ES2319689T3 - Mejoras relativas al filtrado de canales en sistemas de comunicacones de radio. - Google Patents
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Abstract
Filtro de ancho de banda variable de forma continua que comprende, medios (7) de conversión de frecuencia, medios de oscilador local adaptados para controlar los medios de conversión de frecuencia, medios de una primera red (10) de filtros y una segunda red (8) de filtros, presentando las redes de filtros primera y segunda el mismo ancho de banda y estando la salida de la primera red de filtros acoplada a la entrada de la segunda red de filtros mediante los medios de conversión de frecuencia, caracterizado porque las redes de filtros primera y segunda muestran una función de transferencia de Chebyshev generalizada.
Description
Mejoras relativas al filtrado de canales en
sistemas de comunicaciones de radio.
La invención se refiere a métodos para definir
anchos de banda de canal usando redes de filtros eléctricos, en
sistemas de comunicaciones de radio. En particular, la invención se
refiere a configuraciones de circuito que proporcionan agilidad
funcional en cuanto a ancho de banda variable y frecuencia central
en tales sistemas.
En sistemas de comunicaciones de radio se
conocen ampliamente las técnicas de conversión de frecuencia que
usan mezcla heterodina o multiplicación de señales. En el caso de
un receptor, estas técnicas permiten la traslación de una banda de
frecuencia de entrada seleccionada a otra banda más conveniente en
la que pudiera tener lugar el procesamiento de señales, tal como la
desmultiplexación, amplificación, limitación y otras funciones
necesarias. De forma similar, en el caso de un transmisor, se
requiere a menudo la traslación desde la banda de frecuencia en la
que ha tenido lugar la generación y el procesamiento de señales
(amplificación, limitación, multiplexación, etc.) a una banda de
frecuencia seleccionada para su transmisión. En estos dos tipos de
conversión de frecuencia, el proceso de mezcla implica la
generación de una señal de oscilador de frecuencia de referencia
local que determine y facilite la traslación de frecuencia
deseada.
La conversión ascendente y la conversión
descendente son términos genéricos usados en relación con esquemas
de mezcla de frecuencias, dependiendo de si se seleccionan las
frecuencias de suma o diferencia tras la multiplicación de la
señal. Estos términos son independientes del contexto de uso en
receptores y/o transmisores y, de hecho, pueden requerirse
múltiples conversiones, tanto ascendentes como descendentes, en
equipos de relés o transpondedores que incorporen fases de
recepción, procesamiento de señales y transmisión.
Se describirá, con referencia a la figura 1, un
receptor heterodino de conversión descendente típico. Una señal
f_{s} de entrada se intercepta por una antena 1 receptora y se
alimenta a través de un filtro 2 paso banda de entrada a un
amplificador 3 de señales de bajo ruido, cuya salida se aplica a un
terminal de entrada de un mezclador 4 heterodino. Una señal
f_{LO} de oscilador de frecuencia de referencia local se alimenta
también al mezclador 4 heterodino para producir la frecuencia
f_{IF} de suma o diferencia deseada en el terminal de salida del
mezclador. Esta señal se alimenta posteriormente a través de un
filtro 5 paso banda y un amplificador 6 para producir una señal de
salida de amplitud suficiente que va a procesarse adicionalmente
mediante medios de procesamiento de señales analógicos o digitales
convencionales. El filtro 2 paso banda de entrada se conoce de
forma general como un filtro de supresión de respuesta de imagen
mientras que el filtro 5 paso banda de salida se denomina a menudo
filtro de definición de canales. Esta disposición de circuitos
simple también es adecuada para la conversión ascendente puesto que
también se producen las frecuencias de suma, sin embargo esto no
se describirá en el presente contexto.
