JP2005124153A - イメージ・リジェクション・ミキサ、マルチバンド・ジェネレータ、並びに縦続接続ポリフェーズ・フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】 複素信号対の位相の直交性を損なわないように高調波成分を抑圧する。
【解決手段】 ポリフェーズ・フィルタは、抵抗体ＲとコンデンサＣからなるＫ個のフィルタ回路が接続方向に沿って＋３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させるように接続されている。複素平面上で表すと反時計回転するので、負の周波数領域でノッチが生じる。所定周波数帯域でノッチが生ずるようにＣＲ積を設定し、（４Ｎ＋１）次高調波成分を抑制する。ポリフェーズ・フィルタは、構造が対象であることから、ＣＲ積で定まる極と一致する周波数では入力信号に含まれるアンバランスな成分が除去される。この働きによって直交性を向上することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）の第３の信号を得るようにしたイメージ・リジェクション・ミキサに係り、特に、分周器を兼ね備えた９０度位相器を用いて位相の直交した複素信号対を得るイメージ・リジェクション・ミキサに関する。

さらに詳しくは、本発明は、複素信号対に含まれる奇数次高調波成分を抑圧するイメージ・リジェクション・ミキサに係り、特に、複素信号対の位相の直交性を損なわないように高調波成分を抑圧するイメージ・リジェクション・ミキサに関する。

有線方式によるＬＡＮ配線からユーザを解放するシステムとして、無線ＬＡＮが注目されている。無線ＬＡＮによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル・コンピュータ（ＰＣ）などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線ＬＡＮシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル・エリア・ネットワーク（ＰＡＮ）の導入の検討が行なわれている。例えば、２．４ＧＨｚ帯や、５ＧＨｚ帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

例えば、近年、「ウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）通信」と呼ばれる、きわめて微弱なインパルス列に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている。現在、ＩＥＥＥ８０２．１５．３などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、通信局が散乱し、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チャネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。このため、周波数チャネルを複数用意し、そのうちの１つの周波数チャネルを利用して動作するというマルチチャネル通信方式が考えられている。例えば、通信中に干渉などにより通信品質が低下したときに、周波数ホッピングによりネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。

また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波・遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ（又は、周波数選択性フェージング）が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波）伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

例えば、マルチキャリア伝送方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅いシンボル周期毎にシリアル／パラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行ない、その複数キャリアについて逆ＦＦＴを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわちＦＦＴを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアについてそれぞれの変調方式に対応した復調を行ない、パラレル／シリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

ＯＦＤＭ変調方式は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいて無線ＬＡＮの標準規格として採用されている。また、ＩＥＥＥ８０２．１５．３においても、ＤＳの情報信号の拡散速度を極限まで高くしたＤＳ−ＵＷＢ方式や、数１００ピコ秒程度の非常に短い周期のインパルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス−ＵＷＢ方式以外に、ＯＦＤＭ変調方式を採用したＵＷＢ通信方式についての標準化が進められている。ＯＦＤＭ＿ＵＷＢ通信方式の場合、３．１〜４．８ＧＨｚの周波数帯をそれぞれ５２８ＭＨｚ幅からなる３つのサブバンドを周波数ホッピング（ＦＨ）し、各周波数帯が１２８ポイントからなるＩＦＦＴ／ＦＦＴを用いたＯＦＤＭ変調が検討されている（例えば、非特許文献１を参照のこと）。

ここで、周波数ホッピングを実現するためには、マルチバンド・ジェネレータが必要である。複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精度のマルチバンド・ジェネレータを構成することができるが、回路の面積や消費電力の点で問題となる。したがって、単一の発振器から分周により複数の周波数帯域を作りたいという技術的要望がある。

例えば、発振器から出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシング（すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）により、マルチバンド・ジェネレーションを行なうことができる。

図１５には、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられるホッピングのための周波数合成ブロック（但し、３バンド・モードとする）を図解している。信号の中心周波数は、図示の通り単一の発振器（例えば、ＴＣＸＯ：温度補償型水晶発振器）から分周とミキサを用いて合成（周波数加減算）することができる。また、サンプル・クロックとして必要な５２８ＭＨｚ分周により合成することができる。

