CN1118535A - 混频电路的校正电路，使用校正电路的接收机及频谱倒置电路 - Google Patents

Abstract

双超外差接收机包括一对第一混频器电路、一对第二混频器电路，解调器电路以及一对检测器电路。第一混频器电路以互相正交方式相连接，并把所接收的射频信号变换成一对在基带内的第一中频信号。第二混频器电路的输出信号被加到检测器电路，它又检测输出信号中所包含的载频分量。检测器电路的输出信号送到第二混频器电路。第二混频器电路的直流平衡被校正，以便将泄漏的载频分量减小。

Description

混频电路的校正电路，使用校正电路 的接收机及频谱倒置电路

本发明涉及混频器电路的校正电路，涉及使用该校正电路的接收机以及涉及使用该校正电路的频谱倒置电路。更具体地，本发明涉及与混频电路一起使用的、且能减少载波泄漏的校正电路，涉及使用该校正电路的接收机以及涉及使用该校正电路的频谱倒置电路。

一种熟知的超外差接收机是如图1所示的双超外差直接变频型接收机。该接收机利用正交变频完成其第一和第二变频，以改善镜频抑制特性。该接收机工作方式如下。

图1所示接收机构成无绳电话机的接收部分，它接收调频(FM)信号。所要接收的FM信号Sr加到接收端口1，通过射频(RF)放大器2送到第一混频器电路11和21，分别作为用于正交变频的I轴和Q轴。

第一本地振荡器电路14产生具有与所接收的信号Sr的载频相同频率的第一本振信号S₁₄。该信号S₁₄加到混频器电路11，也加到移相电路24，在其中信号被移相∏/2，给出移相的信号S₂₄。该信号S₂₄作为第一本振信号加到混频器电路21。

为简单起见，假定接收信号Sr在其低边带内的信号分量为Sa，在其高边带内的信号分量为Sb，如图2A所示，其中ω_o是所接收信号Sr的载频角频率，ω_a是信号分量Sa的角频率(ω_a＜ω_o)，Ea是信号分量Sa的幅度，ω_o是信号分量Sb的角频率(ω_b＞ω_o)，Eb是信号分量Sb的幅度，Δω_a＝ω_o－ω_a，以及Δω_b＝ω_b－ω_o。我们可建立以下关系式：

              Sr＝Sa＋Sb

              Sa＝Ea·sinω_at

              Sb＝Eb·sinω_bt假定E₁是第一本振信号S₁₄和S₂₄的幅度，我们有下式：

              S₁₄＝E₁·sinω_ot

              S₂₄＝E₁·cosω_ot令S₁₁和S₁₂分别是混频器电路11和21的输出信号。这些输出信号可由下述关系式表示。S₁₁＝Sr·S₁₄

＝(Ea·sinω_at＋Eb·sinω_bt)×E₁·sinω_ot

＝αa{-cos(ω_a＋ω_o)t＋cos(ω_o－ω_a)t}

＋αb{-cos(ω_b＋ω_o)t＋cos(ω_b－ω_o)t}

＝αa{-cos(ω_a＋ω_o)t＋cosΔω_at}

＋αb{-cos(ω_b＋ω_o)t＋cosΔω_bt}S₂₁＝Sr·S₂₄

＝(Ea·sinω_at＋Eb·sinω_bt)×E₁·cosω_ot

＝αa{sin(ω_a＋ω_o)t－sin(ω_o－ω_a)t}

＋ab{sin(ω_b＋ω_o)t＋sin(ω_b－ω_o)t}

    ＝αa{sin(ω_a＋ω_o)t－sinΔω_at}

    ＋αb{sin(ω_b＋ω_o)t＋sinΔω_bt}

αa＝Ea·E₁/2

αb＝Eb·E₁/2在以上关系式中，角频率为Δω_a和Δω_b的信号分量是所希望的中频信号，因此这些信号S₁₁和S₂₁分别被加到低通滤波器12和22。角频率为Δω_a和Δω_b的信号分量分别被作为第一中频信号S₁₂和S₂₂被取出。这样，我们有