Las características del filtro 5 paso banda de
salida se seleccionan para definir el modo de funcionamiento de
frecuencia de diferencia. Puesto que el oscilador de frecuencia de
referencia local no está sincronizado con la señal de entrada
entrante, uno de los problemas conocidos con esta disposición es
que la frecuencia de la señal de salida está determinada por la
relación
f_{IF} =
\pm (f_{LO} -
f_{s})
Esta ecuación indica que no se distingue entre
frecuencias positivas y negativas en el proceso de mezcla
heterodina y que el sistema responderá a dos frecuencias de señal,
la frecuencia de entrada deseada y la frecuencia imagen, según se
indica mediante
f_{s} =
f_{LO} \pm
f_{IF}
Este problema puede superarse fácilmente
dimensionando el filtro 2 de modo que pase la banda de frecuencia
de entrada deseada y se rechace la banda de frecuencia imagen. La
banda de frecuencia de entrada, en el contexto de un conversor
descendente, normalmente contiene una pluralidad de señales,
algunas de las cuales serán para recepción intencionada mientras
que otras se considerarán como interferencia. En el caso límite,
toda la banda de frecuencia de entrada podría canalizarse
completamente con un grupo de señales, separadas entre sí una
frecuencia que supera apenas el ancho de banda de información
requerido para producir una tasa de errores de bit aceptable en el
sistema de comunicaciones en su conjunto. En estas condiciones, el
filtro 5 debería tener propiedades de definición de canales para
evitar un aumento de la tasa de errores debido a interferencia de
canales adyacentes. Esto significa que el filtro 5 de salida
debería tener un buen rechazo de canales adyacentes (factor de
forma) y, al mismo tiempo, un paso banda horizontal, de ondulación
baja, para conservar la fidelidad de la señal seleccionada.
Esta técnica de conversión descendente simple
tiene ciertos grados de libertad. Por ejemplo, si el oscilador de
frecuencia de referencia local se cambia en saltos de separación de
canal exactos, diferentes canales de señal pueden seleccionarse,
convertirse de forma descendente y procesarse según se desee. De
forma similar, si se proporcionase un número predeterminado de
conversores descendentes, alimentándose cada uno al mismo tiempo
con una señal de oscilador de frecuencia de referencia local
diferente, entonces es posible el procesamiento de señales
simultáneo.
\newpage
Recientemente, el requisito de filtros de canal
que procesen factores de forma adecuados ha llevado a la
incorporación de la tecnología de filtro de onda acústica
superficial (SAW, Surface Acoustic Wave). Si bien parece que
proporcionan una solución ideal, en particular cuando un gran número
de canales están espaciados de forma casi contigua, los costes en
los que se incurre pueden resultar prohibitivos. Además, aunque en
teoría los filtros SAW se consideran volumétricamente eficaces
debido a su pequeño tamaño físico, muestran normalmente grandes
pérdidas de inserción (20-30dB) y características
de impedancia terminal pobres. Por lo tanto, se necesita
normalmente un volumen adicional significativo para albergar tanto
la amplificación necesaria para recuperar la señal debido a la alta
pérdida paso banda del filtro como los elementos de adaptación de
impedancias adicionales que se necesitan para mantener la
horizontalidad paso banda.
Además, la característica de alta pérdida de los
filtros SAW reduce de forma significativa la proporción entre señal
y ruido potencial y por tanto el margen dinámico previo al
filtrado. Esto aumenta la demanda en la amplificación de entrada de
bajo ruido para los conversores descendentes y la ganancia de
antena, sumándose ambos al requisito de consumo de potencia y masa
física. Éste es un problema particular en los satélites de
comunicaciones en los que las reservas de consumo de potencia y
masa son primordiales.
Se observa adicionalmente que la gama de anchos
de banda y factores de forma disponibles para dispositivos de
filtro SAW están algo limitados, especialmente cuando se usan
materiales de sustrato más estables, tales como, por ejemplo,
cuarzo (SiO) y tantalato de litio (LiTaO_{3}). Un salto en ancho
de banda va acompañado a menudo por un cambio de frecuencia
central, de modo que el cambio del ancho de banda de canal no tan
sencillo como conmutar a un filtro alternativo más ancho o más
estrecho. Estas limitaciones y restricciones restringen gravemente
la agilidad en vuelo y la flexibilidad de equipos de transpondedor
de comunicación por satélite multicanal, en los que la
reconfiguración de canales en vuelo es muy deseable. La utilización
de filtros de canal con anchos de banda y frecuencias centrales
variables de forma continua puede proporcionar una solución a la
capacidad de reconfiguración en vuelo.