図１５に示す例では、発振器から出力される周波数４２２４ＭＨｚから、まず８分の１分周により５２８ＭＨｚの周波数が取り出され、さらに２分の１分周により２６４ＭＨｚの周波数が取り出される。

次いで、各ミキサでは、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算により４４８８ＭＨｚの周波数を得るとともに、４２２４ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数加算により３９６０ＭＨｚの周波数を得、さらに４２２４ＭＨｚから５２８ＭＨｚと２６４ＭＨｚの周波数減算により３４３２ＭＨｚの周波数を得ることができる。

周波数の加算又は減算すなわちミキシングを行なうデバイスとして、イメージ・リジェクション・ミキサが挙げられる。図１６には、イメージ・リジェクション・ミキサの構成例を模式的に示している。以下、同図を参照しながら基本原理について説明する。Ｓ１０４ａとＳ１０４ｂは直交したＬＯ信号であり、Ｓ１０２ａとＳ１０２ｂは直交したＩＦ信号であり、Ｓ１０３ｃはＲＦ信号である。ここで、ＬＯ信号を下式のようにおく。

また、ＩＦ信号を下式のようにおく。

第１の乗算器１０３ａにおいてＳ１０４ａとＳ１０２ａが乗算され、第２の乗算器１０３ｂにおいてＳ１０４ｂとＳ１０２ｂが乗算され、加算器１０３ｃで第１の乗算器の積から第２の乗算器の積が減算される。この結果、ＲＦ信号Ｓ１０３ｃは下式（５）で表される。

ここで、３角関数の加法定理を用いて周波数の加算、減算を用いて合成することができ、上式（５）を下式（６）のように変形することができる。

したがって、ＬＯ信号の周波数からＩＦ信号の周波数を引いた周波数のＲＦ信号が出力され、ＬＯ信号の周波数とＩＦ信号の周波数を足したイメージの周波数成分が生じない。これがイメージ・リジェクション・ミキサと呼ばれている所以である。また、イメージ・リジェクション・ミキサを構成するには、直交したＬＯ信号と直交したＩＦ信号が必要になる。

図１７には、直交したＩＦ信号を得るための９０度移相器（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）として分周器を用いた例を示している。今日の携帯電話においては、９０度移相器に分周器を用いることは一般的に行なわれており、ＬＯ信号とＩＦ信号を共通の発振器から分周して生成すると、９０度移相と周波数シンセサイザの数を減らすことが同時に行なえるという利点がある（例えば、特許文献１並びに特許文献２を参照のこと）。

分周回路としては、図１８に示すマスタ・スレーブＤラッチ（Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ Ｄ−ｌａｔｃｈ）が用いられる。Ｓ１０１が差動の入力であり、Ｓ１０１ａとＳ１０１ｂが差動で出力される。Ｄラッチの初期状態によって入力と出力の位相関係は２通りの状態を取るが、どちらであってもＳ１０１ａとＳ１０１ｂの間の位相関係は同じである。図１９では、一方の状態について入出力波形を示している。図示の通り、Ｓ１０１ａとＳ１０１ｂは、Ｓ１０１に対し１／２分周されている。出力波形は矩形波であり、以下の式（７）及び（８）で示されるように、基本波と奇数次高調波の和として表され、各周波数においてＳ１０１ａとＳ１０１ｂは位相が９０度異なる直交関係にある。

ここで、正弦波同士の和をとること自体に問題はないが、分周を繰り返すことにより、奇数次の高調波からなる不純すなわちスプリアス成分（Ｓｐｕｒｉｏｕｓ ｐｒｏｄｕｃｔｓ）を含んでしまうという問題がある。９０度移相器の出力をそのままＩＦ信号としてイメージ・リジェクション・ミキサに印加すると、出力にどのようなスプリアス成分が生じるのかについて、以下に説明する。

