ES2199466T3 - Convertidor de frecuencias subarmonicas de rechazo de imagen realizado en microcinta, particularmente adaptado para utilizar en equipos de comunicaciones moviles. - Google Patents

Abstract

Convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen para utilizar en particular en sistemas de comunicación móviles, caracterizado porque incluye: a) un primer mezclador de frecuencias subarmónico de doble banda lateral (MIX1) que consta de diodos en antiparalelo (D1, D2) dispuestos entre una primera y una segunda estructura de filtrado (STUB1, STUB2) conectadas a las microcintas pertinentes (L1, L2), que conectan un extremo de dichos diodos con una primera puerta (P1), a la que llega la señal del oscilador local OL, y el otro extremo con una segunda puerta (P2) para la señal de frecuencia de radio RF; incluyendo asimismo dicho mezclador (MIX1) una tercera puerta (P3) para una señal de frecuencia intermedia IF, conectada a un extremo de dichos diodos en antiparalelo mediante una tercera estructura de filtrado de tipo pasa baja (IF-PBAS), que permite el paso de dicha señal de frecuencia intermedia IF y bloquea dichas señales OL y RF; b) un segundo mezclador de frecuencias (MIX2) idéntico a dicho primer mezclador (MIX1); c) un primer circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 0º a la frecuencia del oscilador local (HYB-OL), que acopla dicha señal OL a dichas primeras puertas (P1) de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2); d) un segundo circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 90º a la frecuencia de radio de acoplador tipo Lange o equivalente (HYB-RF), que acopla dicha señal RF a dichas segundas puertas (P2) de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2); y e) un tercer circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 90º a una frecuencia intermedia (HYB-IF) que acopla dicha señal IF a dichas terceras puertas (P3) de dichos mezcladores de frecuencias.

Description

Convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen realizado en microcinta, particularmente adaptado para utilizar en equipos de comunicaciones móviles.

Campo de la invención

La presente invención se refiere al campo de los equipos de telecomunicaciones en los que se requiere la conversión de la frecuencia de las señales transmitidas o recibidas y, de forma más particular, a un convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen realizado en microcinta, particularmente adaptado para utilizar en equipos de comunicaciones móviles.

Técnica anterior

Se conoce que para efectuar la conversión en torno a una frecuencia deseada, se "multiplica" una señal que ocupa una banda útil que se desea convertir por una señal sinusoidal del oscilador local OL de frecuencia f_{OL} debidamente determinada. La multiplicación permite que las dos señales alcancen los extremos de uno o más dispositivos no lineales, denominados mezcladores, por ejemplo, diodos Schottky, y obtener los productos de conversión deseados a partir de la misma. Desde el punto de vista analítico, la conductancia no lineal de los diodos puede desarrollarse en series de potencias de valores de la corriente de entrada. Suponiendo que al principio dicha corriente sea una superposición de un par de componentes sinusoidales de las frecuencias f_{OL} y f_{RF}, en el caso de reducción de frecuencia, o de las frecuencias f_{OL}y f_{IF}, en el caso de elevación de frecuencia, se obtendrán en la carga, además de los componentes de entrada, nuevos componentes generados por los propios diodos a frecuencias expresadas por todas las combinaciones posibles de dos números enteros m y n independientes entre sí, mf_{OL} + nf_{RF} en el primer caso o mf_{OL} \pm nf_{IF} en el segundo caso, respectivamente. La ampliación al caso en que la corriente de los diodos incluye todos los componentes que pertenecen a la banda completa de las señales RF e IF es inmediata.

Como se observará en ambos casos, la señal convertida incluye, además de la señal útil deseada (que por lo general se obtiene mediante m = n = 1), una cantidad infinita de términos de mf_{OL} y de productos de conversión pertinentes en orden creciente que quedan dispuestos simétricamente, debido al signo \pm, en torno a las frecuencias mf_{OL}.

En el caso de la transmisión, es esencial filtrar los productos de conversión situados fuera de la banda útil, puesto que éstos representan emisiones parásitas fuera de banda, que están rigurosamente prohibidas por las normas internacionales. En aplicaciones de microondas, en general, sólo se transmite una de las dos bandas laterales con el doble propósito de ahorrar potencia de transmisión y de reducir la ocupación de la banda. La otra banda, denominada imagen, que es simétrica respecto de la frecuencia mf_{OL}, se suele suprimir como la señal del oscilador local de frecuencia mf_{OL} que se suprime por los mismos motivos. Resulta particularmente importante que una parte, por lo menos, de dicha supresión tenga lugar antes de que la señal convertida entre en las etapas de amplificación de potencia situadas después de la etapa de conversión (que por lo general es capaz de procesar equitativamente ambas bandas laterales), para evitar pérdidas de linealidad en la operación de los mezcladores y distorsiones ocasionadas por la saturación de los terminales de potencia.

En lo que a la recepción se refiere, la señal IF de frecuencia intermedia se genera mediante la superposición de los productos de conversión de la banda útil y de imagen de la señal RF. En el caso muy frecuente en que la señal RF consta de una pluralidad de canales adyacentes transmitidos a una única banda lateral, la conversión a frecuencia intermedia de la banda de imagen constituye un efecto no deseado y, en consecuencia, es necesario eliminar la banda de imagen a través de un filtrado de paso de banda de frecuencia de radio adecuado antes de la conversión. De esta forma, se consigue el objetivo de evitar que la señal, o el ruido, presente en la banda de imagen, se someta también a conversión de banda de frecuencia intermedia y ocasione la superposición o el empeoramiento de las características del receptor.

