-
GEBIET DER
ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft Funkempfänger. Genauer gesagt, beschreibt
diese Erfindung einen Mehrprotokollempfänger zum Abfangen, Überwachen
und/oder Aufnehmen eines Gesprächs über ein
Mobilfunknetzwerk.
-
HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
-
Mit
zunehmender Komplexität
der Telekommunikationsmittel finden Kriminelle neue Wege, um der Überwachung
von Polizei oder anderen Exekutivorganen zu entkommen. Dies kann
potentiell eine Bedrohung für
die Gesellschaft werden. Insbesondere nimmt dieses Problem mit der
globalen Entwicklung der mobilen Telekommunikationsmittel zu.
-
Der
Begriff „mobile
Telekommunikation" kann
Technologien umfassen, welche von kabellosen Telefonen, über digitale,
mobile Funksendeempfänger/Radios
bis zu Personenkommunikationssystemen, die sich für Funkdaten
und -netzwerke entwickeln, reichen.
-
Ein
mobiles Telekommunikationssystem ist üblicherweise aufgebaut aus
einer Basisstation 13, welche mit dem öffentlichen Telefonnetzwerk über eine
Mobiltelefon-Schaltstelle (MTSO) verbunden ist, sowie einer Gruppe
von mobilen Benutzern 14. Die Basisstation 13 deckt
einen bestimmten geographischen Bereich ab.
-
Eine
Kommunikation zwischen einem mobilen Nutzer und einem Nutzer des öffentlichen
Standardnetzes wird somit unter Verwendung der Basisstation 13 bewerkstelligt.
Jede Kommunikationsverbindung verwendet ein bestimmtes Frequenzband, welches
als Sprachkanal bekannt ist. Die Uplink-Übertragung bezieht sich auf
das Signal, welches durch eine Mobilstation 14 zu einer
Basisstation 13 gesendet wird, während sich die Downlink-Übertragung
auf ein Signal bezieht, welches durch die Basisstation 13 zu
einer Mobilstation 14 gesendet wird. Daher benötigt ein
einzelnes Gespräch
zwei Sprachkanäle.
Die Überwachung
eines bestimmten Gesprächs
benötigt
implizit die Überwachung
der beiden Sprachkanäle.
Eine frühere
Technik zur Überwachung
von Mobiltelefongesprächen
verwendet eine einfache Abstimmvorrichtung, welche die Sprachkanäle abtastet.
Diese Technik ist nicht wirkungsvoll, wenn die Anzahl an zu verwaltenden
Kommunikationen hoch ist und wenn sich die Frequenz des Sprachkanals
häufig ändert.
-
Eine
zweite Technik umfasst die Überwachung
der beiden Sprachkanäle
und des Nutzkanals des Kommunikationssystems, um die Übergabe
zu verarbeiten (d.h. wenn ein Nutzer durch eine physikalische Verlagerung
die Basisstationen wechselt). Somit ist es möglich, einen Nutzer durch ein
Mobilfunknetzwerk zu verfolgen.
-
Konzentnert
man sich genauer auf Breitbandempfänger, so umfasst der Stand
der Technik einen Typ eines Systems, welches aus einer Gruppe von Frontend-Hochfrequenz-Demodulationsstufen
zusammengesetzt ist, die parallele Schmalbandempfänger enthalten. Üblicherweise
umfasst die Hochfrequenz-(RF-)-Bandabdeckung, welche durch diese Schmalbandempfänger bereitgestellt
wird, die benachbarte Frequenz. Jede RF-Stufe weist ihre eigene
Empfangsoszillatorfrequenz- und Zwischenfrequenz-(IF-)-stufen auf.
Ein solches System ist sehr teuer, da zu jedem Zeitpunkt nur eine
RF-Stufe arbeitet. Die inaktiven RF-Stufen sind während des
Betriebs überflüssig.
-
In
einer anderen Konfiguration (beschrieben in dem Patent
US 6,002,924 , Spalte 1, Zeilen 57
bis 67) ermöglicht
es die Auswahl der ersten IF und des ersten Empfangsoszillators
sowie der zweiten IF und des zweiten Empfangsoszillators dem Nutzer,
auf einen Breitbandfunkempfänger
zuzugreifen. Aufgrund von Intermodulation und Spiegelfrequenzverhalten sind jedoch
bestimmte Frequenzen nicht verfügbar. Dieses
Bauteil ist für
den Zweck dieser Verwendung unakzeptabel.
