JP4594375B2 - 無線通信システムにおけるチャネルフィルタリングに関する改善策 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおいて電気フィルタネットワークを使用してチャネル帯域幅を明確にする方法に関する。特に、本発明は、このようなシステムの可変帯域幅及び中心周波数に関して機能敏捷性を提供する回路構成に関する。

無線通信システムでは、ヘテロダイン混合又は信号乗算を使用する周波数変換技法が周知である。受信機の場合、これらの技法は、非多重化、増幅、制限及び他の必要な機能などの信号処理が行われてよい別のさらに便利な帯域への、選択された入力周波数帯の変換を可能にする。同様に、送信機の場合、変換は、多くの場合、信号生成及び処理（増幅、制限、多重化等）が伝送のために選択された周波数帯に対して行われた周波数帯から、必要とされる。周波数変換のこれら両方のタイプで、混合プロセスは、所望の周波数変換を決定し、容易にする、局所的な基準周波数発振器信号の生成を必要とする。

アップコンバージョンとダウンコンバージョンは、信号乗算後に和周波数が選択されるのか、あるいは差周波数が選択されるのかに応じて、周波数混合方式に関して使用される一般名である。これらの用語は、受信機及び／又は送信機内での使用の文脈とは無関係であり、実際には上方と下方両方の複数の変換が、受信段階、信号処理段階及び送信段階を組み込む、中継器又はトランスポンダ装置で必要とされる可能性がある。

典型的なヘテロダインダウンコンバート受信機は、図１を参照して説明される。入力信号ｆｓは、受信側アンテナ１によって傍受され、入力帯域通過フィルタ２を通って低ノイズ信号増幅器３に送られ、これの出力はヘテロダインミキサ４の入力端子に適用される。局所的な基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯもまた、ミキサ出力端子で所望の和周波数又は差周波数ｆ_ＩＦを生じさせるために、ヘテロダインミキサ４に送られる。この信号は、従来のアナログ信号処理手段又はデジタル信号処理手段によってさらに処理される、十分な振幅の出力信号を生成するために、その後帯域通過フィルタ５及び増幅器６を通って送られる。出力帯域通過フィルタ５が多くの場合チャネル定義フィルタと呼ばれるのに対して、入力帯域通過フィルタ２は、概して画像レスポンス抑制フィルタとして知られている。この単純な回路装置は、和周波数も生じさせるためアップコンバージョンにも適切であるが、これは本文脈では説明しない。

差周波数運転モードを定めるために、出力帯域通過フィルタ５の特性が選択される。局所基準周波数発振器は入信入力信号に同期していないため、この構成の既知の問題の１つは、出力信号周波数が以下の式の関係により決定されるという点である。

この等式は、ヘテロダイン混合プロセスにおいては正の周波数と負の周波数が区別されないことと、システムが、次の式によって指定されるように２つの信号周波数、つまり所望の入力周波数と画像周波数に反応することを示す。

この問題は、所望の入力周波数帯が通過され、画像周波数帯が拒絶されるように、寸法設計（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎｉｎｇ）フィルタ２によって容易に克服できる。ダウンコンバータとの関連での入力周波数帯は通常、複数の信号を含み、その内のいくつかは意図された受信を目的とするが、その他は干渉と見なされる。その範囲内で、入力周波数帯全体は信号のクラスタで完全にチャネル化（ｃｈａｎｎｅｌｉｚｅｄ）され、それぞれが通信システム全体の中で許容できるビット誤り率を生じさせるために必要とされる、情報帯域幅をちょうど超える周波数で傾けられる（ｐｉｔｃｈｅｄ）。これらの条件の下、フィルタ５は、隣接するチャネル干渉のために誤り率の上昇を妨げるためにチャネル定義特性を所有する必要がある。これは、出力フィルタ５は、選択された信号の忠実度を保つために優れた隣接チャネル除外（形状係数）、及び同時に平らな低リプルの通過帯域を有さなければならないことを意味する。

この簡略なダウンコンバージョン技法はある程度の自由度を有する。例えば、局所基準周波数発振器が正確なチャネルピッチステップで変更されると、異なる信号チャネルを選択し、ダウンコンバートし、所望のように処理することができる。同様に、それぞれが同時に異なる局所的な基準周波数発振器信号を供給される所定数のダウンコンバータが設けられる場合には、同時信号処理が可能である。

