DE69814887T2

DE69814887T2 - Spiegelfrequenzbeseitigender subharmonischer frequenzumsetzer mit mikrostreifenleitern, insbesondere zur verwendung in mobilfunkgeräten

Info

Publication number: DE69814887T2
Application number: DE69814887T
Authority: DE
Inventors: Marco Politi
Original assignee: Siemens Mobile Communications SpA
Current assignee: Nokia Solutions and Networks Italia SpA
Priority date: 1997-09-15
Filing date: 1998-09-14
Publication date: 2004-02-19
Anticipated expiration: 2018-09-15
Also published as: IT1294732B1; DE69814887D1; ES2199466T3; CA2303099A1; CA2303099C; ITMI972085A1; EP1018214A1; WO1999014853A1; EP1018214B1; US6738611B1

Description

Anwendungsgebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Einrichtungen für die Telekommunikation, wo eine Frequenzumsetzung gesendeter oder empfangener Signale erforderlich ist, und dort speziell auf einen spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzer mit Mikrostreifenleitern, insbesondere zur Verwendung in Mobilfunkgeräten.
Stand der Technik
Die Umsetzung um eine gewünschte Frequenz wird bekanntlich erreicht durch "Multiplikation" eines Signals, das ein umzusetzendes Netzband belegt, und eines Sinussignals eines Lokaloszillators OL mit einer geeignet bestimmten Frequenz. Die Multiplikation erfolgt, indem es den beiden Signalen gestattet wird, die Enden von ein oder mehr nicht linearen Geräten, so genannten Mischern, beispielsweise Schottky-Dioden, zu erreichen, und die gewünschten Umsetzungsprodukte von denselben abgeleitet werden. Vom analytischen Standpunkt aus kann die nicht lineare Leitfähigkeit der Dioden in Reihen von Kräften von Werten des Eingangsstroms entwickelt werden. Betrachtet man zu Beginn den besagten Strom als eine Überlagerung eines Paares sinusförmiger Komponenten der Frequenzen f_OL und f_RF, im Fall einer Abwärts-Umsetzung, oder der Frequenzen f_OL und f_IF, im Fall einer Aufwärts-Umsetzung, erhält man auf der Ladung zusätzlich zu den Eingangskomponenten auch neue, von den Dioden selbst erzeugte Komponenten mit Frequenzen, die durch alle möglichen Kombinationen der beiden Ganzzahlen m, n unabhängig zwischen ihnen ausgedrückt werden, mf_OL ± nf_R _F im ersten Fall bzw. mf_OL ± nf_IF im zweiten Fall. Die Einbeziehung der Fälle, in denen der Strom der Dioden alle Komponenten umfasst, die dem gesamten Band der RFund IF-Signale angehören, erfolgt unmittelbar.
Man erkennt in beiden Fällen, dass das umgesetzte Signal zusätzlich zu dem erwünschten Nutzsignal (dies wird im Allgemeinen erreicht durch m = n = 1) eine unbegrenzte Menge von mf_OL-Termen und von relevanten Umsetzungsprodukten in aufsteigender Reihenfolge enthält, die aufgrund des Zeichens ± symmetrisch um die f_OL-Frenquenzen angeordnet sind.
Beim Senden ist es wesentlich, die außerhalb des Nutzbandes platzierten Umsetzungsprodukte herauszufiltern, da diese Außerband-Nebenemissionen darstellen, die die einschlägigen internationalen Bestimmungen streng untersagen. Bei Mikrowellenapplikationen wird im Allgemeinen nur eines der beiden Seitenbänder gesendet mit dem doppelten Zweck, Sendeleistung einzusparen und die Bandbelegung zu reduzieren. Das zweite Band, Spiegelfrequenzband genannt, das symmetrisch zur Frequenz mf_OL ist, wird in der Regel unterdrückt wie das Signal des Lokaloszillators bei der Frequenz mf_OL, das aus denselben Gründen unterdrückt wird. Es ist von besonderer Bedeutung, dass zumindest ein Teil der besagten Unterdrückung erfolgt, bevor das umgesetzte Signal Leistungsverstärkungsphasen erreicht, die der Umsetzungsphase nachgeschaltet sind (im Allgemeinen fähig zur gleichberechtigten Verarbeitung beider Seitenbänder), um Linearitätsverluste beim Betrieb der Mischer und Verzerrungen zu vermeiden, die durch die Sättigung der Spannungsversorgungsanschlüsse verursacht werden.