Los convertidores mencionados anteriormente pertenecen a un primer tipo de convertidores denominados "convertidores de doble banda lateral" y, según lo descrito anteriormente, requieren un filtro de imágenes de frecuencia de radio (cuya creación siempre es compleja) si se desea mantener la señal útil inalterada, debido a la proximidad existente, en todas las formas de realización de transceptores, entre las frecuencias mf_{OL} y f_{RF} (ambas muy superiores a f_{IF}).

En relación con el problema de la supresión de los componentes de frecuencia mf_{OL} generados por el mezclador, un primer procedimiento posible es el que consiste en la ampliación de la banda de rechazo del filtro de imágenes para que vuelva a incluir los componentes de frecuencia mf_{OL} pertinentes. No obstante, en caso de que el mezclador forme parte de un modulador-demodulador de tipo ortogonal (I, Q) que lleva a cabo la conversión directa desde banda base a frecuencia de radio, y viceversa, entonces no será posible actualizar más este procedimiento, puesto que la banda de imagen no existe y el componente mf_{OL} se halla en el centro de la banda de la señal RF.

Un segundo procedimiento conocido para suprimir los componentes de frecuencia mf_{OL} generados por el mezclador, válido también para los moduladores-demoduladores, consiste en utilizar dos mezcladores en vez de uno y un transformador simétrico-asimétrico para combinar en contrafase los componentes de cada mezclador indicados anteriormente. El principal inconveniente de esta solución es la difícil creación de un transformador simétrico-asimétrico que funciona en banda ancha, en particular, a las frecuencias más altas; el rechazo máximo que puede obtenerse es de 30 dB aproximadamente en el 10% de las bandas relativas.

Un tercer procedimiento conocido para suprimir los componentes de frecuencia mf_{OL} generados por el mezclador consiste en utilizar una estructura simétrica simple o doble. Las dos configuraciones se obtienen, respectivamente, a través de un par de diodos en antiparalelo o a través de un enlace de cuatro diodos que permite una mejor simetría. El grado de rechazo es tanto más alto cuanto más iguales sean entre sí las características físicas de los diodos. A través de un adecuado control de los diodos de estas configuraciones, es posible, por ejemplo, obtener la transconductancia global que incluye sólo los armónicos de orden par de la frecuencia f_{OL}. En este caso, los productos de conversión son del tipo 2mf_{OL} + nf_{RF} sólo para el convertidor reductor, o del tipo 2mf_{OL} \pm nf_{IF} para el convertidor elevador, que carecen según lo dicho anteriormente de los términos 2mf_{OL} en la señal convertida. Esto significa que, en el caso de la recepción, si se aplica una señal del oscilador local OL de frecuencia f_{OL} al mezclador simétrico, la señal de frecuencia 2mf_{OL} + nf_{RF} se convierte en una señal de frecuencia intermedia f_{IF} con las mismas pérdidas de conversión que se producirían con la utilización de un mezclador no simétrico utilizado a la frecuencia 2mf_{OL}. Puesto que, por lo menos para los objetivos de la presente invención que se va a describir, sólo se considera de interés práctico el orden de conversión inferior obtenido que coincide con m = n = 1, se puede considerar que los convertidores mencionados anteriormente son dispositivos capaces de efectuar una conversión con un oscilador local a la frecuencia f_{OL} = ½(f_{RF} + f_{IF}) o a la mitad de la frecuencia de los osciladores locales que funcionan con convertidores convencionales y, por esta razón, también se denominan convertidores subarmónicos. Su utilización comporta diferentes ventajas, entre las cuales cabe destacar:

\bullet

capacidad para funcionar a las frecuencias más altas con osciladores locales menos caros, ya que al aumentar la frecuencia es más difícil crear osciladores locales estables de bajo coste que sean capaces de generar la potencia necesaria para el correcto funcionamiento de los mezcladores;

\bullet

un alto grado de rechazo de los componentes residuales de frecuencia 2f_{OL} de la señal convertida, siendo la causa de este rechazo sólo el grado de simetría de la estructura, o sea, el grado de acoplamiento de los parámetros físicos de los diodos utilizados en el mezclador, en vez de la respuesta en frecuencia de las redes externas;

\bullet

un filtrado menos difícil de los componentes de frecuencia f_{OL}, teniendo en cuenta la mayor distancia entre f_{OL} y la banda de la señal útil de frecuencia de radio.

Existe un segundo tipo de convertidores de frecuencia que difiere del tipo de convertidores mencionado en que no necesita que el filtro de imágenes esté situado en la puerta de la señal de frecuencia de radio. Este resultado es debido a la adopción de una configuración de circuito particular de híbridos que permite obtener, o utilizar, sólo una de las dos bandas laterales de la señal RF. Por estas razones, los convertidores del segundo tipo se denominan "convertidores de banda lateral única" o convertidores de rechazo o supresión de imagen. El segundo tipo de convertidores puede ejecutarse también utilizando mezcladores subarmónicos y, en este caso, las ventajas de los convertidores del primer y del segundo tipo se combinan. Dichas ventajas resultan principalmente de la utilización de la frecuencia de oscilador local, que es la mitad de la de los convertidores convencionales, y al mismo tiempo, de la ausencia del filtro de imágenes. El alcance de la presente invención incluye un convertidor de subarmónicos de rechazo de imagen realizado en microcinta y que, por lo tanto, presenta todas las ventajas mencionadas anteriormente.