最近では、優れた形状係数を所有するチャネルフィルタが必要とされるために、弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ技術が取り入れられた。特に多数のチャネルがほぼ隣接して離間されるときに、これらは理想的な解決策を提供すると考えられるが、伴うコストはひどく高い。加えて、ＳＡＷフィルタはその小さな物理的なサイズのために容量分析で効率的と見なされているが、それらは、通常高い挿入損失（２０から３０ｄＢ）と、質が悪い端末インピーダンス特性を示す。したがって、通常は、フィルタの高い通過帯域損失の理由から信号を回復するために必要とされる振幅と、通過帯域の平坦性を維持するために必要である追加のインピーダンス整合要素の両方を収容するために、かなりの追加の容量が必要である。

さらに、ＳＡＷフィルタの高損失特徴は、潜在的な信号対雑音比、したがってフィルタリング前のダイナミックレンジを著しく削減する。これは、ダウンコンバータとアンテナ利得のための、低ノイズ入力振幅に対する需要を高めその両方とも電力消費と物理質量の要件を増加させる。これは、電力消費と質量の保存が重視される通信衛星での特定の問題である。

さらに、特に例えば石英（ＳｉＯ）とタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）などのようなより安定した基板材料を使用するときには、ＳＡＷフィルタ装置に使用可能な帯域幅の範囲と形状係数がいくぶん制限されることに留意されたい。帯域幅の段差（ｓｔｅｐ）は、多くの場合中心周波数の変化を伴い、その結果チャネル帯域幅を変更することは、代替のさらに広い又はさらに狭いフィルタの切り替えほど単純ではない。これらの制限と制約は、マルチチャネル衛星通信トランスポンダ装置の飛行中の（ｉｎ−ｆｌｉｇｈｔ）敏捷性と柔軟性を厳しく制限し、飛行中のチャネル再構成がきわめて望ましい。連続的な可変帯域幅と中心周波数のチャネルフィルタの活用が、飛行中の再構成可能性に解決策を提供できる。

連続可変帯域幅フィルタリングは、従来の技術で公知である。例えば、米国特許第２，９９８，５１７号、米国特許第４，２２８，４０１号、及びカナダ特許第２，２５６，３３０号はすべて、１組の固定された周波数、つまり中心周波数が異なるきわめて選択的な帯域通過フィルタが使用され、各個別フィルタのレスポンスが個々のフィルタの最も狭いもの未満、又は最も狭いものに等しい帯域幅を所有する、１つの複合レスポンスを生じさせるために重複される、フィルタリング技法を説明している。

中間周波数（ＩＦ）シフトとして知られるこの技法は、図２から図４を参照してさらに詳細に説明される。図１を参照して前述されたように、信号周波数ｆｓは第１のヘテロダインミキサ７の信号端末に送られ、同時に局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯがＬＯ端末に送られる。出力ＩＦ端末で生じる信号は、和周波数成分ｆｓ＋ｆ_ＬＯと差周波数成分ｆｓ−ｆ_ＬＯとを備える。ミキサ７の出力信号は帯域通過フィルタ８を通過し、選択された和信号又は差信号は、以後第２のヘテロダインミキサ９の入力信号端末に送られる。この第２のミキサ９のＬＯ端末は、ミキサ７に過去に送られたのと同じ局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯを供給される。したがって、第２のヘテロダインミキサ９の出力ＩＦ端末は、ｆｓに同一の単一周波数成分を生じさせる。

図３は、入力信号周波数ｆｓを中心とした全体的な帯域通過フィルタレスポンス中心周波数の同調性を示す。局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯが変更される場合、出力信号の周波数成分は変更されないことが明らかである。しかしながら、第１のヘテロダインミキサ７からの和信号又は差信号は、固定帯域通過フィルタ８の周波数レスポンスに関してスペクトル的にシフトされるため、出力信号振幅はフィルタのレスポンス及び局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯに続く。