-
In
dem US-Patent 6,002,924 baute Takano erfolgreich einen Breitband-Funkempfänger mit
einem kontinuierlichen Spektrum. Zur vollständigen Lösung der Aufgabe des Abfangens
von Nutzern bleibt jedoch noch immer eine Lücke zu füllen, da für jedes Abfangen von Sprache
zwei Empfänger
benötigt
werden. Dies ist zu teuer und ist daher nicht akzeptabel. Ferner
wird die Verarbeitung des RF-Signals unter Verwendung einer Analogverarbeitung ausgeführt. Diese
Analogempfängerarchitektur
weist den ernsthaften Nachteil der Verwendung mehrerer Mischer und
Filter auf. Ferner ist die Analogempfängerarchitektur einer Temperaturdrift
sowie einem Ungleichgewicht von Bauteilabweichungen ausgesetzt.
-
Ferner
ist in dem US-Patent Nr. 5,280,636 ein Mehrdienstempfänger beschrieben,
in welchem eine Anzahl von weit separierten Betriebsbändern, wie
etwa AM, FM, Mobiltelefonsendeband usw., umgewandelt werden, um
ein einzelnes, kontinuierliches Band zu bilden, um die Anforderungen
an die Bandbreite und die Digitalisierung zu reduzieren. Das einzelne,
kontinuierliche Band wird durch lediglich einen einzigen Analog-Digital-Wandler
(ADC) digitalisiert. Das umgewandelte Signal durchläuft dann
eine Digitalabstimmvorrichtung und wird in ein Digitalfilter eingegeben.
-
Ferner
beschreibt das US-Patent Nr. 5,471,661 ein Funkgerät/Radio
mit Hochgeschwindigkeitsabtastung, welches einen ersten Empfangsoszillator
und einen zweiten Empfangsoszillator aufweist. Wenn ein bestimmtes
Frequenzband nach Funkkanälen
abgesucht wird, so schreitet zuerst der erste Empfangsoszillator
durch eine Mehrzahl von in einem Speicher gespeicherten Frequenzen.
Anschließend
wird der zweite Oszillator in Schritten von 12,5 Hz betrieben, um
eine Feinabstimmung durchzuführen.
-
ÜBERBLICK ÜBER DIE
ERFINDUNG
-
Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine effiziente Architektur bereitzustellen,
welche einen oder mehrere der Nachteile der herkömmlichen Technologie vermeidet.
-
Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Abtastvorrichtung
für mobile
Telekommunikationen bereitzustellen.
-
Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Abtastvorrichtung
für mobile
Kommunikationen bereitzustellen, welche in der Lage sein wird, gleichzeitig
eine aufeinanderfolgende Anzahl von Gesprächen zu verarbeiten, die von
irgendeinem Teil der verfügbaren
Frequenzbänder
kommen.
-
Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Abtastvorrichtung
bereitzustellen, welche in der Lage sein wird, verschiedene Frequenzbänder zu
verarbeiten.
-
Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Abtastvorrichtung
bereitzustellen, welche in der Lage sein wird, verschiedene Telekommunikationsprotokolle
zu verarbeiten.
-
Darüber hinaus
ist es eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger bereitzustellen,
welcher softwaregesteuert werden kann.
-
Danüber hinaus
ist es eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Abtastvorrichtung bereitzustellen,
in welcher eine Möglichkeit
gegeben ist, eine Protokollaktualisierung des Systems zu erreichen.
-
Darüber hinaus
ist es eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Abtastvorrichtung bereitzustellen,
in welcher es eine Möglichkeit
gibt, eine Frequenzbandaktualisierung des Systems zu erreichen.
-
Darüber hinaus
ist es eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Abtastvorrichtung
bereitzustellen, in welcher eine Möglichkeit zur Hinzufügung anderer Nutzer
zu dem System gegeben ist.
-
Gemäß einem
Aspekt der Erfindung wird ein Mehrprotokollempfänger zum Empfangen von Funkübertragungen
bereitgestellt, umfassend: eine Mehrzahl von RF-Empfangseinheiten,
welche jeweils dafür
eingerichtet sind, ein Funksignal zu empfangen und ein unterschiedliches
Breitband-IF-Signal auszugeben; wenigstens eine abstimmbare Abwärtswandlereinheit,
welche jeweils über
einen Frequenzbereich aller Breitband-IF-Signale aller RF-Empfangseinheiten
abstimmbar ist, wobei die abstimmbaren Abwärtswandlereinheiten ein Roh-I-Signal
und ein Roh-Q-Signal ausgeben; wenigstens ein abstimmbares Filter,
welches das Roh-Signal und das Roh-Q-Signal von einer der wenigstens einen
abstimmbaren Abwärtswandlereinheit
empfängt
und gefilterte I- und Q-Ausgangssignale bereitstellt; einen Schalter
zum Verbinden einer ausgewählten
der RF-Empfangseinheiten mit einer ausgewählten von wenigstens einer der
abstimmbaren Abwärtswandlereinheiten;
eine Verwaltungseinheit, welche eine Anforderung für ein bestimmtes
Frequenzband empfängt
und entsprechend dem bestimmten Frequenzband eine Abstimmungsfrequenz
einer ausgewählten
einer Mehrzahl von wenigstens einer abstimmbaren Abwärtswandlereinheit
einstellt, Filterparameter eines ausgewählten einer Mehrzahl von wenigstens
einem der abstimmbaren Filter einstellt und den Schalter einstellt,
um die gefilterten I- und Q-Ausgangssignale zu erhalten.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Empfangen einer
Funkkommunikation gemäß Anspruch
14 bereitgestellt.
