DE10142249A1

DE10142249A1 - Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokalozillator-Signals und Empfänger

Info

Publication number: DE10142249A1
Application number: DE2001142249
Authority: DE
Inventors: Christian Grewing; Andre Hanke; Stefan Van Wassen
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-08-29
Filing date: 2001-08-29
Publication date: 2003-04-03
Also published as: WO2003026126A3; WO2003026126A2; EP1421675A2

Abstract

Es ist eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals angegeben, welche zwei Doppelmischer (M1, M1', M2, M2') umfaßt, die von einer Signalaufbereitungsschaltung (1) mittels eines an einem Eingang (E, E') zuführbaren Bezugssignals so an ihren Eingangspaaren angesteuert werden, daß an den zur Frequenzumsetzung ausgelegten Doppelmischern ausgangsseitig (A, A') eine Inphase- und eine Quadratur-Komponente, welche zueinander eine exakte Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen und gemeinsam ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal bilden, bereitgestellt ist. Die Schaltungsanordnung ist bevorzugt in einem Empfänger zum Ansteuern eines Abwärts-Frequenzumsetzers (12) anwendbar. Das vorliegende Prinzip ermöglicht eine Verringerung der Abhängigkeit der Frequenzverschiebung von 90 Grad von Fertigungstoleranzen, eine verringerte Frequenzabhängigkeit der Phasenverschiebung sowie eine deutlich geringere Stromaufnahme eines Mobilfunkempfängers.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator- Signals und einen Empfänger mit der Schaltungsanordnung.
Bei modernen Sende- und Empfangs-Architekturen zur Übertragung digital codierter Daten über einen Funkkanal liegt das Zwischenfrequenzsignal üblicherweise als komplexwertiges Signal vor, welches in eine Inphase- und eine dazu 90 Grad phasenverschobene Quadraturkomponente aufgespalten ist. Zum Ansteuern von Frequenzumsetzern, welche in Senderichtung die Zwischenfrequenzebene auf eine Hochfrequenzebene umsetzen bzw. in Empfangsrichtung ein empfangenes Hochfrequenzsignal in die Zwischenfrequenzebene konvertieren, ist ein Lokaloszillator-Signal erforderlich, welches ebenfalls ein komplexwertiges Signal ist und zwei 90 Grad zueinander phasenverschobene Signalanteile aufweist.
Die Phasenverschiebung der beiden komplexwertigen Signalanteile des Oszillatorsignals zur Ansteuerung der Frequenzumsetzer wird üblicherweise mit Hilfe eines Phasenschiebers erzeugt. Die Genauigkeit dieser Phasenverschiebung hat dabei direkten Einfluß auf die Leistungsfähigkeit und Qualität eines Mobilfunkempfängers, insbesondere in Bezug auf die Unterdrückung der Spiegelfrequenzen.
Gebräuchliche schaltungstechnische Realisierungen derartiger Phasenschieber sind RC-Alpässe. Die Phasenlagen der I- und Q- Komponenten (Inphase- und Quadraturkomponente) des Lokaloszillator-Signals sind dabei bei Massenproduktion größeren Abweichungen unterworfen, da sie stark von Prozeßtoleranzen, der Anpassung der Allpaß-Elemente untereinander und von parasitären Kapazitäten abhängig sind. Ein weiterer Nachteil der Phasenverschiebung mit RC-Allpässen liegt in deren Frequenzabhängigkeit begründet. Schließlich erfordern RC-Allpässe aufgrund der großen Pegelverluste zusätzliche, leistungsstarke Treiberstufen, welche üblicherweise einen großen Strombedarf haben.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals, welche eine hohe Genauigkeit der Phasenverschiebung der Signalkomponenten von 90 Grad gewährleistet und die einen geringen Strombedarf aufweist, sowie einen Empfänger mit der Schaltungsanordnung anzugeben.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Schaltungsanordnung gelöst mit einer Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals, aufweisend

- einen ersten Doppelmischer zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangspaar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar,
- einen zweiten Doppelmischer zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangspaar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar und
- eine Signalaufbereitungsschaltung, die mit den Eingangspaaren der Doppelmischer gekoppelt ist zur Ansteuerung der Doppelmischer derart, daß an einem Ausgang der Schaltungsanordnung, der mit den Ausgangspaaren der Doppelmischer gekoppelt ist, ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal mit einer Phasenverschiebung von 90 Grad bereitgestellt ist.