S₁₂＝αa·cosΔω_at＋αb·cosΔω_bt

S₂₂＝-αa·sinΔω_at＋αb·sinΔω_bt在这种情况下，正如从图2A中所能见到的，信号S₁₂和S₂₂是基带信号。

这些信号S₁₂和S₂₂分别被加到第二混频器电路13和23，分别作为用于正交变频的I轴和Q轴。较低频率的第二本振信号S₁₅由第二本地振荡器电路15给出，该信号S₁₃加到混频器电路13，也加到移相电路25，在此该信号被移相∏/2。移相的信号作为第二本振信号加到混频器电路23。因此，我们有

    S₁₅＝E₂·sinω_at

    S₂₅＝E₂·cosω_at其中，E₂是第二本振信号S₁₅和S₂₅的幅度以及ωs＝2πfs。例如，fs为55KHz。令S₁₃和S₁₄分别是混频器电路13和23的输出信号。这样，S₁₃＝S₁₂·S₁₅

＝(αa·cosΔω_at＋αb·cosΔω_bt)×E₂·sinω_at

＝βa{sin(Δω_a＋ω_a)t－sin(Δω_a－ω_a)t}

＋βb{sin(Δω_b＋ω_a)t－sin(Δω_b－ω_a)t}S₂₃＝S₂₂·S₂₅

＝(-αa·sinΔω_at＋αb·sinΔω_bt)×E₂·cosω_at

＝-βa{sin(Δω_a＋ω_s)t＋sin(Δω_a－ω_a)t}

＋βb{sin(Δω_b＋ω_a)t＋sin(Δω_b－ω_a)t}

βa＝αa·E₂/2

βb＝αb·E₂/2对这些信号S₁₃和S₂₃作这样的限制，以致任何频率差都不取负值，这样，S₁₃＝βa{sin(Δω_a＋ω_s)t＋sin(ω_a－Δω_a)t}

    ＋βb{sin(Δω_b＋ω_s)t＋sin(ω_s－Δω_b)t}

    ＝βa·sin(ω_a＋Δω_a)t＋βa·sin(ω_a－Δω_a)t}

    ＋βb·sin(ω_s＋Δω_b)t＋βb·sin(ω_s－Δω_b)t}

S₂₃＝-βa{sin(Δω_a＋ω_a)t－sin(ω_s－Δω_s)t}

    ＋βb{sin(Δω_b＋ω_a)t－sin(ω_a－Δω_b)t}

  ＝-βa·sin(ω_s＋Δω_a)t＋βa·sin(ω_a－Δω_a)t}

    ＋βb·sin(ω_s＋Δω_b)t－βb·sin(ω_s－Δω_b)t}这些信号S₁₃和S₂₃被送到加法器电路3，在此处把它们相加。加法器电路3产生由下式给出的和信号：S₃＝S₁₃＋S₂₃

＝2βa·sin(ω_a－Δω_a)t＋2βb·sin(ω_s＋Δω_b)t该和信号S₃示于图2B。该信号是通过把原来的信号Sr变换成载频信号或角频率ω_s的信号的方法而得到的。这就是说，信号S₃是频率为中频fs的第二中频信号。

该第二中频信号S₃经过中频(IF)带通滤波器4和限幅放大器5后送到调频(FM)解调器电路6，原来的信号在这里被解调。解调出的音频信号出现在输出端口7。

如果加法器电路3并不产生信号S₁₃和S₂₃的和，而是进行相减，那么Simg＝S₁₃－S₂₃

＝2βa·sin(ω_s＋Δω_a)t＋2βb·sin(ω_a－Δω_b)t该信号Simg是具有这样频谱的信号，即其频谱是在上述的原来的第二中频信号S₃所占的频带内，将信号S₃的频谱颠倒，也就是说，信号Simg是镜象干涉信号。