En la patente europea nº 322612 a nombre del mismo solicitante y titulada "Microwave image suppression harmonic frequency converter", se proporciona y describe un ejemplo conocido de dicho convertidor.

El convertidor mencionado se realiza en microcinta e incluye dos mezcladores armónicos simétricos idénticos, cada uno de los cuales consta de un par de diodos Schottky conectados en antiparalelo, un primer acoplador direccional en cuadratura de frecuencia de radio, un segundo acoplador direccional en cuadratura de frecuencia intermedia, dos filtros duplexores adecuados, dos filtros pasa baja, dos circuitos de acoplamiento y dos circuitos de desacoplamiento. El primer acoplador direccional en cuadratura de frecuencia de radio es de tipo tándem, tiene una estructura semiabierta y forma parte de una nueva estructura de circuito, cuyo objetivo es superar la complejidad de ejecución del acoplador tradicional de tipo Lange utilizado en una invención anterior, en los rangos de 15, 18 y 23 GHz. La estructura indicada no requiere un tercer acoplador, que en general se utiliza para acoplar la señal del oscilador local OL con los mezcladores. El diseño del convertidor mencionado se aprovecha al máximo en los rangos particulares indicados, en los que las ventajas de su utilización son considerables; no obstante, para rangos de utilización inferior como, por ejemplo, los empleados en los sistemas móviles GSM (Global System Mobile) y DCS (Digital Cellular System), de 900 y 1800 MHz respectivamente, los híbridos de acoplador Lange no presentan problemas de realización que justifiquen la invención descrita anteriormente. En este caso, el diseño pertinente puede resultar demasiado grande debido a la complejidad de los filtros y al gran tamaño que tendría el acoplador en tándem de estructura semiabierta.

Objetivo de la invención

El objetivo de la presente invención es superar los inconvenientes mencionados anteriormente y dar a conocer un convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen, cuyo diseño en microcinta da por resultado un tamaño pequeño y una realización simple en los rangos de frecuencia utilizados en los sistemas de comunicación móvil GSM y DCS, ventajas que se obtienen a través de una nueva combinación de medios que emplea híbridos tradicionales, en vez de híbridos inventivos como en las técnicas antecedentes mencionadas, y estructuras de filtrado reducidas a simples adaptadores o a filtros hechos con parámetros concentrados. Por motivos descriptivos, aunque sin alejarse del alcance de la presente invención, de ahora en adelante se hará referencia sólo al circuito que emplea adaptadores de \lambda/4.

Sumario de la invención

El objetivo anterior se resuelve mediante la combinación de las características de la reivindicación 1, relativas a un convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen realizado en microcinta, en particular para uso en sistemas de comunicación móviles.

En algunas aplicaciones conocidas, se ha observado que la estructura de los acopladores direccionales, también denominados híbridos, difiere de la de la presente invención, debido al hecho de que el híbrido de la frecuencia del oscilador local es de 3 dB, 45º y el híbrido de frecuencia de radio es de 3 dB, 0º; de tal forma que el desplazamiento de fase total a frecuencia 2f_{OL} es de 90º, como debe ser para definir la correcta relación de fases que permite sumar en contrafase la banda de imagen. Esta solución presenta una banda de rechazo más estrecha que la de la estructura de híbridos según la presente invención, puesto que, mientras que la realización de una banda ancha de 3dB, 0º y 3dB, 90º es bastante simple, la de un híbrido de 3dB, 45º no es tan simple. La aplicación de técnica anterior más parecida se describe en el documento DE-A-2 608 939. En dicha aplicación, se da a conocer un mezclador de microcinta subarmónico y de rechazo de imagen. El mezclador utiliza dos acopladores de 3dB, o anillos híbridos, para acoplar señales IF y OL en dos puertas respectivas de dos pares de diodos simétricos en antiparalelo que actúan como un mezclador simétrico, mientras que la señal RF se aplica directamente a los diodos. Una línea de retardo L, cuyas dimensiones permiten introducir un desplazamiento de fase de 45º a la frecuencia OL, se sitúa entre una salida del híbrido OL y la puerta OL de un par de diodos. Cada par de diodos en antiparalelo se conecta por un extremo con una línea de cuarto de longitud de onda cortocircuitada de frecuencia subarmónica OL, y por el otro extremo con una línea abierta de la misma longitud eléctrica. Los inconvenientes descritos en líneas generales no son aplicables por completo al mezclador de D1, pero la introducción de la línea de retardo L, debido a la combinación particular de los circuitos híbridos, constituye una complicación adicional que no afecta al presente mezclador.

