CN1694364A - 下混合无线装置所接收射频信号至基带的装置及方法 - Google Patents

Abstract

一装置，其具有一第一混合器级(14)用以藉由一射频信号的下混合而产生一第一模拟中间频率信号，具有一A/D转换器级(15)用以产生一第一数字中间频率信号(x)，具有一第二混合器级(17)，用以从所述的第一数字中间频率信号(x₁)中产生一第二数字中间频率信号(x₂)，以及具有一第三混合器级(19)，用以从所述第二数字中间频率信号(x₃)中产生一数字基带信号(x₄)，其中所述的第二混合器级(17)相较于所述的第三混合器级(19)具有一较高的取样频率。

Description

下混合无线装置所接收射频信号至基带的装置及方法

技术领域

本发明与用于被一无线装置所接收的射频信号的下混合的一装置与一方法有关。所述装置整合于一无线接收器级中。

背景技术

时分多任务系统的移动无线接收器级，例如GSM/EDGE或IS-136必须以尽可能小的杂信以及尽可能小的其它干扰处理相对窄带(Narrowband)的信号，其中在邻近频率上的干扰信号是叠加的。

本发明与移动无线接收器级的部分有关，藉由本发明，在天线书输入端的射频信号转换成在基带上的一数字取样信号。所述的移动无线接收器级部分包含尤其是用于频率转换的混合装置，两个用以取样对比信号的九十度相位差(quadrature)部分的模拟/数字转换器级，以及用于数字信号的另一处理程序的数字电路。藉由这样程序所处理的信号稍后供应到一均衡器级(equalizer)。

近年来，零差(homodyne)接收器级对于频率转换变得越来越最重要。缺少具有外差接收器级的中间的频率阶段能够达成更大的芯片整合，因而使成本降低。同样地，由于成本降低的原因，纯粹的CMOS技术更经常用来取代BiCMOS技术。

然而，所述的零差接收器级在由模拟/数字转换器级取样的信号中却具有信号干扰的缺点，这些缺点列举如下：

  -所述CMOS技术导致1/f的杂信加到所述信号上。

-在混合器级的接合与第二阶的非线性造成巨大的DC电压干扰信号(DC偏移)。

-第二阶的非线性也造成在邻近信道的干扰信号的包络线耦接到基带。在异步网络中，这造成在基带上的一斜面波道(ramp)形式的信号干扰。GSM标准提供接收器级对这样干扰的敏感度的一特定测试。这个所谓的“调幅抑制测试(AM suppression test)”已详细描述于“GSMrecommendation 05.05 version 8.5.0”ETSI，July 2000。

假如无线信号直接混合到其被取样的基带，所述干扰信号发生约0Hz，因此位于所要信号的中心位置。这样无须任何的中间阶段的下混合无线信号方式可参照专门的参考文献，例如“Zero IF(intermediate frequency)sampling”。而这个方式另一个替代方案，所谓的“低中频采样(low IFsampling)”中，信号首先下混合到一低中频并在混合到基带前进行取样。在这个例子中，干扰来源发生于负中频(中间频率)。根据所述“低中频”频率的选择，所述的接近DC的干扰来源结果根本不再位于所要的频谱上，或只位于所要频谱的边缘上。

一“低中频”架构主要的缺点在于镜面影像频谱的产生，该现象是由在九十度相位差成分中的增益误差与相位误差所形成。在一过高的中间频率的例子中，例如，超过110kHz的例子中，来自一不直接相邻且程度参照GSM标准可能超过所要的信号41dB的干扰源的频谱可能会反射到所要的频谱中。一中间频率大约100kHz通常被选来作为一折衷的频率。在这样的情况下，所述的中间频率通常不从一起始点来定义而是设计成使得其可以调整于1或2kHz的等级。

然而，如上所述的中间频率对于符号率通常并不具有一简单的比例，在GSM标准中，这个比例为13MHz/48。因为取样率为所述的符号率的倍数，因此所述中间频率对于所述的取样率也不具有一简单比例。因此，到基带的数字转换通常是复杂的。此外，用以制造RF芯片的CMOS技术并不适合用于复杂的数字电路。因此，所述的取样与数字处理必须在基带芯片上完成。然而，这是不具优势的，因为所述的数字处理是高度相关于所述的RF架构，因此所述的基带芯片必须提供所有可实行于RF架构的变化。