El filtrado de ancho de banda variable de forma
continua se conoce en la técnica anterior. Por ejemplo, la patente
estadounidense n° 2.998.517, patente estadounidense n° 4.228.401 y
patente canadiense n° 2.256.330 describen todas una técnica de
filtrado en la que se usa un par de filtros paso banda muy
selectivos de frecuencia fija, con frecuencias centrales
diferentes, haciéndose que la respuesta de cada filtro individual
se solape para crear una respuesta compuesta que tiene un ancho de
banda que es inferior, o igual, al más estrecho de los filtros
individuales.
Esta técnica, conocida como desplazamiento de
frecuencia intermedia (IF), se describirá más detalladamente con
referencia a las figuras 2 a 4. Tal como se describió anteriormente
con referencia a la figura 1, la frecuencia f_{s} de señal se
alimenta en el terminal de señal de un primer mezclador 7
heterodino y, al mismo tiempo, una señal f_{LO} de oscilador de
frecuencia de referencia local se alimenta en el terminal LO. La
señal producida en el terminal IF de salida comprende componentes
f_{s} + f_{LO} y f_{s} - f_{LO} de frecuencia de suma y
diferencia. La señal de salida del mezclador 7 se pasa por un
filtro 8 paso banda, alimentándose a continuación la señal de suma
o diferencia seleccionada en el terminal de señal de entrada de un
segundo mezclador 9 heterodino. El terminal LO de este segundo
mezclador 9 se alimenta con la misma señal f_{LO} de oscilador de
frecuencia de referencia local, que se alimentó previamente al
mezclador 7. Por tanto, el terminal IF de salida del segundo
mezclador 9 heterodino produce una única componente de frecuencia
idéntica a f_{s}.
La figura 3 demuestra la capacidad de
sintonización de la frecuencia central de respuesta del filtro paso
banda global alrededor de la frecuencia f_{s} de señal de
entrada. Está claro que si la señal f_{LO} de oscilador de
frecuencia de referencia local se cambia, la componente de
frecuencia de la señal de salida no se cambiará. Sin embargo, dado
que la señal de suma o diferencia del primer mezclador 7 heterodino
está desplazada espectralmente con respecto a la respuesta de
frecuencia del filtro 8 paso banda fijo, la amplitud de la señal de
salida seguirá la respuesta del filtro y la señal f_{LO} de
oscilador de frecuencia de referencia local.
Con referencia a las figuras 4 y 5, si se añade
un filtro 10a ó 10b de paso banda de frecuencia fijo, con una
característica de ancho de banda similar al filtro 8 pero centrada
sobre la banda f_{s} de frecuencia de entrada, o bien al terminal
de señal entrada del mezclador 7 heterodino o bien al terminal IF
de salida del mezclador 9 heterodino, la respuesta de frecuencia de
ambos filtros 8 y 10 paso banda se solapan conceptualmente. Además,
como consecuencia de la técnica de desplazamiento IF anteriormente
descrita, puede hacerse que la respuesta del filtro 8 se desplace,
con respecto a la respuesta de frecuencia fija del filtro 10,
correspondiéndose con cualquier cambio de la señal f_{LO} de
oscilador de frecuencia de referencia local. En este caso, el nivel
de solapamiento de las dos respuestas de filtro será diferente,
proporcionando una respuesta de frecuencia paso banda compuesta que
varía en ancho de banda. Si se proporciona un mezclador heterodino
adicional con su propia señal de oscilador de frecuencia de
referencia local independiente, o bien en la entrada o bien en la
salida de un filtro de ancho de banda variable de este tipo, es
posible la conversión ascendente y/o descendente hacia y desde una
banda de frecuencia de enlace de comunicaciones externo. Variando
esta nueva frecuencia de señal de oscilador de referencia local,
puede dotarse al filtro de ancho de banda variable de un grado de
agilidad de frecuencia seleccionado.