En el campo de las comunicaciones móviles, cuando se utiliza la estructura del convertidor descrito en la reivindicación 1, en vez de la de los convertidores tradicionales utilizados actualmente, se obtienen las siguientes ventajas del sistema:

\bullet

ocupación mínima del sustrato a las frecuencias de utilización; si la frecuencia es alta, es conveniente realizar la estructura con adaptadores, en caso contrario, es conveniente, por requisitos de espacio, realizar las estructuras de filtrado a través de parámetros L y C concentrados;

\bullet

ausencia, o casi, de componentes interferentes residuales de frecuencia 2f_{OL} en la señal RF de frecuencia de radio y fácil filtrado del componente del oscilador local de frecuencia f_{OL};

\bullet

mejor rechazo de la banda de imagen y fácil filtrado del posible residuo;

\bullet

mejora de la linealidad del dispositivo ejecutado cuando se utilizan 4 diodos en una configuración de pares en antiparalelo;

\bullet

mayor precisión en la ejecución de los saltos de frecuencia; es útil señalar que los saltos de frecuencia son saltos de frecuencia planificados de la portadora asignada a un canal de radio genérico efectuados en cada división de tiempo, para prevenir, basándose en datos estadísticos, los efectos peligrosos debidos a los rápidos desvanecimientos de la señal de radio ocasionados por las trayectorias múltiples (desvanecimiento de Rayleigh) o por otras causas de interferencia. La precisión es mayor debido al hecho de que, comparado con un convertidor tradicional, sólo se necesita la mitad de la variación de fase total para un mismo \Deltaf para obtener el mismo salto de frecuencia \Deltaf. Esto incluye la posibilidad de utilizar un área de linealidad más alta de la característica de transferencia de tensión/frecuencia del oscilador controlado por tensión, o VCO, que ejecuta físicamente los saltos de frecuencia o, como alternativa, la posibilidad de utilizar unos VCO que tengan características de linealidad, intervalo de sintonización y ancho de banda menos estrictas.

\bullet

simplificación en la introducción del procedimiento de funcionamiento denominado "modalidad dual", a través del cual un mismo equipo terminal puede conmutar su funcionamiento de red tipo GSM 900 MHz a red tipo DCS 1800 MHz. En realidad, es posible utilizar un solo oscilador local de (900 + f_{FI}) MHz de frecuencia para proporcionar dos convertidores, el primero de los cuales es de tipo tradicional (para el sistema GSM), y el segundo de tipo subarmónico (para el sistema DCS 1800 MHz).

En relación con esta última ventaja, es posible configurar otro objetivo de la presente invención que consiste en un equipo terminal móvil con la posibilidad de conmutar su funcionamiento de un primer sistema móvil a un segundo sistema móvil que funciona en un área superior del espectro de frecuencias de radio, y viceversa, caracterizado porque incluye un solo oscilador local y medios de conmutación de la señal del oscilador local hacia un convertidor de frecuencia tradicional incluido en una cadena de radio que forma parte de dicho primer sistema móvil, o hacia un convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen según la reivindicación 1 incluido en una cadena de radio que forma parte de dicho segundo sistema móvil, descrito en la reivindicación 6.

En la solicitud de patente europea nº EP-A-0 581 573, se da a conocer un equipo terminal móvil con capacidad de banda de conmutación. La invención se refiere a un teléfono de radio universal cuya distribución de circuitos incluye tres circuitos PLL independientes: los dos primeros para generar señales UHF del oscilador local para controlar los convertidores de frecuencia de recepción y transmisión, y el tercero para generar señales de tipo VHF para controlar un modulador/demodulador (I, Q) digital. Los VCO incluidos en los dos PLL UHF dirigen respectivos medios de multiplicación (11, 12) controlados electrónicamente para seleccionar el armónico fundamental o el segundo armónico de las señales de control. Las señales UHF seleccionadas por los medios de multiplicación (11, 12) se aplican a la entrada del oscilador local de los mezcladores de conversión de elevación y de reducción, respectivamente. En la rama de recepción, sólo se utiliza una frecuencia intermedia IF.

El procedimiento para efectuar la "modalidad dual" de la invención citada consiste en mantener inalterada la modalidad de funcionamiento del mezclador y cambiar la frecuencia de la señal OL de control, en su caso, mediante selección del segundo armónico generado en la salida del oscilador OL. Como no se describen los medios de multiplicación (11, 12), se supone que la selección del segundo armónico se efectúa filtrando un segundo armónico generado por un dispositivo a través del cual pasa la señal UHF. Este procedimiento que omite, para simplificar, las correspondientes deficiencias, es bastante diferente del presente procedimiento para ejecutar la "modalidad dual", en la medida en que la frecuencia del oscilador local se mantiene constante y el mezclador de la cadena de radio pasa de ser de tipo tradicional a ser de tipo subarmónico.

A partir de la descripción de la presente invención proporcionada hasta ahora puede observarse que es suficiente suprimir el acoplador direccional de 3dB, 90º a frecuencia intermedia y reponer el filtro pasa baja en cada mezclador, permitiendo que la señal de frecuencia intermedia IF pase por el filtro pasa baja acoplado al impulso de transmisión, ya que el resto de la estructura del convertidor es adecuado para utilizar también como modulador-demodulador de subarmónicos de tipo ortogonal (I, Q) capaz de convertir la señal de banda base directamente en una señal de frecuencia de radio y viceversa.

Por consiguiente, otro objetivo de la presente invención es la utilización de un convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen del tipo dado a conocer en la reivindicación 1 en un modulador-demodulador de subarmónicos de tipo ortogonal, descrita en la reivindicación 7, que puede tener aplicación en futuras ejecuciones de sistemas móviles.