在传统的近代移动无线接收器级中，无线装置所接收的射频信号直接利用所述的“零点中频(Zero IF)”程序而混合到基带，其中所述信号是经过取样的。图1表示在一移动无线接收器级在基频上的典型信号处理的区块图。由一RF混合器级(没有表示于图1中)所产生的一模拟基带信号传送到一硬件电路1，在该硬件电路1上，所述的模拟基带信号藉由一模拟/数字转换器级2而转换成一数字基带信号。这通常是利用一具有高取样频率，例如13MHz或26MHz的模拟/数字转换器级而达成。相较于所述的GSM标准符号率，这分别对照到一48或96比例的过取样率。

所述过取样的基带信号的取样值通常藉由多比率的批次抽样(decimation)滤波器级电路3而进行批次抽样。所述的基带信号随后传送信道一低通滤波器级4。

其它的基带信号处理，例如DC补偿、信道估算、信道均衡以及信道译码都在一数字信号处理5上完成。

如图1所示的执行程序允许最小复杂度的数字电路的使用。然而，这样的电路对于干扰，例如1/f的杂信、DC偏移以及第二阶非线性度的干扰并不够可靠。

图2表示用于基带接收的一“低中频”架构形式的电路装置区块图，如同D.Redmond于IS SCC 2002所提出的“A GSM/GPRS Mixed-SignalBaseband IC”。

已藉由一RF混合器级(没有表示于图2中)而转换到一“低中频”频率得一模拟的中间频率信号首先通过一模拟/数字转换器级6已转换成一数字中间频率信号。

所述已被以一高过取样因子取样的数字中间频率信号在一多比率的批次抽样滤波器级电路7上被批次抽样成一2倍的过取样因子。所述的多比率批次抽样滤波器级电路7为了达成这个目的而串接到低通滤波器级8、9以及一高通滤波器级10。所述的低通滤波器级8、9分别是6阶与51阶的低通滤波器级。此外，所述滤波器级8、9分别透过一因子12或4降低各自的数字输入信号的取样值。而所述的高通滤波器级10则为一31接的高通滤波器级。

所述由多比率批次抽样滤波器级电路7所发射出来的中间频率信号被传送到一数字混合器级11，以转换这个仍处于“低中频”频率的中间频率信号到一基带。连接在所述的数字混合器级11的输出端的另一个15阶的低通滤波器级12过滤这些直接来自基带信号的直接相邻的信道干扰信号。其它的基带信号处理程序则于一数字信号处理器级13上完成。

因为在如上所述的“低中频”架构的情况中，所述的中间频率被以一高过取样的比率而输入所述的多比率批次抽样滤波器级电路7，而过取样比率不会到达2的程度，除非在所述的多比率批次抽样滤波器级电路7的输出具有陡峭的边缘以及线性的相位，因而需要复杂的滤波器级以用于高取样率的多比率批次抽样滤波器级电路7，已为了避免混叠效应。

另一个转化由无线装置所接收的射频信号到一基带的可能方法即为以一高取样率而下混合所述以转换为一“低中频”频率的一中间频率信号到一基带。虽然这个方法降低了执行滤波器级的复杂度，但是所使用的数字混合器级的复杂度仍然是非常高的。举例来说，假如下混合程序以一因子为4的过取样比例来完成，那么所提供的混合器级的复杂度将会加倍。

综合以上所述，本发明的一目的在于提供一种用于下混合无线装置所接收的射频信号到一基带的装置，其中所述装置不仅具有低复杂程度而且能产生几乎不具干扰的一基带信号。本发明的另一目的在于提供一种用于与前面所述装置相同目的而且具有相同优势的方法。

发明内容

本发明的目的可以藉由如独立权利要求1与权利要求9所述的技术特征而完成。本发明的较佳发展与修正可以藉由其它附属的权利要求所述的技术特征来加以说明。

根据本发明所提出的装置，其用以下混合由无线装置所接收的射频信号到一基带。根据本发明的装置较佳者整合于用以接收射频信号的移动无线装置上。

本发明的一主要构想在于使下混合在“低中频”的一中间频率信号到基带的程序能够利用不同的取样频率而以两阶段来完成。为了实现这个目的，根据本发明的装置具有一第一、一第二以及一第三混合装置，同时也包含一模拟/数字转换器级。

