Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zum Verbinden der Sende- und Empfangseinrichtungen von Multiband-/Multimode-Funkgeräten mit einer oder mehreren teilweise gemeinsam genutzten Antennen
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verbinden der Sende- und Empfangseinrichtungen von Multiband-/Multimode-Funkgeräten mit einer oder meh- reren teilweise gemeinsam genutzten Antennen unter Einschluss einer Filtereinrichtung. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung die Verbindung von Sende- und Empfangseinrichtungen, die teilweise gleichzeitig betrieben werden.
Zunächst sei hier eine Begriffserklärung im Zusammenhang mit Vielfachzugriffsverfahren bei (insbesondere digitalen) Kommunikationssystemen gegeben:
- FDMA (Frequency Division Multiple Access): Verschiedenen Nutzern werden verschiedene Frequenzen zugewiesen - TDMA (Time Division Multiple Access) : Verschiedenen Nutzern werden verschiedene Zeitschlitze zugewiesen - CDMA (Code Division Multiple Access) : Verschiedene Nutzern werden verschiedene Codes zugewiesen; dies ermög- licht gleichzeitiges Nutzen der gleichen Frequenz - FDD (Frequency Division Duplex) : Senden und Empfangen erfolgt auf verschiedenen Frequenzen - TDD (Time Division Duplex) : Senden und Empfangen erfolgt in verschiedenen Zeitschlitzen - Vollduplex-System: Senden und Empfangen erfolgt zur gleichen Zeit
Ferner werden in diesem Dokument folgende Abkürzungen verwendet:
- AM: Amplitudenmodulation - (Q)PSK: (Quadrature) Phase Shift Keying
- RRC: Root Raised Cosine - GSM: Global System for Mobile Communication - (G)FSK: (Gaussian) Frequency Shift Keying (G)MSK: (Gaussian) Minimum Shift Keying - HSCSD: High Speed Circuit Switched Data - GPRS General Packed Radio Service - EDGE Enhanced Data for GSM Evolution - UMTS Universal Mobile Telecom unication System - LAN ireless Local Area Network
Erklärt wird die Erfindung am Beispiel eines Mobiltelefons, das die Systeme GSM und UMTS sowie wahlweise weitere Systeme in folgenden Bändern abdeckt (TX: Sender; RX: Empfänger): - GSM900 (TX: 880 ... 915 MHz; RX : 925 ... 960 MHz; FDMA und TDMA; TDD und FDD; GMSK-Modulation, d. h. konstante Hüllkurve; im folgenden "GSM" genannt) , - GSM1800 (TX: 1710 ... 1785 MHz; RX : 1805 ... 1880 MHz; sonst identisch wie GSM900; im folgenden "DCS" genannt) , - GSM1900 (TX: 1850 ... 1910 MHz; RX: 1930 ... 1990 MHz; sonst identisch wie GSM900; im folgenden "PCS" genannt) und - UMTS FDD (TX: 1920 ... 1980 MHz; RX : 2110 ... 2170 MHz; FDMA und CDMA; FDD / Vollduplex; QPSK-Modulation mit RRC-Basisbandfilterung, d. h. AM-Anteil; im folgenden "UMTS" genannt) sowie wahlweise auch - GSM850 (TX: 824 ... 849 MHz; RX : 869 ... 894 MHz; sonst identisch wie GSM900; im folgenden "GSM850" genannt) und / oder - IS-95 oder CDMA2000 im 850 MHz Band (TX: 824 ... 849 MHz; RX: 869 ... 894 MHz; FDMA und CDMA; FDD / Vollduplex; QPSK-Modulation mit RRC-Basisbandfilterung, d. h. AM-Anteil; im folgenden "CDMA850" genannt) und / oder - IS-95 oder CDMA2000 im 1900 MHz Band (TX: 1850 ... 1910 MHz; RX: 1930 ... 1990 MHz; sonst identisch wie "CDMA850"; im folgenden "CDMA1900" genannt) und / oder
- UMTS TDD (TX/RX: 1900 ... 1980 MHz; FDMA und CDMA; TDD; QPSK-Modulation mit RRC-Basisbandfilterung, d. h. AM- Anteil; im folgenden "UMTS TDD" genannt) und / oder - Bluetooth (jeweils TX und RX: 2400 ... 2483.5 MHz; FDMA und CDMA; TDD; im folgenden "Bluetooth" genannt) und / oder - LAN 802.11 im 2,4 GHz ISM-Band (jeweils TX und RX: 2400 ... 2483,5 MHz; FDMA und CDMA; TDD; im folgenden "WLAN" genannt) .
Im Folgenden wird z.B. anstelle von GSM Sendeeinrichtung vereinfachend "GSM TX" verwendet oder anstelle von UMTS Empfangseinrichtung "UMTS RX" usw.
Für GSM, DCS und PCS kann wahlweise neben GMSK (konstante Hüllkurve, d.h. kein AM-Anteil) auch EDGE (8PSK-Modulation mit AM-Anteil) gefordert sein. Neben dem gleichzeitigen Betrieb von UMTS TX und UMTS RX (Vollduplex-Betrieb) soll auch GSM RX oder DCS RX betrieben werden können, um während einer UMTS-Übertragung Nachbarzellenbeobachtung im GSM- bzw. DCS- Netz durchführen zu können, ohne den sog. "Compressed Mode" (kurzzeitige Unterbrechung der UMTS-Übertragung bei entsprechender Erhöhung der Datenrate in der restlichen Zeit) anwenden zu müssen. Der gleichzeitige Betrieb von UMTS TX und DCS RX sei aber wegen des geringen Frequenzabstands und des damit verbundenen hohen Filteraufwands nicht vorgesehen (hier muss also der "Compressed Mode" angewandt werden) . Ein Parallelbetrieb von UMTS und PCS ist wegen der unterschiedlichen regionalen Verbreitung (Europa bzw. Amerika) nicht vorgesehen. Während einer GSM- oder DCS- (oder PCS-) Übertragung ist zunächst kein Parallelbetrieb erforderlich, da wegen TDD- Betrieb Sende- und Empfangseinrichtung zu verschiedenen Zeiten aktiv sind und da im Rahmen des TDMA-Betriebs Zeitschlit- ze für die Nachbarzellenbeobachtung zur Verfügung stehen. Es kann jedoch sein, dass realisierungsbedingt (z.B. bedingt durch die Software-Implementierung oder wegen Belegung zu vieler Zeitschlitze z.B. durch HSCSD oder GPRS) die Zeit
nicht ausreicht, neben der Nachbarzellenbeobachtung im GSM- bzw. DCS-Netz ohne Parallelbetrieb auch noch eine Nachbarzellenbeobachtung im UMTS-Netz durchzuführen. Ferner kann es sein, dass die erforderliche Synchronität zwischen GSM- bzw. DCS- und UMTS-Sende-/Empfangseinrichtungen nicht gegeben ist, Aus diesen Gründen soll auch ein gleichzeitiger Betrieb von GSM oder DCS TX und UMTS RX möglich sein (Der gleichzeitige Betrieb von GSM oder DCS RX und UMTS RX wurde bereits oben gefordert) . Die folgende Tabelle soll die erforderlichen Parallelbetriebe veranschaulichen:
Falls das Telefon weitere der oben erwähnten Systeme / Bander enthalten soll, so ergeben sich z.B. aufgrund des erforderli- chen Vollduplex-Betriebs oder wegen Nachbarzellenbeobachtung weitere Parallelbetriebe. Falls das Telefon auch Bluetooth oder WLAN beinhaltet, so sollen diese gleichzeitig zu jeder anderen Sende- und Empfangseinrichtung betrieben werden können. Ein gleichzeitiger Betrieb von Bluetooth TX und RX bzw. WLAN TX und RX ist aber wegen des TDD-Betriebs nicht erforderlich. Folgende Tabelle soll dies veranschaulichen:
Weitere, in der Tabelle nicht dargestellte Parallelbetriebe z.B. im Hinblick auf Nachbarzellenbeobachtung sind denkbar, seien aber hier nicht gefordert.