在普通的FM接收机中，该中频取为10.7MHz。因此，中频滤波器必然由陶瓷滤波器制成。这就不可能把电路做成集成电路，然而，在上述接收机中，第一中频(IF)信号S₁₂和S₂₂是基带信号。因此，第二中频fs可取为很低的数值，例如，55KHz。所以每个滤波器12、22和4都可由用电阻、电容和放大器制成的有源滤波器组成。这样从端口1到端口7，并且其中包括滤波器12、22和4在内的部分可以集成在一个单片集成电路芯片中。

上述的这种结构的接收机由于两个问题而不能实际应用。第一个问题是由于第二混频器电路13和23并不能理想化地工作。特别是第二本振信号S₁₅和S₂₅的一些部分通过混频器电路13和23泄漏到加法器电路3，这样就引起了麻烦。

更具体地说，每个混频器电路13和23通常由双平衡开关电路或平衡调制器电路做成，如图3所示。第一中频信号S₁₂和S₂₂加在下面的晶体管Q₂和Q₃的基极之间。方形波的第二本振信号S₁₅或S₂₅加在上面的晶体管Q₄和Q₅的基极之间以及上面的晶体管Q₆和Q₇的基极之间。晶体管Q₂和Q₃集电极产生的信号S₁₂被信号S₁₅斩波。第二中频信号S₁₃或S₂₃从晶体管Q₄-Q₇的集电极取出。

在这种情况下，如果晶体管Q₁-Q₇的特性和它们的直流偏置在其相互之间是完全平衡的，那么只有所希望的第二中频信号S₁₃才从晶体管Q₄-Q₇中产生。然而，实际上，晶体管Q₁-Q₇的特性和它们的直流偏置并不互相匹配，在这种情况下，由晶体管Q₄-Q₇产生的第二中频信号S₁₃包含了载频分量或者第二本振信号S₁₅的分量。也就是说，发生了载频泄漏。

因此，通常的方法是调节加到晶体管Q₃基极上的基板电压VB3，以使根据加到晶体管Q₂基极上的电压V_B2的载频泄漏为最小，如图3所示。

在这种方法中，要求对每个接收机分别进行调整。这就恶化了接收机的生产效率。如果接收机周围的环境温度变动，那么最佳调节点也改变，因此需要有温度补偿。这种补偿也是不容易实行的。

为保持晶体管的特性之间及其直流偏置之间的平衡精确度的一个有效方法是把元件做成集成电路。然而，如果把图3所示的混频器电路13和23做成集成电路，那么载频信号最多能被抑制达40-50dB。如果要进一步抑制载波，则仍旧需要外部的调节。

如果载频信号以这种方式从混频器电路13和23中泄漏，则在图1所示接收机的情况下，载频是f₂，并等于第二中频f₂。所以，要从泄漏的载波分量中分离出第二中频信号S₃是很困难的。结果，如果设置有自动增益控制(AGC)，接收电场电平被显示出来以及调谐被指示，那么就会出现误动作。更进一步地，泄漏载频分量与第二中频信号S₃发生差拍，这样就恶化了接收特性。

第二个问题是由于第一中频信号S₁₂和S₂₂是基带信号而引起的。也就是说，如果接收信号Sr有较高电平，那么它就不能被加以处理。更具体地说，在图1所示的接收机中，处于第一混频器电路11、12和第二混频器电路13、23之间的信号间隔(Signal intervals)内，有以下关系式：

第一中频≤信号分量频率所以，即使在接收信号Sr是调频信号的情况下，如果第一中频信号S₁₂和S₂₂被限幅(clip)，那么在此间隔内信息会丢失。由此得出，信号S₁₂和S₂₂是以低于这些信号频率的频率被采样的。结果，就出现差拍和失真。

因此，本发明的目的是提供可以避免上述问题的双超外差接收机。

本发明的另一个目的是提供可以避免上述问题的频谱倒置电路。

本发明的进一步的目的是提供可以避免上述问题的混频器电路一校正电路。

按照本发明，所提供的双超外差接收机包括一对第一混频器电路，一对第二混频器电路，解调器电路和一对检测器电路。第一混频器电路以互相正交的方式连接，并把所接收的射频信号变换成一对处在基带内的第一中频信号。第二混频器电路以互相正交的方式连接，并把第一中频信号变换成一对具有给定中心频率的第二中频信号。解调器电路对第二中频信号进行算术组合以产生第三中频信号，并从该第三中频信号解调原来的信号。第二混频器电路的输出信号被送到检测器电路，它接下来检测包含在输出信号中的泄漏的载频分量。检测器电路的输出信号被送到第二混频器电路。在第二混频器电路之间的直流平衡被加以校正以使得泄漏的载频分量减小。