所述的第一混合器级藉由一第一混合频率而下混合所述的射频信号到一第一模拟中间频率信号。所述的第一模拟中间频率信号较佳者具有一“低中频”的频率。藉由所述的模拟/数字转换器级的取样，从所述第一模拟中间频率信号产生一第一数字中间频率信号。所述的第二混合器级藉由一第二混合频率而下混合所述的第一数字中间频率信号到一第二数字中间频率信号。最后，所述的第三混合器级利用一第三混合频率产生一数字基带信号。此外，所述的第二混合器级以一相较于第三混合器级用于取样所述的第二数字中间频率信号还高的取样频率，取样所述的第一数字中间频率信号。

根据本发明的构想，将所述的数字频率转换程序分成两个阶段可以使得根据本发明的装置以非常低的复杂度来执行。基带芯片可以藉由一标准接口而接收以GSM符号速率、或者是两倍的GSM符号速率取样的一信号。结果，所述的基带芯片不再像以前一样需要支持所有可行的RF架构。

在与习知的“零中频”步骤的比较上，本发明所具有的优势在于其降低1/f杂信、DC偏移抑制以及AM抑制的需要。

在习知架构中，已转换到一“低中频”频率的一中间频率信号是以一高取样率而下混合到一基带，然而本发明却降低数字混合器级的复杂度50％。

所述的第二混合器级较佳者藉由一第一批次抽样器级所形成。所述的第一批次抽样器级降低第一数字中间频率信号的取样数值。因此，这样可具有的优势在于所述的第二混合器级不再需要具有一高取样频率，因而可以设计成相当简单的电路。

此外，将一第二批次抽样器级连接到所述的第三混合器级的上游，以对第二数字中间频率信号进行批次抽样也是具有优势的。这个方法表示所述的第三混合器级可以设计成相对成本低廉的混合器级，甚至是低效率的混合器级也没关系，因为其取样率是相对很低的。

所述的第一与第二批次抽样器级相较于提供给如图2所示的“低中频”架构所需要的批次抽样器级可以是具有一相对低阶的滤波器级的形式。

在本发明的一改良方案中，根据本发明提供给所述的第二混合器级所需要的用于第一数字中间频率信号的下混合的混合频率可以是预先决定的而且可以是固定的。这表示第三混合器级的混合频率必须根据所选择的“低中频”频率而设定。假如第二混合器级的固定混合频率精巧地选择，那么所述的混合器级便可以设计成相当简单的形式。

根据本发明装置的另一个较佳改良的替代方案中，所述用于第一数字中间频率信号的下混合的第二混合器级的混合频率，基本上满足下列方程式：

f₁＝f_N/M/L    (1)

在方程式(1)中，f₁表示第二混合器级的混合频率，f_N/M表示第二混合器级取样所述第一数字中间频率信号的取样频率，而L则表示一整数。尤其是，所述的整数小于等于12。

方程式(1)中所述的条件表示其可以产生第二混合器级的数值以使得一特定数值的正弦(sine)或余弦(cosine)数值可以事先运算并储存于一内存中，以及使得这些数值可用于以所述的混合频率f₁混合所述的第一数字中间频率信号。

本发明的另一个较佳的改良的替代方案的特征在于所述的第一数字中间频率信号的频率f_lowIF与所述的第二混合器级的混合频率f₁间的关系式可以下式来加以定义：

|f_lowIF-f₁|f₀    f₀＜＜200kHz    (2)

这表示所述的第二数字中间频率信号非常接近“零中频”的频率。随后所需要的是依第三混合器级用以校正所述的第二数字中间频率信号的已知的频率误差。此外，所述的第二数字中间频率信号的低频率对于第二批次抽样器级的低复杂度执行方式是特别具有优势的。