Bevorzugt hat das Telefon nur eine Antenne bzw. möglichst wenige Antennen. Denn jede zusatzliche Antenne vergrößert das Geratevolumen und erschwert auch die erforderliche Antennenentkopplung. Insbesondere soll für die Systeme / Bander nur eine gemeinsame Antenne verwendet werden, für die auch der Betrieb mit einer externen Antenne möglich sein soll, z.B. bei Nutzung in einem Fahrzeug. In diesem Beispiel sind das alle GSM- und UMTS Bander, nicht aber Bluetooth und WLAN. Andernfalls wären mehrere HF-Verbindungen (z.B. Koax-Verbinder oder Koppler) zum Car-Kit notwendig. Außerdem mussten die HF- Pfade im Car-Kit wieder aufwandig zusammengeführt werden, wenn die Nutzung von mehreren externen Antennen vermieden werden soll. Oder es musste in einigen Pfaden, z.B. in einem oder mehreren Empfangspfaden, auf eine externe Antenne ver- ziehtet werden (Für die Sendepfade ist eine externe Antenne auf jeden Fall erforderlich, um die HF-Leistung aus dem Fahrzeuginneren fernzuhalten und so zu vermeiden, das Insassen bzw. KFZ-Elektronik einer hohen HF-Leistung ausgesetzt sind) . Wenn die externe Antenne aber nur für den Sendepfad aber nicht für den Empfangspfad eines Systems / Bandes verwendet wird, fuhrt dies zu unterschiedlichen Linkdampfungen im Uplink (Mobiltelefon zu Basisstation) und Downlink (Basisstation zu Mobiltelefon) .
Fig. 1 zeigt eine bisher übliche Anordnung für ein Mobiltelefon, das GSM, DCS, PCS und UMTS beinhaltet, wobei für GSM, für DCS/PCS und für UMTS je ein eigener Leistungsverstärker bzw. ein eigener Zug eines mehrzugigen Leistungsverstarkers 1, 2, 4 verwendet wird (der übrige Teil der Sendeeinrichtun- gen ist hier nicht dargestellt) . F r DCS und PCS wird wegen der Nahe der Frequenzbander ein gemeinsamer Leistungsverstar- ker 2 verwendet. Am Ausgang jedes Leistungsverstärkers befin-
det sich jeweils ein Element zur Leistungsauskopplung 21, 22, 24 für die Leistungsdetektion, z. B. ein Richtkoppler, und im UMTS-Pfad wegen des AM-Anteils im Signal zusätzlich ein Isolator 34 zur Unterdrückung der durch Fehlanpassung an der An- tenne erzeugten rücklaufenden Welle. Bei EDGE kann wegen des dann ebenfalls vorhandenen AM-Anteils auch im GSM und DCS/PCS TX-Pfad jeweils ein Isolator erforderlich sein. Die eigentliche Leistungsdetektion ist hier nicht dargestellt und erfolgt z. B. mit einer Schottkydiode, wobei zur Temperaturkompensa- tion eine zweite Schottkydiode erforderlich sein kann. Im
GSM- und DCS/PCS-Pfad folgt jeweils ein Tiefpass 41, 42 zur Unterdrückung der vom Leistungsverstärker erzeugten Oberwellen, im UMTS-Pfad dagegen das Sendefilter 44 des Duplexers 44/54, das zusammen mit dem Isolator 34 auch die Funktion der Oberwellenunterdrückung übernimmt. Die eigentliche Funktion des Duplexers, der aus zwei Bandpassfiltern 44, 54 besteht, ist aber die Trennung von UMTS-Sende- und -Empfangsband, da wegen des Vollduplex-Betriebs nicht zwischen Sende- und Empfangseinrichtung umgeschaltet werden kann.
Ein Duplexer ist eine Frequenzweiche und entsteht durch "impedanzneutrale" Verschaltung von zwei Einzelfiltern. Dies bedeutet im einfachsten Fall, dass die Sperrband-Impedanz jedes Filters am Zusammenschaltpunkt im Durchlass-Frequenzbereich des jeweils anderen Filters so gut wie möglich einen Leerlauf darstellt. Dadurch werden Signale mit einer Frequenz im Durchlassband des einen Filters vom jeweils anderen Filter kaum beeinflusst. Damit ein Leerlauf erzielt wird, können entweder Filter entwickelt werden, deren Sperrband-Phase im Leerlauf-Bereich liegt, oder die Sperrband-Phase kann durch Phasenschieber, z.B. Transformations-Leitungen oder LC- Phasenschieber, in einen Leerlauf transformiert werden. Dazu sollte die Sperrband-Impedanz möglichst reflektiv sein. Je nach Charakteristik des jeweils anderen Filters ist nicht notwendigerweise exakt ein Leerlauf erforderlich, denn die Sperrband-Impedanz kann auch zur Anpassung des anderen Fil-
ters verwendet werden. Duplexer können z.B. im Fall von Mikrowellenkeramik-Filtern auch monolithisch realisiert werden.
Vor dem UMTS-LNA 14 (LNA: low noise amplifier, rauscharmer Verstärker) als erste Stufe der UMTS-Empfangseinrichtung befindet sich das Empfangsfilter 54 des Duplexers. Der Duplexer muss eine sehr hohe Isolation aufweisen, und zwar im TX-Band, damit der Rest des Sendesignals den LNA nicht übersteuert, und im RX-Band, damit der Rest des von der Sendeeinrichtung erzeugten Rauschens nicht die Systemrauschzahl der Empfangseinrichtung erhöht. Weitere Selektionsanforderungen ergeben sich im Sendefilter durch die evtl. notwendige Unterdrückung von in der Sendeeinrichtung erzeugten Störsignalen wie z. B. von Oberwellen, Spiegelfrequenzen oder Rauschen in bestimmten Frequenzbereichen und im Empfangsfilter durch die notwendige Unterdrückung von an der Antenne empfangenen Störsignalen. Vor den GSM-, DCS und PCS-LNAs 11, 12, 13 als erste Stufen der jeweiligen Empfangseinrichtungen befindet sich jeweils ein Bandpassfilter 51, 52, 53 zur Störsignalunterdrückung (der übrige Teil der Empfangseinrichtungen ist hier nicht dargestellt) .
Hierzu ist wiederum eine Begriffserklärung im Zusammenhang mit HF-Schaltern erforderlich:
- <n>P<m>T: n Pole m Throw, "n-auf-m-Schalter'
Beispiele : - SPDT Single Pole Double Throw, "l-auf-2-Schalter" - SP4T Single Pole Four Throw, "l-auf-4-Schalter" - DPDT Double Pole Double Throw, "2-auf-2-Schalter"
In Fig. 1 sind sämtliche Sende- und Empfangseinrichtungen (ü- ber die oben beschriebenen Filter) mit einem SP6T-Schalter 69 verbunden. Dieser wiederum ist mit der gemeinsamen Antenne 89 verbunden. Die Schalterstellung des SP6T-Schalters 69 hängt
vom gerade aktiven Pfad ab, wobei jeweils nur ein Pfad durchgeschaltet sein kann (UMTS TX und RX bilden wegen des Duplexers einen gemeinsamen Pfad) . Abgesehen von UMTS TX und RX ist somit kein gleichzeitiger Betrieb möglich.
Fig. 2 zeigt eine bisher ebenfalls übliche Anordnung, bei der ein gleichzeitiger Betrieb von einigen, aber nicht allen hier geforderten Bändern möglich ist. GSM-Sende- und - Empfangseinrichtung sind (wiederum über die oben beschriebe- nen Filter) mit einem SPDT-Schalter 66 verbunden. DCS/PCS- Sende-, DCS und PCS-Empfangseinrichtung sowie Antennen-Port des UMTS-Duplexers 44/54 sind mit einem SP4T-Schalter 67 verbunden. SPDT- und SP4T-Schalter wiederum sind mit dem Tiefpassfilter 76 bzw. Hochpassfilter 77 des direkt an der Anten- ne 89 liegenden Diplexers 76/77 verbunden. Der Diplexer ist - ähnlich wie der Duplexer - eine Frequenzweiche. Er trennt a- ber frequenzmäßig nicht eng beieinander liegende Sende- und Empfangsbänder sondern in diesem Fall das GSM-Band von den restlichen Bändern. Das Tiefpassfilter muss also in diesem Beispiel von 880 ... 960 MHz (im folgenden "unterer Frequenzbereich" genannt) und das Hochpassfilter von 1710 ... 2110 MHz (im folgenden "oberer Frequenzbereich" genannt) durchlässig sein. Falls weitere Systeme / Bänder implementiert werden (siehe unten) , so kann sich der "untere" bzw. "obere Fre- quenzbereich" über einen größeren Bereich erstrecken. Die Schalterstellungen hängen wiederum von den gerade aktiven Pfaden ab, wobei jeweils maximal ein Pfad im unteren und maximal ein Pfad im oberen Frequenzbereich gleichzeitig durchgeschaltet sein kann (z. B. GSM RX und UMTS; UMTS TX und RX bilden wegen des Duplexers wiederum einen gemeinsamen Pfad) .