-
KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
-
Die
Erfindung wird besser verständlich
durch Betrachten der folgenden Beschreibung zusammen mit den beigefügten Zeichnungen,
in welchen:
-
1 eine Übersicht
einer Basisstation und einer Mobileinheit-Breitbandabtastvorrichtung zeigt;
-
2 die
RF-Stufe und die Verarbeitungseinheit zeigt, wobei die RF-Stufe vier RF-Einheiten umfasst;
das dort dargestellte System kann vier verschiedene Vollduplex-Gespräche verarbeiten,
die von vier verschiedenen Frequenzbändern kommen;
-
3 die
RF-Einheit zeigt, welche ein Vollduplex-Funkgespräch verarbeiten
kann;
-
4 eine
DDC-Einheit und eine Filterstufe zeigt, welche ein Vollduplex-Funkgespräch verarbeiten
können;
-
DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
-
Wenngleich
die vorliegende Erfindung in verschiedenen Ausführungsformen bereitgestellt
werden kann, so ist eine spezifische bevorzugte Ausführungsform
in den Zeichnungen gezeigt und in dem folgenden Text beschrieben,
mit dem Verständnis, dass
die vorliegende Beschreibung lediglich eine Ausführungsform ist und den Inhalt
der Erfindung nicht beschränkt.
-
1 repräsentiert
eine Ausführungsform der
Erfindung. Das System in der bevorzugten Ausführungsform ist eine Abtastvorrichtung,
welche eine Vorrichtung ist, die eine Übertragung von entweder einer
Basisstation 13 oder einer Mobileinheit 14 überwacht.
Eine solche Vorrichtung wird typischerweise durch die Polizei zum
legalen Abfangen von Mobilfunktelekommunikationen verwendet. Eine
Antenne 10 sammelt die Funksignale, welche von der Basiseinheit 13 und
der Mobileinheit 14 kommen. Eine Demodulationseinheit 11 verarbeitet
Funksignale. Die Demodulationseinheit 11 stellt das IF-Signal
der Verarbeitungseinheit 12 bereit. Die RF-Einheit 11 legt diesem
Signal Beschränkungen
auf, um zu verhindern, dass es schädlich für die folgenden Stufen ist. Die
Verarbeitungseinheit 12 ist in der Lage, Teile des entweder
von einer Basiseinheit 13 oder einer Mobileinheit 14 kommenden
Breitbandsignals auszuwählen.
Eine Verwaltungseinheit 15 steuert/regelt die Verarbeitungseinheit 12 und
erhält
Signale von der RF-Einheit 11. In einer bevorzugten Ausführungsform
umfasst die Verwaltungseinheit 15 einen Computer mit einer
Datenerfassungshardware und einer Software.
-
2 zeigt
die unterschiedlichen Teile der Architektur des Systems in der bevorzugten
Ausführungsform.
-
Jede
aus einer RF-Stufe 11 und einer ADC-Stufe 21 aufgebaute
Einheit 16 ist in der Lage, das Basisstationssignal und
das Mobilstationssignal eines bestimmten Frequenzbandes zu sammeln.
In der bevorzugten Ausführungsform
ist die Abtastvorrichtung in der Lage, gleichzeitig vier verschiedene Frequenzbänder anzuzapfen,
da die Vorrichtung aus vier Einheiten 16 aufgebaut ist.
Jede RF-Einheit 11 sendet ein Energieinformationssignal 33 an
die Verwaltungseinheit 15. Die ADC-Stufe 21 ist
mit einem Router 22, d.h. in der bevorzugten Ausführungsform einem
frei programmierbaren Logikschaltkreis (FPGA – Field Programmable Gate Array),
verbunden. Der Router 22 wird durch die Verwaltungseinheit 15 unter
Verwendung von Signal 36 gesteuert/geregelt. Als Nächstes sind
mit der Routereinheit 22 eine Gruppe von DDC-Einheiten 23 über einen
Bus 28 verbunden. Schließlich ist mit jeder DDC-Einheit 23 eine
Filterstufe 24 unter Verwendung von Signalen 29 und 30 verbunden.
Diese Filterstufe 24 wird durch die Verwaltungseinheit 15 unter
Verwendung von Signal 35 gesteuert/geregelt. Die Filterstufe 24 stellt
Signale 31 und 32 für die Demodulationseinheiten
bereit. Die Demodulationseinheiten sind in 2 nicht gezeigt
und können
Standard-Demodulationsschaltungen zum Extrahieren von Informationen
aus dem Normalbandbreitensignal gemäß dem Funkübertragungsprotokoll eines
jeden Normalbandbreitensignals, z.B. TDMA, AMPS, GSM, umfassen.