Breve descripción de los dibujos

Para comprender la presente invención, junto con otros objetivos y ventajas de ésta, se proporcionará una descripción detallada en relación con los dibujos adjuntos, en los que:

\bullet la Figura 1 muestra un diagrama de bloques del convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen que es el objetivo de la presente invención;

\bullet la Figura 2 es un diagrama de bloques que muestra los detalles funcionales de dos mezcladores de frecuencia idénticos, indicados por MIX1 y MIX2 en la Fig. 1;

\bullet la Figura 3 muestra una realización de circuito de los mezcladores MIX1 y MIX2 de la Figura 2 y

\bullet las Figuras 4 y 5 muestran dos circuitos equivalentes vistos desde las puertas P1 y P2, respectivamente, de los mezcladores de la Figura 3.

Descripción detallada

En relación con la Figura 1, puede observarse un convertidor de frecuencia que consta de los siguientes bloques funcionales:

a

un primer acoplador direccional de banda ancha de 3dB, 0º, HYB-OL, a la frecuencia f_{OL} de la señal del oscilador local OL que entra por la puerta pertinente P_{OL};

b

un segundo acoplador direccional de banda ancha de 3dB, 90º, HYB-RF, a la frecuencia central de la banda f_{RF} de la señal de frecuencia de radio RF que entra o sale por la puerta pertinente P_{RF};

c

un tercer acoplador direccional de banda ancha de 3dB, 90º, HYB-IF, a una frecuencia intermedia f_{IF} debidamente determinada de una señal de frecuencia intermedia IF-BLS o IF-BLI que entra o sale por la puerta pertinente P_{IFS} o P_{IFI} y

d

dos mezcladores de frecuencias subarmónicos idénticos, MIX1 y MIX2.

Los acopladores direccionales son de un tipo conocido, realizados en microcinta o con parámetros concentrados, el segundo acoplador es de tipo Lange y su funcionamiento es similar al del tercero, en la medida en que la señal presente en una puerta genérica se halla en las dos puertas opuestas como un par de señales de media potencia, con un desplazamiento de fase reciproco de 90º y no existe ninguna señal en la puerta situada junto a la puerta de aplicación de la señal. El funcionamiento del primer acoplador difiere del anterior, en que las señales presentes en las dos puertas opuestas están en fase.

En cuanto al funcionamiento global, la señal OL entra en el bloque HYB-OL, donde se subdivide en dos señales de salida idénticas que se envían a la puerta P1 pertinente de los mezcladores MIX1 y MIX2. La potencia de la señal RF de doble banda lateral, que se supone que entra en el bloque HYB-RF, es compartida por igual por las dos salidas del acoplador, generándose dos señales de frecuencia de radio, con un desplazamiento de fase de 90º entre sí, que pueden llegar hasta la puerta pertinente P2 de los mezcladores MIX1 y MIX2. La puerta de HYB-RF situada en el mismo lado que la puerta P_{RF} se cierra en una terminación TERM conectada a tierra. En una última puerta P3 de los mezcladores MIX1 y MIX2, en los supuestos anteriores, se obtiene una señal de batido pertinente entre la RF y el segundo armónico de la señal sinusoidal OL. Las señales de batido de frecuencia intermedia, indicadas por IF e IF', llegan hasta las puertas pertinentes adyacentes al acoplador direccional HYB-IF. En las otras dos puertas de HYB-IF, debido a la separación de fase a la frecuencia de las dos bandas laterales, las señales IF-BLS e IF-BLI se presentan por separado, siendo generadas mediante conversión a frecuencia intermedia de la banda superior e inferior, respectivamente, de la señal IF. Por otro lado, considerando la utilización del convertidor en la transmisión, el funcionamiento de éste es dual en comparación con el funcionamiento descrito. De forma más particular, la señal de frecuencia intermedia que se va a transmitir (de banda lateral única) deberá llegar a una sola puerta a elegir (por ejemplo, P_{IFS}) del acoplador direccional HYB-IF, la otra puerta deberá cerrarse en una terminación. Como consecuencia de la separación de fase mencionada anteriormente, se obtendrá una sola señal RF de transmisión de banda lateral superior desde la puerta de frecuencia de radio P_{RF} del acoplador HYB-RF. Por el contrario, si se selecciona P_{IFI}, la banda transmitida será la inferior.

En relación con la Figura 2, en la que los mismos elementos de la Figura 1 se indican mediante los mismos símbolos, puede observarse que los mezcladores MIX1 y MIX2 incluyen:

\bullet

un filtro de paso de banda OL-PBAND a la frecuencia f_{OL} de la señal del oscilador local OL que tiene un cortocircuito virtual para la señal de frecuencia de radio RF en el sector de los diodos;

\bullet

un filtro de paso de banda RF-BAND a la frecuencia f_{RF} de la señal de frecuencia de radio RF que tiene un cortocircuito virtual para la señal del oscilador local OL en el sector de los diodos;

\bullet

un filtro pasa baja IF-PBAS a la frecuencia f_{IF} de la señal de frecuencia intermedia IF y

\bullet

un par de diodos D1 y D2 conectados en antiparalelo, que se suministran como un único componente integrado.