Soll zusätzlich GSM850 implementiert werden, so kann statt des SPDT-Schalters 66 ein SP3T-Schalter verwendet werden, wobei der dritte Pfad für GSM850 RX verwendet wird. Für GSM850 TX ist kein weiterer Pfad notwendig, da üblicherweise für
GSM900 und GSM850 aufgrund der geringen Frequenzunterschiede ein gemeinsamer Leistungsverstärker 1 verwendet wird.
Eine ähnliche Situation wie hier im oberen Frequenzbereich ergäbe sich im unteren Frequenzbereich, wenn dort weitere Systeme wie z.B. CDMA850 implementiert wären, bei denen wegen des Vollduplex-Betriebs ein Duplexer und wegen des AM-Anteils evtl. ein Isolator erforderlich ist. Im oberen Frequenzbereich könnte auf ähnliche Weise zusätzlich zu UMTS z.B. CDMA1900 verwendet werden.
Soll zusätzlich UMTS TDD implementiert werden, so ist die naheliegendste Lösung ebenfalls ein zusätzlicher Pfad für UMTS TDD RX, während für UMTS TDD TX der UMTS FDD Leistungsverstärker 4 mitverwendet werden kann. D. h. hier ist statt des SP4T-Schalters 67 ein SP5T-Schalter erforderlich.
Eine naheliegende Lösung für Bluetooth bzw. WLAN ist die Benutzung einer eigenen Antenne, wobei TX und RX durch einen SPDT-Schalter getrennt werden können. Wegen des gleichen Frequenzbandes für TX und RX kann ein gemeinsames Filter benutzt werden.
Die Einfügedämpfungen zwischen Leistungsverstärkern und Antenne sollen möglichst niedrig sein, damit bei gegebener Sendeleistung die Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers und somit dessen Stromverbrauch möglichst niedrig sein kann. Ein niedrigerer Stromverbrauch erhöht die Betriebszeit des Gerätes und reduziert die erzeugte Verlustleistung und die damit verbundene Erwärmung. Zwischen Antenne und den LNAs soll die Einfügedämpfung niedrig sein, damit die Systemrauschzahl der Empfangseinrichtungen niedrig und somit deren Empfindlichkeit hoch ist.
Die Oberwellenfilter und der Diplexer sind üblicherweise als LC-Filter mit diskreten oder gedruckten Spulen und Kondensa- toren realisiert. Bei den Empfangsfiltern und beim Duplexer handelt es sich z.B. um Mikrowellenkeramik-Filter, akustische Oberflächenwellen-Filter (SAW: surface acoustic wave) oder
andere akustische Filter (z.B. BAW: bulk acoustic wave bzw. FBAR: film bulk acoustic resonator) . Die HF-Schalter können z. B. mit pin-Dioden, als GaAs-FET-Schalter (z.B. pHEMT- Schalter) oder als mikromechanische Schalter (MEMS: micro e- lectro-mechanical Systems) realisiert sein. Beim Isolator handelt es sich z.B. um einen Ferrit-Zirkulator, bei dem einer der drei Anschlüsse mit 50 Ohm abgeschlossen ist. Der Richtkoppler kann z.B. mit Leitungsstrukturen realisiert sein. Falls im betreffenden Sendepfad ein Isolator vorhanden ist (hier: UMTS), so kann statt einem Richtkoppler auch eine kapazitive bzw. resistive Auskopplung erfolgen, da dann keine rücklaufende Welle vorhanden und somit keine Richtwirkung erforderlich ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen gleichzeitigen Betrieb von mehreren Sende- und / oder Empfangseinrichtung zu ermöglichen, ohne zusätzliche Antennen verwenden zu müssen.
Erfindungsgemaß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Vorrichtung zum Verbinden der Sende- und Empfangseinrichtungen von Multiband-/Multimode-Funkgeräten mit einer oder mehreren teilweise gemeinsam genutzten Antennen unter Einschluss einer Filtereinrichtung, wobei mindestens eine Sende- und Empfang- seinrichtungen gleichzeitig mit wahlweise einer von mindestens zwei oder gleichzeitig mindestens zwei weiteren die gleiche Antenne nutzenden Sende- und / oder Empfangseinrichtungen betreibbar ist.
Ebenso wird die vorliegende Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zum Betreiben der Sende- und Empfangseinrichtungen von Multiband-/Multimode-Funkgeräten mit einer oder mehreren teilweise gemeinsam genutzten Antennen unter Einschluss einer Filterung, wobei mindestens eine Sende- und E pfangseinrich- tungen gleichzeitig mit wahlweise einer von mindestens zwei oder gleichzeitig mindestens zwei weiteren die gleiche Anten-
ne nutzenden Sende- und / oder Empfangseinrichtungen betreibbar ist.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung ermöglicht in Funkgeräten (z. B. Mobiltelefonen) , die in mindestens zwei Frequenzbändern oder Systemen senden und empfangen können ("Multiband"- bzw. "Multimode"- Geräte) , die Verbindung der Sendeeinrichtungen und der Empfangseinrichtungen mit einer oder mehreren Antennen, wobei mindestens eine Antenne für mehrere Frequenzbänder benutzt wird. Hierbei ermöglicht die Erfindung den gleichzeitigen Betrieb von mehreren Sende- und / oder Empfangseinrichtungen. Neben dem Vollduplex-Betrieb in einem Frequenzband / System (z.B. UMTS) wie er durch klassische Duplexer, d.h. Frequenzweichen, ermöglicht wird, ist somit z.B. auch das gleichzeitige Empfangen eines weiteren Frequenzbandes / Systems zum Zwecke der Nachbarzellenbeobachtung ("Monitoring") möglich. Nachbarzellenbeobachtung ist in zellularen Mobilfunknetzen notwenig, damit eine Übergabe einer Funkverbindung von einer Basisstation auf eine andere erfolgen kann ("Handover") , wenn das Mobiltelefon die Reichweite der einen Basisstation ver- lässt. Nachbarzellenbeobachtung kann nicht nur im gleichen Frequenzband des gleichen Systems, sondern auch in einem anderen Frequenzband / System erfolgen. Dies ist z.B. notwendig, um eine Übergabe der Funkverbindung auch dann zu ermöglichen, wenn in der Nachbarzelle nur ein anderes Frequenzband / System verfügbar ist und somit ansonsten wegen Nichtverfüg- barkeit desselben Frequenzbandes / Systems ein Gesprächsabbruch erfolgen mϋsste. In einem TDMA-System mit inaktiven Zeitschlitzen (z.B. GSM) kann unter bestimmten, nicht immer gegebenen Voraussetzungen (z.B. genügend vorhandene Zeit, Synchronität) die Nachbarzellenbeobachtung zwischen den akti- ven Zeitschlitzen erfolgen, so dass kein gleichzeitiger Betrieb von Sende- und / oder Empfangseinrichtungen notwendig ist. Wird in einem TDMA-System abwechselnd ohne Unterbrechung
gesendet und empfangen, so muss die Empfangseinrichtung des zu beobachtenden Frequenzbandes / Systems gleichzeitig entweder mit der Sende- oder mit der Empfangseinrichtung des aktiven Frequenzbandes / Systems betrieben werden. In einem Voll- duplex-System (z.B. UMTS) schließlich müssen Sende- und Empfangseinrichtung des aktiven Frequenzbandes und die Empfangseinrichtung des zu beobachtenden Frequenzbandes / Systems, also insgesamt drei Einrichtungen, gleichzeitig betrieben werden. Sollen mehrere Frequenzbänder / Systeme beobachtet werden können, so ist es im Falle des Vollduplex-Systems notwendig, dass drei Einrichtungen gleichzeitig betrieben werden können, wobei die dritte Einrichtung (jene für das zu beobachtende Frequenzband / System) unter mehreren Empfangseinrichtungen ausgewählt werden können muss.
Dieser eben beschriebene gleichzeitige Betrieb von mehreren Einrichtungen könnte teilweise oder ganz verhindert werden, wenn kurzeitig das Senden und / oder Empfangen im aktiven Frequenzband / System unterbrochen wird (z. B. "compressed mode" bei UMTS) . Dies erhöht aber den Realisierungsaufwand
(z.B. Software) für die Steuerung der Sende- und / oder Empfangseinrichtungen. Außerdem verringert es die effektive Datenrate, es sei denn es werden mit Nachteilen behaftete Gegenmaßnahmen getroffen wie z.B. eine Erhöhung der Sendeleis- tung außerhalb der Unterbrechung.