Beim Empfangen wird das IF-Signal bei Zwischenfrequenz erzeugt durch die Überlagerung der Umsetzungsprodukte des Nutz- und des Spiegelfrequenzbandes des RF-Signals. In dem sehr häufigen Fall, in dem das RF-Signal aus einer Vielzahl benachbarter Kanäle besteht, die an ein eindeutiges Seitenband gesendet werden, ist die Umsetzung bei Zwischenfrequenz des Spiegelfrequenzbandes ein unerwünschter Effekt, so dass es notwendig ist, das Spiegelfrequenzband vor der Umsetzung durch eine geeignete Funkfrequenzbandpassfilterung zu eliminieren. Damit wird erreicht, dass das Signal oder das im Spiegelfrequenzband vorhandene Rauschen ebenfalls im Zwischenfrequenzband umgesetzt wird, wodurch Überlagerung entsteht oder sich die Empfängermerkmale eher verschlechtern.
Die oben genannten Umsetzer gehören einem ersten Typ an, dem so genannten "Zweiseitenband". Gemäß den obigen Ausführungen benötigen die Umsetzer einen Spiegelfrequenzfilter, dessen Realisierung stets komplex ist, wenn man das Nutzsignal unverändert erhalten will, aufgrund der Nähe, die in allen Ausführungsformen eines Transceivers zwischen den beiden mf_OL- und fRF-Frequenzen existiert, die beide wesentlich höher sind als f_IF.
Hinsichtlich des Problems der Unterdrückung der Komponenten bei der durch den Mischer erzeugten Frequenz mf_OL besteht ein erstes mögliches Verfahren in der Ausdehnung des beseitigenden Bandes des Spiegelfrequenzbandfilters, bis dieses wieder die relevanten Komponenten der mf_OL-Frequenzen enthält. Sollte der Mischer jedoch zu einem Modulator/Demodulator des orthogonalen Typs (I, Q) gehören, der die direkte Umsetzung von Basisband zu Funkfrequenz und umgekehrt vornimmt, kann diese Vorgehensweise nicht mehr aktualisiert werden, da das Spiegelfrequenzband nicht existiert und sich die mf_OL-Komponente in der Bandmittelfrequenz des RF-Signals befindet.
Eine zweite bekannte Methode besteht in der Unterdrückung der durch den Mischer erzeugten mf_OL-Frequenzkomponenten. Diese auch für Modulatoren/Demodulatoren anwendbare Methode besteht darin, zwei statt einem Mischer und eine Symmetrieschaltung zu verwenden, um die zuvor genannten Komponenten in Counterphase zu kombinieren. Der wesentliche Nachteil dieser Lösung besteht in der schwierigen Realisierung einer funktionsfähigen Breitband-Symmetrieschaltung, insbesondere bei den höchsten Frequenzen; die maximal erreichbare Unterdrückung beträgt etwa 30 dB auf 10% relativen Bändern.
Eine dritte, ebenfalls bekannte Methode zur Unterdrückung der vom Mischer erzeugten mf_OL-Frequenzkomponenten besteht in der Verwendung einer einfach oder doppelt symmetrischen Struktur. Die beiden Konfigurationen werden jeweils erreicht durch ein Diodenpaar in Antiparallelschaltung oder durch einen Vier-Dioden-Link, der eine bessere Symmetrie gestattet. Je gleicher die physischen Merkmale der Dioden sind, desto höher ist die Unterdrückung. Durch eine adäquate, Ansteuerung der Dioden in diesen Konfigurationen ist es beispielsweise möglich, die globale Transkonduktanz zu erhalten, die nur die Harmonischen geradzahliger Ordnung der Frequenz f_OL enthält. In diesem Fall entstehen lediglich Umsetzungsprodukte des Typ 2mf_O _L ± nf_RF, für den Abwärts-Umsetzer, bzw. 2mf_OL ± nf_IF für den Aufwärts-Umsetzer, wobei aufgrund des zuvor Erwähnten die Terme 2mf_OL im umgesetzten Signal fehlen. Das bedeutet beim Empfang, dass bei Anwendung eines Lokaloszillatorsignals OL mit der Frequenz f_OL auf den symmetrischen Mischer ein Signal mit der Frequenz 2mf_OL + nf_RF bei der Zwischenfrequenz (f_IF) mit denselben Konversionsverlusten umgesetzt wird, die bei Einsatz eines nicht symmetrischen Mischers, der mit der Frequenz 2mf_OL betrieben wird, auftreten würden. Da wir aus praktischen Erwägungen, zumindest für die Zwecke der nachfolgend beschriebenen Erfindung, nur den niedrigsten Umsetzungsgrad berücksichtigen, der erreicht wird in Koinzidenz mit m = n = 1, können wir die zuvor erwähnten Umsetzer als Geräte betrachten, die in der Lage sind, mit einem Lokaloszillator bei einer Frequenz f_OL = ½(f_RF + f_IF) oder bei halbierter Frequenz im Vergleich zu der von Lokaloszillatoren, die -mit herkömmlichen Umsetzern arbeiten, eine Umsetzung zu realisieren. Aus diesem Grund werden sie auch als subharmonische Frequenzumsetzer bezeichnet. Ihr Einsatz bringt eine Reihe von Vorteilen mit sich. Hierzu gehören unter anderem:

– die Möglichkeit, bei den höchsten Frequenzen kostengünstigere Lokaloszillatoren einzusetzen, da es mit steigender Frequenz schwieriger ist, kostengünstig stabile Lokaloszillatoren zu implementieren, die in der Lage sind, die für den zuverlässigen Betrieb der Mischer benötigte Leistung zu liefern;
– ein hoher Umsetzungsgrad der Restkomponenten bei der Frequenz 2f_OLim umgesetzten Signal, wobei besagte Umsetzung nur auf den Symmetriegrad der Struktur, d. h. die Ähnlichkeit der physischen Parameter der im Mischer verwendeten Dioden, und nicht auf die Frequenzantwort externer Netze zurückzuführen ist;
– eine weniger schwierige Filterung der Komponenten bei der Frequenz f_OL unter Berücksichtigung der größeren Entfernung zwischen f_OL und dem Band des Nutzsignals bei Funkfrequenz.

Es gibt einen zweiten Typ von Frequenzumsetzern, der sich von den bisher beschriebenen Typen dahingehend unterscheidet, dass es bei den Umsetzern dieses Typs nicht erforderlich ist, den Spiegelfrequenzfilter an den Port des RF-Signals zu platzieren. Verantwortlich für das Ergebnis ist die Wahl einer bestimmten Schaltungskonfiguration von Hybriden, die es ermöglicht, nur eine der beiden Seitenbänder des RF-Signals zu erhalten oder zu nutzen. Aus diesen Gründen werden die Umsetzer des zweiten Typs als "Einseitenband-" oder spiegelfrequenzbeseitigende oder unterdrückende Umsetzer bezeichnet. Die Umsetzer dieses zweiten Typs können auch unter Verwendung subharmonischer Mischer implementiert werden. Dabei werden die Vorteile der Umsetzer des ersten und des zweiten Typs miteinander kombiniert. Besagte Vorteile beruhen im Wesentlichen auf dem Einsatz einer Lokaloszillatorfrequenz, die im Vergleich zu der Frequenz herkömmlicher Umsetzer halbiert ist, und gleichzeitig auf dem Fehlen des Spiegelfrequenzfilters. Bei der vorliegenden Erfindung handelt es sich um einen spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Umsetzer mit Mikrostreifenleitern, der dementsprechend alle zuvor genannten Vorzüge besitzt.
Ein Beispiel hierfür ist bereits bekannt und wird in dem europäischen Patent Nr. 322612 unter dem Namen desselben Antragstellers, Titel "Mikrowellenspiegelfrequenzunterdrückender harmonischer Frequenzumsetzer", beschrieben.
Der vorgenannte Umsetzer verfügt über Mikrostreifenleiter und umfasst zwei identische, harmonische, symmetrische Mischer, die jeweils aus einem Paar Schottky-Dioden bestehen, die in Antiparallelschaltung verbunden sind, einen RF-Quadratur-Richtkoppler, einen IF-Quadratur-Richtkoppler, zwei geeignete Duplexfilter, zwei Tiefpassfilter, zwei passende Schaltungen sowie zwei Entkopplungsschaltungen. Der erste RF-Quadratur-Richtkoppler gehört dem Tandemtyp an, besitzt eine halboffene Struktur und ist Teil einer neuen Schaltungskonstruktion, deren Zweck darin besteht, die Implementierungskomplexität eines traditionellen Kopplers des in einer früheren Erfindung verwendeten Typs Lange in den Bereichen 15, 18 und 23 GHz zu überwinden. Die beschriebene Konstruktion erfordert keinen dritten Koppler, der im Allgemeinen dazu benutzt wird, dass OL-Signal des Lokaloszillators mit den Mischern zu koppeln. Das Layout der genannten Umsetzer ist speziell für die zuvor spezifizierten Bereiche optimiert, in denen die durch den Einsatz dieses Umsetzers erzielten Vorteile enorm sind. In den niedrigeren Nutzungsbereichen jedoch – beispielsweise die in GSM (Global System Mobile)- und DCS (Digital Cellular System)-Mobilfunksystemen verwendeten Bereiche, 900 bzw. 1800 MHz – treten bei Hybridkopplern es Typs Lange keine Realisierungsprobleme auf, die die zuvor beschriebene Erfindung rechtfertigen. In diesem Fall könnte das relevante Layout auch aus der Komplexität der Filter und der Größe der halboffenen Struktur von Tandemkopplern resultieren.
Ziel der Erfindung
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, die zuvor genannten Nachteile zu überwinden und einen spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzer zu präsentieren, dessen Mikrostreifenleiter-Layout das Ergebnis einer kompakten Ausführung ist und in den in GSM- und DCS- Mobilfunksystemen problemlos realisiert werden kann. Dabei werden Vorteile erzielt durch eine neue Kombination von Einrichtungen, die wie unter "Stand der Technik" beschrieben nicht inventive, sondern traditionelle Hybride verwenden, und Filterstrukturen, die reduziert sind auf einfache Stubs oder auf Filter, die als ein System mit konzentrierten Parametern ausgeführt sind. Zu Beschreibungszwecken, jedoch ohne über den Gültigkeitsbereich der vorliegenden Erfindung hinauszugehen, wird im Folgenden nur auf die Schaltung eingegangen, die Stubs in λ/4 verwendet.
Zusammenfassung der Erfindung
a Das zuvor genannte Ziel wird erreicht durch die Kombination von Leistungsmerkmalen des Schutzanspruchs 1 für einen spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzer, insbesondere zur Verwendung in Mobilfunkgeräten.
In einigen bekannten Anwendungen wurde festgestellt, dass die Struktur der auch Hybride genannten Richtkoppler von der der vorliegenden Erfindung abweicht. Verantwortlich hierfür ist die Tatsache, dass das Hybrid bei Lokaloszillatorfrequenz 3 dB, 45° und das RF-Hybrid 3 dB, 0° aufweist; dementsprechend beträgt die gesamte Phasenverschiebung bei der Frequenz 2f_ol 90°, wie sie sein muss, um die korrekte Phasenbeziehung zu definieren, die es ermöglicht, das Spiegelfrequenzband in Counterphase zu summieren. Im Vergleich zur HybridStruktur der Erfindung weist diese Lösung dementsprechend ein schmaleres Umsetzungsband auf, da sich ein Hybrid mit 3 dB, 45° nicht so einfach realisieren lässt wie ein Breitband mit 3 dB, 0° und 3 dB, 90°. Zu diesen Anwendungen gehört die in dem Dokument DE-A-2 608 939 beschriebene Applikation, die auf dem bisherigen Stand der Technik zu beruhen scheint. Die genauere Anwendung beschreibt einen Stripline-Mischer für subharmonische und spiegelfrequenzbeseitigende Umsetzung. Dieser Mischer benutzt zwei 3-dB-Koppler, oder Hybridringe, zur Kopplung von IF- und OL-Signalen an zwei zugehörigen Ports von zwei symmetrischen Diodenpaaren in Antiparallelschaltung, die als symmetrischer Mischer fungieren, während das RF-Signal direkt den Dioden zugeführt wird. Eine Verzögerungsleitung (Delay Line) L, die so bemessen ist, dass bei der OL-Frequenz eine Phasenverschiebung von 45° erreicht wird, ist zwischen einem Ausgang des OL-Hybrids und dem OL-Port eines Diodenpaares eingefügt. Jedes der antiparallel geschalteten Diodenpaare ist an einem Ende mit einer kurzgeschlossenen Viertelwellenleitung mit subharmonischer OL-Frequenz, am anderen Ende mit einer offenen Leitung derselben elektrischen Länge verbunden. Die skizzierten Nachteile treffen nicht vollständig auf den Mischer von D1 zu, doch die Einführung der Verzögerungsleitung L ist aufgrund der besonderen Kombination von Hybridschaltungen eine zusätzliche Komplikation, die auf unseren Mischer keinerlei Auswirkungen hat.
Im Bereich des Mobilfunks ermöglicht die in Schutzanspruch 1 beschriebene Umsetzerstruktur die Realisierung folgender Systemvorteile im Vergleich zur aktuellen Verwendung herkömmlicher Umsetzer:

– Minimale Nutzung des Substrates bei Nutzfrequenzen. Wenn die Frequenz hoch ist, empfiehlt sich die Realisierung der Struktur mit Stubs, andernfalls – aus Platzgründen – die Realisierung der Filterstrukturen durch konzentrierte Parameter L und C;
– Fehlen der störenden Restkomponenten bei der Frequenz 2f_OL im Funkfrequertzsignal RF und problemlose Filterung der Lokaloszillatorkomponente bei f_OL;
– Beste Unterdrückung des Spiegelfrequenzbandes und problemlose Herausfilterung eines möglichen Rests;
– Wenn vier Dioden in antiparalleler Konfiguration von Paaren genutzt werden, verbessert sich die Linearität des implementierten Geräts;
– Größere Genauigkeit bei der Durchführung von Frequenzsprüngen (Frequency Hopping): In diesem Zusammenhang ist es sinnvoll, darauf hinzuweisen, dass es sich bei dem Frequency Hopping um einen geplanten Frequenzsprung des einem allgemeinen Funkkanal zugewiesenen Trägers handelt, der in jedem Zeitschlitz erfolgt, um auf statistischer Grundlage die gefährlichen Auswirkungen schneller Schwundeffekte des Funksignals zu vermeiden, die durch Mehrwegeempfang (Rayleigh-Fading) oder durch andere Interferenzen verursacht werden. Verantwortlich für die höhere Genauigkeit ist die Tatsache, dass es im Vergleich zu einem traditionellen Umsetzer notwendig ist, dass eine Hälfte der gesamten Phasenabweichung, Δt, denselben Frequenzsprung Δf erreicht. Dies eröffnet die Möglichkeit, einen Bereich der Spannungs/Frequenzübertragungsfunktion des VCO (Voltage Controlled Oscillator, spannungsgesteuerter Oszillator) mit einem höheren Linearitätsbereich zu nutzen, wobei das Frequency Hopping physisch implementiert ist, oder, alternativ, die Möglichkeit des Einsatzes von VCOs mit weniger strengen Merkmalen hinsichtlich Linearität, Einstellungsintervall und Bandbreite.
– Vereinfachung bei der Einführung eines als "Dual Mode" bezeichneten Betriebsverfahrens, bei dem ein und dieselbe Endeinrichtung von einem 900-MHz-GSM-Netz zu einem 1800-MHz-DCS-Netz umschalten kann. Tatsächlich ist es möglich, mit Hilfe eines einzigen Lokaloszillators mit der Frequenz (900 + f_F _I) MHz zwei Umsetzer zu versorgen, wobei der erste ein traditioneller Typ (der für das GSM-Netz) und der zweite ein subharmonischer Umsetzer ist (der für das 1800 MHz-DCS-Netz).

Zu diesem letzten Vorteil ist zu, bemerken, dass es möglich ist, einen weiteren Gegenstand der Erfindung zu konfigurieren, der aus einer mobilen Endeinrichtung besteht, wobei die Möglichkeit vorhanden ist, den Betrieb von einem ersten Mobilfunksystem auf ein zweites Mobilfunksystem zu schalten, das in einem höheren Bereich des Funkfrequenzspektrums arbeitet und umgekehrt. Das besondere Merkmal dieser Einrichtung besteht darin, dass es einen einzelnen Lokaloszillator und eine Einrichtung enthält zur Umschaltung des Lokaloszillatorsignals zu einem herkömmlichen Frequenzumsetzer, der in einer zu besagtem ersten Mobilfunksystem gehörigen Funkkette enthalten ist, oder zu einem spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzer gemäß Schutzanspruch 1, der Bestandteil einer Funkkette ist, die wie in Schutzanspruch 6 beschrieben zu besagtem zweitem, Mobilfunksystem gehört.
Eine mobile Endeinrichtung mit Bandumschaltungsfunktion wird beschrieben im europäischen Patentantrag EP-A-O 581 573. Die Erfindung betrifft ein universelles Funktelefon, dessen Schaltungsanordnung drei unabhängige PLL-Schaltungen umfasst: zwei Schaltungen zur Erzeugung von UHF-Signalen zur Steuerung der Empfangsund Sendevorgänge von Frequenzumsetzern durch einen Lokaloszillator und eine dritte VHF-Schaltung zur Steuerung eines digitalen (I, Q) Modulators/Demodulators. Die in den beiden UHF-PLL-Schaltungen integrierten VCOs steuern elektronisch gesteuerte Vervielfacher (11, 12) an, um entweder die Fundamentale oder die zweite Harmonische der Steuerungssignale auszuwählen. Die durch die Vervielfacher (11, 12) ausgewählten UHF-Signale werden auf den Lokaloszillatoreingang der Mischer für Aufwärts- bzw. Abwärts-Umsetzung gelegt. Im Empfangszweig wird nur eine Zwischenfrequenz IF benutzt.
Das Verfahren zur Realisierung des "Dual Mode" in der angegebenen Erfindung besteht darin, die Betriebsart des Mischers unverändert zu lassen und die Frequenz des OL-Steüerungssignals zu verändern – in diesem Fall durch Auswahl der vom Ausgang des Oszillators OL erzeugten zweiten Harmonischen. In Ermangelung einer Beschreibung des Vervielfachers (11, 12) wird angenommen, dass die Auswahl der zweiten Harmonischen durch Herausfiltern einer zweiten Harmonischen erfolgt, die von einem nicht linearen Gerät erzeugt wird, das das UHF-Signal passiert. Dieser Ansatz- zur Vereinfachung werden die relevanten Schwächen weggelassen – unterscheidet sich erheblich von unserem Verfahren der Implementierung des "Dual Mode", wobei die Lokaloszillatorfrequenz konstant gehalten wird und in der Funkkette statt eines herkömmlichen ein subharmonischer Mischer eingesetzt wird.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung erkennbar ist, reicht es aus, den 3-dB-, 90°-Richtkoppler bei Zwischenfrequenz zu unterdrücken und in jedem Mischer den Tiefpassfilter, der das Signal bei Zwischenfrequenz IF passieren lässt, durch einen Tiefpassfilter zu ersetzen, der an den Sendeimpuls gekoppelt ist, da der Umsetzer ansonsten auch als subharmonischer Modulator/Demodulator des orthogonalen Typs (I, Q) verwendet werden kann und in der Lage ist, das Signal im Basisband direkt in Funkfrequenz umzusetzen und umgekehrt.
Daher ist ein weiteres Ziel der Erfindung die Nutzung eines spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzers des in Schutzanspruch 1 beschriebenen Typs in einem orthogonalen, subharmonischen Modulator/Demodulator, wie in Schutzanspruch 7 beschrieben, der in zukünftig realisierten Mobilfunksystemen zur Anwendung kommen könnte. Kurzbeschreibung der Abbildungen
Die Erfindung, ihre Zielsetzungen und Vorteile können anhand der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen nachvollzogen werden:

– 1 zeigt ein Blockschaltbild des spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzers, dem Gegenstand der vorliegenden Erfindung;
– 2 ist ein Blockschaltbild, das die funktionellen Details der beiden identischen, in
– 1 dargestellten Frequenzmischer zeigt; 3 zeigt einen Schaltplan der Mischer MIX1 und MIX2 von 2;
– Die 4 und 5 zeigen zwei äquivalente Schaltungen aus der Perspektive der Ports P1 bzw. P2 der Mischer von 3.