位相の直交した２信号は、複素信号（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｉｇｎａｌ）を用いると一括して扱うことができる。複素信号の実部にＳ１０１ａを、虚部にＳ１０１ｂを割り当てると、上式（７）及び（８）を以下の式（９）のように書き直すことができる。

簡略化のために上式（９）を５次高調波まで展開すると、下式（１０）に示す通りとなる。

同様にＬＯ信号は基本波だけとすると、下式（１１）のようになる。

イメージ・リジェクション・ミキサの出力は、下式（１２）に示すように、上式（１０）と上式（１１）の積の実部のみがＳ１０３ｃとして表される。式（１２）を簡素化すると式（１３）になる。

数値例として例えばＬＯ信号が１０５６［ＭＨｚ］でＩＦ信号が２６４［ＭＨｚ］とすると、下表に示すようなＲＦ信号が出力される。

念のため但し書きとして、ここではＩＦ信号の高調波だけを取り上げて議論を簡略化しているのであって、ＬＯ信号の高調波も考慮すると多様な組み合わせのスプリアス成分が発生することは明らかである。また上表中でω_lo−５ω_ifは負の周波数になるがｃｏｓ（ωｔ）＝ｃｏｓ（−ωｔ）であるし、実数信号では正と負の周波数に区別がないのでＲＦ信号は正の周波数になる。

表１から、ＲＦ信号は７９２［ＭＨｚ］だけが出力されるのではなく、１８４８［ＭＨｚ］が−９．５［ｄＢ］、２６４［ＭＨｚ］が−１４［ｄＢ］という比較的大きな相対レベルでスプリアス成分として発生することが判る。この相対レベルはＩＦ信号の基本波に対する高調波のレベルと等しいので、ＲＦ信号に含まれるスプリアス成分を低減するためにはＩＦ信号の高調波を低減する必要がある。

無線通信では、一般に、使用できる周波数スペクトラムの範囲が電波法により制約されており、スプリアス成分は抑圧する必要がある。従来例では、図１７に示したようにイメージ・リジェクション・ミキサの後に帯域通過フィルタ１０７を追加したり、図２０に示すように９０度移相器１０１と乗算器１０３ａ及び１０３ｂの間に低域通過フィルタ１０５及び１０６を挿入したりしている（例えば、特許文献３を参照のこと）。

しかしながら、帯域通過フィルタは部品のコストとサイズが大きくなるという問題があり、低域通過フィルタは高調波抑圧量を大きくすると回路規模が増大し、消費電力が増加してしまう。また、半導体回路内で抵抗体ＲやコンデンサＣを実装した場合、一般に抵抗値やキャパシタンスは１５％程度の個体差を含んでしまうが、２個の低域通過フィルタの振幅特性や位相特性が不揃いにばらつくと、ＩＦ信号の直交性が劣化してイメージ・リジェクション性能が劣化するという問題もある。

特開平１０−４４３７号公報 特願平１１−２９０８９号公報 特開２００２−１７１２９６号公報 ＩＥＥＥ８０２．１５．３ａ ＴＩ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｇｒｏｕｐｅｒ．ｉｅｅｅ．ｏｒｇ／ｇｒｏｕｐｓ／８０２／１５／ｐｕｂ／２００３／Ｍａｙ０３ ファイル名：０３１４２ｒ２Ｐ８０２−１５＿ＴＩ−ＣＦＰ−Ｄｏｃｕｍｅｎｔ．ｄｏｃ＞

本発明の目的は、位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯の第３の信号を得るようにした、優れたイメージ・リジェクション・ミキサを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、分周器を兼ね備えた９０度位相器を用いて位相の直交した複素信号対を得る、優れたイメージ・リジェクション・ミキサを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、複素信号対に含まれる奇数次高調波成分を好適に抑圧することができる、優れたイメージ・リジェクション・ミキサを提供することにある。

本発明のさらなる目的は、複素信号対の位相の直交性を損なわないように高調波成分を抑圧することができる、優れたイメージ・リジェクション・ミキサを提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第１の側面は、位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯の第３の信号を得るようにしたイメージ・リジェクション・ミキサであって、前記位相の直交した第１の複素信号対又は前記位相の直交した第２の複素信号対に含まれる（４Ｎ＋１）次高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する高調波成分抑圧手段を具備することを特徴とするイメージ・リジェクション・ミキサである。