El filtro OL-PBAND está situado entre la puerta P1 y un extremo del par de diodos D1 y D2 y permite el paso de la señal OL, mientras que bloquea las señales RF e IF. El filtro RF-PBAND está situado entre la puerta P2 y el otro extremo del par de diodos D1 y D2 y permite el paso de la señal RF, mientras que bloquea las señales OL e IF. El filtro IF-PBAS está situado entre la puerta P3 y el extremo del par de diodos D1, D2 al que también se conecta el filtro RF-PBAND, aunque puede estar conectado asimismo al otro extremo y permitir el paso de la señal IF y bloquear las señales OL y RF. Estos filtros tienen como finalidad permitir el funcionamiento correcto de los mezcladores pertinentes, manteniendo separadas las señales de las tres puertas P1, P2 y P3. Las características de paso de banda de los filtros OL-PBAND y RF-PBAND deben permitir una atenuación considerable de las señales en la banda oscura. En cuanto a la conversión subarmónica efectuada por el par de diodos D1 y D2, debe recordarse lo indicado en la introducción en relación con la conveniencia de sustituir el par de diodos por uno integrado que incluya cuatro diodos en una configuración cuádruple para mejorar la "linealidad" de la señal del convertidor; en la práctica, cada diodo se sustituirá por dos diodos en serie.

El circuito del diagrama funcional de la Figura 2 se muestra en la Figura 3 ejecutado parcialmente en microcinta y parcialmente en bloques. Las dimensiones de los elementos del circuito mostrados en la Figura, así como las respectivas distancias, no corresponden exactamente a las reales, dado que la Figura sólo pretende ser ilustrativa.

En relación con la Figura 3, en la que los mismos elementos de las Figuras anteriores se indican mediante los mismos símbolos, se pueden observar dos pares de adaptadores en microcinta, indicados por STUB1, STUB1', respectivamente, que forman el primer par situado cerca de la puerta P1, y STUB2, STUB2', que forman el segundo par situado cerca de la puerta P2. De forma más particular, los adaptadores del primer par se bifurcan en dirección perpendicular y sentidos opuestos respecto de una microcinta L1 que conecta la puerta P1 con un extremo del par de diodos; del mismo modo, los adaptadores del segundo par se bifurcan en dirección perpendicular y sentidos opuestos respecto de una microcinta L2 que conecta la puerta P2 con el otro extremo del par de diodos. Una tercera microcinta L3 se bifurca desde la línea L2, entre el segundo par de adaptadores y el par de diodos, llegando hasta una puerta del filtro IF-PBAS, realizado en microcinta mediante líneas acopladas en caso de alta IF o, por el contrario, realizado convenientemente con parámetros concentrados en caso de baja IF, y la segunda puerta del filtro IF-PBAS se conecta con la puerta P3 mediante una microcinta L4. Como ya se ha dicho anteriormente, la microcinta L3 podría bifurcarse de forma alternativa desde la línea L1. Los adaptadores STUB1, STUB1', STUB2 y STUB2' son tramos de línea de \lambda/4 de longitud, siendo \lambda la longitud de onda de una señal sinusoidal a la frecuencia f_{OL} del oscilador local. El extremo libre de STUB1 y STUB1' se conecta a tierra, mientras que el extremo libre de STUB2 y STUB2' es abierto.

En lo que respecta al funcionamiento, la selección de dos adaptadores dobles, en lugar de simples, permite obtener un ancho de banda superior en la conversión. Además, como se sabe, los adaptadores de \lambda/4 actúan como transformadores de impedancia en la banda circundante completa, a la frecuencia a la que éstos adoptan esta longitud, es decir, alrededor de f_{OL}. En particular, un cortocircuito se indica como un cortocircuito abierto en el punto de inserción del adaptador y, viceversa, un cortocircuito abierto se indica como un cortocircuito. En consecuencia, en relación con la señal OL, el primer par STUB1, STUB1' se comporta como una impedancia alta y el segundo par STUB2, STUB2' como un cortocircuito. La Figura 4 muestra el circuito equivalente de los mezcladores MIX1, MIX2 visto desde la puerta P1 del oscilador local. A continuación, se describirá el comportamiento de los adaptadores para la señal de frecuencia de radio RF. Recordando lo indicado en la introducción acerca de las relaciones entre las diferentes frecuencias en un convertidor subarmónico, puede observarse que los adaptadores de los pares tienen una longitud aproximada de \lambda/2 a la frecuencia central de la banda f_{RF} de la señal RF. Como se sabe, los adaptadores que tienen esta longitud no transforman la impedancia, sino que sólo cambian el signo pertinente. Por consiguiente, la señal RF encuentra una alta impedancia en el punto de inserción del segundo par de adaptadores, y un cortocircuito en el punto de inserción del primer par. El circuito equivalente de los mezcladores MIX1, MIX2 visto desde la puerta P2 de la señal RF se muestra en la Figura 5, en la que los diodos se representan mediante dos resistencias correspondientes variables en paralelo, conectadas entre la puerta P2 y tierra. Gracias a la presencia de los dos pares de adaptadores, la longitud de las microcintas L1 y L2 es despreciable.

Sin apartarse del alcance de la presente invención, es posible ejecutar los adaptadores de \lambda/4 STUB1, STUB1' y STUB2, STUB2' con estructuras alternativas conocidas por las personas expertas en la materia (por ejemplo, los denominados "adaptadores de mariposa").

Para mayor claridad, en el caso del sistema móvil GSM 900 MHz, los valores de las frecuencias referentes al convertidor que es el objeto de la presente invención son los siguientes:

f_{LO} = 417,5 MHz, f_{IF} = 45 MHz, f_{RF} = 880 MHz y ancho de banda de 35 MHz;

mientras que, en el sistema DCS 1800 MHz, los valores de las frecuencias son los siguientes:

f_{LO} = 832,5 MHz, f_{IF} = 45 MHz, f_{RF} = 1710 MHz y ancho de banda de 75 MHz.