Des Weiteren kann ein gleichzeitiger Betrieb von mehreren Sende- und / oder Empfangseinrichtungen notwendig sein, wenn verschiedene Funkanwendungen in einem Gerät gleichzeitig lau- fen sollen. Beispiele sind gleichzeitiger Betrieb von Mobilfunk (z.B. GSM oder UMTS) und Kurzstreckenfunk (z. B. Bluetooth oder WLAN) oder Rundfunkempfang.
Soll ein gleichzeitiger Betrieb von mehreren Sende- und / o- der Empfangseinrichtungen möglich sein, welche eine oder mehrere Antennen gleichzeitig nutzen, so sind dafür Frequenzweichen notwendig. Denn ein Schalter, der die verschiedenen Ein-
richtungen mit der / den Antenne (n) verbindet, ermöglicht den Betrieb von jeweils nur einer Einrichtung zu einem bestimmten Zeitpunkt .
Zwei nahe zusammen liegende Frequenzbander können durch einem klassischen Duplexer (übliche Bezeichnung f r eine Frequenzweiche meist bestehend aus zwei "impedanzneutral" verschalteten Bandpassfiltern) mit der Antenne oder einer von mehreren Antennen verbunden werden. Zwei weit entfernt liegende Fre- quenzbander können durch einem klassischen Diplexer (übliche Bezeichnung für eine Frequenzweiche meist bestehend aus einer mit Kapazitäten und Induktivitäten aufgebauten Tiepass- /Hochpass-Struktur) mit der Antenne oder einer von mehreren Antennen verbunden werden. Durch Kaskadierung eines Diplexers mit beidseitig jeweils einem Duplexer ist es auf diese Weise möglich, für bis zu vier Frequenzbander / Systeme einen gleichzeitigen Betrieb zu ermöglichen, wobei sich zwei Frequenzbander im "unteren Frequenzbereich" und zwei Frequenzbander im "oberen Frequenzbereich" befinden müssen. Eine Kaskadierung mehrerer Duplexer zum gleichzeitigen Betrieb von mehr als zwei Sende- und / oder Empfangseinrichtungen, die in nahe zusammen liegenden Frequenzbandern betrieben werden, fuhrt zu einer sehr hohen h ufig nicht akzeptablen Einfugedampfung. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, diesen eben beschriebenen gleichzeitigen Betrieb mit niedrigerer Einfugedampfung zu realisieren.
Bei der vorliegenden Erfindung wird soweit erforderlich in den Empfangspfaden (d. h. zwischen Antenne und Empfangsein- richtungen) eine Bandpassfilterung zur Unterdrückung von an der Antenne empfangenen Störsignalen durchgeführt. In den Sendepfaden (d. h. zwischen Sendeeinrichtungen und Antenne) wird soweit erforderlich eine Leis ungsdetektion für eine Leistungsmessung bzw. Leistungsregelung durchgeführt sowie eine Filterung von in der Sendeeinrichtung erzeugten Storsig- nalen wie z. B. Oberwellen, Spiegelfrequenzen oder Rauschen in bestimmten Frequenzbereichen.
Falls erforderlich wird in den Sendepfaden auch die bei Fehlanpassung an der Antenne auftretende rucklaufende Welle unterdruckt. Dies führt dazu, dass der Leistungsverstärker am Ausgang immer nahezu die gleiche Impedanz "sieht", obwohl an der Antenne infolge von Reflexionen Fehlanpassung auftritt (z. B. Gerat auf Metallplatte). Eine konstante Lastimpedanz kann zur Sicherstellung der Stabilität des Leistungsverstarkers erforderlich sein oder um ein starkes Ansteigen des Stromverbrauchs bei Fehlanpassung zu vermeiden. Insbesondere aber kann dies in Systemen erforderlich sein, deren Modulationsverfahren einen AM-Anteil im Sendesignal erzeugt. Ein Beispiel hierfür ist QPSK mit RRC-Basisbandfilterung, wie es z. B. in CDMA-Systemen eingesetzt wird (z. B. UMTS). In solchen Systemen muss der Leistungsverstarker linear sein, damit der AM-Anteil erhalten bleibt, keine Signalverzerrungen entstehen und keine durch Intermodulation hervorgerufene zu hohe Leistung im Nachbarkanal erzeugt wird. Dabei ist die Linearitat und somit die erzeugte Nachbarkanal 1 eistung abhangig von der Lastimpedanz des Leistungsverstarkers, d. h. um eine zu hohe Nachbarkanalleistung auch bei Fehlanpassung an der Antenne zu verhindern, muss entweder die rucklaufende Welle unterdruckt werden oder der Leistungsverstarker muss so linear sein, dass er auch bei der schlimmstenfalls auftretenden Fehlanpassung noch linear genug ist. Dabei ist jedoch zu beachten, dass ein Leistungsverstarker umso mehr Strom verbraucht ηe linearer er ist. Im Gegensatz zu den oben genannten Modulationsverfahren erlaubt ein Modulationsverfahren mit konstanter Hullkurve, d. h. ohne AM-Anteil, den Einsatz von Leistungsverstarkern, die in Kompression betrieben werden, da hier Linearitat nicht erforderlich ist. Ein Beispiel hierfür ist GMSK, wie es z. B. bei GSM eingesetzt wird.
Vorzugsweise findet die Erfindung Anwendung in einem Multi- band-/Multimode-Mobiltelefon (siehe Beispiel oben), das in mindestens drei Frequenzb ndern in mindestens zwei Systemen senden und empfangen kann, wobei die Frequenzbander jeweils
in ein Sende- und ein Empfangsband mit dazwischenliegendem Duplexabstand unterteilt sein können und sich die einzelnen Frequenzbander überlappen können. Die Frequenzbänder teilen sich dabei in zwei Frequenzbereiche auf ("unterer" bzw. "obe- rer Frequenzbereich") , wobei die Frequenzbander innerhalb eines Frequenzbereiches relativ nah beieinander liegen, wahrend die beiden Frequenzbereiche relativ weit voneinander entfernt liegen. Vorzugsweise befindet sich in mindestens einem der beiden Frequenzbereiche sowohl wenigstens ein TDD-System, bei dem Sende- und Empfangseinrichtung zu verschiedenen Zeiten aktiv sind (Sende- und Empfangsfrequenz können gleich oder verschieden sein) , als auch wenigstens ein FDD-Vollduplex- System. Vorzugsweise ist außerdem wenigstens ein System beteiligt, dessen Modulationsverfahren einen AM-Anteil im Sen- designal erzeugt.
Die vorliegende Erfindung wird nun anhand der beigefugten Zeichnungen naher erl utert, in denen zeigen:
Fig. 1 und 2 je ein prinzipielles Diagramm einer Schaltungsanordnung eines Mobiltelefons nach dem Stand der Technik;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer ersten Ausfuh- rungsform der vorliegenden Erfindung ("Triple- xer") ;
Fig. 4 eine Variante der Ausfuhrungsform gemäß Fig. 2 ("Multiplexer") ;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm einer zweiten Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung ("Single Switched Duplexer") ;
Fig. 6 eine Variante der Ausführungsform gemäß Fig. 5 ("Multiple Switched Duplexer");
Fig. 7 und 8 Realisierungsformen des Blocks 67 in Fig. 6;
Fig. 9 und 10 weitere Varianten der Ausführungsform gemäß Fig. 6 ("Reduced Switched Duplexer" und "Swit- ched Multiplexer") ;
Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ("Double Switched Duplexer") ;
Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ("Duplexer with Switch") ;
Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ("Multiplexer with Circulator") ;
Die vorliegende Erfindung wird nun anhand mehrerer Ausfüh- rungsformen und Varianten beschrieben, wobei sinngemäß auf die Beschreibung der Elemente in Fig. 2 zurückgegriffen wird.