Der üblicherweise in einer Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals vorhandene erste Doppelmischer ist gemäß vorliegendem Prinzip um einen zweiten Doppelmischer ergänzt. Durch geeignete Ansteuerung der beiden Doppelmischer mittels der Signalaufbereitungsschaltung ist es mit vorliegendem Prinzip möglich, direkt bei der Frequenzumsetzung eines Bezugssignals in die gewünschte Trägerfrequenzebene des Lokaloszillator-Signals dieses mit zwei Signalkomponenten, nämlich einer Inphase- und einer Quadraturkomponente, zu erzeugen, welche zueinander eine exakte Phasenverschiebung von 90 Grad aufweisen.
Die Genauigkeit der Phasenlagen des komplexwertigen Lokaloszillator-Signals ist dabei nicht mehr von Toleranzen der integrierten Widerstände oder Kapazitäten abhängig, die in Massenherstellungsverfahren üblicherweise starken Schwankungen unterworfen sind. Zudem ergibt sich als weiterer Vorteil die Frequenzunabhängigkeit des Phasenversatzes.
Auch bezüglich des Strombedarfs der Schaltungsanordnung ergibt sich ein weiterer Vorteil durch eine Stromreduzierung der Frequenzumsetzung um mindestens 20%, da die Stromaufnahme zweier Doppelmischer normalerweise geringer ist als die eines Doppelmischers und eines zusätzlichen Phasenschiebers.
Die beiden Doppelmischer der Schaltungsanordnung gemäß vorliegendem Prinzip sind bevorzugt als Aufwärtsmischer ausgebildet, deren Ausgangssignal eine höhere Frequenz als die Eingangssignale aufweist.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Doppelmischer als spiegelfrequenzunterdrückende Mischer ausgebildet. Derartige spiegelfrequenzunterdrückende Mischer werden auch als sogenannte Image-Rejection-Mixer oder IR-Mixer bezeichnet. Derartige Mischer unterdrücken die bei der Frequenzmischung zweier Eingangssignale üblicherweise auftretenden, unerwünschten Spiegelfrequenzen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Ausgangspaare der Doppelmischer über je einen Addierknoten mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung gekoppelt.
Dabei ist bevorzugt je ein Addierknoten je einem Doppelmischer zugeordnet. Der Addierknoten verknüpft dabei die beiden Ausgänge des Doppelmischers miteinander in einer mathematischen Addition. Am Ausgang der Addierknoten ist dabei die Inphase- bzw. die Quadraturkomponente des von vorliegender Schaltungsanordnung bereitgestellten Lokaloszillator-Signals abgreifbar.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind das erste Eingangspaar des ersten Doppelmischers und das erste Eingangspaar des zweiten Doppelmischers miteinander zur Zuführung eines komplexwertigen Bezugssignals verbunden. Demnach werden den beiden Doppelmischern, beispielsweise an ihren schaltenden Eingängen, die beiden Signalkomponenten eines Bezugssignals mit einer Bezugsfrequenz, welches beispielsweise von einem spannungsgesteuerten Oszillator bereitgestellt wird, zugeführt.