所述的第一数字中间频率信号是具有优势的一“低中频”中间频率信号。因此，它的频率应该不大于110kHz。

本发明的另一个较佳的改良的替代方案在于提供一特别简单改良的第二混合器级。因此所述的第二混合器级可以设计成具有实行加法与比特偏移运算的单元。

与根据本发明的装置一样，根据本发明所提出的一种用于将无线装置所接收的一射频信号下混合到一基带的装置。根据本发明的构想，所述的方法具有下列步骤

(a)所述的射频信号下混合到一“低中频”的频率下的一第一模拟中间频率信号；

(b)所述的第一模拟中间频率信号经取样以产生一第一数字中间频率信号；

(c)所述的第一数字中间频率信号下混合到一第二数字数字中间频率信号；以及

(d)所述的第二数字数字中间频率信号下混合到一数字基带信号(x4)，其中在步骤(c)中的下混合程序以一相较于步骤(d)的下混合程序还要高取样频率来实行。

与习知用于相同目的的方法相较，本发明所提供的方法具有如前述根据本发明的装置所包含之优势。

附图说明

图1表示根据习知技术的用于“零中频”架构形式的基带接收的一电路装置的一区块图；

图2表示根据习知技术的用于“低中频”架构形式的基带接收的一电路装置的一区块图；

图3表示根据本发明的一较佳具体实施例的用于下混合无线装置所接收的一射频信号到一基带的一电路装置的一区块图；

图4表示所要的频谱与干扰频谱在与频率f₁下混合之前的位置的一图式说明；以及

图5表示所要的频谱与干扰频谱在与频率f₁下混合之后的位置的一图式说明。

附图标号的说明

1     硬件电路

2     模拟/数字转换器级

3     批次抽样滤波器级电路

4     低通滤波器级

5     数字处理器级

6     模拟/数字转换器级

7     多比率批次抽样滤波器级电路

8     低通滤波器级

9     低通滤波器级

10    高通滤波器级

11    数字混合器级

12    低通滤波器级

13    数字处理器级

14    模拟混合器级

15    模拟/数字转换器级

16    批次抽样装置

17    数字混合器级

18    批次抽样装置

19    数字混合器级

20    信道滤波器级

21    数字信号处理器级

22    所要信号频谱

23    干扰信号频谱

24    批次抽样滤波器级的频率响应

具体实施方式

根据本发明的一较佳具体实施例，图3表示用于下混合无线装置所接收的一射频信号到一基带的一电路装置的一区块图。在这个实施例中，所使用的无线传送是根据GSM标准所进行的无线传送。

如图3所示的电路装置具有一“低中频(low IF)”的架构，也就是说由无线装置所接收的一射频信号藉由一模拟混合器级14转换成一具有一“低中频”频率f_lowIF的模拟中间频率信号。特别是所述的“低中频”频率是可变的。

所述的模拟中间频率信号随后再藉由一模拟/数字转换器级15而转换成一数字中间频率信号x。所述的模拟/数字转换器级15为了这个目的利用比GSM准的符号率f_GSM还要大于N倍的一取样频率f_N对所述的类表中间频率信号进行取样。因此：

f_N＝Nf_GSM    (3)

所述的N倍过度取样的中间频率信号x再经一因子M而藉由一批次抽样装置16进行批次抽样。因此，所述的批次抽样装置16在其输出端发射出具有一过取样因子N/M的一中间频率信号x₁。在一较佳的具体实施例中，所选择的批次抽样因子为4。

由于输入到所述的批次抽样装置16的中间频率信号x具有高过度取样因子，所述的批次抽样装置16可以利用低阶滤波器级产生。

在所述的批次抽样装置16之后连接的是一数字混合器级17。所述的数字混合器级对具有一取样频率为f_N/M的中间频率信号x₁进行取样。所述的取样频率f_N/M由下列的定义方程式所决定：

f_N/M＝N/M f_GSM    (4)

所述的数字混合器级17以一固定的混合频率f₁混合输入到其输入端的中间频率信号x₁，因而产生另一中间频率信号x₂。所述的混合频率f₁可以选择成满足下列的两个条件式：

f₁＝f_N/M/L＝Nf_GSM/ML，其中L为整数，且L12(5)

|f_lowIF-f₁|f₀           f₀＜＜200kHz    (6)

以混合频率f₁下混合所述的中间频率信号x₁到所述的中间频率信号x₂可以藉由旋转一角度Φ＝2π×f₁/f_N/M来表示：

x₂[k]＝x₁[k]e^jkΦ¹，其中k＝0，1，2，...，k-1    (7)

在方程式7中，k表示在一GSM-TDMA时槽中的数据符号数目。

一般而言，k的不同的正弦(sine)与余弦(cosine)值以及这些数值乘上所述的输入信号的乘积都是需要的以为了建立如方程式(7)所述的关系式。然而，所述的正弦与余弦的数值藉由方程式(5)的条件而降低到少于2L个不同数值。例如，对于L＝10的情况下，只需要下列几个数值：

sin(kΦ₁)∈{-0.9511；-0.5878；0；0.5878；0.9511}  (8)

cos(kΦ₁)∈{-1；-0.8090；-0.3090；0.3090；0.8090；1}  (9)