Detaillierte Beschreibung
Wie aus 1 hervorgeht, besteht ein Frequenzumsetzer aus folgenden Funktionsblöcken:

a ein erster 3-dB-, 0°-Breitband-Richtkoppler HYB-OL mit der Frequenz f_OL eines Lokaloszillatorsignals OL, das über einen zugehörigen Port P_O _L eingeht;
b ein zweiter 3-dB-, 90°-Breitband-Richtkoppler HYB-RF mit der Bandmittenfrequenz f_RF eines Funkfrequenzsignals RF, das über einen zugehörigen Port P_RF ein- oder abgeht;
c ein dritter 3-dB-, 90°-Breitband-Richtkoppler HYB-IF mit einer geeignet ermittelten Zwischenfrequenz f_IF, eines Signals mit der Zwischenfrequenz RF-BLS oder RF-BLI, das über einen zugehörigen Port P_IFS oder P_IFI ein- bzw. abgeht; und
d zwei identische subharmonische Frequenzmischer MIX1 und MIX2.

Bei den beiden Richtkopplern handelt es sich um Koppler des bekannten Typs und sind mit Mikrostreifenleitern oder konzentrierten Parametern ausgeführt. Der zweite Koppler ist ein Gerät des Typs Lange, dessen Funktionsweise der des dritten Kopplers ähnlich ist. Das heißt: Wenn ein Signal, das an einem generischen Port anliegt, an den beiden gegenüberliegenden Ports als ein Paar von Signalen mit halber Leistung, reziprok 90° phasenverschoben, vorhanden. sind, liegt an dem Anschluss neben dem Port, an dem das Signal zur Anwendung kommt, kein Signal an. Die Funktionsweise des ersten Richtkopplers unterscheidet sich vom letztgenannten dahingehend, dass es sich bei den Signalen, die an den beiden gegenüberliegenden Ports anliegen, um Inphase-Signale handelt.
Zur globalen Funktionsweise ist zu sagen, dass das OL-Signal in den HYB-OL-Block gelangt und dort in zwei identische Ausgangssignale geteilt wird, die an einen entsprechenden P1 der Mischer MIX1 und MIX2 gesendet werden. Die Leistung des Zweiseitenband-RF-Signals, von dem angenommen wird, dass es den HYB-RF- Block erreicht, wird gleichmäßig auf die beiden Ausgänge des Kopplers verteilt, von denen die beiden Funkfrequenzsignale stammen. Nach einer Phasenverschiebung um 90° können diese ebnen entsprechenden Port P2 der Mischer MIX1 und MIX2 erreichen. Der auf derselben Seite wie Port P_RF platzierte Port von HYB-RF wird geschlossen, wenn ein Abschluss TERM mit Masse verbunden wird. Von einem letzten Port P3 der Mischer MIX1 und MIX2 geht, gemäß den vorherigen Annahmen, ein entsprechendes Überlagerungssignal ab zwischen RF und der zweiten Harmonischen des Sinussignals OL. Die Überlagerungssignale mit Zwischenfrequenz – diese werden als IF und IF' bezeichnet – erreichen entsprechende Ports neben dem Richtkoppler HYB-IF. An den beiden anderen Ports von HYB-IF liegen aufgrund des Phasenabstands bei der Frequenz der beiden Seitenbänder die Signale IF-BLS und IF-BLS separat an. Diese Signale entstehen durch Umsetzung des oberen bzw. unteren Bandes des IF-Signals bei Zwischenfrequenz. Zieht man jedoch den Einsatz des Umsetzers bei der Übertragung in Erwägung, liegen die Werte doppelt so hoch wie bei der zuvor beschriebenen Funktionsweise. Speziell das bei Zwischenfrequenz zu übertragende Signal (ein Einseitenband-Signal) kann einen beliebigen einzelnen Port erreichen, beispielsweise P_IFS des Richtkopplers HYB-IF, während der andere Port an einem Abschluss geschlossen wird. Als Folge des zuvor erwähnten Phasenabstands geht vom Funkfrequenz-Port P_RF des Kopplers HYB-RF das obere Seitenband des Einseitenband-RF-Sendesignals ab. Im Gegensatz dazu wird bei Wahl von P_IFI das untere Seitenband übertragen.
Unter Verweis auf 2, in der die Elemente von 1 durch dieselben Symbole dargestellt sind, ist zu erkennen, dass die Mischer MIX1 und MIX2 folgende Komponenten enthalten:

– einen Bandpassfilter OL-PBAND mit der Frequenz f_OL des Signals des Lokaloszillators OL mit einem virtuellen Kurzschluss für das diodenseitige RF-Signal;
– einen Bandpassfilter RF-PBAND mit der Frequenz f_RF des RF-Signals mit einem virtuellen Kurzschluss für das diodenseitige Lokaloszillatorsignal;
– einen Tiefpassfilter IF-PBAS mit der Frequenz f_IF des Signals bei Zwischenfrequenz IF;
– ein antiparallel geschaltetes Diodenpaar D1, D2, das als eine integrierte Komponente bereitgestellt wird.