-
Die
Antenne 10 empfängt
das Funksignal. Typischerweise reicht die Signalleistung von –110 dBm
bis –14
dBm.
-
Im
Falle eines Mobilfunksystems befindet sich das Frequenzband zwischen
824 MHz und 894 MHz. Das Uplink-Band befindet sich zwischen 824 MHz
und 849 MHz, während
das zwischen 869 MHz und 894 MHz liegende Frequenzband Downlink-Kommunikationen
zugewiesen ist.
-
Im
Falle eines Personenkommunikationsdienst-(PCS)-Systems befindet
sich das Frequenzband zwischen 1850 MHz und 1990 MHz. Das Uplink-Frequenzband befindet
sich zwischen 1850 MHz und 1910 MHz, während das Downlink-Frequenzband
von 1930 MHz bis 1990 MHz reicht. Das Downlink-Frequenzband ist in zwei Frequenzbänder geteilt:
Das niedrige Downlink-Frequenzband,
welches zwischen 1930 MHz und 1960 MHz liegt, sowie das hohe Downlink-Frequenzband,
welches zwischen 1960 MHz und 1990 MHz liegt. Das Uplink-Frequenzband
ist in zwei Frequenzbänder
geteilt: Das niedrige Uplink-Frequenzband, welches sich zwischen
1850 MHz und 1880 MHz befindet, sowie das hohe Uplink-Frequenzband,
welches sich zwischen 1880 MHz und 1910 MHz befindet.
-
Die
in 3 beschriebene RF-Einheit 11 filtert
und verstärkt
das ankommende Signal 20, das durch die Antenne 10 eingefangen
wurde. Genauer gesagt unterteil ein Duplexgerät das Signal 20 in
zwei unterschiedliche Signale 80 und 81 entsprechend
der Downlink- und der Uplink-Übertragung.
Somit können
diese separierten Signale 80 und 81 an zwei unterschiedliche
Teile gesendet werden: Eine mobile RF-Stufe (welche die Elemente 61, 62, 63, 64, 65, 66, 67, 68, 69 umfasst)
und eine Basis-RF-Stufe (welche die Elemente 51, 52, 53, 54, 55, 56, 57, 58, 59 umfasst).
Diese beiden unterschiedlichen Stufen ermöglichen das Abtasten entweder
der von der Mobileinheit 14 kommenden Funksignale oder
der von der Basiseinheit 13 kommenden Funksignale.
-
In
beiden Fällen
wird das durch die Antenne 10 eingefangene Signal durch
ein Filter gefiltert.
-
In
dem Falle eines Basisstationssignals ist das Filter das Filter 51,
welches für
den Fall eines Mobilfunksystems nur Frequenzsignale auswählen wird,
welche zwischen 869 und 894 MHz liegen. Im Falle eines PCS-Systems
wählt das
Filter 51 nur Frequenzsignale aus, welche entweder zwischen
1930 MHz und 1960 MHz (unterer Teil des Basisstationssignals) oder
zwischen 1960 MHz und 1990 MHz (oberer Teil des Basisstationssignals)
liegen.
-
In
dem Fall eines Mobilstationssignals wählt das Filter 61 nur
Frequenzsignale aus, welche im Falle eines Mobilfunksystems zwischen
824 MHz und 849 MHz liegen.
-
In
dem Fall eines PCS-Systems wählt
das Filter 61 nur Frequenzsignale aus, welche entweder zwischen
1850 MHz und 1880 MHz (unterer Teil des Mobilsignals) oder zwischen
1880 MHz und 1910 MHz (oberer Teil des Mobilsignals) liegen.
-
In
dem Fall eines Basisstationssignals verstärkt ein RF-Verstärker 52 das
von dem Frequenzfilter 51 kommende Signal 82.
In dem Fall eines Mobilsignals verstärkt der RF-Verstärker 62 ein
von dem Frequenzfilter 61 kommendes Signal 92.
-
In
der bevorzugten Ausführungsform
umfasst im Fall eines Mobilfunksystems der Empfangsoszillator 53 einen
ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillator, gefolgt von einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem Frequenzvervielfacher
um einen Faktor 2, einem Verstärker,
einem harmonischen Filter und einem Verstärker. Das harmonische Filter
ist ein Bandpassfilter, welches unerwünschte Harmonische blockiert.
-
Im
Falle des Mobilfunksystems beträgt
die Frequenz des ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillators 117 MHz.