Frequenzmischer weisen üblicherweise jeweils sogenannte schaltende und sogenannte lineare Eingänge, abhängig von deren Signalverarbeitungseigenschaften, auf.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind das zweite Eingangspaar des ersten Doppelmischers und das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers mit Ausgängen eines Frequenzteilers gekoppelt, dem eingangsseitig ein Signal mit der Frequenz des Bezugssignals zuführbar ist. Der Frequenzteiler koppelt demnach den Bezugssignal-Eingang, der bevorzugt mit den beiden ersten Eingangspaaren der beiden Doppelmischer bezüglich der Frequenz unmitttelbar verbunden ist, mit den zweiten Eingangspaaren der beiden Doppelmischer.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind zur Kopplung des Frequenzteilers mit den Doppelmischer Tiefpaß-Filter vorgesehen. Die Tiefpaß-Filter sind mit ihrer Grenzfrequenz dabei so eingestellt, daß durch die Frequenzteilung auftretende, höhere harmonische Frequenzen aus der Signalverarbeitungskette herausgefiltert werden.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Frequenzteiler als Flip-Flop mit um 90 Grad phasenverschobenen Signalausgängen ausgebildet.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers mit den Ausgängen des Frequenzteilers bezüglich des zweiten Eingangspaares des ersten Doppelmischers über Kreuz gekoppelt, wobei ein Inverter zur Kopplung des zweiten Eingangspaares des zweiten Doppelmischers mit einem Ausgang des Frequenzteilers vorgesehen ist.
Bezüglich der elektrischen Verbindung des Frequenzteilerausgangs mit dem zweiten Eingangspaar des ersten Doppelmischers ist das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers mit dem Ausgang des Frequenzteilers über Kreuz gekoppelt. Die Verbindungsleitungen oder Anschlüsse des zweiten Doppelmischers zum Führen der beiden zueinander orthgonalen Signalkomponenten sind demnach vertauscht. Zusätzlich ist eine der üblicherweise zwei Verbindungsleitungen zwischen Frequenzteiler und zweitem Eingangspaar des zweiten Doppelmischers invertiert. Invertiert wird demnach lediglich eine der beiden Signalkomponenten. Diese Invertierung kann beispielsweise bei symmetrischer Signalführung durch Vertauschen der beiden Leitungen zum Führen der symmetrischen Signalkomponente des frequenzgeteilten Signals erzielt sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Frequenzteiler so ausgebildet, daß eine Frequenzteilung durch zwei bewirkt ist. Dabei beträgt die Frequenz des Bezugssignals bevorzugt zwei Drittel der Frequenz des Lokaloszillator-Signals am Ausgang der Schaltungsanordnung.
Die Doppelmischer werden demnach bevorzugt am jeweils ersten Eingangspaar mit einem komplexwertigen Signal mit zwei Dritteln der Signalausgangsfrequenz angesteuert und an ihren zweiten Eingangspaaren mit einem frequenzgeteilten Signal beaufschlagt, welches vom Signal mit zwei Dritteln der Ausgangsfrequenz abgeleitet ist und dessen Signalfrequenz ein Drittel der Ausgangsfrequenz beträgt.
Bezüglich des Empfängers ist die Aufgabe dadurch gelöst, daß ein Empfänger mit einer Schaltungsanordnung gemäß dem beschriebenen Prinzip vorgesehen ist, der einen Frequenzumsetzer aufweist, der mit einem Steuereingang mit der Schaltungsanordnung zur Zuführung des komplexwertigen Lokaloszillator- Signals gekoppelt ist, wobei der Frequenzumsetzer ausgebildet ist zur Umsetzung eines Hochfrequenzsignals in ein Signal einer niederfrequenten Lage.
Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Schaltungsanordnung und
Fig. 2 eine beispielhafte Anwendung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 in einem Mobilfunk-Transceiver.
Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals mit einer Inphase- und einer dazu orthogonalen Quadratur-Komponente.
Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 beruht dabei auf einem Aufwärts-Mischprinzip zur Erzeugung der Lokaloszillatorfrequenz.
Die Schaltungsanordnung weist einen Signaleingang E, E' zum Zuführen eines Signals mit einer Bezugsfrequenz, einen ersten Doppelmischer M1, M1', einen zweiten Doppelmischer M2, M2', einen Signalausgang A, A', der mit Ausgangspaaren der Doppelmischer M1, M1', M2, M2' gekoppelt ist, sowie eine Signalaufbereitungsschaltung 1 auf, welche den Eingang E, E' mit Eingangspaaren der Doppelmischer M1, M1', M2, M2' koppelt.
