JP5345153B2 - 遠隔通信衛星の通信チャネルフィルタリング - Google Patents

Description

本発明は、遠隔通信衛星のアップリンク及びダウンリンク信号電波（ビーム）の通信チャネルのフィルタリング手段に関する。

国際公開第２００６／０４３１１５号（特許文献１）は、アップリンク及びダウンリンク信号電波間のチャネルルーティングに柔軟性をもたせるコスト効率の良いアナログメカニズムを開示している。上記メカニズムでは、さまざまなマイクロ波周波数帯域からの全アップリンクチャネルが第１中間周波数（ＩＦ）に変換される。ダウンリンク信号電波での送信のために、選択した複数のチャネルを互いにグループ化するよう、選択した複数のチャネルのフィルタリング及び第２ ＩＦへの変換が、アジャイルフィルタを用いて行われる。

国際公開第２００６／０８５１１６号（特許文献２）及び米国特許第４２６２３６１号（特許文献３）は、連続的可変帯域幅を有したアジャイルフィルタの形態を開示している。上記フィルタは、帯域通過フィルタ端に対して入力信号の位置を調整するために、局部発振器及びミクサを具備する。

上記文献に開示された技術における問題点は、チャネルルーティングのために多数のアジャイルフィルタが必要となることである。これは大量の位相ノイズを生じさせる。

国際公開第２００６／０４３１１５号パンフレット 国際公開第２００６／０８５１１６号パンフレット 米国特許第４２６２３６１号明細書

本発明の目的は、遠隔通信衛星のアップリンク及びダウンリンク信号電波間のチャネルルーティングに柔軟性をもたせるアナログメカニズムを提供することにあり、位相ノイズの問題が回避又は軽減される。

本発明は、可変帯域幅フィルタを提供する。上記フィルタは、入力信号の周波数を第１所定周波数値に変換する第１ミクサと、上記可変帯域幅の一端を定める第１フィルタと、入力信号の周波数を第２所定周波数値に変換する第２ミクサと、上記可変帯域幅の他端を定める第２フィルタと、入力信号の周波数を追加所定周波数値に変換する追加ミクサ手段と、上記第１ミクサ及び上記追加ミクサ手段に第１局部発振器周波数を提供する第１局部発振器手段と、上第２ミクサ及び上記追加ミクサ手段に第２局部発振器周波数を提供する第２局部発振器手段とを具備する。それによって、一方向における入力信号の各周波数変換は、逆方向において、対応する値による相対変換となる。

本発明は、可変帯域幅フィルタの位相ノイズの大部分が局部発振器に起因することを認識しており、局部発振器信号による入力信号の各周波数変換を、逆方向において実質的に同一の局部発振器信号に基づく周波数変換によって対称化することで、局部発振器信号による位相ノイズを実質的に除去する。

好ましくは、上記第１及び第２局部発振器手段は、単一の発振器回路として設けられ、上記第１局部発振器周波数を提供するために、第１周波数シンセサイザ手段に接続されるとともに、上記第２局部発振器周波数を提供するために、第２周波数シンセサイザ手段に接続される。これによって、部品数を少なくし、位相ノイズ源を減らすことができる。単一の発振器回路は、固有の高周波数で精密駆動する水晶振動子と、複数の周波数に固定された電圧制御発振器（ＶＣＯ）とからなってよい。ＶＣＯはスペクトル的には純粋であるが、時刻に対するずれを生じる。ＶＯＣを確実なものとするために、制御ループスキームが提供される。このループの「帯域幅追跡（tracking bandwidth）」によって、どの程度の量の位相ノイズが生じたかが判断される。

好ましくは、上記周波数シンセサイザ手段は、フラクショナルＮシンセサイザである。好ましくは、必要に応じて、第１及び第２周波数のそれぞれが１つのシンセサイザに提供され、各シンセサイザは、第１又は第２ミクサそれぞれに、及び、追加ミクサ手段に、同一の信号を提供する。

追加ミクサ手段は、以降に記載されるように、１つ以上のミクサ回路からなってよい。各ミクサの構造は、例えば、ダイオードブリッジなど、都合の良い任意の形状であってよい。

適切な遅延手段、例えば、遅延ライン長が、第１及び第２周波数の信号経路に挿入されてよく、以前の入力信号変換と対称をなす入力信号の信号変換が、正しく同期化されたバージョンの局部発振器信号によって行われることを保証する。第１及び第２局部発振器周波数の詳細な値は、所望の任意の値をとってよく、第１及び第２フィルタの詳細な特性と、干渉の原因となる相互変調積を回避するための要件とに応じて選択される。ある好適な実施態様では、第１及び第２局部発振器周波数の値は、互いに等しくなるように選択される。これにより、１つのフラクショナルＮシンセサイザだけしか必要とされないので、ハードウェアコストを著しく節約できる。あるいは、２つの同一のサブユニットが設けられてもよい。この場合、それぞれがシンセサイザ及びミクサを具備し、可変帯域幅フィルタを形成する。