Der Oszillator 53 erzeugt daher ein Signal 84 mit
einer Frequenz von 936 MHz. Im Falle des Mobilfunksystems ist der
bei 936 MHz kalibrierte Empfangsoszillator 53 mit einem
Mischer 54 verbunden. Ein solches System wird das Signal
von einer Mittelfrequenz von 881,5 MHz auf eine Mittelfrequenz von
54,5 MHz abwärts
wandeln, welche ausgewählt
wurde, um mit der Mittelfrequenz des folgenden Filters 55 kompatibel
zu sein. Die Bandbreite wird bei 25 MHz bleiben.
-
In
dem Falle eines PCS-Niedngband-Basisstationssignals liegt die Frequenz
des ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillators bei 118,125 MHz. Der
ultrarauscharme TCXO-Empfangsoszillator wird gefolgt von einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Verstärker, einem
harmonischen Filter und einem Verstärker. Der Oszillator 53 erzeugt
somit ein Signal 84 mit einer Frequenz von 1890 MHz. In
dem Fall eines PCS-Niedrigband-Basisstationssignals ist der bei
1890 MHz kalibrierte Empfangsoszillator 53 mit einem Mischer 54 verbunden.
Ein solches System wird das Signal von einer Mittelfrequenz von 1945
MHz auf eine Mittelfrequenz von 55 MHz abwärts wandeln, welche ausgewählt wurde,
um mit der Mittelfrequenz des folgenden Filters 55 kompatibel zu
sein. Die Bandbreite wird bei 30 MHz bleiben.
-
In
dem Fall eines PCS-Hochband-Basisstationssignals liegt die Frequenz
des ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillators bei 120 MHz. Der ultrarauscharme
TCXO-Empfangsoszillator wird gefolgt von einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem Frequenzvervielfacher
um einen Faktor 2, einem Verstärker,
einem harmonischen Filter und einem Verstärker. Der Oszillator 53 erzeugt
somit ein Signal 84 mit einer Frequenz von 1920 MHz. In
dem Fall eines PCS-Hochband-Basisstationssignals ist der bei 1920 MHz
kalibrierte Empfangsoszillator 53 mit einem Mischer 54 verbunden.
Ein solches System wird das Signal von einer Mittelfrequenz von
1975 MHz auf eine Mittelfrequenz von 55 MHz abwärts wandeln, welche ausgewählt wurde,
um mit der Mittelfrequenz des folgenden Filters 55 kompatibel
zu sein. Die Bandbreite wird bei 30 MHz bleiben.
-
Ein
Empfangsoszillator 63 ist in dem Fall eines Mobilsignals
mit einem Mischer 64 verbunden. In der bevorzugten Ausführungsform
und im Falle eines Mobilfunksystems umfasst der Empfangsoszillator 63 einen
ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillator gefolgt von einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem Frequenzvervielfacher
um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem Frequenzvervielfacher
um einen Faktor 2, einem Verstärker,
einem harmonischen Filter und einem Verstärker. Das harmonische Filter
ist ein Bandpassfilter, welches unerwünschte Harmonische blockiert.
-
In
dem Fall des Mobilfunksystems liegt die Frequenz des ultrarauscharmen
TCXO-Empfangsoszillators bei 97,75 MHz. Der Oszillator 63 erzeugt
somit ein Signal 94 mit einer Frequenz von 782 MHz. In dem
Fall eines Mobiltelefonfrequenzbandes ist der bei 782 MHz kalibrierte
Empfangsoszillator 63 mit einem Mischer 64 verbunden.
Ein solches System wird das Signal von einer Mittelfrequenz von
836,5 MHz auf eine Mittelfrequenz von 54,5 MHz abwärts wandeln,
welche ausgewählt
wurde, um mit der Mittelfrequenz des folgenden Filters 65 kompatibel
zu sein. Die Bandbreite wird bei 25 MHz bleiben.
-
In
dem Fall eines PCS-Niedrigband-Mobilstationssignals liegt die Frequenz
des ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillators bei 120 MHz. Der ultrarauscharme
TCXO-Empfangsoszillator wird gefolgt von einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Verstärker, einem
harmonischen Filter und einem Verstärker. Somit erzeugt der Oszillator 63 ein Signal 94 mit
einer Frequenz von 1920 MHz.
-
Im
Falle eines PCS-Niedrigband-Mobilfunkstationssignals ist der bei
1920 MHz kalibrierte Empfangsoszillator 63 mit einem Mischer 64 verbunden. Ein
solches System wird das Signal von einer Mittelfrequenz von 1865
MHz auf eine Mittelfrequenz von 55 MHz abwärts wandeln, welche ausgewählt wurde, um
mit der Mittelfrequenz des folgenden Filters 65 kompatibel
zu sein. Die Bandbreite wird bei 30 MHz bleiben.