Sin embargo, hay ciertas deficiencias asociadas
con un filtro paso banda de ancho de banda variable de forma
continua de este tipo. Tal como se ilustra en la figura 5, para
anchos de banda compuestos de menos de la más estrecha de las
respuestas de filtro paso banda individuales, la tasa de cambio de
atenuación sobre la transición paso banda a elimina banda a cada
lado de la respuesta paso banda global, se determina mediante un
único borde de banda de cada uno de los filtros paso banda de
frecuencia individuales fijos. Esto es así en ambas direcciones de
desplazamiento en la señal f_{LO}, de oscilador de frecuencia de
referencia local y, como consecuencia, las transiciones
alternativas de borde de banda, para cada uno de los filtros paso
banda de frecuencias individuales fijos no contribuyen, en su mayor
parte, a la respuesta paso banda compuesta global. Esto supone un
uso ineficaz de la capacidad de los componentes de filtro.
El documento US 4.262.361 describe un método más
eficaz para conseguir un filtrado de ancho de banda variable. En
ese caso, los filtros paso banda individuales se sustituyen por
redes de filtros que realizan únicamente una respuesta paso bajo y
una respuesta paso alto.
Sin embargo, se indica que los mezcladores
adicionales requeridos para convertir la frecuencia de la señal
entre frecuencias RF e IF contribuyen a respuestas parásitas fuera
de banda no deseables. Además, la tasa de cambio de atenuación
sobre la transición paso banda a elimina banda para las redes de
filtros es a menudo significativamente más pobre que cuando se
utilizan filtros paso banda con anchos de banda especialmente
seleccionados para la definición de canales de comunicaciones
requerida. Esto es así particularmente si el ancho de banda de la
señal de banda base del canal propuesto no se extiende descendiendo
hasta frecuencia cero, lo que significa que si no se pretende un
uso total del ancho de banda del filtro paso bajo, la tasa de
cambio de atenuación sobre la transición paso banda a elimina banda
no es óptima para un borde del canal paso banda compuesto. La
transición paso banda a elimina banda podría mejorarse aumentando
el orden de la red de filtros que se usa para realizar la función
paso bajo, pero la implementación requiere un mayor número de
componentes lo que incrementa los costes e introduce ineficacias
adicionales.
El documento EP1126600 describe un filtro de
ancho de banda variable de forma continua según el preámbulo de la
reivindicación 1.
Un objeto de la presente invención es paliar las
diversas deficiencias comentadas anteriormente.
Un objeto adicional de la presente invención es
proporcionar un filtro de canal de ancho de banda variable
significativamente más eficaz que pueda proporcionar respuestas de
filtro paso banda compuestas muy selectivas.
Según un primer aspecto, la invención consiste
en un filtro de ancho de banda variable de forma continua que
comprende, medios de conversión de frecuencia, medios de oscilación
locales adaptados para controlar los medios de conversión de
frecuencia, medios de una primera red de filtros y una segunda red
de filtros, teniendo las redes de filtros primera y segunda el
mismo ancho de banda y estando la salida de la primera red de
filtros acoplada a la entrada de la segunda red de filtros mediante
los medios de conversión de frecuencia, caracterizado porque las
redes de filtros primera y segunda muestran una función de
transferencia de Chebyshev generalizada.
En una realización, las redes de filtros primera
y segunda pueden mostrar características de filtro pseudo paso
alto y pseudo paso bajo respectivamente.
Aunque la pendiente de las transiciones de borde
de banda alternas en cada una de las respuestas pseudo paso bajo y
pseudo paso alto es extremadamente pobre, éstas no contribuyen de
forma significativa a la respuesta paso banda compuesta global.