本発明の概念を表した概略図である。 本発明の第１実施形態の概略的な構成図である。 本発明の第２実施形態の概略的な構成図である。

これより、添付の図面を参照して、本発明の好適な実施形態について記載する。

遠隔通信衛星のアップリンク及びダウンリンク信号電波のチャネルをルーティングするための現在の構成は、独立した局部発振器を使用して、チャネル位置及びチャネル帯域幅を得ると同時に、最終的な周波数変換をも提供する。その際、位相ノイズへの影響を消し去るための機会が得られない。本発明の好適な実施形態は、柔軟な帯域幅機能性を維持した手段を提供しつつ、位相ノイズ及びハードウェア数を削減する。本発明は、独立した機能として可変帯域幅を含む手段を提案する。その機能は、必要に応じて、全チャネルルーティング設計に追加される。好適な実施形態は、アップコンバージョン及びダウンコンバージョンに対して同一の周波数を用いることによって、位相ノイズを除去する手段に局所発振器を使用することに基づく。

図１に、提案する変換案を示す。ＩＦ １ラインは、現在のルーティング設計すべてに対する共通の入力及び出力周波数を表す。図示の通り、本案は総合的な変換は行わない。ＩＦ ２及びＩＦ ３は、擬似波を最小化するように選択された中間周波数である。可変帯域幅機能は、周波数変換「ａ」によって、チャネル周波数をＩＦ ２に変換することと、ＩＦ ２に低域通過フィルタを適用して、フィルタの帯域幅の上端を定めることとからなる。さらなる周波数変換「ｂ」は、チャネルをＩＦ ３に移し、ＩＦ ３での高域通過フィルタが、可変帯域幅の下端を定める。変換「ｂ」は、２つのフィルタの重なり、すなわち、通過帯域の幅を設定する。ＩＦ ３でのフィルタリング後、チャネルフィルタリングは完了し、チャネルは、さらなる周波数変換−「ａ」及び＋「ｂ」によって、周波数帯域ＩＦ １に戻る。

変形実施形態において、変換「ａ」は、変換「ｂ」よりも小さい値でよく、ＩＦ ２でのフィルタは、高域通過フィルタとなり、ＩＦ ３でのフィルタは、低域通過フィルタとなる。ある好適な実施形態では、ａ及びｂの値は、数値上は等しくてよく、これによって、ハードウェアコストを節約できる。

本発明の第１実施形態では、図２に示されたように、ＩＦ ３からＩＦ １への最終的な変換は、ＩＦ ２を介さずに行われるにもかかわらず、除去機能は維持した直接変換（ａ−ｂ）によって形成される。図２において、ＩＦ １の入力チャネル信号ＲＦ（入力周波数範囲（ＩＦ １）は、１０．７〜１２．７５ＧＨｚである）は、イメージ除去フィルタ２（５．９〜８．０ＧＨｚ）によってフィルタリングされ、第１ミクサ４で第１局部発振器周波数Ａと混合され、高域通過セラミックフィルタ６によってフィルタリングされ、可変利得増幅器７によって増幅され、第２ミクサ８で第２局部発振器周波数Ｂと混合され、低域通過セラミックフィルタ１０によってフィルタリングされ、追加ミクサ１２で合成局部発振器信号Ａ＋Ｂと混合され、広帯域フィルタ１４を介してフィルタリングされて、出力信号を生成する。故に、複数の要素２〜１４は、入力信号ＲＦに対する信号経路に対して直列に接続される。

２つの帯域成形フィルタ６，１０は、２．４ＧＨｚ（より正確には、２．２５〜２．５ＧＨｚのロールオフ周波数である）と、４ＧＨｚ（４．００〜４．２５ＧＨｚのロールオフ周波数）とで動作する。基本局部発振器（ＭＲＯ）１６は、第１フラクショナルＮシンセサイザ１８に接続される。第１フラクショナルＮシンセサイザ１８は、ミクサ４及び追加ミクサ２０へ、８．４５〜１０．２５ＧＨｚの周波数で第１局部発振器周波数Ａを提供する。発振器１６は、第２フラクショナルＮシンセサイザ２２に接続される。第２フラクショナルＮシンセサイザ２２は、ミクサ８及び追加ミクサ２０へ、６．２５〜６．５ＧＨｚの周波数で第２局部発振器周波数Ｂを提供する。ミクサ２０は、帯域通過フィルタ２４（１４．９５〜１７．００ＧＨｚ）を介して、追加ミクサ１２へ合成信号Ａ＋Ｂを提供する。最適な位相ノイズ除去が可能となる経路長に一致させるために、２つのシンセサイザ１８，２２からミクサ２０への信号経路には、２つの遅延線路Ｔａ，Ｔｂが設けられる。