-
Im
Falle eines PCS-Hochband-Mobilstationssignals liegt die Frequenz
des ultrarauscharmen TCXO-Empfangsoszillators bei 121,875 MHz. Der ultrarauscharme
TCXO-Empfangsoszillator wird gefolgt von einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Signalverstärker, einem
Frequenzvervielfacher um einen Faktor 2, einem Verstärker, einem
harmonischen Filter und einem Verstärker. Der Oszillator 63 erzeugt
somit ein Signal 94 mit einer Frequenz von 1950 MHz. In
dem Fall eines PCS-Hochband-Mobilstationssignals ist der bei 1950
MHz kalibrierte Empfangsoszillator 63 mit einem Mischer 64 verbunden.
Ein solches System wird das Signal von einer Mittelfrequenz von 1895
MHz auf eine Mittelfrequenz von 55 MHz abwärts wandeln, welche ausgewählt wurde,
um mit der Mittelfrequenz des folgenden Filters 65 kompatibel zu
sein. Die Bandbreite wird bei 30 MHz bleiben.
-
In
allen Fällen
sowie in der bevorzugten Ausführungsform
wird die durch den Mischer bereitgestellte Multiplikation der Signale
mit einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis durchgeführt.
-
In
dem Falle eines Basismobilfunksignals wählt ein Filter 55 mit
einer Mittelfrequenz von 54,5 MHz lediglich die gewünschte Bandbreite,
d.h. 25 MHz, des eingehenden Signals 85 aus.
-
In
dem Falle eines PCS-Basissignals wird das Filter 55 mit
einer Mittelfrequenz von 55 MHz nur die gewünschte Bandbreite, d.h. 30
MHz, des eingehenden Signals 85 auswählen.
-
In
dem Fall eines Mobilfunksignals wird ein Filter 65 mit
einer Mittelfrequenz von 54,5 MHz nur die erwünschte Bandbreite, d.h. 25
MHz, des eingehenden Signals 95 auswählen.
-
In
dem Fall eines PCS-Mobilsignals wird das Filter 65 mit
einer Mittelfrequenz von 55 MHz nur die gewünschte Bandbreite, d.h. 30
MHz, des eingehenden Signals 95 auswählen.
-
In
dem Fall eines Basissignals verstärkt ein IF-Verstärker 58 das
ausgewählte
Signal 86 nach dem Filter 55. Im Falle eines Mobilsignals
verstärkt ein
IF-Verstärker 68 das
ausgewählte
Signal 96 nach dem Filter 65.
-
In
beiden Fällen
kann die Verstärkung
des Signals zwischen 14 dB und 56 dB durch eine Verstärkungs-Steuer-/Regeleinrichtung 60 gewählt werden.
Die Verstärkung
wird mit einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis durchgeführt.
-
Aufgabe
der RF-Stufe 11 ist es, eine Ausgabeleistung von 0 dBm
am Ende der RF-Stufe 11 zu erhalten.
-
Im
Falle eines Basissignals ist der Verstärker 58 mit einer
Begrenzungsschaltung 56 über ein Signal 87 verbunden.
Die aus Dioden aufgebaute Begrenzungsschaltung 56 schützt das
Ende der RF-Stufe 11 vor Spannungsspitzen, welche für die folgenden
Stufen schädlich
wären.
-
Ein
Filter 57 ist mit der Begrenzungsschaltung 56 unter
Verwendung eines Signals 88 verbunden. Das Filter 57 ist
aus Widerständen
und Kondensatoren aufgebaut. Das Filter 57 ist mit einer
Erfassungsschaltung 59 verbunden, welche das Ausgangssignal 89 in
einen DC-Wert umwandelt, der zwischen 0 und 2,5 V liegt und proportional
zur Ausgangsleistung des Signals 89 ist. Der DC-Wert wird dann
als Rückkopplungsreferenz
verwendet, um die IF-Verstärker 58 zu
steuern/zu regeln und ein Ausgangsleistungssignal nahe 0 dBm bereitzustellen. Die
Verstärkungs-Steuer-/Regeleinrichtung 60,
welche das Rückkopplungssignal 91 sammelt,
umfasst in der bevorzugten Ausführungsform
einen PIC-16C74-Prozessor. In der bevorzugten Ausführungsform
stellt die Verstärkungs-Steuer-/Regeleinrichtung 60 die
Verstärkung
der Verstärker 58 und 68 alle
46 ms ein. Die Verstärkungs-Steuer-/Regeleinrichtung 60 umfasst
in der bevorzugten Ausführungsform
außerdem
einen EEPROM, welcher die Beziehung zwischen dem Spannungssignal
und der Leistung in dBm speichert. Die unter Verwendung von Signal 91 und 101 durch
die Verstärkungs-Steuer-/Regeleinrichtung 60 errechnete
Ausgangsleistung wird an die Verwaltungseinheit 15 übertragen.
In der bevorzugten Ausführungsform
wird die Übertragung
unter Verwendung einer RS232-Schnittstelle durchgeführt.
-
Im
Falle eines Mobilsignals ist der Verstärker 68 mit einer
Begrenzungsschaltung 66 über ein Signal 97 verbunden.