按照本发明，所提供的双超外差接收机包括一对第一混频器电路、一对第二混频器电路、解调器电路、一对检测器电路、和微处理器。第一混频器电路以互相正交的方式相连接，并把所接收的射频信号变换成一对处在基带内的第一中频信号。第二混频器电路以互相正交的方式相连接，并把第一中频信号变换成具有给定中心频率的第二中频信号。解调器电路对第二中频信号进行算术组合以产生第三中频信号，并从第三中频信号解调原来的信号。第二混频器电路的输出信号被送到检测器电路，它接下来检测包含在输出信号中的载频分量。在第二混频器之间的直流平衡被加以校正以使泄漏的载频分量减小。从第一混频器电路到解调器电路的各电路部件由微处理器构成。

按照本发明，所提供的频谱倒置电路包括：载频信号产生电路、平衡调制器电路和检测器电路。载频信号产生电路产生载频信号。平衡调制器电路接收来自载频信号产生电路的载频信号和带宽被限制的调制音频信号。检测器电路接收平衡调制器电路的输出信号，并检测包含在输出信号中的泄漏的载频分量。检测器电路的输出被送到平衡调制器电路。平衡调制器电路的直流平衡被加以校正以使泄漏的载频分量降低。

按照本发明，所提供的混频器电路-校正电路包括双平衡调制器电路和检测器电路。双平衡调制器电路接收载频信号，把输入信号的频率变换成第二频率，并且送出此第二频率的输出信号。检测器电路接收双平衡调制器电路的输出信号，并检测包含在输出信号中的泄漏的载频分量。检测器电路的输出信号被送到双平衡调制器电路。平衡调制器电路的直流平衡被加以校正以使泄漏的载频分量得到降低。

在本发明中，混频器电路的载频信号的泄漏被显著地减小。因此，通常由载频泄漏所引起的各种麻烦可以被避免。

本发明的其它目的和特征将出现在后面对本发明的描述过程中。

参考附图将很容易理解本发明，其中：

图1是传统的双超外差接收机的方框图；

图2A是图1所示接收机所接收的信号的频谱；

图2B是在图1所示接收机中的加法器的输出信号的频谱；

图3是在图1所示接收机中的混频器电路的电路图；

图4是按照本发明的双超外差接收机的方框图；

图5是在图4所示接收机中的混频器电路的电路图；

图6A是用来描述在图4所示接收机中的一个低通滤波器产生的直流电压V₃₂的波形图；

图6B是用来描述在图4所示接收机中的一个放大器产生的电流I₃₃的波形图；

图7-图9是在图4所示接收机中的降低载频泄漏电路部分的电路图；

图10是按照本发明的频谱倒置电路的方框图。

按照本发明的接收机结构可参考附图描述如下。应注意到在不同的图中同样的元件由同样的参考数字来表示，且已结合图1描述过的那些元件后面将不再详细描述。现参考图4，图上显示了体现本发明概念的接收机。该接收机具有用于接收信号Sr的接收部分。接收部分从输入端口1开始到输出端口7结束，类似于图1所示接收机的接收部分。第二混频器电路13和23各由如图5所示的包含晶体管Q₁₁-Q₁₇的双平衡开关电路组成，与图3所示的混频器电路一样。被馈以第一中频信号S₁₂或S₂₂的晶体管Q₁₂和Q₁₃分别通过电阻R₁₁和R₁₂接收相等的基极偏压VB。

同步检测器电路31用来检测混频器电路13所泄漏的载频分量。混频器电路13的输出信号S₁₃作为被检测的输入信号被送到同步检测器电路31。本地振荡器电路15的第二本振信号S₁₅作为参考信号被送到同步检测器电路31。同步检测器电路31的输出信号送到低通滤波器32。