An den Eingang E, E' ist beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator ankoppelbar, von dem zwei um 90 Grad zueinander phasenverschobene Signalanteile beispielsweise mittels eines einfachen Phasenschiebers und eines optionalen Frequenzteilers abgeleitet sind. Der Ausgang A, A' stellt ein komplexwertiges Signal mit einer Inphase- und einer Quadratur-Komponente bereit, mit einer exakten Phasenverschiebung von 90 Grad der Signalkomponenten zueinander, welches zum Ansteuern von Frequenzumsetzern beispielsweise in Mobilfunksendern oder -empfängern geeignet ist.
Die Doppelmischer M1, M1'; M2, M2' weisen jeweils zwei Eingangspaare und ein Ausgangspaar auf. Das Ausgangspaar des ersten Doppelmischers M1, M1' ist in einem Addierknoten 2 miteinander verkoppelt, welcher zwei Signaleingänge aufweist, die mit den Mischerausgängen der Mischer M1, M1' des ersten Doppelmischers verbunden sind. Am Ausgang des Addierknotens 2, der über einen Treiberbaustein 3 mit einer Ausgangsklemme A des Ausgangs A, A' verbunden ist, ist eine der beiden Signalausgangskomponenten des Lokaloszillator-Signals bereitgestellt.
In Analogie zur Beschaltung des ersten Doppelmischers M1, M1' weist auch der zweite Doppelmischer M2, M2' einen ihm zugeordneten Addierknoten 4 auf, der die beiden Ausgangsklemmen der Mischer M2, M2' des zweiten Doppelmischers M2, M2' an seinen Eingängen miteinander verbindet und dessen Signalausgang über einen weiteren Treiberbaustein 5 mit der weiteren Ausgangsklemme A' des Ausgangs A, A' der Schaltungsanordnung verbunden ist.
Die Signalaufbereitungsschaltung 1 koppelt jeweils bei erstem und zweitem Doppelmischer M1, M1', M2, M2' deren erstes und deren zweites Eingangspaar jeweils mit dem Bezugssignal- Eingang E, E'.
Die Signalaufbereitungsschaltung 1 ist so ausgebildet, daß das erste Eingangspaar des ersten Doppelmischers M1, M1' und das erste Eingangspaar des zweiten Doppelmischers M2, M2' mit dem Eingang E, E' jeweils verbunden sind. Den beiden Doppelmischern wird an ihrem ersten Eingangspaar somit jeweils ein komplexwertiges Signal mit zwei um 90 Grad zueinander phasenverschobenen Signalanteilen cos(2/3ωT), sin(2/3ωT) zugeführt. Zur Bereitstellung eines frequenzgeteilten, komplexwertigen Signals, welches jeweils dem zweiten Eingangspaar von erstem und zweitem Doppelmischer M1, M1', M2, M2' zugeführt wird, ist ein Frequenzteiler 6 vorgesehen, der als Flip-Flop-Baustein mit einem Eingang und zwei Ausgängen ausgebildet ist, welche zwei zueinander um 90 Grad phasenverschobene Signale bereitstellen. Der Eingang des Frequenzteilers 6 ist mit einer Eingangsklemme E des Eingangs E, E' der Schaltungsanordnung verbunden. An die beiden Ausgänge des Frequenzteilers 6 ist je ein Tiefpaß-Filter 7 angeschlossen, welches eine Unterdrückung unerwünschter, bei der Frequenzteilung entstehender Signalanteile bewirkt. Die Ausgänge der Tiefpaß-Filter 7 sind mit dem zweiten Eingangspaar des ersten Doppelmischers M1, M1' zum Zuführen eines vom Bezugssignal abgeleiteten Signals mit halber Bezugsfrequenz cos(1/3ωT), sin(1/3ωT) verbunden. Der zweite Doppelmischer ist über sein zweites Eingangspaar ebenfalls mit den Ausgängen der Tiefpaß- Filter 7 gekoppelt. Allerdings sind bezüglich des ersten Doppelmischers und bezüglich der Signalzuführung zu den ersten Eingangspaaren der Doppelmischer die Signalkomponenten von Inphase- und Quadratur-Komponente des Bezugssignals mit halber Frequenz vertauscht, zudem ist eine der Signalkomponenten invertiert zugeführt, so daß dem zweiten Doppelmischer an seinem zweiten Eingangspaar die Signalkomponenten -sin(1/3ωT), cos(1/3ωT) zugeführt werden. Hierfür ist ein Inverter 8 vorgesehen, der mit seinem Eingang mit einem der Tiefpaß-Filter 7 und mit seinem Ausgang mit einem der Mischer M2' des zweiten Doppelmischers M2, M2' gekoppelt ist.