Volviendo nuevamente a la posibilidad mencionada de la aplicación del alcance del convertidor de la presente invención a aparatos de teléfono celulares de tipo terminal que funcionan en "modalidad dual", es evidente que la condición que debe cumplirse para que esto pueda llevarse a cabo a bajo coste es que los dos sistemas móviles tengan bandas de frecuencia asignadas en áreas del espectro a una distancia de aproximadamente el doble del origen de las frecuencias. Este requisito viene determinado de forma directa por el funcionamiento característico del convertidor armónico. Después, con un solo oscilador local es posible bombear el mezclador del convertidor tradicional que forma parte de la cadena de radio del sistema GSM 900 MHz, o el mezclador del convertidor subarmónico que forma parte de la cadena de radio del sistema combinado, obteniéndose, por un lado, un ahorro de energía respecto de los sistemas que emplean dos osciladores locales diferentes y, por el otro, una mayor duración de la carga de la batería. Para que dicha utilización de un solo oscilador local resulte operativa, se requieren medios que conmuten la señal del oscilador local de un convertidor a otro. Los medios mencionados pueden aprovechar la configuración habitual de teclado con supervisión de la condición operativa en la pantalla del aparato portátil e incluir, asimismo, un conmutador de la señal OL, controlado por software, que efectúa la conmutación. Debe observarse que no es necesaria una distancia doble exacta entre las bandas de frecuencia de los dos sistemas; basta con que la mitad de la distancia entre el segundo armónico 2f_{OL} y la frecuencia f_{RF} \pm f_{IF} del sistema móvil que adopta las frecuencias más altas se halle en el intervalo de sintonización del VCO que actúa como oscilador local, siempre que se seleccione este sistema. No obstante, por motivos del sistema, es preferible adoptar un oscilador local de frecuencia fija y considerar una frecuencia intermedia para el segundo sistema móvil que sea distinta a la del anterior. Si se adopta esta última posibilidad, el nuevo sistema será operativo de inmediato en el encendido, mientras que, en la primera hipótesis, será necesario establecer la nueva frecuencia del VCO. Como es obvio, pueden existir tantos tipos de equipos terminales móviles GSM 900 MHz funcionando en "modalidad dual" como combinaciones posibles con los otros sistemas existentes. El sistema combinado con GSM 900 MHz puede ser, por ejemplo, el DCS 1800 MHz, el DECT (Telecomunicaciones digitales mejoradas sin cordón) 1700 MHz, el PCN (Red de comunicación personal) 1900 MHz, etc.

Volviendo a la Figura 1, se considerará a continuación la posibilidad de ejecutar un modulador-demodulador de subarmónicos de tipo ortogonal (I, Q) capaz de convertir la señal directamente modulada-demodulada de banda de base en una señal de frecuencia de radio y viceversa. Para este fin es suficiente eliminar el acoplador direccional HYB-IF, y hacer que las puertas P_{IFS} y P_{IFI} coincidan con las puertas P3 de los mezcladores MIX1 y MIX2. En la estructura modificada, las puertas P3 se ocuparán, respectivamente, de los componentes en fase I y en cuadratura Q de banda de base correspondientes a los símbolos codificados según un modelo genérico de modulación en cuadratura, originados mediante ráfagas de bits de información. Como es natural, es necesario sustituir el filtro IF-PBAS tanto en el mezclador MIX1 como en el mezclador MIX2 por un filtro pasa baja acoplado al impulso de transmisión. En caso de que la estructura modificada se utilice como un modulador directo, los símbolos I y Q entrarán por las puertas P3, en cambio, en caso de que se utilice como un demodulador directo dichos componentes saldrán por dichas puertas.

Aunque se han mostrado y descrito formas de realización particulares de la presente invención, debe sobrentenderse que la presente invención no está limitada a éstas, sino que las personas expertas en la materia podrán realizar otras formas de realización sin apartarse del alcance de la misma. Por consiguiente, la presente invención prevé la inclusión de todas las formas de realización consideradas en las siguientes reivindicaciones.

Claims (11)

1. Convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen para utilizar en particular en sistemas de comunicación móviles, caracterizado porque incluye:

a

un primer mezclador de frecuencias subarmónico de doble banda lateral (MIX1) que consta de diodos en antiparalelo (D1, D2) dispuestos entre una primera y una segunda estructura de filtrado (STUB1, STUB2) conectadas a las microcintas pertinentes (L1, L2), que conectan un extremo de dichos diodos con una primera puerta (P1), a la que llega la señal del oscilador local OL, y el otro extremo con una segunda puerta (P2) para la señal de frecuencia de radio RF; incluyendo asimismo dicho mezclador (MIX1) una tercera puerta (P3) para una señal de frecuencia intermedia IF, conectada a un extremo de dichos diodos en antiparalelo mediante una tercera estructura de filtrado de tipo pasa baja (IF-PBAS), que permite el paso de dicha señal de frecuencia intermedia IF y bloquea dichas señales OL y RF;

b

un segundo mezclador de frecuencias (MIX2) idéntico a dicho primer mezclador (MIX1);

c

un primer circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 0º a la frecuencia del oscilador local (HYB-OL), que acopla dicha señal OL a dichas primeras puertas (P1) de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2);

d

un segundo circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 90º a la frecuencia de radio de acoplador tipo Lange o equivalente (HYB-RF), que acopla dicha señal RF a dichas segundas puertas (P2) de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2); y

e

un tercer circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 90º a una frecuencia intermedia (HYB-IF) que acopla dicha señal IF a dichas terceras puertas (P3) de dichos mezcladores de frecuencias.