低通滤波器32的输出信号V₃₂加到稳流电路或具有大输出电阻的放大器33，从而，电压V₃₂被转换成电流I₃₃。该电流I₃₃被提供给例如第二混频器电路13的晶体管Q₁₃的基极，如图5所示。

类似地，同步检测器电路41用来检测混频器电路23所泄漏的载频分量。混频器电路23的输出信号S₂₃作为被检测的输入信号送到同步检测器电路41。移相电路25的移相信号S₂₅作为参考信号被送到同步检测器电路41。同步检测器电路41的输出信号送到低通滤波器42，该低通滤波器又产生给定的直流电压。该直流电压加到移流电路或具有大输出电阻的放大器43，藉此把直流电压转换成电流I₄₃。该电流I₄₃被送到第二混频器电路23的一个晶体管Q₁₃的基极。

从加法器电路3输出的第二中频信号S₃送到电平检测器电路51，它又产生延时的AGC电压V₅₁。该延时的AGC电压V₅₁经过放大器52被加到放大器2上用以控制放大器2的增益。

在该结构中，如果混频器电路13泄漏载频分量，那么同步检测电路用与所泄漏的载频分量相同频率的第二本振信号S₁₃来同步检测泄漏的载频分量。结果，低通滤波器32产生直流电压V₃₂，其电平依赖于相位而像字母S似地变动，也就是取决于泄漏的载频分量是同相或180°反相，并随其幅度而变动，如图6A所示。

该直流电压V₃₂被放大器33变换成电流I₃₃，就像图6B所示的那样变化。该电流I₃₃被馈到晶体管Q₁₃的基极。所以，如果泄漏的载频分量是同相的，那么电流I₃₃就使晶体管Q₁₃的基极电流增大。反之，如果泄漏载频分量是180°反相的，那么电流I₃₃就使晶体管Q₁₃的基极电流减小。这时基极电流所增加或减小的总量相应于电流I₃₃的幅度。因此，晶体管Q₁₂与Q₁₃之间的直流平衡被电流I₃₃以与图10所示的电压V_B3同样的方式来加以修正。这就显著地减小了混频器电路13泄漏的载频分量。

同样地，放大器43的输出电流I₄₃校正了混频器电路23的晶体管Q₁₂和Q₁₃之间的直流平衡。因此，这就显著地减小了混频器电路23泄漏的载频分量。

在这种情况下，减小泄漏载频分量的电路形成了负环路。令G_NF为该环路的增益。泄漏的载频分量的幅度比起在如图1所示的没有负环路情况下所产生的泄漏载频分量的幅度按数G_NF的关系而降低。例如，令环路增益为100。泄漏的载频分量的幅度被降低到1/100。这样就获得了40dB的改善。

上述第一个问题(也就是由混频器电路13和23产生的泄漏载频分量)被显著地减小了。结果，通常由载频泄漏引起的各种麻烦就可以避免。当设有AGC、并具有接收电场电平显示以及调谐指示时，这些功能都可正确地加以完成。再者，不再产生有泄漏的载频分量和第二中频信号S₃的差拍；否则接收特性会被恶化。

第一中频信号S₁₂和S₂₂具有与上述的第二中频信号S₃相类似的关系，因此，信号S₃的电平对应于信号S₁₂和S₂₂的电平。由于混频器电路13和23的载频分量的泄漏可像前面所述的那样被忽略，所以使用AGC电压V₅₁的自动增益控制(AGC)可以正常地实现。

因此，接收信号Sr的电平由AGC所控制，以使第二中频信号S₃的电平保持为常数。第一中频信号S₁₂和S₂₂的电平也保持为常数。结果，即使加到输入端口1的接收信号Sr的电平是一个高的电平，但第一中频信号S₁₂和S₂₂并不被限幅。所以，既不产生差拍，也不产生畸变。这样，所述的第二个问题也可被解决。于是以高电平接收到的信号Sr能以良好的特性被接收。