図４と図５を参照すると、フィルタ８に類似した帯域幅特性であるが入力周波数帯域ｆｓに集中する、固定周波数帯域通過フィルタ１０ａ又は１０ｂが、ヘテロダインミキサ７の信号端末入力又はヘテロダインミキサ９のＩＦ出力端末のどちらかに追加される場合、両方の帯域通過フィルタ８と１０の周波数レスポンスは概念的に重複する。さらに、前述されたＩＦシフト技法の結果として、フィルタ８のレスポンスは、局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯのあらゆる変化に対応して、フィルタ１０の固定周波数レスポンスを基準にしてシフトさせることができる。この場合、２つのフィルタレスポンスの重複の度合いは異なり、帯域幅で変化する複合帯域通過周波数レスポンスを提供する。独自の独立した局所基準周波数発振器信号を有する追加のヘテロダインミキサが、このような可変帯域幅フィルタの入力又は出力のどちらかに設けられると、外部通信リンク周波数帯域へのアップ変換及び／又は外部通信リンク周波数帯域からのダウン変換が可能である。この新しい局所基準発振器信号周波数を変えることにより、可変帯域幅フィルタは選択された度合いの周波数敏捷性を与えられてよい。

しかしながら、このような連続可変帯域幅帯域通過フィルタと関連する特定の欠陥がある。図５に描かれているように、個々の帯域通過フィルタレスポンスの最も狭いもの未満の複合帯域幅の場合、全体的な帯域通過レスポンスの各側での通過帯域から阻止帯域への遷移での減衰の変化率は、個々の固定周波数帯域通過フィルタのそれぞれから１帯幅分だけ決定される。これは、局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯのシフトの両方向で当てはまり、その結果、個々の固定周波数帯域幅フィルタのそれぞれについて、代替帯域端遷移は大部分の場合、全体的な複合帯域通過レスポンスには貢献しない。これはフィルタ成分の容量の非効率的な使用を表す。

米国特許第４，２６２，３６１号は、可変帯域幅フィルタリングを達成するより効率的な方法を説明する。ここでは、個々の帯域通過フィルタが、低域レスポンスと高域レスポンスだけを実現するフィルタネットワークで置換される。しかしながら、ＲＦ周波数とＩＦ周波数間の信号の周波数を変換するために必要とされる追加のミキサは、望ましくない帯域外スプリアスレスポンスに貢献することが示される。加えて、フィルタネットワークのための通過帯域から阻止帯域への遷移での減衰の変化率は多くの場合、必要とされる通信チャネル定義のために特に選択される帯域幅で帯域通過フィルタを活用するときより、大幅に劣っている。これは、提案されているチャネルベースバンド信号帯域幅が、低域通過フィルタの帯域幅の完全な使用が意図されない場合には、通過帯域から阻止帯域への遷移上での減衰の変化率が複合帯域通過チャネルの１端分最適ではないことを意味する、ゼロ周波数まで下がらない場合に、特に当てはまる。通過帯域から阻止帯域への遷移は、低域通過機能を実現するために使用されるフィルタネットワークのオーダを増加することによって改善できるであろうが、インプリメンテーションは、コストを増加し追加の非効率を生じさせる、構成要素の数の増加を必要とする。

前述された多様な欠点を緩和することが、本発明の目的である。

きわめて選択的な複合帯域通過フィルタレスポンスを提供できる、はるかに効率的な可変帯域幅チャネルフィルタを提供することが、本発明のさらなる目的である。

第１の態様から、本発明は、周波数変換手段と、周波数変換手段を制御するように適応される局所発振器手段と、第１のフィルタネットワーク手段と、第２のフィルタネットワーク手段とを備える連続可変帯域幅フィルタに関し、第１のフィルタネットワークと第２のフィルタネットワークは同じ帯域幅を有し、第１のフィルタネットワークの出力は周波数変換手段によって第２のフィルタネットワークの入力に結合され、第１のフィルタネットワークと第２のフィルタネットワークは、汎用化されたチェビシェフ伝達関数を示すことを特徴とする。

一実施形態では、第１のフィルタネットワークと第２のフィルタネットワークは、それぞれ擬似高域通過フィルタ特性と擬似低域通過フィルタ特性を示してよい。擬似低域通過レスポンスと擬似高域通過レスポンスのそれぞれにおける交互の帯域端遷移の傾きはきわめて不十分であるが、これらは全体的な複合帯域通過レスポンスに大きく貢献しない。これは、代替帯域端遷移の傾きの増加は無駄にされないため、前述された従来の帯域通過フィルタの使用よりはるかに効率的である。さらに、連続可変帯域幅回路の純粋な低域通過／高域通過構成での追加ミキサの使用と関連する、スプリアス排除問題は緩和される。