Esto es mucho más eficaz que el uso de filtros paso banda
convencionales descritos anteriormente porque no se malgasta la
mayor pendiente de las transiciones de borde de banda alternas.
Además, se palian los problemas de eliminación parásitos asociados
con el uso de mezcladores adicionales en una configuración pura paso
bajo/paso alto de un circuito de ancho de banda variable de forma
continua.
En una realización alternativa, particularmente
eficaz, en la que se desea la máxima utilización de todo el canal
de banda base descendiendo hasta frecuencia cero, el filtro pseudo
paso bajo puede sustituirse por un filtro que muestra una
característica de paso bajo elíptico.
El solapamiento de respuesta de frecuencia de
las redes de filtros primera y segunda produce preferiblemente un
filtro paso banda compuesto que está determinando sólo por la
región de transición de borde de banda abrupta de las redes de
filtros individuales. Esto resulta ventajoso porque los pasos de
banda de filtros individuales se utilizarán totalmente y la
pendiente de transición de borde de banda lateral única se optimiza
para un número dado de componentes. Esto elimina el requisito de
aumentar el número de componentes de circuito con el fin de
conseguir la selectividad deseada.
En una realización, el paso de banda máximo de
las redes de filtros primera y segunda puede seleccionarse para
ajustarse con precisión al ancho de banda paso banda máximo
requerido en un sistema de comunicaciones de radio canalizado.
Los medios de conversión de frecuencia son
preferiblemente un mezclador heterodino. Pueden preverse
conversores de frecuencia adicionales con características adecuadas
en el terminal de entrada de la primera red de filtros o en el
terminal de salida de la segunda red de filtros con el fin de
convertir de forma ascendente o descendente hacia y desde una banda
de frecuencia de enlace de comunicaciones externo.
Según otro aspecto, la invención consiste en un
sistema de comunicaciones por satélite que incluye una pluralidad
de los filtros de ancho de banda variable de forma continua
anteriormente descritos.
La figura 1 es un diagrama esquemático de un
aparato receptor heterodino típico;
la figura 2 es un diagrama esquemático de un
circuito de desplazamiento de frecuencia intermedia (IF);
la figura 3 ilustra la respuesta de filtro del
circuito de la figura 2 al variar la frecuencia del oscilador de
frecuencia de referencia local con respecto a la frecuencia de
señal de entrada/salida;
la figura 4 es un diagrama esquemático de un
circuito de desplazamiento de frecuencia intermedia (IF) que
proporciona un funcionamiento de ancho de banda variable;
la figura 5 ilustra el solapamiento de respuesta
conceptual del circuito de la figura 4 mostrando un funcionamiento
de ancho de banda variable usando filtros paso banda
convencionales;
la figura 6 ilustra una respuesta de filtro
pseudo paso alto típica creada mediante la aplicación de síntesis
de prototipo de Chebyshev generalizado;
la figura 7 muestra una respuesta de filtro
pseudo paso bajo típica creada mediante la aplicación de síntesis
de prototipo de Chebyshev generalizado;
la figura 8 es un diagrama esquemático de un
filtro de ancho de banda variable implementado según una
realización de la presente invención; y
la figura 9 muestra la respuesta de filtro
conceptual del filtro de la figura 8.
La presente invención se implementa utilizando
redes de filtros pseudo paso alto y pseudo paso bajo según se
determina por la aplicación de la síntesis funcional de prototipo
de Chebyshev generalizado.