这些数值可以藉由乘法运算可以藉由加法与位偏移运算加以取代的数字而足够精确地估算。所述的数字混合器级17因此可以制造成具有一固定的混合频率f₁的一个非常简单的混合器级形式。

在方程式(6)中所描述的条件确保了以所述混合频率f₁而加以下混合的中间频率信号x₂非常接近于0Hz。这形成了一较不迫切的需要以用于在所述的数字混合器级17之后的另一个批次抽样装置18。所述的批次抽样(decimation)装置18批次抽样所述的中间频率信号x₂因而产生具有一过取样因子3的一中间频率信号x₃。

所述的中间频率信号x₃被传送到另一数字混合器级19，以藉由一混合频率f₂下混合所述的中间频率信号x₃到基带。因此，所述的混合频率f₂以下列的定义方程式来决定：

f₂＝f_lowIF-f₁    (10)

一基带信号x₄从所述的数字混合器级19的输出端发出：

x₄[k]＝x₃[k]e^jkΦ²，其中k＝0，1，2，...，k-1    (11)

Φ₂＝2π(f_lowIF-f₁)/(2f_GSM)                     (12)

为了混合所述的中间频率信号x₃到正确的频率，所使用的方法即为在德国专利公开号DE 199 48 899 A1的说明书中所公开，而且在该文献中提出赖用于校正频率误差的方法。所列举的公开文献已被列入本申请文本的已揭露文献资料中。所述的方法为一叠代算法。每一透过角度Φ的循环藉由具有预定角度α_k的微旋转值R来加以近似：

α_k＝arctan(2^-k)k＝0，1，2，...，R-1                (13)

Φ≈σ₀？α₀+σ₁？α₁+...+σ_R-1？α_R-1，α_k＝±1    (14)

所述的数学符号σ_k控制所述的第k阶的微选转方向而且角度Φ以及从微选转之前的K-1的选转角度所决定。每一微选转可以藉由如下式的单一偏移-加法运算来产生，其中x_I表示I成分，而x_Q则表示Q成分：

x_I ^k＝x_I ^k-1-σ_K ^2-kx_Q ^k-1    (15)

x_Q ^k＝σ_K2^-kx_I ^k-1+x_Q ^k-1    (16)

所述的角度近似值的精确度可以藉由叠的的次数来决定。

以这样方式所产生的基带信号x₄被传送到一信道滤波器级20，其接在所述的数字混合器级19之后。一数字信号处理器级21随后完成其它的处理程序。

为了更清楚地说明，图3并没有图标说明复数信号分离成九十度相位差的成分I与Q。然而，像这样分成两个信号路径的分离可以提供于这个装置上。

下面的说明中将将呈现混合与取样频率的数值的具体实施例：

“低中频”-频率f_lowIF＝100kHz

数字混合器级17的取样频率：4×f_GSM

数字混合器级19的取样频率：2×f_GSM

混合频率f₄＝4×f_GSM×10

混合频率f₂＝-8.333kHz

上述所提到的数值可以作为数字混合器级17在数值cos(0)、cos(π/5)、cos(2π/5)、sin(π/5)、sin(2π/5)的基础下施行中间频率信号x₁的下混合程序的基础。

图4与图5以图标方式表示所要的频谱与干扰频谱在与固定的混合频率f₁在下混合之前与之后的位置。所述的所要信号的频谱在这个例子中以图标符号22来表示，而所述的干扰信号频谱则以图标符号23来表示。所述的批次抽样滤波器级的频率响应则以图标符号24来表示。

图4表示在经过M次的批次抽样之后而已转换为中间频率f_lowIF的中间频率信号。假如所述的目的是为了在没有任何对于取样频率2f_GSM产生混叠效应的情况下，批次抽样所述的中间频率信号，那么具有一非常陡峭瞬时区域的一滤波器级将需要使用以实现这个目的。为了这样的原因，如图4中所述的中间频率信号首先根据本发明的构想，先与所述的混合频率f₁进行下混合，并在随后往“零中频”频率靠近，如同图5所示。所述从0Hz开始的小频率偏移f₂可以为一低取样频率而进行修正。这个手段降低了下游端的滤波器级的频率响应的需要的急切性。结果，一低阶滤波器级可以用于所述的批次抽样装置18已为了批次抽样所述的中间频率信号x₂到一取样频率2f_GSM而不造成任何混叠效应。