ゼロ周波数まで下がるベースバンドチャネル全体の最大活用が所望される、代替の特に効率的な実施形態では、擬似低域フィルタが楕円低域通過特性を示すフィルタによって置換されてよい。

第１のフィルタネットワークと第２のフィルタネットワークの周波数レスポンス重複は、好ましくは個々のフィルタネットワークの急勾配の帯域端遷移領域によってのみ決定される、複合帯域通過フィルタを生じさせる。これは、個々のフィルタ通過帯域が完全に活用され、既定数の構成要素の片側だけの帯域端遷移傾斜が最適化されるという点で有利である。これは、所望の選択性を達成するために回路構成要素の数を増加する要件を排除する。

一実施形態では、第１のフィルタネットワークと第２のフィルタネットワークの最大通過帯域が、チャネル化された無線通信システムによって必要とされる最大帯域通過帯域幅に正確に適合するために選択されてよい。

周波数変換手段は、好ましくはヘテロダインミキサである。適切な特性を有するさらなる周波数変換器は、外部通信リンク周波数帯域への、及び外部通信リンク周波数帯域からの、アップコンバージョン又はダウンコンバージョンのために、第１のフィルタネットワークの入力端末に、又は第２のフィルタネットワークの出力端末に設けられてよい。

追加の態様から、本発明は複数の前述された連続可変帯域幅フィルタを含む衛星通信システムに関する。

本発明は、汎用チェビシェフプロトタイプ機能合成の適用により決定されるように、擬似高域フィルタネットワークと擬似低域フィルタネットワークを使用して実現される。

これまで、近似の問題の解決策として、特にきわめて選択的な帯域通過フィルタのための楕円フィルタ伝達関数が、選択性という点で最適なレスポンスを所有することは、一般に認められている―マイクロ波フィルタの理論及び設計、ＩＥＥ、２００１年、６４ページから６８ページを参照されたい。楕円フィルタは、汎用チェビシェフプロトタイプ関数のサブクラスであり、なんらかの他の無関係に選択される等リプル（ｅｑｕｉ−ｒｉｐｐｌｅ）振幅性能の範囲内の同様に正常に動作する阻止帯域とともに、任意に選択された等リプル振幅性能の範囲内で正確に動作する通過帯域を提供する。このような関数の選択性は、フィルタ順序（極とゼロの数）及び独立に選択された通過帯域リプル振幅と阻止帯域リプル振幅の間の、複雑な関係性により決定される。しかしながら、いったんフィルタの順序とリプル振幅が選択されると、伝送極とゼロ両方のスペクトル分散が対称的に固定される。したがって、これらのレスポンスタイプは選択性に関して最適化されているが、それらは阻止帯域のゼロの多くのスペクトル位置が通過帯域レスポンス選択性に著しく影響を及ぼさないために、最も効率的とは考えられない。

汎用チェビシェフプロトタイプ近似関数は、任意で選択される番号と阻止帯域伝送ゼロのスペクトル分散とともに、いくらかの任意に選択される等リプル振幅性能及びなんらかの任意に選択される振幅性能（必ずしも等リプルでなくてもよい）により制約されてよい阻止帯域リプルの中で、正常に動作する通過帯域レスポンスを生じさせる。このような関数の選択性は、極数と、無関係に選択される阻止帯域伝送ゼロの数とスペクトル分散との間の、複雑な関係性によって決定される。フィルタ、通過帯域リプル振幅、及び阻止帯域伝送ゼロの数とスペクトル位置の順序を選択するとき、伝送極のスペクトル分散は、固定され、通常、非対称様式で固定される。言い換えれば、極かゼロどちらかのスペクトル対称性には制約がない。その結果、任意の非対称帯域通過関数を生成することが可能であり、任意の選択されたスペクトル位置のある伝送ゼロの最小数だけが特定の性能要件を満たすために選択されてよいため、この種のレスポンスは最適及び効率的とも見なされる。関数の汎用化された性質は、２個以上の伝送ゼロをスペクトル的に一致するように配置する能力を含む。

汎用チェビシェフプロトタイプクラスの関数によって提供される柔軟性のため、関数の楕円クラスに正確に一致させる、このタイプの関数を生成することが常に可能であることが明らかでなければならない。したがって、この関数を電気的な文脈で実現するために必要な回路の複雑さは、正確に同じとなるであろう。これが退化（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｅ）ケースと呼ばれる。