Bei einer bevorzugten Realisierung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 in symmetrischer Schaltungstechnik zum Führen differenzieller Signale kann der Inverter 8 besonders einfach durch Vertauschen der beiden Signalleitungen zum Führen des symmetrischen Signals aufgebaut sein. Bei der Schaltungsanordnung gemäß vorliegendem Prinzip in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 werden die Doppelmischer M1, M1'; M2, M2' jeweils an ihrem ersten Eingangspaar mit einem Bezugssignal angesteuert, welches zwei Drittel der Frequenz des Ausgangssignals am Ausgang A, A' aufweist sowie an ihren zweiten Eingangspaaren mit jeweils davon abgeleiteten Signalen, deren Frequenz ein Drittel der Ausgangsfrequenz beträgt. Die Frequenzmischer bilden jeweils die Summe und die Differenz der Eingangsfrequenzen, somit die Ausgangsfrequenz ω sowie ein Drittel dieser Frequenz 1/3ω. In den Addierknoten 2, 4 hebt sich der Signalanteil mit einem Drittel der Ausgangsfrequenz aber gerade weg, so daß die Ausgangsfrequenz selbst übrig bleibt und am Ausgang A, A' als komplexwertiges Signal sin(ωt), cos(ωt) bereitgestellt ist.
Im Einzelnen ist die Signalansteuerung der Doppelmischer wie folgt: Dem ersten Mischer M1 des ersten Doppelmischers wird an seinem schaltenden Eingang ein Signal mit der Frequenz 2/3ωt mit einer Kosinus-Phasenlage zugeführt und an seinem linearen Signaleingang das Signal sin(1/3ωt). Der zweite Mischer M1' des ersten Doppelmischere weist an seinem schaltenden Eingang das Signal sin(2/3ωt) und an seinem linearen Eingang das Signal cos(1/3ωt) auf. Am Signalausgang des ersten Mischers M1 steht damit das Signal 1/2sin(ωt) - 1/2sin(1/3ωt) bereit, während am Signalausgang des zweiten Mischers M1' des ersten Doppelmischers das Signal M1' des ersten Doppelmischers das Signal 1/2sin(ωt) + 1/2sin(1/3ωt) bereitgestellt ist. Die Addition im Addierknoten 2 bewirkt, daß an der Ausgangsklemme A das Signal sin(ωt) bereitgestellt ist.
Bezüglich des zweiten Doppelmischers ergibt sich folgende Signalansteuerung mit der Schaltung gemäß Fig. 1: der Mischer M2 des zweiten Doppelmischers ist an seinem schaltenden Eingang mit dem Signal cos(2/3ωt) beaufschlagt, während sein linearer Eingang mit dem Signal cos(1/3ωt) beaufschlagt ist. Am Ausgang des Mischers M2 steht damit ein gemischtes Signal bereit, welches sich ergibt zu 1/2cos(ωt) + 1/2cos(1/3ωt). Der weitere Mischer M2' des zweiten Doppelmischers ist an seinem schaltenden Signaleingang mit einem Signal sin(2/3ωt) und an seinem linearen Eingang mit einem Signal -sin(1/3ωt) beaufschlagt und stellt folglich an seinem Ausgang ein Signal bereit, welches sich ergibt zu 1/2cos(ωt) - 1/2cos(1/3ωt). Am Ausgang des Addierers 4, dem die Ausgangssignale der Mischer M2, M2' zugeführt werden, steht damit ein cos(ωt) bereit, welches an der Ausgangsklemme A' abgreifbar ist.