Um einen gleichzeitigen Betrieb von UMTS RX nicht nur mit UMTS TX sondern auch mit DCS RX zu ermöglichen, werden in der ersten Ausführungsform der Duplexer 44, 54 und das DCS RX- Filter 52 aus Fig. 2 gemäß Fig. 3 zu einem Triplexer zusam- mengefasst. Dazu werden zunächst zwei der drei Filter zu einem herkömmlichen z.B. monolithischen Duplexer zusammengeschaltet. Dies geschieht durch "impedanzneutrale" Verschal- tung (siehe oben) . Im Beispiel von Fig. 3 sind nicht das UMTS TX-Filter 44 und das UMTS RX-Filter 54 zu einem Duplexer zusammengeschaltet sondern das UMTS TX Filter 44 und das DCS RX-Filter 52, da die zugehörigen Frequenzbänder enger zusammenliegen. Der Duplexer 44 / 52 wird nun seinerseits z.B. mit Hilfe von Phasenschiebern 102 und 104 impedanzneutral mit dem UMTS RX-Filter 54 zusammengeschaltet. Der Phasenschieber 102 transformiert dabei nicht die Sperrband-Impedanz eines ein-
zelnen Filters sondern die des Gesamt-Dulexers 44 / 52 in z.B. einen Leerlauf. Mit Sperrband ist in diesem Fall der Durchlassbereich des dritten Filters gemeint, in diesem Beispiel also das UMTS RX-Band. Der Phasenschieber 104 transfor- miert die Sperrband-Impedanz des UMTS RX-Filters 54 z.B. in einen Leerlauf, wobei mit Sperrband hier die beiden Durchlassbereiche des Duplexers 44 / 52 gemeint sind, in diesem Beispiel also das UMTS TX-Band und das DCS RX-Band. Die beiden Phasenschieber 102, 104 können z.B. durch Transformati- onsleitungen (z.B. Streifen- oder Mikrostreifenleitungen) o- der durch LC-Phasenschieber aus diskreten oder gedruckten Spulen und Kondensatoren realisiert sein. Während Transformationsleitungen nur eine Phasendrehung in eine Richtung erlauben, sind mit LC-Phasenschiebern beide Richtungen möglich. LC-Phasenschieber sind also evtl. dann vorteilhaft, wenn
Transformationsleitungen eine Phasendrehung um deutlich mehr als 180 ° bzw. fast 360 ° erfordern würden. Denn dies hätte je nach Frequenz bzw. Wellenlänge eine sehr lange Leitung mit folglich hohen Verlusten zur Folge. Da in Fig. 3 UMTS TX / RX und DCS RX zu einem gemeinsamen Pfad zusammengefasst werden, reduziert sich hier der Schalter 67 zu einem SP3T-Schalter .
Um zusätzlich einen gleichzeitigen Betrieb von DCS TX und UMTS RX zu ermöglichen, wird auf entsprechende Weise in einer Variante der Triplexer 44 / 54 / 52 und das DCS TX-Filter 42 gemäß Fig. 4 zu einem Multiplexer zusammengefasst. Das DCS TX-Filter 42 darf dabei nicht wie sonst üblich als einfaches Oberwellenfilter ausgelegt sein, sondern muss in den Durchlassbereichen der übrigen drei Filter eine hohe Sperrdämpfung haben und hoch reflektiv sein. Das Filter 42 kann dabei anstelle eines Tiefpassfilters auch ein reines Bandsperrfilter sein, wobei die Oberwellenfilterung an anderer Stelle, z.B. mit Hilfe eines zusätzlichen Filters oder im Filter 77 des Diplexers 76 / 77 erfolgt. Bei diesem aus vier Filters beste- henden Multiplexer können z.B. jeweils zwei Filter zu einem herkömmlichen z.B. monolithischen Duplexer zusammengefasst sein oder es werden zunächst drei Filter wie oben beschrieben
zu einem Triplexer zusammengefasst und dieser Triplexer wird dann impedanzneutral mit dem vierten Filter verschaltet. Im Beispiel der Fig. 4 muss der DCS/PCS TX-Pfad zunächst mit Hilfe des SPDT-Schalters 62 in zwei einzelne Pfade für DCS TX und PCS TX aufgetrennt werden. Denn das PCS TX-Band überschneidet sich mit dem DCS RX-Band. Mit Filtern, deren Durchlassbänder sich überschneiden, lässt sich aber kein Multiplexer realisieren. Das PCS TX-Filter 43 kann ein herkömmliches Oberwellenfilter sein. Die Einfügedämpfung eines Multiplexers erhöht sich mit jedem zusätzlichen Filter deutlich, zum einen wegen der Transformationsverluste, zum anderen wegen der Tatsache, dass es mit jedem zusätzlich hinzukommenden Frequenzband immer schwieriger wird, die Sperrbandimpedanz jedes Filters in allen jeweils relevanten Frequenzbändern in z.B. ei- nen Leerlauf zu transformieren. Ein weiterer Nachteil eines Triplexers bzw. Multiplexers ist, dass hohe Anforderungen an die Leistungsverträglichkeit der Filter gestellt werden, insbesondere auch an das DCS RX-Filter 52 in Fig. 3 bzw. Fig. 4, da dieses einen relativ großen Anteil der UMTS (bzw. in Fig. 4 auch DCS) TX Leistung abbekommen kann (Bei den TX-Filtern 42, 44 und beim UMTS RX-Filter 54 muss die Leistungsverträglichkeit ohnehin gegeben sein) . Dies kann zum Beispiel dann ein Problem darstellen, wenn das DCS RX-Filter 52 als SAW- Filter realisiert werden soll.
Um diese Nachteile zu verhindern, wird in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 5 der Triplexer 44 / 54 / 52 aus Fig. 3 durch einen "umschaltbaren" Duplexer ersetzt, im Folgenden "Single Switched Duplexer" genannt. Dieser be- stehend aus den drei Filtern, dem Schalter 64 sowie den Phasenschiebern 94, 102, 97 und 104. Da im Beispiel kein gleichzeitiger Betrieb von UMTS TX und DCS RX gefordert ist (welcher in Fig. 3 bzw. Fig. 4 möglich wäre, wenn die Filter genügend steilflankig sind) , können diese beiden Pfade über ei- nen SPDT-Schalter 64 zusammengeführt werden. Die Transformation der Sperrband-Impedanz des UMTS TX-Filters 44 und des DCS RX-Filters 52 in z.B. einen Leerlauf geschieht hier durch
die Phasenschieber 94 bzw. 102 über den SPDT-Schalter 64 hinweg. Ein Teil der Transformation kann auch für beide Pfade gleichzeitig mit dem Phasenschieber 97 erfolgen, wobei dann evtl. einer der beiden Phasenschieber 94 und 102 entfallen kann. Bei geeigneter Sperrbandphase der Filter können evtl. weitere oder alle Phasenschieber entfallen. Es ist hier zu berücksichtigen, dass auch der SPDT-Schalter 64 sowie evtl. vorhandene Zuleitungen aufgrund der elektrischen Länge eine Transformation durchführen. Ist der SPDT-Schalter z.B. als pin-Dioden-Schalter ausgeführt, der selbst bereits Phasenschieber enthält (Ausführungsbeispiele siehe Fig. 7 und 8) , so kann die Transformation des Schalters sehr groß sein und evtl. vorteilhaft genutzt werden. Ferner ist zu berücksichtigen, dass der SPDT-Schalter 64 aufgrund der Einfügedämpfung zu einer Erhöhung der Transformationsverluste führt, was sich nicht nur auf die Einfügedämpfung im UMTS TX- und DCS RX-Pfad sondern auch im UMTS RX-Pfad auswirkt. Speziell im UMTS TX- und im DCS RX-Pfad ergibt sich hier eine hohe Einfügedämpfung, da die Schalter 67 und 64 hintereinander geschaltet sind.
Um diesen Nachteil zu vermeiden und um auch einen gleichzeitigen Betrieb von DCS TX und UMTS RX wie in Fig. 4 zu ermöglichen, werden in einer Variante gemäß Fig. 6 der DCS/PCS TX- Pfad sowie der PCS RX-Pfad mit in den "Switched Duplexer" integriert, wobei der SP4T-Schalter 67 Teil davon ist ("Multiple Switched Duplexer") . Die Transformationen der Sperrband- Impedanzen des UMTS TX-Filters 44, des DCS RX-Filters 52 und des DCS/PCS TX-Filters 42 erfolgen hier mit den Phasenschie- bern 94, 102 bzw. 92 sowie dem gemeinsamen Phasenschieber 97 jeweils über den SP4T-Schalter 67 hinweg. Das DCS TX-Filter 42 darf dabei wie in Fig. 3 nicht als einfaches Oberwellenfilter ausgelegt sein, sondern muss in diesem Fall im UMTS RX Band eine hohe Sperrdämpfung haben und hoch reflektiv sein. Falls die Oberwellfilterung an anderer Stelle erfolgt, so kann es sich auch hier wieder um ein reines Bandsperrfilter handeln .