前記高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続された正相ポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って＋３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させる。

この場合、Ｋ相の電圧を複素平面上で表すと、反時計回転するので、ポリフェーズ・フィルタとしては負の周波数領域でノッチが生じる。そして、（４Ｎ＋１）次高調波成分の周波数帯域でノッチが生ずるように各フィルタ回路のＣＲ積を設定することで、所望の高調波成分抑制の効果を得ることができる。ここで、ＣＲ積は時定数を表すものであり、厳密には、角周波数は１／（ＣＲ）、周波数は１／（２πＣＲ）となる。ポリフェーズ・フィルタは、構造が対称であることから、極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）と略一致する周波数では入力信号に含まれるアンバランスな成分が除去される。この働きによって直交性を向上することができる。

また、本発明の第２の側面は、位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯の第３の信号を得るようにしたイメージ・リジェクション・ミキサであって、前記位相の直交した第１の複素信号対又は前記位相の直交した第２の複素信号対に含まれる（４Ｎ−１）次高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する高調波成分抑圧手段を具備することを特徴とするイメージ・リジェクション・ミキサである。

ここで、前記高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続された逆相ポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って−３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させる。

この場合、Ｋ相の電圧を複素平面上で表すと、時計回転するので、ポリフェーズ・フィルタとしては正の周波数領域でノッチが生じる。そして、（４Ｎ−１）次高調波成分の周波数帯域でノッチが生ずるように各フィルタ回路のＣＲ積を設定することで、所望の高調波成分抑制の効果を得ることができる。ここで、ＣＲ積は時定数を表すものであり、厳密には、角周波数は１／（ＣＲ）、周波数は１／（２πＣＲ）となる。ポリフェーズ・フィルタは、構造が対称であることから、極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）と略一致する周波数では入力信号に含まれるアンバランスな成分が除去される。この働きによって直交性を向上することができる。

さらに、第１の側面に係るイメージ・リジェクション・ミキサと第２の側面に係るイメージ・リジェクション・ミキサとを縦続接続することにより、任意の奇数次の高調波成分を好適に抑圧することができる。

本発明によれば、複素信号対の位相の直交性を損なわないように高調波成分を抑圧することができる、優れたイメージ・リジェクション・ミキサを提供することができる。

本発明によれば、９０度移相器で生成した直交する矩形波に含まれる（４Ｎ−１）次高調波と（４Ｎ＋１）次高調波をポリフェーズ・フィルタで抑圧できるので、簡易な構成でありながら大きな高調波抑圧量が得られることになり、スプリアス成分の発生を低減したイメージ・リジェクション・ミキサを構成することができる。

本発明によれば、９０度移相器で生成した直交する矩形波をポリフェーズ・フィルタに通すことにより直交性を向上させることができるので、イメージ・リジェクションの性能を向上したイメージ・リジェクション・ミキサを構成することができる。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、本発明の一実施形態に係るイメージ・リジェクション・ミキサの原理図を示している。以下、同図を参照しながら、このイメージ・リジェクション・ミキサの動作について説明する。

ＩＦ信号の２倍の周波数を持つ信号Ｓ１０１が分周器を兼ねた９０度移相器１０１に入力され、位相の直交したＩＦ信号Ｓ１０１ａとＳ１０１ｂが出力される。この出力波形は上式（７）と式（８）で示したように基本波と奇数次高調波の和である。