Die Begrenzungsschaltung 66, welche aus Dioden aufgebaut
ist, schützt
das Ende der RF-Stufe 11 vor Spannungsspitzen, welche für die folgenden
Stufen schädlich
wären.
-
Ein
Filter 67 ist mit der Begrenzungsschaltung 66 unter
Verwendung eines Signals 98 verbunden. Das Filter 67 ist
aus Widerständen
und Kondensatoren gebildet. Das Filter 67 ist mit einer
Erfassungsschaltung 69 verbunden, welche das Ausgangssignal 99 in
einen DC-Wert umwandelt, der zwischen 0 und 2,5 V liegt und proportional
zur Ausgangsleistung ist. Der DC-Wert wird dann als Rückkopplungsreferenz
verwendet, um die IF-Verstärker 68 unter
Verwendung der Verstärkungs-Steuer-/Regeleinrichtung 60 zu
steuern/regeln und um ein Ausgangsleistungssignal in der Nähe von 0
dBm bereitzustellen.
-
Unter
Bezugnahme auf 2 folgt der RF-Stufe 11 eine
ADC-Stufe 21. Die ADC-Stufe 21 wandelt Signale 89 und 99 um.
Die Umwandlung wird mit einer Rate von 75 MHz durchgeführt und übererfüllt damit,
dass Nyquist-Abtasttheorem
für das
25 MHz Signal. Die Quantisierung beträgt 10 Bit. Es ist wichtig zu
bemerken, dass die für
die Analog-Digital-Wandlung verwendete Vorrichtung in der bevorzugten
Ausführungsform
ein hohes Signal-Rausch-(S/N-)-Verhältnis aufweist.
Nach der Umwandlung wird die Information zu einem Strom digitaler
Information. Ein Router 22, welcher in der bevorzugten
Ausführungsform
ein FPGA ist, wird dann diesen Informationsstrom durch den DDC 23 leiten.
Der Router wirkt als Schalter, welcher eine Pfadauswahl zwischen
mehreren Pfaden ausführt.
Die Wahl eines FPGA wird durch die Tatsache gerechtfertigt, dass dieser
auf sehr einfache Weise frei einstellbar/programmierbar ist, sowie
durch die Tatsache, dass er sehr große Datenmengen verarbeiten
kann (er weist eine große
Bandbreite auf). Der Router 22 wird durch die Verwaltungseinheit 15 gesteuert/geregelt.
Der Router 22 erzeugt einen Datenbus 28, welcher
mit dem DDC 23 verbunden ist. Jeder DDC 23 ist
dann in der Lage, von einer bestimmten Einheit 16 kommende Daten
zu sammeln. Der DDC 23 ist ein für nummerische Signale ausgelegter
abstimmbarer Abwärtswandler.
-
Jeder
DDC 23 wandelt das Signal 28 mit einem Empfangsoszillator
und einem Gleichphasen- sowie einem 90-Grad-Phasenversatz-Abwärtswandler
abwärts.
Die Verwaltungseinheit 15 steuert/regelt den DDC 23 und
ermöglicht
es jedem DDC 23, ein bestimmtes Gespräch unter Verwendung einer Nachschlagetabelle
auszuwählen.
-
4 beschreibt
genauer die durch den DDC 23 durchgeführten Operationen.
-
In
der bevorzugten Ausführungsform
ist der DDC 23 ein Intersil HSP50016. Das Ziel des DDC 23 ist
es, ein interessierendes, schmales Frequenzband aus einem breitbandigen
Eingangssignal zu extrahieren, dieses Band auf ein Basisband zu
konvertieren und es entweder in um 90° phasenversetzter oder in reeller
Form auszugeben. In der vorliegenden Erfindung ist es das Ziel eines
jeden DDC, über
den Router 22 einen Sprachkanal auszuwählen, welcher entweder von
der Basisstation 13 oder von der Mobileinheit 14 kommt,
um diesen abzufangen. Die Schmalbandextrahierung wird durch Abwärtswandeln
und Zentrieren des interessierenden Bandes durchgeführt. Der
DDC 23 weist einen Eingangsdatenstrom einer Breite von
16 Bit und einer Datenrate von 75 MSPS auf. Da der ADC 21 die
Umwandlung mit einer Quantisierung von nur 10 Bit durchführt, sind
die sechs (6) Bits mit niedrigstem Stellenwert (LSB) auf Masse gelegt,
um eine gute Genauigkeit aufrecht zu erhalten. Die Umwandlung wird
durchgeführt,
indem die Eingangsdaten 28 mit einer um 90° phasenverschobenen
Sinusform multipliziert werden, die durch einen komplexen Sinusgenerator 110 erzeugt
wird. um die gleichphasige Komponente (als I bezeichnet) 29 der
um 90° phasenverschobenen
Sinusform zu erhalten, wird das Signal 28 mit einem Kosinussignal 130 in
dem Mischer 111 multipliziert. Um die um 90° phasenverschobene
Komponente (bezeichnet als Q) 30 zu erhalten, wird das Signal 28 mit
einem Sinussignal 135 in dem Mischer 120 multipliziert.