图7-9显示了构成上述的用于减小泄漏的载频分量的集成电路(IC)的例子。在这些图中，把该例子分成几个部分。某些部分在图7和图9上都被表示出来。

第一中频信号S₁₂和直流偏压V_B从端口T₁₁通过电阻R₁₁加到第二混频器电路13的晶体管Q₁₂的基极。端口T₁₁经过电阻R₁₂连接到晶体管Q₁₃的基极。外接电容C₁₁经端口T₁₂跨接在晶体管Q₁₃的基极与地之间。对第一中频信号S₁₂来说，该电容C₁₁构成晶体管Q₁₃的基极对交流信号的旁路通路。再者，电容C₁₁构成低通滤波器32的一部分。

平衡的第二本振信号S₁₅从端口T₁₃和T₁₄通过射极跟随器的晶体管Q₂₁和22加到晶体管Q₁₄和Q₁₇的基极与晶体管Q₁₅和Q₁₆的基极之间。平衡的第二中频信号S₁₃从晶体管Q₁₄和Q₁₆的集电极与晶体管Q₁₅和Q₁₇的集电极之间取出。

该信号S₁₃经过发射极接地晶体管Q₂₅和Q₂₆与经过射极跟随器的晶体管Q₂₃和Q₂₄，加到电流镜象电路61的晶体管Q₂₇和Q₂₈上。这样，信号S₁₃被变换成非平衡信号S₁₃。第二中频信号S₂₃类似地被处理，并被电流镜象电路62变换成非平衡信号S₂₃。

电流镜象电路61和62的输出端口连在一起，以构成加法器电路3，并产生出第二中频信号S₃。该信号S₃经缓冲放大器63加到下一级(未示出)。

晶体管Q₃₁—Q₃₇共同构成双平衡同步检测器电路31。第二混频器电路13的输出信号S₁₃或第二中频信号经过晶体管Q₂₃和Q₂₄加到晶体管Q₃₃和Q₃₂的基极。第二本振信号S₁₃从端口T₁₃和T₁₄被馈送到晶体管Q₃₄和Q₃₇的基极与晶体管Q₃₅和Q₃₆的基极之间。这样，平衡的同步检测信号S₃₁从晶体管Q₃₄和Q₃₅的集电极以及从晶体管Q₃₅和Q₃₇的集电极取出。

该同步检测信号S₃₁加到晶体管Q₄₁和Q₄₂的基极，该二晶体管共同形成差分放大器64。共同形成电流镜象电路65的晶体管Q₄₃和Q₄₄连接到放大器64的集电极。差分放大器64和电流镜象电路65共同组成放大器33。在放大器33中，有下列关系式成立：

                  I₃₃＝I₄₂—I₄₄其中I₄₂和I₄₄分别是晶体管Q₄₂和Q₄₄的集电极电流。

放大器33的输出端连接到晶体管Q₁₃的基极。在这种情况下，放大器33的输出阻抗与电容C₁共同形成低通滤波器32。

所以，如果第二混频器电路13不泄漏载频分量，那么S₃₁＝0。这样，

                  I₄₂＝I₄₄这就导致

                  I₃₃＝0也就是说，如果第二混频器电路13不泄漏载频分量，那么就有相等的基极电流加到晶体管Q₁₂和Q₁₃。

然而，如果第二混频器电流13发生载频泄漏，那么或者是关系式S₃₁＞0成立，或者是关系式S₁₃＞0成立。因此，

                  I₄₂＞I₄₄或I₄₂＜I₄₄这样，我们有

                  I₃₃＞0或I₃₃＜0这时，电流I₃₃的幅度或绝对值相应于泄漏的载频分量的幅度。

因此，如果第二混频器电路13发生载频泄漏，那么晶体管Q₁₂的基极电流并不改变，但晶体管Q₁₃的基极电流根据泄漏的载频分量的相位而增加或减小。增加量或减小量相应于泄漏的载频分量的幅度。也就是说，第二混频器电路13中的直流平衡由电流I₃₃加以校正，因此，所产生的载频泄漏大大地减小。第二混频器电路23的载频泄漏类似地以未详述的方式显著地减小。