これら位相の直交した信号Ｓ１０１ａとＳ１０１ｂは、ポリフェーズ・フィルタ１０２に入力され、奇数次の高調波成分が抑圧された形でＳ１０２ａとＳ１０２ｂが出力される。

一方、信号Ｓ１０４ａとＳ１０４ｂは、上式（１）と式（２）で示したように直交した複素信号対すなわちＬＯ信号である。第１の乗算器１０３ａでは、複素信号対の一方であるＳ１０４ａとＳ１０２ａ同士の乗算がなされ、第２の乗算器１０３ｂでは、複素信号対の他方Ｓ１０４ｂとＳ１０２ｂ同士の乗算がなされる。そして、加算器１０３ｃでは、第１の乗算器１０３ａの積から第２の乗算器１０３ｂの積が減算されて、周波数が合成されたＲＦ信号Ｓ１０３ｃとして出力される。

なお、ポリフェーズ・フィルタ自体に関しては、例えば米国特許第３，５５９，０４２号明細書や、Ｍ．Ｊ．Ｇｉｎｇｅｌｌ著“Ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅｂａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ｐｏｌｙｐｈａｓｅ ｎｅｔｗｏｒｋｓ”（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，ｖｏｌ．４８，ｎｏ．１−２，ｐｐ．２１−２５，１９７３）を参照されたい。

ここで、本発明で使用する４相のポリフェーズ・フィルタについて説明する。

図２には、４相ポリフェーズ・フィルタの基本構成を示している。図示のポリフェーズ・フィルタは、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなる４個のフィルタ回路が多段接続された構造をなしている。各フィルタ回路は、左側の入力端子の上から順に位相が９０度ずつ進んだ電圧を入力して、同様に右側の出力端子の上から順に位相が９０度ずつ進んだ電圧が出力されるものとする。位相の９０度ずつ進んだ４相の電圧を複素平面でＩとＱを用いて表すと、Ｉ＋，Ｑ＋，Ｉ−，Ｑ−の順で並んだ複素ベクトル列になり、図３に示すように反時計回転で表せる。このときのポリフェーズ・フィルタのチェーン・マトリックス（Ｃｈａｉｎ ｍａｔｒｉｘ）は下式（１４）に示す通りである。

ここで、上式（１４）のＣＲ積で定まる極周波数１／（２πＣＲ）が７９２［ＭＨｚ］になるように定数を代入し、信号源インピーダンスと負荷インピーダンスを考慮して周波数特性を求めると、図４に示すように、負の周波数にノッチ（Ｎｏｔｃｈ）が生じるので、５次の高周波成分を抑圧することができる。

また、図５には、逆４相ポリフェーズ・フィルタの構成を示している。図示のポリフェーズ・フィルタは、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなる４個のフィルタ回路が多段接続された構造であるが、図２に示したポリフェーズ・フィルタの入出力端子のＱ＋とＱ−の配線を入れ替えた回路構成になっている。位相の９０度ずつ進んだ４相の電圧を複素平面でＩとＱを用いて表すと、Ｉ＋，Ｑ−，Ｉ−，Ｑ＋の順で並んだ複素ベクトル列になり、図６に示すように反時計回転で表せる。この場合のポリフェーズ・フィルタのチェーン・マトリックス（Ｃｈａｉｎ ｍａｔｒｉｘ）は下式（１５）に示す通りとなる。

ここで、式（１５）のＣＲ積で定まる極周波数１／（２πＣＲ）が１３２０［ＭＨｚ］になるように定数を代入し、信号源インピーダンスと負荷インピーダンスを考慮して周波数特性を求めると、図７に示すように正の周波数にノッチが生じるので、３次の高周波成分を抑圧することができる。

さらに、図８には、図２に示した４相ポリフェーズ・フィルタと、図５に示した逆４相ポリフェーズ・フィルタとを縦続接続させたポリフェーズ・フィルタの構成を示している。この場合のポリフェーズ・フィルタは、正と負の周波数にそれぞれノッチを付けることができる。ここで、上式（１４）及び（１５）のチェーン・マトリックスを縦続接続し、負のノッチが１３２０［ＭＨｚ］に、正のノッチが７９２［ＭＨｚ］になるように各定数を代入すると、図９に示すように、３次及び５次の高周波成分を同時に抑圧することができる。