汎用チェビシェフプロトタイプ手法の例は図６に示され、ゼロ周波数まで伸張するが、ゼロ周波数に制限されない等リプル５０ｄＢ阻止帯域を提供するために、すべてが等リプル通過帯域の下に配置される４つの有限周波数伝送ゼロとともに、５極レスポンスを示す。このケースでは、等リプル通過帯域端と５０ｄＢの阻止帯域端の間の低周波遷移領域の減衰傾きは、前記通過帯域中心周波数の周りに対称的に配置される同数の有限周波数ゼロのある、８極楕円レスポンスに関して同じであると判断された。さらに、汎用チェビシェフプロトタイプ関数により提供される、効果的に増加した低周波遷移領域傾きは、等価の８極対称レスポンスよりはるかに悪い高周波遷移領域減衰傾きを犠牲にして達成される。定められた通過帯域の高側の減衰傾きが重要ではない多くの場合、それらが必要とされない冗長な伝送ゼロはないため、これは明確な利点である。

従来の高域フィルタと対照的に、鋭い低周波遷移傾きと比較して、高周波遷移傾きは概して質が悪いため、このように記述されるレスポンスは擬似高域フィルタと呼ばれる。同時に、等リプル通過帯域領域は正常に動き、伝送極がスペクトル向きで非対称に分散される。

汎用チェビシェフプロトタイプ手法の追加の例は、無限周波数まで伸張するが、無限周波数に制限されない等リプル５０ｄＢ阻止帯域を提供するために、４つの有限周波数伝送ゼロがすべて等リプル通過帯域より上に配置される５極レスポンスを示す図７に示される。このケースでは、等リプル通過帯域端と５０ｄＢ阻止帯域端間の高周波遷移領域の減衰傾きが、８極楕円レスポンスと同じであり、同数の有限周波数ゼロが通過帯域中心周波数の周りに対称的に配置されることが決定されている。汎用チェビシェフプロトタイプ関数により提供されるこの効果的に拡大された高周波遷移領域傾きは、同等な８つの極の対称レスポンスよりはるかに悪い、低周波遷移領域傾きを犠牲にして達成されることがさらに観察される。定められた通過帯域の低い側の減衰傾きが重要ではない多くのケースでは、これは、それらが必要とされない伝送ゼロの冗長性のない明確な利点ａｄである。

低周波遷移傾きは、従来の低域フィルタと対照的に、鋭い高周波遷移減衰傾きに比べて概してきわめて質が悪いため、このようにして説明されたレスポンスは擬似低域フィルタと呼ばれる。同時に等リプル通過帯域領域は正常に動作し、極だけがスペクトル向きで非対称に分散される。

本発明の実施形態に従って構築される可変帯域幅フィルタは、ここで図９を参照して説明される。入力周波数帯ｆｓ上で中心に置かれる擬似高域フィルタ１０からの出力信号は、ヘテロダインミキサ７の信号端末入力に送られる。ミキサ７からの出力信号は、擬似高域フィルタ１０に類似する帯域幅特性のある擬似低域フィルタ８に送られる。擬似低域フィルタ８からの出力信号は第２のヘテロダインミキサ９に送られ、両方のミキサ７と９の両方に、それぞれ同じ局所基準周波数発振器信号ｆ_ＬＯが送られている。擬似高域フィルタ８と擬似低域フィルタ１０の有効周波数レスポンス重複は、図８に図示されるように複合帯域通過フィルタレスポンスの重複を生じる。図から分かるように、全体的なレスポンスは本来きわめて選択的であるが、個々のフィルタネットワークの急勾配の帯域端遷移領域によってのみ決定される。

擬似低域レスポンスと擬似高域レスポンスのそれぞれにおける代替帯域端遷移の傾きはきわめて質が悪いが、これは全体的な複合帯域通過レスポンスに大きく貢献しない。代替帯域端遷移の増加した傾きは無駄にされないため、これは、前述された従来の帯域通過フィルタの使用よりはるかに効率的である。加えて、擬似低域及び擬似高域のケースのための代替帯域端遷移傾きは質が悪いが、それにも関わらずそれは事実上単調であるため、図４の連続可変帯域幅回路の純粋な低域／高域構成における追加のミキサの使用と関連付けられるスプリアス排除問題は軽減される。したがって、通過帯域から離れた、及び高傾き帯域端遷移のどちらかの側での周波数では、アップコンバータ方式及びダウンコンバータ方式におけるスプリアス排除を支援することが知られている有益な減衰が存在する。