Durante un tiempo se ha aceptado de forma
general que las funciones de transferencia de filtro elíptico
suponen la respuesta óptima en cuanto a selectividad, como solución
al problema de aproximación, en particular para filtros paso banda
muy selectivos (véase "Theory and Design of Microwave
Filters", 2001, IEE, págs. 64-68). Los
filtros elípticos son una subclase de la función prototipo de
Chebyshev generalizado y proporcionan un paso de banda de conducta
adecuada, dentro de un cierto comportamiento de amplitud de igual
ondulación escogido de forma arbitraria, junto con una eliminación
de banda de conducta adecuada de forma similar, dentro de otro
cierto comportamiento de amplitud de igual ondulación escogido
independientemente. La selectividad de tales funciones se determina
por una relación compleja entre el orden del filtro (número de
polos y ceros) y las amplitudes de ondulación paso banda y elimina
banda escogidas independientemente. Sin embargo, una vez escogidos
el orden del filtro y las amplitudes de ondulación, la distribución
espectral tanto de polos como de ceros de transmisión se fija de
forma simétrica. Por lo tanto, aunque estos tipos de respuesta
están optimizados en cuanto a selectividad, no se consideran los
más eficaces porque las posiciones espectrales de muchos de los
ceros elimina banda no afectarán de forma significativa a la
selectividad de respuesta paso banda.
Una función de aproximación de prototipo de
Chebyshev generalizado produce una respuesta paso banda de conducta
adecuada, dentro de un cierto comportamiento de amplitud de igual
ondulación escogida de forma arbitraria y ondulaciones elimina
banda que pueden restringirse mediante un cierto comportamiento de
amplitud escogido de forma arbitraria (no necesariamente de igual
ondulación), junto con un número y distribución espectral de ceros
de transmisión elimina banda escogidos de forma arbitraria. La
selectividad de tales funciones se determina mediante una relación
compleja entre el número de polos y el número y distribución
espectral de los ceros de transmisión elimina banda escogidos
independientemente. Al seleccionar el orden del filtro, la amplitud
de ondulación paso banda y el número y la posición espectral de los
ceros de transmisión elimina banda, la distribución espectral de
los polos de transmisión se fija normalmente de forma asimétrica.
En otras palabras, no hay restricciones sobre la simetría espectral
ni de polos ni de ceros. Como consecuencia, es posible producir una
función paso banda asimétrica de forma arbitraria, en la que este
tipo de respuesta se considera tanto óptima como eficaz porque
puede seleccionarse sólo el mínimo número de ceros de transmisión,
con posiciones espectrales escogidas de forma arbitraria para
cumplir un requisito de comportamiento específico. La naturaleza
generalizada de la función incluye la capacidad de colocar dos o
más ceros de transmisión para que sean espectralmente
coincidentes.
Debido a la flexibilidad que ofrece la clase de
las funciones prototipo de Chebyshev generalizado, debería quedar
claro que siempre es posible generar una función de este tipo que
coincida exactamente con la clase de las funciones elípticas. Por
tanto la complejidad del circuito necesaria para realizar esta
función en un contexto eléctrico será exactamente la misma. Esto se
denomina el caso degenerado.
En la figura 6 se muestra un ejemplo del enfoque
de prototipo de Chebyshev generalizado que muestra una respuesta
de cinco polos con cuatro ceros de transmisión de frecuencia finita
todos situados por debajo del paso de banda de igual ondulación de
forma que se proporciona una eliminación de banda de 50 dB de igual
ondulación que se extiende descendiendo hasta, pero sin
restringirse a, frecuencia cero. Se ha determinado en este caso que
la pendiente de atenuación de la región de transición de baja
frecuencia entre el borde de paso banda de igual ondulación y el
borde elimina banda de 50 dB es la misma que para una respuesta
elíptica de ocho polos con el mismo número de ceros de frecuencia
finita dispuestos simétricamente alrededor de la frecuencia central
paso banda. Además, la pendiente de la región de transición de baja
frecuencia aumentada de forma eficaz proporcionada por la función
prototipo de Chebyshev generalizado, se consigue a expensas de la
pendiente de atenuación de la región de transición de alta
frecuencia que es significativamente peor que la respuesta
simétrica de ocho polos equivalente. En muchos casos, cuando la
pendiente de atenuación en el lado alto del paso de banda definido
no es importante, se trata de una ventaja clara ya que no hay
redundancia de ceros de transmisión en donde no son necesarios.
