제 2 조합기 수단(74)을 포함하는
    위상 쉬프트 네트워크.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 푸리에 성분 선택 수단(4)은 중심 주파수(ω1)와 대역폭(BW1)을 갖고 상기 입력단(3)에 접속된 입력단을 구비하는 제 1 대역 통과 필터(601)를 포함하고,
    상기 제 2 푸리에 성분 선택 수단(5)은 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 중심 주파수(ω1)의 3배인 중심 주파수(ω3)와 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 대역폭(BW1)의 3배인 대역폭(BW3)을 갖고 상기 입력단(3)에 접속된 입력단을 구비하는 제 2 대역 통과 필터(603)를 포함하는
    위상 쉬프트 네트워크.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 푸리에 성분 선택 수단(4)은,
    상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 중심 주파수(ω1)의 5배인 중심 주파수(ω5)와 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 대역폭(BW1)의 5배인 대역폭(BW5)을 갖고 상기 입력단(3)에 접속된 입력단을 구비하는 제 3 대역-통과 필터(605)와,
    상기 제 1 및 제 3 대역 통과 필터(601;605)의 출력단에 접속된 입력단을 구비하는 제 1 가산기(71)를 더 포함하는
    위상 쉬프트 네트워크.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 2 푸리에 성분 선택 수단(5)은,
    상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 중심 주파수(ω1)의 7배인 중심 주파수(ω7)와 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 대역폭(BW1)의 7배인 대역폭(BW7)을 갖고 상기 입력단(3)에 접속된 입력단을 구비하는 제 4 대역 통과 필터(607)와,
    상기 제 2 및 제 4 대역 통과 필터(603;607)의 출력단에 접속된 입력단을 구비하는 제 2 가산기(72)를 더 포함하는
    위상 쉬프트 네트워크.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 푸리에 성분 선택 수단(4)은,
    n=2,4,6,...인 경우, 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 중심 주파수(ω1)의 (2n+1)배인 중심 주파수(ω2n+1)와, 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 대역폭(BW1)의 (2n+1)배인 대역폭(BW2n+1)을 가지며, 상기 입력단(3)에 접속된 입력단과, 상기 제 1 가산기(71)의 입력단에 접속된 출력단을 구비하는 추가 대역 통과 필터(602n+1)를 더 포함하고,
    상기 제 2 푸리에 성분 선택 수단(5)은,
    n=3,5,7,...인 경우, 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 중심 주파수(ω1)의 (2n+1)배인 중심 주파수(ω2n+1)와, 상기 제 1 대역 통과 필터(601)의 상기 대역폭(BW1)의 (2n+1)배인 대역폭(BW2n+1)을 가지며, 상기 입력단(3)에 접속된 입력단과, 상기 제 2 가산기(72)의 입력단에 접속된 출력단을 구비하는 추가 대역 통과 필터(602n+1)를 더 포함하는
    위상 쉬프트 네트워크.
  10. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 수단(10A)은
    광대역의 정규화된 전달 특성 H(ω)=1 및 H(-ω)=0을 갖고 0 입력 신호를 수신하는 다른 입력단(12A)을 구비하는 다상 필터를 포함하고,
    상기 제 2 수단(10B)은
    광대역의 정규화된 전달 특성 H(ω)=1 및 H(-ω)=0을 갖고 0 입력 신호를 수신하는 다른 입력단(11B)을 구비하는 다상 필터를 포함하는
    위상 쉬프트 네트워크.
  11. 국부 발진기(2;102)로부터 입력 신호(A)를 수신하는 입력단(3;111,113)을 구비하고, 상기 입력 신호(A)에 대응하며 상호 90°위상 쉬프트된 두 개의 출력 신호(I, Q)를 두 출력단(8,9;108,109)에서 발생시키도록 되어 있는 위상 쉬프트 네트워크(1;101)에 있어서,
    상기 입력단(3)에 접속된 제 1 입력단(11;111,113)과, 0 신호를 수신하도록 접속되어 있는 제 2 입력단(12;112,114)과, 상기 제 1 출력 신호(I)를 제공하는 상기 제 1 출력단(8)에 접속된 제 1 출력단(13;121,123)과, 상기 제 1 출력 신호(I)와 동일하지만 90° 쉬프트되어 있는 상기 제 2 출력 신호(Q)를 제공하는 상기 제 2 출력단(9)에 접속된 제 2 출력단(14;122,124)을 구비하는 다상 필터(10;110)를 포함하되,
    상기 다상 필터(10;110)는
    중심 주파수(ω1) 및 대역폭(BW1)을 갖는 제 1 OSR 대역 통과 영역(41)과, 중심 주파수(-ω1) 및 대역폭(BW51)을 갖는 연관 소거 영역(51)을 갖는 전달 특성(40)을 갖고,
    상기 전달 특성(40)은,
    -3ω1인 중심 주파수(ω42) 및 대역폭(BW42)을 갖는 제 2 OSR 대역 통과 영역(42)과, 3ω1인 중심 주파수 및 대역폭(BW52)을 갖는 연관 소거 영역(52)을 갖는
    위상 쉬프트 네트워크.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 다상 필터(10)의 상기 전달 특성(40)은 사전 정의된 개수의 추가 OSR 대역 통과 영역을 포함하되, 상기 추가 OSR 대역 통과 영역의 각각은 (-1)n(2n+1)ω1인 중심 주파수와 대역폭 BW2n+1을 갖고, 연관 소거 영역은 (-1)n+1(2n+1)ω1인 중심 주파수와 대역폭 BW2n+1을 갖는
    위상 쉬프트 네트워크.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 OSR 대역 통과 영역(41)의 상기 중심 주파수(ω1)는 상기 국부 발진기(2;102)의 예상 전송 대역의 중심 주파수(ωLO)와 동일하고,
    상기 제 1 OSR 대역 통과 영역(41)의 상기 대역폭(BW1)은 상기 국부 발진기(2;102)의 상기 예상 전송 대역의 예상 대역폭(BWLO)과 동일하며,
    추가 OSR 대역 통과 영역들과 그에 대응하는 소거 영역들의 대역폭(BW2n+1)은 상기 국부 발진기(2;102)의 상기 예상 전송 대역의 상기 예상 대역폭(BWLO)의 (2n+1)배와 동일한
    위상 쉬프트 네트워크.
  14. 청구항 제 5 항에 청구된 네트워크와, 상기 네트워크(1)의 입력단(3)에 접속된 국부 발진기(2;102)를 포함하여, 상호 90°위상차를 갖는 두 개의 구형파 신호(I;Q)를 제공하는 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 국부 발진기(2;102)와 상기 네트워크(1)가 하나의 칩에 집적 회로로서 함께 구현되는 장치.
  16. 제 14 항에 있어서,
    ω1은 상기 국부 발진기(2;102)의 중심 주파수(ωLO)와 동일하고, BW1은 상기 국부 발진기(2)의 대역폭(BWLO)과 동일한 장치.
  17. 청구항 제 5 항에 따른 위상 쉬프트 네트워크나 청구항 제 14 항에 따른 장치를 포함하여, 변조된 반송파를 수신 및 처리하는 장치.
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