擬似低域及び擬似高域の最大通過帯域は、チャネル化された無線通信システムによって必要とされる最大帯域通過帯域幅を、正確に適合するように調整できる。これは、個々のフィルタ通過帯域が完全に活用され、既定数の構成要素に対する片側帯域端遷移傾きが最適化される点で、有利である。これは、所望の選択性を達成するために回路構成要素数を増加する要件を排除する。

本発明の多様な他の変型が考えられる。例えば、これらの状況では、この構成は最適且つ最も効率的な解決策と見なされるため、ゼロ周波数まで下るベースバンドチャネル全体の最大活用が所望される場合、擬似低域関数よりむしろ、従来の楕円低域関数が擬似高域関数と組み合わされて使用されてよい。これは、所望の伝送ゼロの数とスペクトル位置が、等しく選択的な楕円伝達関数（つまり、退化（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｅ）条件）によって生成されるものと正確に一致するときに、必ず当てはまる可能性がある。

要約すると、ＩＦシフト方法を使用する可変帯域幅チャネルフィルタのために、あらゆる所望の帯域通過選択性の係数を達成するために必要な構成要素の数は、従来の帯域通過フィルタを使用する類似した構成に比して大幅に減少する。その結果、効率が改善され、全体的なレスポンスが最適化される。

典型的なヘテロダイン受信機の概略図である。 中間周波数（ＩＦ）シフト回路の概略図である。 入力／出力信号周波数に関して、局所基準周波数発振器の変化する周波数に対する、図２の回路のフィルタレスポンスを示す図である。 可変帯域幅動作を提供する中間周波数（ＩＦ）シフト回路の概略図である。 従来の帯域通過フィルタを使用する可変帯域幅動作を示す、図４の回路の概念的なレスポンス重複を示す図である。 汎用チェビシェフプロトタイプ合成の適用により生じる、典型的な擬似高域通過フィルタレスポンスを描く図である。 汎用チェビシェフプロトタイプ合成の適用により生じる、典型的な擬似低域通過フィルタレスポンスを示す図である。 本発明の実施形態に従って実現される、可変帯域幅フィルタの概略図である。 図８のフィルタの概念的なフィルタレスポンスを示す図である。

Claims (9)

1. 周波数変換手段と、
   前記周波数変換手段を制御するように構成された局所発振器手段と、
   第１のフィルタネットワーク手段と、
   第２のフィルタネットワーク手段とを備え、
   前記第１のフィルタネットワーク手段及び前記第２のフィルタネットワーク手段が同じ帯域幅を有し、
   前記第１のフィルタネットワーク手段の出力が、前記周波数変換手段によって前記第２のフィルタネットワーク手段の入力に結合される、
   連続可変帯域幅フィルタであって、
   前記第１のフィルタネットワーク手段と前記第２のフィルタネットワーク手段とが、非対称汎用チェビシェフ伝達関数を示すことを特徴とする、
   連続可変帯域幅フィルタ。
2. 前記第１のフィルタネットワーク手段は擬似高域特性を示すことを特徴とする、請求項１に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
3. 前記第２のフィルタネットワーク手段は擬似低域特性を示すことを特徴とする、請求項２に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
4. 前記第１のフィルタネットワーク手段と前記第２のフィルタネットワーク手段の前記周波数レスポンス重複は、個々のフィルタネットワーク手段の急勾配の帯域端遷移領域だけによって決定される複合帯域通過フィルタを生成する、請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
5. 前記第１のフィルタネットワーク手段と前記第２のフィルタネットワーク手段の最大通過帯域は、チャネル化された無線通信システムによって必要とされる最大帯域通過帯域幅に正確に合わせるために選択される、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
6. 前記周波数変換手段はヘテロダインミキサを備える、請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
7. 前記第２のフィルタネットワーク手段の出力信号を、適切な周波数伝送帯域へアップコンバージョン又はダウンコンバージョンする別の周波数変換手段をさらに備える、請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
8. 適切な周波数伝送帯域へ、前記第１のフィルタネットワーク手段への入力信号をアップコンバージョン又はダウンコンバージョンするさらに別の周波数変換手段をさらに備える、請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の連続可変帯域幅フィルタ。
9. 請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の複数の連続可変帯域幅フィルタを含む、衛星通信システム。

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