La respuesta así descrita se denomina filtro
pseudo paso alto, ya que la pendiente de transición de alta
frecuencia es por lo general bastante pobre en comparación con la
aguda pendiente de transición de baja frecuencia, en contraste con
los filtros paso alto convencionales. Al mismo tiempo, la región
paso banda de igual ondulación se comporta adecuadamente con los
polos de transmisión sólo distribuidos de forma asimétrica en el
sentido espectral.
En la figura 7 se muestra un ejemplo adicional
del enfoque de prototipo de Chebyshev generalizado que muestra una
respuesta de cinco polos con cuatro ceros de transmisión de
frecuencia finita situados todos por encima del paso banda de igual
ondulación de forma que se proporciona una eliminación de banda de
50 dB de igual ondulación que se extiende ascendiendo hasta, pero
sin restringirse a, frecuencia infinita. Se ha determinado, en este
caso, que la pendiente de atenuación de la región de transición de
alta frecuencia entre el borde pasa banda de igual ondulación y el
borde elimina banda de 50 dB es la misma que para una respuesta
elíptica de ocho polos con el mismo número de ceros de frecuencia
finita dispuestos simétricamente alrededor de la frecuencia central
paso banda. Se observa adicionalmente que esta pendiente de región
de transición de alta frecuencia aumentada de forma eficaz,
proporcionada por la función prototipo de Chebyshev generalizado, se
consigue a expensas de la pendiente de región de transición de baja
frecuencia que es significativamente peor que la respuesta
simétrica de ocho polos equivalente. En muchos casos, cuando la
pendiente de atenuación en el lado bajo del paso de banda definido
no es importante, se trata de una ventaja clara ya que no hay
redundancia de ceros de transmisión allí donde no son
necesarios.
La respuesta, así descrita, se denomina filtro
pseudo paso bajo, ya que la pendiente de transición de baja
frecuencia es por lo general bastante pobre en comparación con la
aguda pendiente de atenuación de transición de alta frecuencia, en
contraste con los filtros paso bajo convencionales. Al mismo
tiempo, la región paso banda de igual ondulación se comporta
adecuadamente con los polos sólo distribuidos asimétricamente en el
sentido espectral.
Un filtro de ancho de banda variable construido
según una realización de la presente invención se describirá ahora
con referencia a la figura 9. La señal de salida de un filtro 10
pseudo paso alto centrado sobre la banda f_{s} de frecuencia de
entrada se alimenta al terminal de señal entrada del mezclador 7
heterodino. La señal de salida del mezclador 7 se alimenta a un
filtro 8 pseudo paso bajo con características de ancho de banda
similares al filtro 10 pseudo paso alto. La señal de salida del
filtro 8 pseudo paso bajo se alimenta a un segundo mezclador 9
heterodino, alimentándose respectivamente ambos mezcladores 7 y 9
con la misma señal f_{LO} de oscilador de frecuencia de
referencia local. El solapamiento de respuesta de frecuencia eficaz
de los filtros 8 y 10 pseudo paso alto y paso bajo produce una
respuesta de filtro paso banda compuesta tal como se muestra en la
figura 8. Como puede verse, La respuesta global es muy selectiva
por naturaleza y se determina sólo por la región de transición de
borde de banda abrupta de las redes de filtros individuales.
Aunque la pendiente de las transiciones de borde
de banda alternas en cada una de las respuestas pseudo paso bajo y
pseudo paso alto es extremadamente pobre, éstas no contribuyen de
forma significativa a la respuesta paso banda compuesta global.
Esto es mucho más eficaz que el uso de filtros paso banda
convencionales descritos anteriormente porque la mayor pendiente de
las transiciones de borde de banda alternas no se malgasta. Además,
los problemas de eliminación parásita asociados con el uso de
mezcladores adicionales en la configuración pura paso bajo/paso
alto del circuito de ancho de banda variable de forma continua de
la figura 4 se palian porque, aunque la pendiente de transición de
borde de banda alterna para el caso pseudo paso bajo y pseudo paso
alto es pobre, no obstante es de naturaleza monótona. Por lo tanto,
a frecuencias alejadas del paso de banda y a cada lado de las
transiciones de borde de banda de pendiente alta, existe atenuación
útil que se sabe que ayuda a la eliminación parásita en esquemas de
conversores ascendentes y descendentes.