Der Filter OL-PBAND wird zwischen Port P1 und einem Ende des Diodenpaares D1, D2 platziert und lässt das OL-Signal passieren, blockiert jedoch die RF- und IF-Signale. Der Filter RF-PBAND wird zwischen Port P2 und dem anderen Ende des Diodenpaares D1, D2 platziert und lässt das RF-Signal passieren, blockiert jedoch die OLund IF-Signale. Der Filter. IF-PBAS wird zwischen Port P3 und dem Ende des Diodenpaares D1, D2 platziert, mit dem auch der Filter RF-PBAND verbunden ist. Der Filter IF-PBAS kann jedoch auch mit dem anderen Ende verbunden werden und das IF-Signal passieren lassen und die OL- und RF-Signale blockieren. Diese Filter sollen gewährleisten, dass die entsprechenden Mischer ordnungsgemäß funktionieren, und die Signale an den drei Ports P1, P2 und P3 getrennt halten. Die Bandpassfunktionen der Filter OL-PBAND und RF-PBAND müssen die Signale im tiefen Band spürbar dämpfen können. Hinsichtlich der durch das Diodenpaar D1 und D2 durchgeführten subharmonischen Umsetzung wird auf das in der Einführung Gesagte verwiesen und darauf hingewiesen, dass es zur Erreichung einer besseren "Linearität" im Umsetzersignal sinnvoll ist, das Diodenpaar durch ein integriertes System mit vier Dioden in Quadratur-Konfiguration zu ersetzen, wobei in der Praxis jede Diode durch zwei in Reihe geschaltete Dioden ersetzt wird.
Die schaltungsbezogene Implementierung des Funktionsdiagramms von 2 wird in 3 in einer gemischten Darstellung aus Mikrostreifenleitern und Blöcken gezeigt. Die Abmessungen der in der Abbildung dargestellten Schaltungselemente sowie die zugehörigen – Abstände entsprechen nicht genau den tatsächlichen Abmessungen bzw. Abständen, da die Abbildung lediglich Anschauungszwecken dient.
In 3, in der die bereits in den ersten beiden Abbildungen enthaltenen Elemente durch dieselben Symbole dargestellt sind, sind zwei Stub-Paare mit Mikrostreifenleitern zu erkennen. Diese sind bezeichnet mit STUB1 und STUB1' (hierbei handelt es sich um die Stubs des ersten Paares, das sich in der Nähe von Port P1) bzw. STUB2 und STUB2' (die Stubs des zweiten Paares, das sich in der Nähe von Port P2 befindet). Genauer gesagt verzweigen sich die Stubs des ersten Paares senkrecht und in entgegengesetzte Richtungen von einem Mikrostreifenleiter L1, der den Port P1 mit einem Ende des Diodertpaares verbindet. Entsprechend verzweigen sich die Stubs des zweiten Paares senkrecht und in entgegengesetzter Richtung von einem Mikrostreifenleiter L2, der den Port P2 mit dem anderen Ende des Diodenpaares verbindet. Ein dritter Mikrostreifenleiter L3 verzweigt von Leitung L2, zwischen dem zweiten Stub-Paar und dem Diodenpaar und erreicht einen Port des Filters IF-PBAS: Dieser Mikrostreifenleiter ist im Falle eines hohen IF- Signals realisiert durch gekoppelte Leitungen, während es sich bei niedrigeren IF-Signalen empfiehlt, auch diesen Filter mit konzentrierten Parametern zu realisieren. Der zweite Port des Filters IF-PBAS ist durch einen Mikrostreifenleiter L4 mit Port P3 verbunden. Wie zuvor bereits erwähnt, könnte der Mikrostreifenleiter L3 alternativ von der Leitung L1 abzweigen. Bei den Stubs STUB1, STUB1', STUB2 und STUB2' handelt es sich um λ/4 lange Leitungsabschnitte, wobei λ die Wellenlänge eines Sinussignals des Lokaloszillators mit der Frequenz f_OL ist. Das freie Ende von STUB1 und STUB1' wird mit Masse verbunden, während das freie Ende von STUB2 und STUB2' offen ist.
Was den Betrieb betrifft, so lässt sich durch die Entscheidung für Stub-Paare statt einzelner Stubs bei der Umsetzung eine höhere Bandbreite erzielen.
Bekanntlich fungieren die Stubs in λ/4 als Impedanzwandler in einem ganzen umgebenden Band, bei der Frequenz, für die sie diese Länge annehmen, d. h. bei etwa f_OL. Insbesondere wird ein Kurzschluss im Stub-Einfügepunkt als offener Kurzschluss angezeigt, umgekehrt wird ein offener Stromkreis als Kurzschluss angezeigt. Dementsprechend gilt für das OL-Signal, dass sich das erste Paar STUB1, STUB1' wie eine hohe Impedanz, das zweite Paar STUB2, STUB2' wie ein Kurzschluss verhält. 4 zeigt die entsprechende Schaltung der Mischer MIX1, MIX2 an Port P1 des Lokaloszillators. Kommen wir nun zum Verhalten der Stubs für das RF-Signal. Aus dem in der Einleitung zu den Beziehungen zwischen den unterschiedlichen Frequenzen in einem subharmonischen Umsetzer Gesagten geht hervor, dass die Länge der Stubs dieser Paare bei der Bandmittenfrequenz f_RF des RF-Signals etwa λ/2 beträgt. Bekanntlich wandeln Stubs dieser Länge die Impedanz nicht um, sondern ändern lediglich das relevante Zeichen. Daher erkennt das RF-Signal eine hohe Impedanz im Einfügepunkt des zweiten Stub-Paars und einen Kurzschluss im Einfügepunkt des ersten Paares. Die entsprechende Schaltung der Mischer MIX1, MIX2 an Port P2 des RF-Signals ist die in 5 dargestellte, wobei die Dioden durch zwei entsprechende parallel geschaltete variable Widerstände dargestellt sind, die zwischen Port P2 und Masse geschaltet sind. Dank der Präsenz der beiden Stub-Paare ist die Länge der Mikrostreifenleiter L1 und L2 vernachlässigbar.