在上述的情况下，无绳电话装置的接收机的第二混频器电路13和23的载频泄漏被降低了。在无绳电话中，为了防止窃听，所发射和所接收的音频信号的频谱被倒置。上述减小载频泄漏的技术也适合于音频信号的频谱倒置。

图10显示了频谱被颠倒的一个例子。音频信号S₇₁从端口71加到带通滤波器72，它又产生例如300Hz到3KHz频率分量的信号S₇₂。此信号S₇₂作为调制输入信号加到平衡调制器电路73。载频信号发生器电路74产生例如3.5KHz频率的载频信号S₇₄，并被加到到调制器电路73。这样，调制器电路73产生出被信号S₇₂所平衡调制的双边带(DSB)信号S₇₃。

此信号S₇₃加到低通滤波器75，以便把信号S₇₃中的低边带信号，也就是把由颠倒信号S₇₂频谱所得到的信号S₇₅从端口76取出。

在这种情况下，如果平衡调制器电路是理想的电路，那么载频信号S₇₄就不会从调制器电路73中泄漏出来而进入到输出信号S₇₃中。然而，实际上，由于器件之间的不平衡和直流偏置之间的不平衡，载频信号S₇₄就会泄漏。这就是说，输出信号S₇₃包含泄漏的载频分量。为了去除掉此泄漏的载频分量，低通滤波器75的截止特性必须很陡。因此，就需要使低通滤波器75做成具有很高的阶数。

平衡调制器电路73的信号S₇₃作为待检测的输入信号加到同步检测器电路81。载频信号S₇₄作为参考信号加到检测器电路81。用信号S₇₄来同步检测信号S₇₃。将同步检测器电路81的输出信号S₈₁加到低通滤波器82，以便把信号S₈₁转换成相应于泄漏的载频分量的相位和幅度的直流电压V₈₂。此电压V₈₂被送到放大器83，在其中输入电压V₈₂被转换成直流电流I₈₃。然后，此直流电流I₈₃作为用于控制直流平衡的信号被反馈到平衡调制器电路73。

所以，平衡调制器电路73的输出信号S₇₃不再包含泄漏的载频分量。这就使得对低通滤波器的非常陡的截止特性曲线的要求成为不必要。因此，只需要滤波器是低阶的，这就允许电话机实现小型化。更进一步说，可消减其制造成本。

在结合图7到图9描述的例子中，同步检测器电路31的输出信号S₃₁加到具有差分放大器64和电流镜象电路65的放大器33，以产生电流I₃₃。或者，电流镜象电路可作为负载连接到同步检测电路31，以得到电流I₃₃。

在上述例子中，电压V₃₂被变换成电流I₃₃，后者接着又被用来控制第二混频器电路13的直流平衡。另外，根据电压V₃₂来控制平衡也是可能的。

应当理解到，本发明并不只局限于上述结构，各种改变成修正仍可能属于由本申请权利要求书所规定的本发明的范围之内。

Claims (14)

1.一种双超外差接收机，其特征在于包括：

一对第一混频器电路，以互相正交方式连接，并用以把所接收的射频信号变换成一对在基带内的第一中频信号：

一对第二混频器电路，以互相正交方式连接，并用以把所述第一中频信号变换成一对具有所希望的中心频率的第二中频信号；

解调器电路，用于将第二中频信号进行算术组合以产生第三中频信号，并从所述的第三中频信号解调原来的信号；以及

一对检测器电路，用于接收所述第二混频器电路的输出信号，并检测所述第二混频器电路的输出信号，并检测所述第二混频器电路的输出信号中所包含的泄漏的载频分量，所述检测器电路产生输出信号并将其加到所述第二混频器电路以校正所述第二混频器电路之间的直流平衡，以便使所述的泄漏载频分量减小。