Während das relevante Sperrband hier jeweils nur das UMTS RX- Band umfasst, muss mit dem Phasenschieber 104 ein relativ großes Sperrband möglichst nahe an z.B. einen Leerlauf trans- formiert werden. Dieses umfasst in Fig. 5 das DCS RX-Band und das UMTS TX-Band, in Fig. 6 zusätzlich das DCS und PCS TX- Band und das PCS RX-Band. Da die Phasenlage des UMTS RX- Filters 54 in diesem großen Frequenband deutlich über Frequenz variieren kann, ist hier im Allgemeinen ein Kompromiss nötig, der an der unteren (hier DCS TX) und oberen (hier UMTS TX und PCS RX) Bandkante zu höheren Verlusten aufgrund der nicht optimalen Transformation führen kann. Aber die Kombination mit dem Diplexer 76 / 77 und der Verzicht auf eine Ausweitung des "Switched Duplexers" auch auf den unteren Fre- qenzbereich (hier GSM TX und GSM RX) hat den Vorteil, dass sich die Transformation auf den oberen Frequenzbereich beschränkt und nicht den gesamten Frequenzbereich umfaßt. Dies würde im Allgemeinen wenigstens in einigen Bändern zu noch deutlich höheren Verlusten aufgrund der noch weniger optima- len Transformation führen. Der gleichzeitige Betrieb von GSM RX bzw. TX und UMTS RX bzw. TX wird hier also durch die Verwendung des Diplexers 76 / 77 auf der Grundlage von Fig. 2 erreicht und nicht durch eine Anwendung des "Switched Duplexer" Konzepts auf den gesamten Frequenzbereich auf der Grund- läge von Fig. 1.
In Fig. 7 ist eine erste Realisierungsform des SP4T-Schalters 67 in Fig. 6 dargestellt (Vergleichbares gilt auch für die anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung) . Dabei wird der SP4T-Schalter mit drei pin-Dioden 67a bis 67c in Serienschaltung (Serien-Dioden) , einer pin-Diode 67d in Parallelschaltung (Shunt-Diode) und einem Phasenschieber 67e realisiert. Es handelt sich dabei um eine Prinzip-Skizze, bei der Bauelemente für Anpassung und Stromzuführung (z.B. Spulen und Widerstände, Koppel- und Abblock-Kodensatoren) weggelassen sind. Wenn alle vier Dioden nicht geströmt oder z.B. zur Erhöhung der Isolation oder der Linearitat negativ vorge-
spannt sind, so stellen sie für das HF-Signal annähernd einen Leerlauf dar. Somit sind der Shunt-Dioden-Pfad durchgeschaltet und die Serien-Dioden-Pfade sind gesperrt. In Vorwarts- richtung von genügend Strom durchflossene pin-Dioden stellen dagegen für das HF-Signal annähernd einen Kurzschluss dar. ird also eine der drei Serien-Dioden und somit wegen des jeweils gemeinsamen Gleichstrompfads gleichzeitig die Shunt- Diode geströmt, so ist der geströmte Serien-Diodenpfad durchgeschaltet und die übrigen Pfade sind gesperrt. Die geströmte Shunt-Diode stellt für das HF-Signal annähernd einen Kurzschluss dar, der mit Hilfe des Phasenschiebers 67e in annähernd einen Leerlauf transformiert wird, so dass der durchgeschaltete Pfad möglichst wenig beeinflusst wird. Die Phase muss also um ca. 180° = 2 * 90° gedreht werden, was im Falle einer Transformationsleitung mit einer 90 "-Leitung geschieht. Die Leitungslange entspricht dann einer viertel Wellenlange. Üblicherweise wird als der Shunt-Dioden-Pfad der Pfad ausgewählt, bei dem der Stromverbrauch am kritischsten ist. Denn nur im Shunt-Dioden-Pfad fließt im durchgeschalteten Zustand kein Strom. Die eben beschriebene Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 entspricht für sich dem Stand der Technik.
Erfindungsgemaß wird diese Schaltungsanordnung derart eingesetzt, dass der Phasenschieber 67e einen Teil der Phasen- Schiebung im Rahmen des "Switched Duplexer" z.B. gemäß Fig. 6 übernimmt. Je nach Phasenlage der beteiligten Filter wird ein Pfad als Shunt-Dioden-Pfad ausgewählt, in dem der Phasenschieber 67e die dann noch notwendige Rest-Phasenschiebung verkleinert, d.h. z.B. die erforderliche Lange der Transfor- mationsleitungen verkürzt und somit deren Verluste vermindert .
Üblicherweise werden an die TX-Pfade (z.B. wegen Oberwellen- Erzeugung des Schalters) , speziell aber an den UMTS TX-Pfad des Schalters 67 z.B. in Fig. 6 hohe Anforderungen an die Linearitat gestellt. Für UMTS TX kann dies z.B. ahnlich wie beim Leistungsverstarker 4 im Hinblick auf Signalverzerrungen
und Nachbarkanalaussendungen aufgrund des AM-Anteils gelten. Ein weiterer Grund ist auch die Tatsache, dass das UMTS TX- Signal mit einem an der Antenne 89 empfangenen Storsignal in- termodulieren und somit bei bestimmten Frequenzkombinationen Storprodukte im UMTS RX-Band erzeugen kann. Diese Intermodu- lationsprodukte werden dann in den UMTS Empfanger eingestrahlt und reduzieren die Empfanger-Empfindlichkeit. Im Falle eines durchgeschalteten UMTS TX-Pfades und somit einer geströmten pin-Diode 67a in Fig. 7 erzeugen üblicherweise je nach pin-Dioden-Typ die nicht geströmten übrigen Serien- Dioden 67b und 67c Nichtlinearitaten (Noch größere Verzerrungen wurden üblicherweise bei Nutzung Shuntdioden-Pfads durch die Diode 67d erzeugt) . Dies kann durch Einsatz besonders linearer Dioden-Typen verhindert werden, die allerdings meist eine hohe Einfugedampfung und / oder einen hohen Strombedarf (im jeweils geströmten und somit durchgeschalteten Modus) haben. Ein weiterer Losungsansatz ist ein negatives Vorspannen dieser beiden Dioden im UMTS TX-Fall. Insbesondere bei hohen HF-Leistungen kann eine hohe negative Vorspannung erforder- lieh sein, die häufig nicht zur Verfugung steht.
In Fig. 8 ist eine zweite Realisierungsform SP4T-Schalters 67 in Fig. 6 dargestellt, die die Linearitat des Schalters schaltungstechnisch erhöht und keine speziellen Dioden oder negative Vorspannung erfordert. Dazu wird der SP4T-Schalter 67 in einen SP3T-Schalter 67' und einen SPDT-Schalter 67" aufgeteilt. Das UMTS TX-Signal fließt dabei nur über den SPDT-Schalter 67'', wahrend die übrigen Signale auch über den SP3T-Schalter 67' fließen. Dies erhöht naturlich die Einfuge- dampfung in diesen Pfaden. Da üblicherweise die Linearitat eines HF-Schalter, auch z.B. eine GaAs-FET-Schalters, umso hoher ist, je weniger Pfade er besitzt, ergibt sich bei dieser Aufteilung eine höhere Linearitat für UMTS TX. Besonders vorteilhaft wirkt sich das im Falle eines pin-Dioden- Schalters aus, wenn die in Fig. 8 unten gezeigte Anordnung gewählt wird. Als UMTS TX-Pfad wird hier der Serien-Dioden- Pfad des SPDT-Schalters 67'', bestehend aus der Serien-Diode
67' 'a, genutzt. Neben dieser Diode gibt es im SPDT-Schalter 67'' keine weitere - nicht geströmte - Serien-Diode, die die Linearitat beeinträchtigen kann. Folglich ergibt sich hier eine besonders hohe Linearitat für den UMTS TX-Pfad.