Ohne über den Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung hinauszugehen, ist es möglich, die Stubs in λ/4 STUB1, STUB1' und STUB2, STUB2' mit alternativen Strukturen zu implementieren, die denjenigen, die mit dem Stand der Technik vertraut sind, bekannt sind – beispielsweise die so genannten "Butterfly Stubs".
Zur Klärung nachstehend die Werte der Frequenzen des Umsetzers, der Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, im Fall des Mobilfunkstandards GSM 900 MHz: f_LO = 417, 5 MHz, f_IF = 45 MHz, f_RF = 880 MHz und Bandbreite 35 MHz; für den Mobilfunkstandard DCS 1800 MHz gelten folgende Frequenzwerte: f_LO = 832, 5 MHz, f_IF = 45 MHz, f_RF = 1710 MHz und Bandbreite 75 MHz.
Kommen wir nun zurück zu dem, was bereits zur Möglichkeit einer Anwendung des Umsetzers, der Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist, in Mobilfunkgeräten (Endgeräten) im "Dual Mode" gesagt wurde. Es ist offensichtlich, dass dies nur dann kostengünstig realisiert werden kann, wenn den beiden Mobilfunksystemen Frequenzbänder in Bereichen des Spektrums zugewiesen sind, wo die Abstände etwa doppelt so hoch sind wie im Ursprung der Frequenzen. Diese Anforderung ergibt sich direkt aus dem charakteristischen Betrieb des harmonischen Umsetzers. Später ist es mit einem einzelnen Lokaloszillator möglich, entweder den Mischer des herkömmlichen Umsetzers, der der Funkkette des 900-MHz-GSM-Netzes angehört, oder den Mischer des subharmonischen Umsetzers, der Bestandteil der Funkkette des kombinierten Systems ist, mit Spannung zu versorgen und dadurch im Vergleich zu Systemen mit zwei unterschiedlichen Lokaloszillatoren Batterieleistung einzusparen und die Lebensdauer der Batterie zu verlängern. Damit besagte Anwendung eines einzigen Lokaloszillators realisiert werden kann, sind Vorkehrungen zu treffen für die Umschaltung des Lokaloszillatorsignals von einem Umsetzer zum anderen. Dazu könnte die normale Einstellung über die Tastatur verwendet werden, wobei gleichzeitig die Betriebsbedingung auf dem Display des Mobilteils überwacht wird. Darüber hinaus könnte diese Lösung auch einen softwaremäßig gesteuerten Schalter beinhalten, der die eigentliche Umschaltung des OL-Signals durchführt. Hierbei ist zu beachten, dass der Abstand zwischen den Frequenzbändern der beiden Systeme nicht exakt doppelt so groß zu sein braucht. Es reicht aus, dass eine Hälfte des Abstands zwischen der zweiten Harmonischen 2f_OL und der Frequenz f_RF ± f_IF des Mobilsystems, das die höheren Frequenzen annimmt, in das Einstellungsintervall des VCO fällt, der als Lokaloszillator fungiert, sofern diese Variante gewählt wird. Aus systembedingten Gründen wird jedoch der Einsatz eines Festfrequenz-Lokaloszillators vorgezogen und eine Zwischenfrequenz des zweiten Mobilfunksystems in Erwägung gezogen, die sich von der des ersten unterscheidet. Ausgehend von dieser letzten Möglichkeit würde das neue System unmittelbar nach der Umschaltung betriebsbereit sein, während es bei der ersten Hypothese erforderlich wäre, die neue Frequenz des VCO einzustellen. Es ist offensichtlich, dass aufgrund der Tatsache, dass viele mobile Endgeräte des Typs GSM 900 MHz im "Dual Mode" betrieben werden, der Dual Mode, aber auch die Kombinationen, die mit anderen vorhandenen Systemen möglich sind, existieren kann/können. Mit dem GSM 900 MHz können beispielsweise folgende Systeme kombiniert werden: DCS 1800 MHz, 1700 MHz DECT (Digital Enhanced Cordless System), 1900 MHz PCN (Personal Communication Network) etc.
Wieder Bezug nehmend auf 1 wird jetzt die Möglichkeit der Implementierung eines subharmonischen Modulators/Demodulators des orthogonalen Typs (I, Q) untersucht, der in der Lage ist, das direkt modulierte/demodulierte Signal von Basisband in Funkfrequenz umzusetzen und umgekehrt. Dazu reicht es aus, den Richtkoppler HYB-IF zu eliminieren und die Ports P_IFS und P_IFI mit den Ports P3 der Mischer MIX1 und MIX2 zusammenfallen. In der modifizierten Struktur sollen die Ports P3 zuständig, sein für Komponenten in Phase I bzw.
n Quadratur Q, die im Basisband Symbolen entsprechen, die gemäß einem generischen Quadratur-Modulationsschema in Quadratur kodiert und durch Pakete von Informationsbits entstartden sind. Selbstverständlich muss der Filter IF-PBAS in beiden Mischern MIX1 und MIX2 durch einen Tiefpassfilter ersetzt werden, der mit dem Sendeimpuls gekoppelt ist. Wenn die modifizierte Struktur als direkter Modulator verwendet wird, kommen die Symbole Fund Q bei den Ports P3 an, im entgegengesetzten Fall – wenn die modifizierte Struktur als direkter Demodulator verwendet wird – gehen besagte Komponenten ab.
Nachdem hier nun spezielle Realisierungsvarianten der vorliegenden Erfindung aufgezeigt und beschrieben wurden, ist allerdings anzumerken, dass die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt bleibt. Entsprechend qualifizierte Fachleute können andere Ausführurnen realisieren, ohne über den Geltungsbereich dieser Erfindung hinauszugehen. Es wird daher vorausgesetzt, dass die vorliegende Erfindung alle durch die folgenden Schutzansprüche abgedeckten Ausführungen umfasst.