Die Frequenz des komplexen Sinusgenerators 110 des DDC 23 kann
durch die Vennaltungseinheit 15 ausgewählt werden, um ein bestimmtes
Sprachsignal auszuwählen.
In der bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung werden die Parameter des DDC unter Verwendung einer Nachschlagetabelle
eingegeben.
-
Ein
90-Grad-Phasenversatz-Tiefpassfilter 114 wird auf die Ausgabe
des Mischers 111 angewendet. Ein anderer 90-Grad-Phasenversatz-Tiefpassfilter 123 desselben
Typs wie oben ist mit dem Ausgang des Mischers 120 verbunden.
In der bevorzugten Ausführungsform
ist die Filterkette 114 aus einem kaskadierten Hochdezimationsfilter
(HDF) 112 und einem Tiefpass-FIR-Filter 113 gebildet. Die Filterkette 123 ist
in einer bevorzugten Ausführungsform
aus einem kaskadierten HDF 121 und einem Tiefpass-FIR-Filter 122 gebildet.
Die kombinierte Antwort der zwei Stufenfilter ergibt einen Formfaktor
von –3
dB bis –102
dB. Jede Filterkette (114 und 123) wird durch
die Verwaltungseinheit 15 gemäß dem gewählten Sprachkanal gesteuert/geregelt.
Im Falle von AMPS beträgt
der Dezimierungsfaktor 4 × 78.
Im Falle von DAMPS beträgt
der Dezimierungsfaktor 4 × 77.
-
Jeder
DDC 23 stellt das um 90° phasenverschobene
Signal (Q) 30 und das Gleichphasenkomponenten-(I)-Signal 29 eines
bestimmten anzuzapfenden Sprachkanals bereit. Die Ausgabefrequenz des
Signals I 29 und des Signals Q 30 beträgt 240,384 kHz im Falle von
AMPS. Im Falle von DAMPS beträgt
die Ausgangsfrequenz des Signals I 29 und des Signals Q
30 243,506 kHz.
-
Die
Signale 29 und 30 werden durch ein FIR 24 gefiltert.
In der bevorzugten Ausführungsform
ist der FIR 24 ein HSP43124SC-33, welcher programmierbar
ist. Das FIR-Filter 24 wird durch die Verwaltungseinheit 15 gesteuert/geregelt,
welche die Koeffizienten für
das richtige Protokoll bereitstellt.
-
Im
Falle von AMPS und in der bevorzugten Ausführungsform wird der Algorithmus
von Parks-McClellan dazu verwendet, die Koeffizienten des FIR 24 der
Ordnung 233 zu berechnen. Der Algorithmus von Parks-McClellan
wird ebenfalls dazu verwendet, die Koeffizienten des FIR 24 der
Ordnung 233 in dem Fall von DAMPS zu berechnen. In dem Fall
von GSM und CDMA wird ein ähnlicher
Ansatz verwendet, um die Koeffizienten des FIR 24 zu berechnen.
In der bevorzugten Ausführungsform
liegt die Tiefpassfrequenz des Filters FIR 24 bei 12,4
kHz und die Dämpfung
ist im Falle von AMPS und DAMPS bei 17,6 kHz gleich 80 dB.
-
Die
Signale 31 und 32 stehen für eine Demodulation entsprechend
dem für
die Übertragung
verwendeten Protokoll zur Verfügung.
-
In
einer Ausführungsform
der Erfindung kann eine Nachschlagetabelle die Parameter des DDC und
der RF-Einheiten speichern. Die Nachschlagetabelle ermöglicht einen
schnellen Zugriff auf die Parameter. In dieser Ausführungsform
ist es möglich, schnell
einen Kanal zum Überwachen
auszuwählen und
daher auf einfache Weise die Signale 31 und 32 zu
erhalten.
-
In
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung ist es möglich,
einen Nutzer unter Verwendung der Überwachung eines Steuer-/Regelkanals
zu verfolgen. In einer Ausführungsform
wird der Nutzer unter Verwendung der Identifikation seiner Mobileinheit auf
dem Steuer-/Regelkanal verfolgt.
-
In
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung kann die Position des verfolgten Nutzers auf einer
Anzeige ausgegeben werden. In dieser Ausführungsform wird vorzugsweise
eine Nachschlagetabelle verwendet, wobei die Nachschlagetabelle
eine Beziehung zwischen dem Kanal und der physikalischen Position
des Nutzers enthält.
Eine Verarbeitungseinheit kann auf die Nachschlagetabelle zugreifen
und die physikalische Position des Nutzers bereitstellen.