Wird ein gemeinsamer Sendepfad für DCS, PCS und UMTS z.B. wegen eines gemeinsamen Leistungsverstärkers 7 verwendet, so lässt sich in einer Variante gemäß Fig. 9 der Schalter 67 einfach zu einem SPDT-Schalter reduzieren ("Reduced Switched Duplexer") . Aufgrund der obigen Ausfuhrungen kann ein SPDT- Schalter z.B. im Hinblick auf Linearitat Vorteile gegenüber einen Mehrfachschalter haben. Gegenüber Fig. 6 kann ein Schalterpfad wegen Verwendung eines gemeinsamen DCS/PCS und UMTS TX Filters 47 und eines gemeinsamen Phasenschiebers 97' anstelle zweier getrennter Filter 42, 44 und Phasenschieber 92, 94 eingespart werden. Dieses Filter 47 muss ein entsprechend breiteres Durchlassband haben. In Fig. 8 ist es als Tiefpassfilter dargestellt, je nach Anforderung kann es aber auch als Bandpass- oder Bandsperr-Filter ausgeführt sein. Es ist wiederum eine hohe Sperrdämpfung und hohe Reflektivität im UMTS RX-Band notwendig. Im Beispiel der Fig. 8 werden nicht nur ein gemeinsames Filter 47, sondern auch ein gemeinsamer Leistungsverstarker 7, eine gemeinsame Leistungsaus- kopplung 27 und ein gemeinsamer Isolator 37 verwendet, wobei auch diese Komponenten entsprechend breitbandig sein müssen. Ein weiterer Schalterpfad kann gegenüber Fig. 6 dadurch eingespart werden, dass das DCS RX-Filter 52 und das PCS RX- Filter 53 mit Hilfe der Phasenschieber 102 und 103 zu einem Duplexer verschaltet werden. Dieser Duplexer wird mit Hilfe des Phasenschiebers 102' an den SPDT-Schalter 67 angebunden.
Um im in diesem Beispiel im oberen Frequenzbereich nicht nur einen gleichzeitigen Betrieb von einem Pfad (hier UMTS RX) mit wahlweise einem anderen Pfad zu ermöglichen, sondern von mehreren Pfaden mit wahlweise mehreren anderen Pfaden, wird der "Switched Duplexer" in einer Variante gemäß Fig. 10 zu einem umschaltbaren Multiplexer ("Switched Multiplexer") er-
weitert. Im Beispiel der Fig. 10 ist dabei neben den Systemen / Bandern von Fig. 5 zusatzlich GSM850, CDMA850, CDMA1900, UMTS TDD sowie Bluetooth und / oder WLAN implementiert, wobei für alle Systeme / Bander eine gemeinsame Antenne verwendet werden soll.
In diesem Beispiel werden für GSM850 TX und für CDMA850 TX der Leistungsverstarker 1, die Leistungsauskopplung 21 und für GSM850 auch das Tiefpassfilter 41 mitverwendet. Für CDMA850 TX wir wegen des Vollduplex-Betriebs mit CDMA850 RX ein eigenes Filter 40 benotigt, das mit dem gemeinsamen GSM850 / CDMA850 RX-Filter 50 zu einem Duplexer 40 / 50 verschaltet sowie mit dem gemeinsamen GSM850 / CDMA850 LNA 10 verbunden wird. Für CDMA850 TX wird außerdem wegen des AM- Anteils evtl. ein Isolator 30 benotigt. Der SPDT-Schalter 61 trennt GSM850 / GSM900 TX sowie CDMA850 TX in zwei Pfade. Auf entsprechende Weise wird für CDMA1900 TX der Leistungsverstarker 2 und die Leistungsauskopplung 22 mitverwendet. Für CDMA1900 TX wir wegen des Vollduplex-Betriebs mit CDMA1900 RX ein eigenes Filter 43 benotigt, das mit dem gemeinsamen PCS / CDMA1900 RX-Filter 53 zu einem Duplexer 43 / 53 verschaltet sowie mit dem gemeinsamen PCS / CDMA1900 LNA 13 verbunden wird. Für CDMA1900 TX wird wiederum wegen des AM-Anteils evtl. ein Isolator 33 benotigt. Der SPDT-Schalter 62 trennt DCS / PCS TX sowie CDMA1900 TX in zwei Pfade. Falls in den vier GSM-Bandern auch EDGE anstelle von GMSK gefordert sein sollte, so kann wegen des AM-Anteils ein Isolator in allen vier GSM TX Bandern erforderlich sein. Dazu musste der Isolator 30 bzw. 33 jeweils vor den SPDT-Schalter 61 bzw. 62 an- statt dahinter platziert werden. Außerdem musste er jeweils genügend breitbandig sein. Für UMTS TDD TX wird wegen des benachbarten Frequenzbereichs der gleiche Pfad wie für UMTS FDD TX verwendet, wahrend für UMTS TDD RX ein eigener Pfad notig ist. Dies konnte durch einen eigenen Pfad im Schalter 67 er- folgen. In diesem Beispiel aber wird wegen des gleichen Frequenzbereichs das Filter 44 für UMTS TDD RX mitverwendet. UMTS FDD/TDD TX und UMTS TDD RX werden durch den Zirkulator
34 in zwei Pfade getrennt (Es wäre auch ein SPDT-Schalter möglich) . Damit der Zirkulator 34 zugleich die Funktion des Isolators für UMTS FDD/TDD TX erfüllt, ist zwischen dem Zirkulator 34 und dem UMTS TDD LNA 14' ein SPDT-Schalter 64 er- forderlich, der im TX-Fall auf einen Widerstand mit der System-Impedanz, z.B. 50 Ohm, umgeschaltet wird. Andernfalls werden Reflexionen an der Antenne 89 am evtl. ausgeschalteten LNA 14' reflektiert und an den Leistungsverstärker 4 zurückgegeben, was aber verhindert werden soll. Wenn die Eingangs- Impedanz des LNAs 14' im UMTS FDD- und TDD-Band nahe an der System-Impedanz, z.B. 50 Ohm, liegt und zugleich die Leistungsverträglichkeit des LNAs 14' genügend hoch ist, so kann auf den Schalter 64 verzichtet werden. Das Bluetooth / WLAN- Filter Filter 48 wird hier mit dem UMTS RX-Filter 54 zu einem Duplexer verschaltet. Wegen des gleichen Frequenzbandes für TX und RX kann ein gemeinsames Filter 48 verwendet werden. Bluetooth / WLAN TX und Bluetooth / WLAN RX können wegen des TDD-Betriebs durch einen SPDT-Schalter 68 getrennt werden.
Entsprechend Fig. 6 erfolgt auch in Fig. 10 die Verschaltung durch Phasenschieber über den SP4T-Schalter 67 hinweg. Im Unterschied zu Fig. 6 bezieht sich der Phasenschieber 104 nun nicht auf ein Einzelfilter 54, sondern auf einen Duplexer 54 / 48. D.h. die Sperrbandimpedanz des gesamten Duplexers 54 / 58 muss über den Phasenshieber 104 in z.B. einen Leerlauf transformiert werden, und zwar in allen Frequenzbändern, für die der SP4T-Schalter 67 verwendet wird. Umgekehrt müssen die Filter 42, 44 und 52 sowie der Duplexer 43 / 53 nicht nur im UMTS RX-Band, sondern auch im Bluetooth / WLAN-Band eine hohe Sperrdämpfung und Reflektivität besitzen. Wegen des gleichzeitigen Betriebs mit Bluetooth / WLAN ist im Gegensatz zu Fig. 6 auch für PCS RX sowie CDMA1900 TX/RX ein Phasenschieber 93 notwendig. Dieser kann jedoch einzig für das Bluetooth / WLAN-Band optimiert werden. Bei den Phasenschiebern 92, 94 und 102 ist jeweils ein Kompromiss zwischen UMTS RX-Band und Bluetooth / WLAN-Band notwendig.