さらに、ＣＲ積で定まる極周波数１／（２πＣＲ）が（４Ｎ＋１）次の高調波成分の帯域になるように定数を設定した４相ポリフェーズ・フィルタ、並びに、ＣＲ積で定まる極周波数１／（２πＣＲ）が（４Ｎ−１）次の高調波成分の帯域になるように定数を設定した逆４相ポリフェーズ・フィルタを図８に示したポリフェーズ・フィルタに縦続接続していくことにより、任意の奇数次高周波成分を除去することができるイメージ・リジェクション・フィルタを構成することができる。

ここで、図１に示した９０度移相器１０１の出力Ｓ１０１ａとＳ１０１ｂを複素信号として表した上式（９）を展開して、高調波の次数で整理すると、下式（１６）のようになる。但し、Ｎは自然数である。

上式（１６）から、基本波と（４Ｎ＋１）次の高調波は負の周波数であり、（４Ｎ−１）次の高調波は正の周波数であることが分かる。Ｎ＝１の場合は基本波と３次と５次の高調波になりスペクトラムは図１０に示すようになる。９０度移相器１０１の出力Ｓ１０１ａとＳ１０１ｂは、図１９に示したように差動の複素信号であるので４相の電圧がある。これらの出力電圧を正しくＩ＋、Ｑ＋、Ｉ−、Ｑ−に割り当ててポリフェーズ・フィルタに印加すれば、高調波を抑圧することが可能になる。ポリフェーズ・フィルタを多段に接続して各々のノッチ周波数を最適配置することで、さらに高次の高調波まで抑圧することが可能である。最適配置の方法については、例えばＫｅｖｉｎ Ｓｃｈｍｉｄｔ著“Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ”（ＱＥＸ９４）を参照されたい。図１１には回路例を、図１２にはその周波数特性をそれぞれ示している。

さらに、ポリフェーズ・フィルタは、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなる４個のフィルタ回路が多段接続された構造をなしているが、図２に代表されるように、構造が対称であることから、ＣＲ積で定まる極と一致する周波数では入力信号に含まれるアンバランスな成分が除去される。この働きによって直交性を向上することができる。

図１３には、ＵＷＢのマルチバンド・ジェネレータの一部に、本発明のイメージ・リジェクション・ミキサを用いた構成例を示している。同図の上部にあるブロック図はマルチバンド・ジェネレータ全体の周波数構成を表している。

同図左側の発振器から供給された４２２４［ＭＨｚ］を４分周して１０５６［ＭＨｚ］を生成し、さらに２分周を２回繰り返して２６４［ＭＨｚ］を生成する。９０度移相器は、位相が直交した複素信号対を得るとともに、１／２分周器としても作用する。また、１０５６［ＭＨｚ］と２６４［ＭＨｚ］を第１のイメージ・リジェクション・ミキサに入力して７９２［ＭＨｚ］を生成する。この７９２［ＭＨｚ］と２６４［ＭＨｚ］の何れか片方と、発振器の４２２４［ＭＨｚ］を第２のイメージ・リジェクション・ミキサに入力して４２２４−７９２＝３４３２［ＭＨｚ］、４２２４−２６４＝３９６０［ＭＨｚ］、４２２４＋２６４＝４４８８［ＭＨｚ］の何れかの周波数変換を行なうことによって、所望の３バンドのＲＦキャリアを生成することができる。

第１のイメージ・リジェクション・ミキサ部分を拡大したものが、図１３の下部のブロック図である。２分周器で９０度移相を行なうので、２６４［ＭＨｚ］は図１７に示すように位相の直交した矩形波になる。これらは式（１６）に示したように、基本波と、（４Ｎ−１）次高調波と、（４Ｎ＋１）次高調波の和として表すことができる。

図１０に示したように、基本波と、（４Ｎ＋１）次高調波は負の周波数であり、（４Ｎ−１）次高調波は正の周波数なので、例えば図７に示した周波数特性のポリフェーズ・フィルタを通すことで３次高調波だけを抑圧することができる。また、図９に示した周波数特性のポリフェーズ・フィルタを通せば３次高調波と５次高調波の両方を抑圧することができる。