Bei dem Prinzip gemäß Fig. 1 werden die Doppelmischer M1, M1'; M2, M2' demnach als spiegelfrequenzunterdrückende Mischer beschaltet und betrieben.
Die Schaltung gemäß Fig. 1 bietet einen einfachen Aufbau bei zugleich hoher Genauigkeit des Phasenversatzes von 90 Grad am Ausgang A, A'. Das am Ausgang A, A' bereitgestellte Lokaloszillator-Signal ist bevorzugt zur Ansteuerung von Frequenzumsetzern mit einer Träger- beziehungsweise Überlagerungsfrequenz in Mobilfunk-Empfängern oder Mobilfunk-Sendern anwendbar. Beispielsweise ist das Lokaloszillator-Signal bevorzugt zum Abwärtsmischen einer hochfrequenten Lage in eine komplexe Zwischenfrequenzebene geeignet. Die besonders hohe, mit vorliegender Schaltung erzielbare Genauigkeit der Phasenverschiebung von 90 Grad ermöglicht eine sehr präzise Unterdrückung der Spiegelfrequenzanteile in einem Mobilfunk-Empfänger.
Ebenso kann die Schaltung gemäß Fig. 1 auch in einem Mobilfunk-Sender mit komplexer Zwischenfrequenzebene zur Ansteuerung eines Vektormodulators verwendet werden. Gegenüber einer üblichen Realisierung der Aufwärtsmischung zur Erzeugung des Lokaloszillator-Signals mit einem IR-Mischer und einem Phasenschieber bietet die beschriebene Realisierung mit zwei spiegelfrequenzunterdrückenden Mischern den Vorteil der weitgehenden Unabhängigkeit von fertigungsbedingten Parameterschwankungen, wie sie bei RC-Allpässen auftreten, der weitgehenden Frequenzunabhängigkeit der 90 Grad-Phasenverschiebung des Lokaloszillator-Signals sowie einer deutlichen Stromeinsparung von mindestens 20 Prozent.
Fig. 2 zeigt in einer schematischen, stark vereinfachten Ansicht einen Mobilfunk-Transceiver, bei dem die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 eingesetzt ist. Der Sendeempfänger gemäß Fig. 2 weist eine Sende- und Empfangs-Antenne 10 auf, die an eine Duplexeinheit 11 angeschlossen ist, die je nach verwendetem Duplex-Prinzip beispielsweise als Duplex-Filter und/oder als aktiver Schalter ausgebildet sein kann. An die Duplex-Einheit 11 ist in einer Empfangsrichtung eines Empfangszweiges Rx ein Abwärtsmischer 12 angeschlossen, der das hochfrequente Empfangssignal in ein Zwischenfrequenzsignal I, Q, welches als komplexwertiges Signal vorliegt, umsetzt. Hierfür ist dem Abwärtsmischer 12 ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal an einem Steuereingang als Überlagerungssignal zuführbar. Dieses wird von einer Funktionseinheit 13 bereitgestellt, welcher der Schaltung gemäß Fig. 1 entspricht. Die Funktionseinheit 13 ist weiterhin mit einem Vektormodulator 14 gekoppelt, der ein Signal einer niederfrequenten Zwischenfrequenzebene aufgrund der Ansteuerung mit einem komplexwertigen Lokaloszillator-Signal in eine hochfrequente Lage umsetzt. Das komplexwertige Trägersignal, welches am Ausgang A, A' der Schaltung gemäß Fig. 1 bereitgestellt ist, wird dabei vom Zwischenfrequenzsignal I, Q moduliert.
Der Ausgang des Vektormodulators 14 ist mit einem Eingang des Duplexers 11 in einem Sendepfad Tx gekoppelt.