動作中、変調結果ＲＦ−Ａは、下側帯域通過端を定めるために、ミクサから抽出され、フィルタ６に入力される。フィルタリング後の信号ＲＦ−Ａは、ミクサ８に入力される。変調結果Ｂ−ＲＦ＋Ａは、上側帯域通過端を定めるために、抽出され、フィルタ１２に入力される。フィルタリング後の信号Ｂ−ＲＦ＋Ａは、ミクサ１２に入力される。フィルタリング後の入力信号ＲＦを表す変調結果Ａ＋Ｂ−（Ｂ−ＲＦ＋Ａ）が抽出される。

図３に示された第２実施形態の手法は、図１の「Ｍ」形変換形状をそのまま採用し、ステージ毎に個々の変換を有する。図３において、図２の構成要素と類似した要素は、同一の参照符号が付される。主な違いとしては、図２のミクサ２０が省かれ、入力信号経路において、信号利得増幅器３２の後に追加ミクサ３０が配置されていることが見て取れる。故に、ミクサ１２は、入力信号の周波数を周波数Ｂに変換するように動作し、かつミクサ３０は、入力信号の周波数を周波数Ａに変換するように動作する。

変形実施形態では、局部発振器周波数の値Ａと値Ｂとが等しい。これによって、ハードウェアコストを節約できる。例えば、回路は、それぞれミクサ及びシンセサイザを含む２つの同一サブユニットで構成される。

２ イメージ除去フィルタ
４ 第１ミクサ
６ 高域通過セラミックフィルタ
７ 可変利得増幅器
８ 第２ミクサ
１０ 低域通過セラミックフィルタ
１２ 追加ミクサ
１４ 広帯域フィルタ
１６ 基本局部発振器
１８ 第１フラクショナルＮシンセサイザ
２０ 追加ミクサ
２２ 第２フラクショナルＮシンセサイザ
２４ 帯域通過フィルタ
３０ 追加ミクサ
３２ 信号利得増幅器

Claims (10)

1. 可変帯域幅フィルタであって、
   入力信号の周波数を第１所定周波数値に変換して、第１変換信号を提供する第１ミクサと、
   第１変換信号のフィルタリングを行う、前記可変帯域幅の一端を定めるように構成された第１フィルタと、
   フィルタ適用後の第１変換信号の周波数を第２所定周波数値に変換して、第２変換信号を提供する第２ミクサと、
   第２変換信号のフィルタリングを行う、前記可変帯域幅の他端を定めるように構成された第２フィルタと、
   フィルタ適用後の第２変換信号の周波数を追加所定周波数値に変換する追加ミクサ手段と、
   前記第１ミクサ及び前記追加ミクサ手段に第１局部発振器周波数を提供するとともに、前記第２ミクサ及び前記追加ミクサ手段に第２局部発振器周波数を提供する局部発振器手段と
   を具備し、
   前記追加ミクサ手段は、前記第１及び第２所定周波数値のそれぞれに対応する相対周波数変換を提供することを特徴とするフィルタ。
2. 前記第１局部発振器周波数を提供するために、第１周波数シンセサイザ手段に接続されるとともに、前記第２局部発振器周波数を提供するために、第２周波数シンセサイザ手段に接続される発振器回路をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。
3. 発振器回路が、
   水晶振動子と、
   該水晶振動子の調和周波数に固定された電圧制御発振器を含んだ制御ループと
   を具備することを特徴とする請求項２に記載のフィルタ。
4. 第１周波数シンセサイザ手段が、フラクショナルＮシンセサイザであることを特徴とする請求項２又は３に記載のフィルタ。
5. 第２周波数シンセサイザ手段が、フラクショナルＮシンセサイザであることを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１項に記載のフィルタ。
6. 第１及び／又は第２局部発振器周波数の信号経路に挿入されて、信号経路の遅延を平衡化させる遅延手段をさらに具備することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のフィルタ。
7. 前記追加ミクサ手段が、入力信号を第１及び第２局部発振器周波数の合成信号と混合するように構成されたミクサであることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載のフィルタ。
8. 前記追加ミクサ手段が、
   入力信号を第１局部発信周波数と混合するように構成された第３ミクサと、
   入力信号を第２局部発信周波数と混合するように構成された第４ミクサと
   からなることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載のフィルタ。
9. 前記第１及び第２局部発振器周波数の値が互いに等しいことを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載のフィルタ。
10. 遠隔通信衛星のアップリンク及びダウンリンク信号電波間のチャネルルーティング構成に組み込まれることを特徴とする請求項１ないし９のいずれか１項に記載のフィルタ。

Images