2.如权利要求1的双超外差接收机，其特征在于，其中

(A)每个所述检测器电路由同步检测器电路组成，

(B)所述第二混频器电路的所述输出信号作为被检测的输入信号被送到所述的同步检测器电路，以及

(C)加到所述第二混频器电路的第二本振信号作为参考信号被加到所述的同步检测器电路。

3.如权利要求1的双超外差接收机，其特征在于还包括电平控制部分，用于检测所述第三中频信号的电平以及根据所检测的电平控制所述接收的射频信号的电平。

4.如权利要求1的双超外差接收机，其特征在于，包括用于通过所述的第一和第二中频信号的滤波器，且其中每个所述滤波器由有源滤波器组成。

5.一种双超外差接收机，其特征在于包括：

一对第一混频器电路，以互相正交方式连接，并用以把所接收的射频信号变换成一对处在基带内的第一中频信号：

一对第二混频器电路，以互相正交方式连接，并用于把第一中频信号变换成具有所希望的中心频率的第二中频信号；

解调器电路，用于将第二中频信号进行算术组合以产生第三中频信号，并以所述的第三中频信号解调原来的信号：

一对检测器电路，用于接收所述第二混频器电路的输出信号，并检测所述第二混频器电路的输出信号中所包含的泄漏的载频分量，所述检测器电路产生输出信号，并将其加到所述第二混频器电路以校正所述第二混频器电路之间的直流平衡，以便使所述的泄漏载频分量减小：以及

微处理器，用以至少形成从所述第一混频器电路到所述解调器电路的各电路元件。

6.如权利要求5的双超外差接收机，其特征在于还包括电平控制部分，用于检测所述第三中频信号的电平以及用于根据所检测的电平控制所述接收的射频信号的电平。

7.如权利要求5的双超外差接收机，其特征在于还包括用于通过所述的第一和第二中频信号的滤波器，且其中每个所述滤波器由有源滤波器组成。

8.一种用于倒置频谱的电路，其特征在于包括：

用于产生载频信号的载频信号产生电路；

平衡调制器电路，用于接收所述载频信号产生电路的所述载频信号和作为调制输入信号的音频信号，所述音频信号具有有限的带宽，以及

检测器电路，用于接收所述平衡调制器电路输出信号，并检测所述平衡调制器电路的所述输出信号中所包含的泄漏的载频分量，所述检测器电路产生输出信号并将其加到所述平衡调制器电路以校正所述平衡调制器电路中的直流平衡，从而使所述的泄漏载频分量减小。

9.如权利要求8的用于倒置频谱的电路，其特征在于，其中所述的检测器电路配备有同步检测器电路，用于接收所述平衡调制器电路的所述输出信号，并且其中所述载频信号产生电路供出的所述载频信号作为参考信号被加到所述同步检测器电路。

10.如权利要求8的用于倒置频谱的电路，其特征在于，其中所述的检测器电路配备有低通滤波器，用于接收所述同步检测器电路的所述输出信号，并且其中所述同步检测器电路的所述输出信号通过所述低通滤波器而被加到所述平衡调制器电路。

11.如权利要求8的用于倒置频谱的电路，其特征在于，还包括低通滤波器，用于接收所述同步检测器电路的所述输出信号。

12.一种混频器电路的校正电路，其特征在于包括：

双平衡调制器电路，用于接收载频信号并用于把输入信号频率变换成第二频率以及产生所述第二频率的输出信号；以及

检测器电路，用于接收所述的双平衡调制器电路的所述输出信号，并用于检测所述输出信号中包含的泄漏的载频分量，所述检测器电路产生输出信号并将其加到所述双平衡调制器电路以校正所述双平衡调制器电路中的直流平衡，以便使所述的泄漏载频分量减小。

13.如权利要求12的混频器电路的校正电路，其特征在于，其中所述检测器电路配备有同步检测器电路，用于接收所述双平衡调制器电路的所述输出信号，其中，所述载频信号产生电路的所述载频信号作为参考信号被加到所述同步检测器电路。

14.如权利要求13的混频器电路的校正电路，其特征在于，其中所述的检测器电路配备有低通滤波器，用于接收所述同步检测器电路的所述输出信号，其中，所述同步检测器电路的所述输出信号经过低通滤波器被加到所述双平衡调制器电路。

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