El paso de banda máximo del pseudo paso bajo y
pseudo paso alto puede adaptarse para ajustarse con precisión al
ancho de banda paso banda máximo requerido por el sistema de
comunicaciones de radio canalizado. Esto resulta ventajoso porque
los pasos de banda de filtros individuales se utilizarán totalmente
y la pendiente de transición de borde de banda lateral única se
optimiza para un número dado de componentes. Esto elimina el
requisito de aumentar el número de componentes de circuito con el
fin de conseguir la selectividad deseada.
Se conciben otras diversas modificaciones de la
invención. Por ejemplo, donde se desee una utilización máxima de
todo el canal de banda base descendiendo hasta frecuencia cero,
puede usarse una función paso bajo elíptica convencional, en lugar
de una función pseudo paso bajo, en combinación con la función
pseudo paso alto porque, en estas circunstancias, esta disposición
se consideraría la solución óptima y más eficaz. Éste puede ser
necesariamente el caso cuando el número y las posiciones espectrales
de los ceros de transmisión deseados corresponden exactamente a los
que se generarían mediante una función de transferencia elíptica
igualmente selectiva (es decir, el estado degenerado).
En resumen, el número de componentes necesarios
para conseguir cualquier factor de selectividad paso banda deseado
para un filtro de canal de ancho de banda variable utilizando un
método de desplazamiento IF se reduce significativamente en
comparación con configuraciones similares que utilizan filtros paso
banda convencionales. Por consiguiente, se mejora la eficacia y se
optimiza la respuesta global.
Claims (10)
1. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua que comprende, medios (7) de conversión de frecuencia,
medios de oscilador local adaptados para controlar los medios de
conversión de frecuencia, medios de una primera red (10) de filtros
y una segunda red (8) de filtros, presentando las redes de filtros
primera y segunda el mismo ancho de banda y estando la salida de
la primera red de filtros acoplada a la entrada de la segunda red
de filtros mediante los medios de conversión de frecuencia,
caracterizado porque las redes de filtros primera y segunda
muestran una función de transferencia de Chebyshev
generalizada.
2. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según la reivindicación 1, caracterizado porque la
segunda red de filtros muestra una característica de pseudo paso
alto.
3. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según la reivindicación 2, caracterizado porque la
primera red de filtros muestra una característica de pseudo paso
alto.
4. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según la reivindicación 2, caracterizado porque la
primera red de filtros muestra una característica de paso bajo
elíptico.
5. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según cualquier reivindicación anterior, en el que el
solapamiento de respuesta de frecuencia de las redes de filtros
primera y segunda produce un filtro paso banda compuesto que está
determinado sólo por la región de transición de borde de banda
abrupta de las redes de filtros individuales.
6. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según cualquier reivindicación anterior, en el que el
paso de banda máximo de las redes de filtros primera y segunda se
selecciona para ajustarse con precisión al ancho de banda paso
banda máximo requerido en un sistema de comunicaciones de radio
canalizado.
7. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según cualquier reivindicación anterior, en el que los
medios de conversión de frecuencia comprenden un mezclador (7)
heterodino.
8. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según cualquier reivindicación anterior, que comprende
además segundos medios (9) de conversión de frecuencia para la
conversión ascendente o descendente de la señal de salida de la
segunda red (8) de filtros a una banda de transmisión de frecuencia
adecuada.
9. Filtro de ancho de banda variable de forma
continua según cualquier reivindicación anterior, que comprende
además segundos medios de conversión de frecuencia para la
conversión ascendente o descendente de la señal de entrada hacia la
primera red de filtros a una banda de transmisión de frecuencia
adecuada.
10. Sistema de comunicaciones por satélite que
incluye una pluralidad de filtros de ancho de banda variable de
forma continua según cualquier reivindicación anterior.
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