Claims

Spiegelfrequenzbeseitigender subharmortischer Frequenzumsetzer, insbesondere zur Verwendung in Mobilfunkgeräten, der folgende Komponenten umfasst: a einen ersten subharmonischen Zweiseitenband-Frequenzmischer (MIXl), bestehend aus antiparallel geschalteten Dioden (D1, D2), die zwischen einer ersten und einer zweiten Filterstruktur (STUBl, STUB2) platziert sind, die beide mit entsprechenden Mikrostreifenleitern (L1, L2) verbunden sind. Diese sind an einem Ende besagter Dioden mit einem ersten Port (P1), den ein Lokaloszillatorsignal (OL) erreicht, und am anderen Ende mit einem zweiten Port (P2) für ein RF-Signal verbunden. Besagter Mischer (MIX1), der noch einen dritten Port (P3) besitzt für ein Signal mit Zwischenfrequenz IF, ist über eine dritte Filterstruktur – Tiefpassfilter (IF-PBAS) – mit einem Ende der besagten Dioden in Antiparallelschaltung verbunden. Der Filter lässt das Signal bei Zwischenfrequenz IF passieren und blockt die zuvor genannten OL- und RF-Signale; b einen zweiten Frequenzmischer (MIX2), der mit dem zuvor beschriebenen ersten Mischer (MIX1) identisch ist; c eine erste 3-dB-, 0°-Richtkopplerschaltung mit der Lokaloszillatorfrequenz (HYB-OL), die das besagte OL-Signal an besagte erste Ports (P1) der zuvor beschriebenen Frequenzmischer (MIX1, MIX2) koppelt; d eine zweite 3-dB-, 90°-Richtkopplerschaltung des Typs Lange oder eines entsprechenden Typs (HYB-RF) mit Funkfrequenz, die das besagte RF-Signal an die zweiten Ports (P2) der zuvor beschriebenen Frequenzmischer (MIX1, MIX2) koppelt; e Eine dritte 3 dB, 90°-Richtkopplerschaltung mit Zwischenfrequenz (HYB-IF), die das IF-Signal an besagte dritte Ports (P3) der zuvor beschriebenen Frequertzmischer koppelt.
Subharmonischer Frequenzumsetzer gemäß Schutzanspruch 1, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die zuvor genannte erste und zweite Filterstruktur aus einem ersten und einem zweiten Stub (STUB1, STUB2) besteht, die so konstruiert sind, dass der erste Stub (STUB1) an einem freien Ende mit Masse kurzgeschlossen ist und eine Länge aufweist, die λ/4 bei der Frequenz des OL-Signals entspricht, während der zweite Stub (STUB2) an einem freien Ende offen ist und eine Länge aufweist, die λ/4 bei der Frequenz des OL-Signals entspricht;
Subharmonischer Frequenzumsetzer entsprechend den Schutzansprüchen 1 und 2, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die zuvor beschriebene erste und zweite Filterstruktur aus Schaltungen mit konzentrierten Parametern L und C besteht, die derart modifiziert wurden, dass sie dieselbe Übertragungsfunktion ausführen, wie die der erste und der zweite Stub.
Subharmonischer Frequenzumsetzer entsprechend Schutzanspruch 2, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die besagten Stubs (STUB1, STUB2) doppelt vorhanden sind und von den relevanten Mikrostreifenleitern (L1, L2) aus senkrecht und in entgegengesetzte Richtungen verzweigen und dadurch die Bandbreite der zuvor beschriebenen Frequenzmischer (MIX1, MIX2) erweitern.
Subharmonischer Frequenzumsetzer entsprechend Schutzanspruch 1, der dadurch gekennzeichnet ist, dass die besagten, antiparallel geschalteten Dioden (D1, D2) aus in Reihe geschalteten Diodenpaaren in Antiparallelschaltung bestehen.
Mobiles Endgerät, das den subharmonischen Umsetzer von Schutzanspruch 1 enthält und in der Lage ist, den Betrieb von einem ersten Mobilfunksystem auf ein zweites Mobilfunksystem umzuschalten, das in einem höheren Bereich des Funkfrequenzspektrums arbeitet und umgekehrt. Dieses mobile Endgerät ist dadurch gekennzeichnet, dass es einen einzelnen Lokaloszillator und eine Einrichtung zur Umschaltung des Lokaloszillatorsignals auf einen herkömmlichen Frequenzumsetzer enthält, der in einer Funkkette enthalten ist, die zu dem besagten ersten Mobilfunksystem gehört, oder auf den in Schutzanspruch 1 beschriebenen spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzer, der Bestandteil einer Funkkette ist, die zu besagtem zweiten Mobilfunksystem gehört.
Einsatz eines spiegelfrequenzbeseitigenden subharmonischen Frequenzumsetzers des in Schutzanspruch 1 beschriebenen Typs in einem orthogonalen, subharmonischen Modulator/Demodulator mit Mikrostreifenleitern, wobei der orthogonale subharmonische Modulator/Demodulator die folgende Komponenten umfasst: a) einen ersten subharmonischen Zweiseitenband-Frequenzmischer (MIX1), bestehend aus zwei antiparallel geschalteten Dioden (D1, D2), die zwischen einer ersten und einer zweiten Filterstruktur platziert sind, die mit entsprechenden Mikrostreifenleitern (L1, L2) verbunden sind. Diese Mikrostreifenleiter sind an einem Ende besagter Dioden verbunden mit einem ersten Port (P1), an dem ein Lokaloszillatorsignal OL liegt, und am zweiten Ende eines sekundären Ports (P2) für ein RF-Signal. Besagter Mischer (MIX1) besitzt darüber hinaus einen dritten Port (P3) für eine Inphase- oder Quadratur-Komponente eines Symbols im Basisband, die über eine, dritte Filterstruktur – einen Tiefpassfilter (IF-PBAS) - mit einem Ende der besagten, antiparallel geschalteten Dioden verbunden ist. Diese Filterstruktur ist mit dem Sendeimpuls gekoppelt, der das OL- und das RF-Signal blockiert; b) einem zweiten Frequenzmischer (MIX2) der mit dem ersten Mischer (MIX1) identisch ist. Der dritte Port dieses Mischers steht zur Verfügung für eine Quadratur- oder Inphase-Komponente eines-Symbols im Basisband. c) eine erste 3-dB-, 0°-Richtkopplerschaltung mit der Frequenz des Lokaloszillators (HYB-L), die das besagte Signal des OL mit den ersten Ports (P1) besagter Frequenzmischer (MFX1, MIX2) koppelt; d) eine zweite 3-dB-Richtkopplerscha1tung mit Hochfrequenz (HYB-RF), die besagtes RF-Signal an die zweiten Ports (P2) der besagten Frequenzmischer (MIX1, MIX2) koppelt.
Verwendung entsprechend Schutzanspruch 7, wobei der subharmonische Modulator/Demodulator die erste und die zweite Filterstruktur enthält, die beide aus einem ersten und einem zweiten Stub (STUB1, STUB2) bestehen. Diese sind so konstruiert, dass der erste Stub (STUB1) an einem freien Ende mit Masse kurzgeschlossen ist und eine Länge aufweist, die λ/4 bei der Frequenz des besagten OL-Signals entspricht, während der zweite Stub (STUB2) an einem freien Ende offen ist und eine Länge aufweist, die λ/4 bei der Frequenz des besagten OL-Signals entspricht.
Verwendung entsprechend Schutzanspruch 8, wobei der subharmonische Modulator/Demodulator besagte Stubs (STUB1, STUB2) enthält, die doppelt vorhanden sind und von den zugehörigen Mikrostreifenleitern (L1, L2) senkrecht und in entgegengesetzte Richtungen verzweigen und dadurch die Bandbreite der besagten Frequenzmischer (MIX1, MIX2) erweitern.
Verwendung entsprechend einem der Schutzansprüche 7 und 8, wobei der besagte subharmonische Modulator/Demodulator die besagte erste und zweite Filterstruktur enthält, die beide aus konzentrierten Parameterschaltungen L und C bestehen, die so ausgeführt sind, dass sie dieselbe Übertragungsfunktion ausführen wie die besagten ersten und zweiten Stubs.
Verwendung entsprechend Schutzanspruch 7, wobei der besagte subharmonische Modulator/Demodulator die besagten antiparallel geschalteten Dioden (D1, D2) enthält, die aus Diodenpaaren bestehen, die in Reihe antiparallel geschaltet sind.