図１４には、図１３に示したマルチバンド・ジェネレータの出力スペクトラムを示している。同図において左側が３次と５次の高調波を抑圧した場合、中央が３次高調波だけを抑圧した場合、右側が高調波を抑圧しない場合である。スプリアス成分の低減効果のあることが確認することができる。

なお、前述の米国特許第３，５５９，０４２号明細書には、同相のポリフェーズ・フィルタを多段縦続接続したフィルタに関する記述があるが、これはノッチを広帯域化して広い帯域で９０度移相を行なうことを意図するものであり、本発明とは相違する。また、Ｍａｒｃ Ａ．Ｆ．Ｂｏｒｒｅｍａｎｓ外著“Ａ ＣＭＯＳ Ｄｕａｌ−Ｃｈａｎｎｅｌ，１００−ＭＨｚ ｔｏ １．１ＧＨｚ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｆｏｒ Ｃａｂｌｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”（ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．３４，Ｎ．１２，ＤＥＣＥＭＢＥＲ １９９９）には、有線通信において、ある帯域の基本波と別の帯域の高調波が衝突する際に３次高調波成分を除去する点について記載されているが、本発明とは無関係である。

［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、本発明の一実施形態に係るイメージ・リジェクション・ミキサの原理図を示した図である。 図２は、４相ポリフェーズ・フィルタの基本構成を示した図である。 図３は、図２に示した４相ポリフェーズ・フィルタの複素ベクトル列の回転方向を示した図である。 図４は、図２に示した４相ポリフェーズ・フィルタの周波数特性を示した図である。 図５は、逆４相ポリフェーズ・フィルタの基本構成を示した図である。 図６は、図５に示した逆４相ポリフェーズ・フィルタの複素ベクトル列の回転方向を示した図である。 図７は、図５に示した逆４相ポリフェーズ・フィルタの周波数特性を示した図である。 図８は、図２に示した４相ポリフェーズ・フィルタと、図５に示した逆４相ポリフェーズ・フィルタを縦続接続させたポリフェーズ・フィルタの構成を示した図である。 図９は、図８に示した縦続接続ポリフェーズ・フィルタの周波数特性を示した図である。 図１０は、矩形複素信号の周波数スペクトラムを示した図である。 図１１は、多段接続したポリフェーズ・フィルタの構成例を示した図である。 図１２は、図１１に示したポリフェーズ・フィルタの周波数特性を示した図である。 図１３は、ＵＷＢのマルチバンド・ジェネレータの一部に、本発明のイメージ・リジェクション・ミキサを用いた構成例を示した図である。 図１４は、図１３に示したマルチバンド・ジェネレータの出力スペクトラムを示した図である。 図１５は、マルチバンドＯＦＤＭシステムで用いられるホッピングのための周波数合成ブロックを示した図である。 図１６は、イメージ・リジェクション・ミキサの構成例（従来例）を示した図である。 図１７には、直交したＩＦ信号を得るための９０度移相器として分周器を用いた例を示した図である。 図１８は、分周回路として用いられるマスタ・スレーブＤラッチの構成を示した図である。 図１９は、図１８に示した分周器の入出力波形を示した図である。 図２０は、９０度移相器１０１と乗算器１０３ａ及び１０３ｂの間に低域通過フィルタ１０５及び１０６を挿入したイメージ・リジェクション・ミキサの構成を示した図である。

符号の説明

１０１…９０度移相器
１０２…ポリフェーズ・フィルタ
１０３ａ…第１の乗算器
１０３ｂ…第２の乗算器
１０３ｃ…加算器

Claims (13)