2. Convertidor subarmónico según la reivindicación 1, caracterizado porque dicha primera y segunda estructura de filtrado constan de un primer y un segundo adaptador (STUB1, STUB2), que están estructurados de tal forma que el primer adaptador (STUB1) está cortocircuitado a tierra por un extremo libre y presenta una longitud igual a \lambda/4 a la frecuencia de dicha señal OL, mientras que el segundo adaptador (STUB2) está abierto por un extremo libre y presenta una longitud \lambda/4 a la frecuencia de dicha señal OL.

3. Convertidor subarmónico según las reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque dicha primera y segunda estructura de filtrado constan de circuitos de parámetros concentrados I y C adaptados para efectuar la misma función de transferencia que dicho primer y segundo adaptador.

4. Convertidor subarmónico según la reivindicación 2, caracterizado porque dichos adaptadores (STUB1, STUB2) son dobles y se bifurcan en dirección perpendicular y sentidos opuestos respecto a dichas microcintas pertinentes (L1, L2), aumentando de ese modo el ancho de banda de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2).

5. Convertidor subarmónico según la reivindicación 1, caracterizado porque dichos diodos en antiparalelo (D1, D2) constan de pares de diodos en series dispuestos en antiparalelo.

6. Equipo terminal móvil que incluye el convertidor subarmónico según la reivindicación 1, que tiene la posibilidad de conmutar su funcionamiento de un primer sistema móvil a un segundo sistema móvil que funciona en un área superior del espectro de frecuencias de radio, y viceversa, caracterizado porque incluye un solo oscilador local y medios de conmutación de la señal del oscilador local hacia un convertidor de frecuencia tradicional incluido en una cadena de radio que forma parte de dicho primer sistema móvil, o hacia el convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen según la reivindicación 1 incluido en una cadena de radio que forma parte de dicho segundo sistema móvil.

7. Utilización de un convertidor de frecuencias subarmónicas de rechazo de imagen del tipo dado a conocer en la reivindicación 1 en un modulador-demodulador de subarmónicos de tipo ortogonal realizado en microcinta, en la que el modulador-demodulador de subarmónicos de tipo ortogonal incluye:

a

un primer mezclador de frecuencias subarmónico de doble banda lateral (MIX1) que consta de diodos en antiparalelo (D1, D2) dispuestos entre una primera y una segunda estructura de filtrado conectadas a las microcintas pertinentes (L1, L2), que conectan un extremo de dichos diodos con una primera puerta (P1), a la que llega la señal del oscilador local OL, y el otro extremo con una segunda puerta (P2) para la señal de frecuencia de radio RF; incluyendo asimismo dicho mezclador (MIX1) una tercera puerta (P3) para un componente en fase, o en cuadratura, de un símbolo de banda base, conectada a un extremo de dichos diodos en antiparalelo mediante una tercera estructura de filtrado de tipo pasa baja (IF-PBAS) acoplada al impulso de transmisión y que bloquea dichas señales OL y RF;

b

un segundo mezclador de frecuencias (MIX2) idéntico a dicho primer mezclador (MIX1), cuya dicha tercera puerta está disponible para dicho componente en cuadratura, o en fase, de un símbolo de banda base;

c

un primer circuito de acoplamiento direccional de 3 dB, 0º a la frecuencia del oscilador local (HYB-OL), que acopla dicha señal OL a dichas primeras puertas (P1) de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2); y

d

un segundo circuito de acoplamiento direccional de 3 dB a una frecuencia de radio (HYB-RF), que acopla dicha señal RF a dichas segundas puertas (P2) de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2);

8. Utilización según la reivindicación 7, en la que el modulador-demodulador de subarmónicos incluye dicha primera y segunda estructura de filtrado que constan de un primer y un segundo adaptador (STUB1, STUB2), que están estructurados de tal forma que el primer adaptador (STUB1) está cortocircuitado a tierra por un extremo libre y tiene una longitud igual a \lambda/4 a la frecuencia de dicha señal OL, mientras que el segundo adaptador (STUB2) está abierto por un extremo libre y tiene una longitud \lambda/4 a la frecuencia de dicha señal OL.

9. Utilización según la reivindicación 8, en la que el modulador-demodulador de subarmónicos incluye dichos adaptadores (STUB1, STUB2) que son dobles y se bifurcan en dirección perpendicular y sentidos opuestos respecto de dichas microcintas pertinentes (L1, L2), aumentando de ese modo el ancho de banda de dichos mezcladores de frecuencias (MIX1, MIX2).

10. Utilización según cualquiera de las reivindicaciones 7 y 8, en la que dicho modulador-demodulador de subarmónicos incluye dicha primera y segunda estructura de filtrado que constan de circuitos de parámetros concentrados L y C adaptados para realizar la misma función de transferencia que dicho primer y segundo adaptador.

11. Utilización según la reivindicación 7, en la que dicho modulador-demodulador de subarmónicos incluye dichos diodos en antiparalelo (D1 y D2) que constan de pares de diodos en serie colocados en antiparalelo.