Der "Switched Duplexer" z. B. gemäß Fig. 6 hat den Nachteil, dass gegenüber dem Stand der Technik gemäß Fig. 1 und 2 z.B. aufgrund von Transformationsverlusten in einigen Pfaden höhere Einfügedämpfungen in Kauf genommen werden müssen, um die geforderten Parallelbetriebe zu ermöglichen. Dies gilt beim "Switched Duplexer" z. B. gemäß Fig. 6 zu allen Zeitpunkten, also auch dann, wenn der Parallelbetrieb gerade nicht erforderlich ist, weil z.B. gerade keine Nachbarzellenbeobachtung erfolgt. Um diesen Nachteil zu vermeiden, wird in einer drit- ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der SP5T-
Schalter 67 verwendet, der wahlweise in einem oder in zwei Pfaden gleichzeitig durchgeschaltet werden kann ("Double Switched Duplexer"). Letzteres kann z.B. dadurch erfolgen, dass zwei Transistoren eines GaAs-FET-Schalters oder zwei Se- rien-Dioden eines pin-Dioden-Schalters gemäß Fig. 7 (um einen Serien-Dioden-Pfad erweitert) gleichzeitig durchgeschaltet werden. Im Falle eines pin-Dioden-Schalters gemäß Fig. 7 kann nicht gleichzeitig ein Serien-Dioden-Pfad und ein Shunt- Dioden-Pfad durchgeschaltet werden. Deshalb muss für den Shunt-Dioden-Pfad ein Band gewählt werden, für das kein Parallelbetrieb erforderlich ist, in diesem Beispiel PCS RX. Zu Zeiten, zu denen kein Parallelbetrieb erforderlich ist, wird jeweils nur ein Pfad des SP5T-Schalters 67 durchgeschaltet. Im Falle eines Parallelbetriebs werden zwei Pfade gleichzei- tig durchgeschaltet. Dabei muss am "Knotenpunkt" des SP5T- Schalters 67 - auf entsprechende Weise wie im Rahmen des "Switched Duplexer" erläutert - die jeweilige Sperrband- Impedanz der beiden aktiven Filters in z.B. einen Leerlauf transformiert werden. Dies geschieht wiederum mit den Phasen- Schiebern 92, 94, 102 bzw. 104. Der Phasenschieber 97 aus
Fig. 6 entfällt in diesem Fall, da beide Pfade hier direkt am Schalter-"Knotenpunkt" zusammengeführt werden.
Auch hier hat aus oben genannten Gründen die Kombination mit dem Diplexer 76 / 77 und der Verzicht auf eine Ausweitung des "Double Switched Duplexers" auch auf den unteren Freqenzbe- reich (hier GSM TX und GSM RX) den Vorteil, dass sich die
Transformation auf den oberen Frequenzbereich beschrankt und nicht den gesamten Frequenzbereich umfasst. D.h. der gleichzeitige Betrieb von GSM RX bzw. TX und UMTS RX bzw. TX wird hier durch die Verwendung des Diplexers 76 / 77 auf der Grundlage von Fig. 2 erreicht und nicht durch eine Anwendung des "Double Switched Duplexer" Konzepts auf den gesamten Frequenzbereich auf der Grundlage von Fig. 1.
Die oben beschriebenen Linearitats-Anforderungen an den Schalter 69 in Fig. 1 und an den Schalter 67 in Fig. 2 bis 6 und 9 bis 11 (in Fig. 5 auch Schalter 64) sind unter anderem deshalb so hoch, weil sich zwischen Schalter und Antenne kein steilflankiges Filter befindet, das im UMTS RX-Band entstehende Intermodulationsprodukte wirksam unterdrucken kann. Ei- ne Losung für dieses Problem stellt die vierte Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 12 dar. Dazu wird (ahnlich wie in Fig. 9) ein gemeinsames Tiefpassfilter 47 (o- der Bandpass- bzw. Bandsperrfilter, je nach Anforderung) für DCS/PCS und UMTS TX verwendet. Dieses wird jedoch nicht zwi- sehen Leistungsverstarker 2 bzw. 4 und SP4T-Schalter 67, sondern zwischen Schalter 67 und Filter 77 des Diplexers 76 / 77 geschaltet. Dieses Filter 47 benötigt wiederum eine hohe Sperrdampfung und Reflektivitat im UMTS RX-Band und kann somit Intermodul tionsprodukte des Schalters 67 im UMTS RX-Band wirksam unterdrucken. Das Filter 47 muss in diesem Fall auch im DCS und PCS RX-Band durchlassig sein, wobei sich diese Bander aber ohnehin zwischen dem DCS und UMTS TX-Band befinden. Die Einfugedampfung des Filters 47 wirkt sich hier allerdings negativ auf den DCS und PCS RX-Pfad aus . Da das Fil- ter 47 im UMTS RX-Band hoch reflektiv ist, entfallen hier die Phasenschieber 92, 94 und 102 aus Fig. 6. Neben dem Phasenschieber 104 ist nur noch der Phasenschieber 97 erforderlich, der die Sperrband-Impedanz des Filters 47 im UMTS RX-Band in z.B. einen Leerlauf transformiert.
In einer fünften Ausfuhrungsform der Erfindung gemäß Fig. 13 wird der SPDT-Schalter 67 aus Fig. 9 durch eine Zirkulator
ersetzt. Ziel dabei ist, den Isolator 37 aus Fig. 9 einzusparen und somit Platzbedarf und Kosten und die Einfugedampfung im UMTS TX-Pfad zu reduzieren. Die Phasenschieber 97, 102' und 97' müssen dabei so ausgelegt werden, dass sich im Zusam- menschaltpunkt der Phasenschieber 97 und 104 im UMTS RX-Band z.B. ein Leerlauf ergibt. Dabei ist zu berücksichtigen, dass das UMTS RX-Signal, das über den Phasenschieber 97 zum Zirku- lator 67 gelangt, nach Durchquerung des Phasenschiebers 102' am Duplexer 52 / 53 / 102 / 103 reflektiert wird. Danach durchquert es noch einmal den Phasenschieber 102', den Zirku- lator 67 und den Phasenschieber 97' . Nach Reflexion am DCS/PCS/UMTS TX Filter 47 durchquert es noch einmal den Phasenschieber 94, den Zirkulator 67 und den Phasenschieber 97. Damit der Zirkulator 67 auch als Isolator f r UMTS TX wirkt und der Isolator 37 aus Fig. 9 entfallen kann, ist hier ein
SPDT-Schalter 63 im PCS RX-Pfad erforderlich, der im UMTS TX- Fall auf einen Widerstand mit der System-Impedanz, z.B. 50 Ohm, umgeschaltet wird. Der SPDT-Schalter 63 befindet sich deshalb im PCS RX-Pfad, weil das PCS RX-Band fast identisch mit dem UMTS TX-Band ist. Das PCS RX-Filter 53 muss dabei so breitbandig sein, dass es auch das gesamte UMTS TX-Band abdeckt. Dann ist es für das an der Antenne 89 über den Zirkulator 67 reflektierte UMTS TX-Signal durchlassig und kann somit im oben genannten Widerstand absorbiert werden. Andern- falls wurde es am Filter 53 über den Zirkulator 67 zum Leistungsverstarker 7 zuruckreflektiert, so dass der Zirkulator 67 nicht als Isolator wirken wurde.
Alternativ zu Fig. 13 könnte das UMTS RX-Filter 54 direkt mit dem DCS RX-Filter 52 und dem PCS RX-Filter 53 zu einem
Triplexer verschaltet werden. Dies entspricht der Fig. 16 in der Erfindungsmeldung Nr. 2001E11104DE. Hier in Fig. 13 kann aber der Zirkulator 67 schmalbandiger sein, da er im UMTS RX- Band nicht durchlassig sein muss. Er sollte im UMTS RX-Band aber reflektiver sein, da sich sonst die höhere Durchgangs- dampfung negativ auf die Transformations-Verluste auswirkt.
Vorteile der Erfindung in der Übersicht: • Allgemein: Ermöglichung des gleichzeitigen Betriebs (-> z.B. Monitoring ohne Compressed Mode bzw. einfachere Software-Implementierung) von mehreren Sendern / Empfängern bei Nutzung von nur einer oder möglichst weniger Antennen (-> geringer Platzbedarf, einfaches Car-Kit, symmetrische Linkdämpfungen) • Fig. 4 und 6: Steigerung der möglichen Kombinationen für gleichzeitigen Betrieb von Sendern / Empfängern • Fig. 5 und 6: Verringerung der Einfügedämpfung (-> Talktime bzw. Empfängerempfindlichkeit) in bestimmten Pfaden • Fig. 7: Verkürzung der erforderlichen Tranformationslei- tungen bzw. Verringerung der Dampfungen • Fig. 8, 9 und 12: Verringerung Intermodulationsproduk- ten, die die Empfangerempfindlichkeit reduzieren können • Fig. 10: Steigerung der Zahl der möglichen gleichzeitigen Betriebe von Sendern / Empfängern • Fig. 11: Verrringerung der Einfügedämpfung zu Zeitpunkten, in denen kein gleichzeitiger Betrieb von Sendern / Empfangern erforderlich ist • Fig. 13: Einsparung von Bauelementen (-> Platz / Kosten) und Verringerung der Einfugedampfung in einem Pfad (hier UMTS TX)