Claims (16)

1.一种用以将无线装置所接收的一射频信号下混合到一基带的装置，其具有

-一第一混合器级(14)，用以藉由一射频信号的下混合而在一“低中频”的频率下产生一第一模拟中间频率信号；

-一模拟/数字转换器级(15)用以藉由取样所述的第一模拟中间频率信号而产生一第一数字中间频率信号(x)；

-一第二混合器级(17)，用以藉由所述的第一数字中间频率信号的下混合(x，x₁)而产生一第二数字中间频率信号(x₂)；以及

-一第三混合器级(19)，用以藉由所述的第二数字中间频率信号的下混合(x₂，x₃)而产生一数字基带信号(x₄)，其中所述的第二混合器级(17)相较于所述的第三混合器级(19)具有一较高的取样频率。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于

-一第一批次抽样器级(16)，其连接于所述的第二混合器级(17)的上游，用以减少所述的第一数字中间频率信号(x)的取样数值。

3.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于

-一第二批次抽样器级(18)，其连接于所述的第三混合器级(19)的上游，用以减少所述的第二数字中间频率信号(x₂)的取样数值。

4.如前面权利要求任一项或更多项所述的装置，其特征在于

-所述用于第一数字中间频率信号(x，x₁)的下混合的第二混合器级(17)的混合频率(f₁)是固定的。

5.如前面权利要求任一项或更多项所述的装置，其特征在于

-所述用于第一数字中间频率信号(x，x₁)的下混合的第二混合器级(17)的混合频率(f₁)基本上相等于第二混合器级(17)的取样频率(f_N/M)与一整数的商数，以及

-尤其是所述的整数至多相等于12。

6.如前面权利要求任一项或更多项所述的装置，其特征在于

-所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)的频率(f_lowIF)以及用于所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)下混合的第二混合器级(17)的混合频率(f₁)间的差值小于200kHz。

7.如前面权利要求任一项或更多项所述的装置，其特征在于

-所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)的频率(f_lowIF)不超过110kHz，而且尤其是可变动的。

8.如前面权利要求任一项或更多项所述的装置，其特征在于

-所述的第二混合器级(17)设计成使其藉由执行加法与位位移运算的单元而下混合所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)。

9.一种用以将无线装置所接收的一射频信号下混合到一基带的方法，其将实行下列方法步骤：

(a)所述的射频信号下混合到一“低中频”的频率下的一第一模拟中间频率信号；

(b)所述的第一模拟中间频率信号经取样以产生一第一数字中间频率信号(x)；

(c)所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)下混合到一第二数字数字中间频率信号(x₂)；以及

(d)所述的第二数字数字中间频率信号(x₂，x₃)下混合到一数字基带信号(x₄)，其中在步骤(c)中的下混合程序以一相较于步骤(d)的下混合程序还要高取样频率来实行。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于

-实行步骤(c)之前，所述的第一数字中间频率信号(x)的取样数值为经过批次抽样的。

11.如权利要求9或10所述的方法，其特征在于

-实行步骤(d)之前，所述的第二数字中间频率信号(x₂)的取样数值为经过批次抽样的。

12.如前面权利要求任一项或更多项所述的方法，其特征在于

-所述用于下混合第一数字中间频率信号(x，x₁)到所述的第二数字中间频率信号(x₂)的混合频率(f₁)是固定的。

13.如前面权利要求任一项或更多项所述的方法，其特征在于

-所述用于下混合第一数字中间频率信号(x，x₁)到一第二数字中间频率信号(x₂)的混合频率(f₁)基本上相等于在步骤(c)的取样频率(f_N/M)与一整数的商数，以及

-尤其是所述的整数至多相等于12。

14.如前面权利要求任一项或更多项所述的方法，其特征在于

-所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)的频率(f_lowIF)以及用于下混合第一数字中间频率信号(x，x₁)到一第二数字中间频率信号(x₂)的混合频率(f₁)间的差值小于200kHz。

15.如前面权利要求任一项或更多项所述的方法，其特征在于

-所述的第一数字中间频率信号(x，x₁)的频率(f_lowIF)不超过110kHz，而且尤其是可变动的。

16.如前面权利要求任一项或更多项所述的方法，其特征在于

-在步骤(c)中所实行的下混合程序是藉由加法与位位移的运算而完成。

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