Aufgrund der beschriebenen, weitgehenden Unabhängigkeit der Phasenlage des Lokaloszillator-Signals ist die Performance, insbesondere bezüglich der Fertigungstoleranzen und der Frequenzunabhängigkeit der Phasenverschiebung in einem Mobilfunksender und Mobilfunkempfänger deutlich verbessert. Zugleich ist der Aufbau eines Empfänger bzw. Transceivers mit deutlich verringerter Stromaufnahme ermöglicht. Bezugszeichenliste 1 Signalaufbereitungsschaltung
2 Addierer
3 Treiber
4 Addierer
5 Treiber
6 Frequenzteiler
7 Tiefpaßfilter
8 Inverter
A Ausgang
A' Ausgang
E Eingang
E' Eingang
M1 Mischer
M1' Mischer
M2 Mischer
M2' Mischer
10 Antenne
11 Duplexer
12 Abwärtsmischer
13 Schaltungsanordnung
14 Vektormodulator
I Signalkomponente
Q Quadraturkomponente
Tx Sendepfad
Rx Empfangspfad

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Bereitstellen eines komplexwertigen Lokaloszillator-Signals, aufweisend
einen ersten Doppelmischer (M1, M1') zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangspaar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar,
keinen zweiten Doppelmischer (M2, M2') zum Frequenzmischen zweier komplexwertiger Signale, mit einem ersten Eingangspaar, einem zweiten Eingangspaar und einem Ausgangspaar und
weine Signalaufbereitungsschaltung (1), die mit den Eingangspaaren der Doppelmischer (M1, M1'; M2, M2') gekoppelt ist zur Ansteuerung der Doppelmischer (M1, M1'; M2, M2') derart, daß an einem Ausgang der Schaltungsanordnung (A, A'), der mit den Ausgangspaaren der Doppelmischer (M1, M1'; M2, M2') verknüpft ist, ein komplexwertiges Lokaloszillator-Signal mit einer Phasenverschiebung von 90 Grad bereitgestellt ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Doppelmischer (M1, M1'; M2, M2') als spiegelfrequenzunterdrückende Mischer ausgebildet sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangspaare der Doppelmischer (M1, M1', M2, M2') über je einen Addierknoten (2, 4) mit dem Ausgang (A, A') der Schaltungsanordnung gekoppelt sind.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Eingangspaar des ersten Doppelmischers (M1, M1') und das erste Eingangspaar des zweiten Doppelmischers (M2, M2') miteinander und mit einem Eingang (E, E') der Schaltungsanordnung verbunden sind zur Zuführung eines komplexwertigen Bezugssignals.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Eingangspaar des ersten Doppelmischers (M1, M1') und das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers (M2, M2') mit Ausgängen eines Frequenzteilers (6) gekoppelt sind, dem eingangsseitig ein Signal mit der Frequenz des Bezugssignals zuführbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kopplung des Frequenzteilers (6) mit den Doppelmischern (M1, M1'; M2, M2') Tiefpaß-Filter (7) vorgesehen sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler (6) als Flip-Flop mit um 90 Grad phasenverschobenen Signalausgängen gebildet ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Eingangspaar des zweiten Doppelmischers (M2, M2') mit den Ausgängen des Frequenzteilers (6) bezüglich des zweiten Eingangspaares des ersten Doppelmischers (M1, M1') über Kreuz gekoppelt ist, wobei ein Inverter (8) zur Kopplung des zweiten Eingangspaares des zweiten Doppelmischers (M2, M2') mit einem Ausgang des Frequenzteilers (6) vorgesehen ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzteiler (6) eine Frequenzteilung durch zwei bewirkt und die Frequenz des Bezugssignals zwei Drittel der Frequenz des am Ausgang (A, A') bereitgestellten Lokaloszillator-Signals beträgt.

10. Empfänger mit einer Schaltungsanordnung (13) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, aufweisend einen Frequenzumsetzer (12) zur Umsetzung eines Hochfrequenzsignals in ein niederfrequentes Signal, wobei der Frequenzumsetzer (12) einen Steuereingang hat, der mit dem Ausgang (A, A') der Schaltungsanordnung (13) gekoppelt ist zur Zuführung des Lokaloszillator-Signals.