1. 位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯の第３の信号を得るようにしたイメージ・リジェクション・ミキサであって、
   前記位相の直交した第１の複素信号対又は前記位相の直交した第２の複素信号対に含まれる（４Ｎ＋１）次高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する高調波成分抑圧手段を具備する、
   ことを特徴とするイメージ・リジェクション・ミキサ。
2. 前記高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続されたポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って＋３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させる、
   ことを特徴とする請求項１に記載のイメージ・リジェクション・ミキサ。
3. 前記の各フィルタ回路の極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）を（４Ｎ＋１）次高調波成分の周波数に略一致させる、
   ことを特徴とする請求項２に記載のイメージ・リジェクション・ミキサ。
4. 位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯の第３の信号を得るようにしたイメージ・リジェクション・ミキサであって、
   前記位相の直交した第１の複素信号対又は前記位相の直交した第２の複素信号対に含まれる（４Ｎ−１）次高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する高調波成分抑圧手段を具備する、
   ことを特徴とするイメージ・リジェクション・ミキサ。
5. 前記高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続されたポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って−３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させる、
   ことを特徴とする請求項４に記載のイメージ・リジェクション・ミキサ。
6. 前記の各フィルタ回路の極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）を（４Ｎ−１）次高調波成分の周波数に略一致させる、
   ことを特徴とする請求項５に記載のイメージ・リジェクション・ミキサ。
7. 位相の直交した第１の複素信号対と、位相の直交した第２の複素信号対とをアナログ乗算することにより片側波帯の第３の信号を得るようにしたイメージ・リジェクション・ミキサであって、
   前記位相の直交した第１の複素信号対又は前記位相の直交した第２の複素信号対に含まれる（４Ｎ＋１）次高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する第１の高調波成分抑圧手段と、前記位相の直交した第１の複素信号対又は前記位相の直交した第２の複素信号対に含まれる（４Ｎ−１）次高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する第２の高調波成分抑圧手段とを縦続接続させた、
   ことを特徴とするイメージ・リジェクション・ミキサ。
8. 前記第１の高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続されたポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って＋３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させ、
   前記第２の高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続されたポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って−３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させる、
   ことを特徴とする請求項７に記載のイメージ・リジェクション・ミキサ。
9. 前記第１の高調波成分抑圧手段の各フィルタ回路の極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）を（４Ｎ＋１）次高調波成分の周波数に略一致させ、
   第２の高調波成分抑圧手段の各フィルタ回路の極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）を（４Ｎ−１）次高調波成分の周波数に略一致させる、
   ことを特徴とする請求項８に記載のイメージ・リジェクション・ミキサ。
10. 複数の周波数帯の成分を生成するマルチバンド・ジェネレータであって、
    基本周波数信号を生成する発振器と、
    前記基本周波数信号又はその分周周波数信号を分周する１以上の分周器と、
    前記基本周波数信号又は分周周波数信号から位相の直交した複素信号対を得る移相手段と、
    前記基本周波数信号又は分周周波数信号の複素信号対同士をアナログ乗算する際に、該複素信号対に含まれる（４Ｎ＋１）次及び／又は（４Ｎ−１）次の高調波成分（但し、Ｎは整数）を抑圧する高調波成分抑圧手段と、
    を具備することを特徴とするマルチバンド・ジェネレータ。
11. 前記高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続された正相ポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って＋３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させ、各フィルタ回路の極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）を（４Ｎ＋１）次高調波成分の周波数に略一致させる、
    ことを特徴とする請求項１０に記載のマルチバンド・ジェネレータ。
12. 前記高調波成分抑圧手段は、抵抗体ＲとコンデンサＣが並列接続されてなるＫ個のフィルタ回路が多段接続された逆相ポリフェーズ・フィルタで構成され、各フィルタ回路は接続方向に沿って−３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させ、各フィルタ回路の極周波数ｆ_p＝１／（２πＣＲ）を（４Ｎ−１）次高調波成分の周波数に略一致させる、
    ことを特徴とする請求項１０に記載のマルチバンド・ジェネレータ。
13. 抵抗体ＲとコンデンサＣからなるＫ個のフィルタ回路が接続方向に沿って＋３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させるように多段接続された正相ポリフェーズ・フィルタと、抵抗体ＲとコンデンサＣからなるＫ個のフィルタ回路が接続方向に沿って−３６０／Ｋ度ずつ位相を回転させるように多段接続された逆相ポリフェーズ・フィルタが縦続接続された、
    ことを特徴とする縦続接続ポリフェーズ・フィルタ。
    

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