CN101105526B

CN101105526B - 基于信号的实时跟踪本振装置

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Publication number: CN101105526B
Application number: CN2007100724959A
Authority: CN
Inventors: 司锡才; 张春杰; 司伟建
Original assignee: Harbin Engineering University
Current assignee: Harbin Engineering University
Priority date: 2007-07-11
Filing date: 2007-07-11
Publication date: 2011-03-16
Anticipated expiration: 2027-07-11
Also published as: CN101105526A

Abstract

本发明提供的是一种基于信号的实时跟踪本振装置。它包括限放13、混频器14、滤波器15、放大器16、滤波器17、功分器18和锁相源19，经限放13放大的信号f_s和锁相源19信号f_IL输入混频器14，混频器输出的信号为f_s-f_IL，经过滤波器15滤波，输入放大器16放大，再经过滤波器17后，由功分器18分成两路、作为信道中两混频器5、6的本振。本发明是一种克服当前用频率敞开牺牲接收机灵敏度的方法截获跟踪频率捷变雷达信号的缺点，采用基于雷达信号的实时跟踪本振，实现实时地跟踪每一个雷达脉冲内的载频信号的本振装置。本发明提高接收机的灵敏度大约18dB左右，使接收机作用距离增加8倍。

Description

基于信号的实时跟踪本振装置

技术领域

本发明属于信号检测领域，更确切的说属于被动雷达探测技术或电子侦察技术中外差接收机的混频技术。

背景技术

在现代电子战中的电子支援侦察接收机或反辐射导弹被动雷达导引头中的接收机，用频率敞开的方法即接收机瞬时带宽必须大于频率捷变雷达信号的带宽接收频率捷变雷达信号，这样就使接收机的灵敏度下降。这是因为接收机灵敏度通用计算公式

P_rmin＝-114(dBmW)+F_n(dB)+Δf(dB/MHz)+D(dB) dBmW

中的Δf(dB/MHz)项，等于频率捷变雷达的捷变带宽的dB数，一般捷变带宽为中心频率的10％，即500MHz～1000MHz，则

Δf(dB/MHz)＝101g500～101g1000＝27dB～30dB

使接收机的灵敏度降低了27dB～30dB。现代雷达采用低截获概率(LPI)技术，其中最重要的技术之一就是脉间频率捷变，迫使接收机灵敏度下降。

现代侦察接收机或反辐射导弹被动雷达导引头接收机，对付或侦收现代频率捷变雷达信号，就必须将接收机的瞬时带宽压缩到每一个脉冲内载频的带宽，一般只需要10MHz，这时的Δf(dB/MHz)＝101g10＝10dB，相对500MHz～1000MHz的带宽27dB～30dB提高了17～20dB的灵敏度。

发明内容

本发明的目的是提供一种可使接收机的灵敏度提高17～20dB的高灵敏度基于信号的实时跟踪本振装置。

本发明的目的是这样实现的：它包括它包括限放(13)、混频器(14)、滤波器(15)、放大器(16)、滤波器(17)、功分器(18)和锁相源(19)，经限放13放大的频率为f_s的信号和锁相源19产生的频率为f_IL的信号输入混频器14，混频器输出的信号为f_s-f_IL，经过滤波器15滤波，输入放大器16放大，再经过滤波器17后，由功分器18分成两路、作为信道中两混频器5、6的本振。

本发明还可以包括这样一些特征：

1、为消除谐振频率混叠的第一种方法，其特征是混频器、锁相源各有两个，其特征是：混频器、锁相源各有两个，经限放13放大、滤波器20滤波后的信号f_s与锁相源25信号f_1L1输入混频器21，混频器21其输出信号频率为f_s+f_1L1，f_s+f_1L1经IFA放大器22放大、滤波器23滤波后输入混频器24，同时输入混频器24的还有锁相源26的本振信号f_1L1+f_1L，混频器24输出信号频率为f_S+f_IL1-(f_S+f_IL)＝f_S-f_IL。

2、基于信号的实时跟踪本振装置为消除谐振频率混叠的第二种方法，其特征是：由调制器30代替混频器14，锁相源19的频率f_IL，经放大器27、滤波器28、功分器29分成频率仍为f_IL的正交的两个信号输入到调制器30，调制器输出信号频率为f_s-f_IL。

本发明的实时跟踪本振将频率敞开的捷变瞬时带宽500MHz～1000MHz压缩成每个脉冲调制的载频，其带宽为10MHz的瞬时带宽，使Δf(dB/MHz)只有10dB，提高了接收系统灵敏度。

本发明的原理是以接收机接收到的每一个脉冲内调制的载频信号减去一个固定中频信号f_IL即f_S-f_IL，作为本振信号输入到混频器，经过混频器其输出信号就是一个固定的中频信号，即信号频率为

f_S-(f_S-f_IL)＝f_IL

混频后输出的f_IL信号，保留了输入信号f_S的相位和幅度信息。

将本发明用于两路或三路甚至多路比相测向系统中，经过混频之后，各路之间的相位关系、幅度关系保持不变。实现高灵敏度的测向。

本发明提供了一种克服当前用频率敞开即为捷变带宽频带，牺牲接收机灵敏度的方法截获跟踪捷变雷达信号，而是采用基于雷达信号的实时跟踪本振装置，使接收机的灵敏度提高17～20dB的灵敏度。

附图说明

图1是本发明的第一种基本组成与工作过程框图；

图2是本发明的第二种组成与工作过程方框图；

图3是本发明的第三种组成与工作过程方框图。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

结合图1，它是本发明的一种基本组成，包括限放13、混频器14、滤波器15、放大器16、滤波器17、功分器18和锁相源19。经限放13放大的信号f_s和锁相源19的信号f_IL经过混频器14，混频输出的信号为f_s-f_IL，经过滤波器15滤波，中频放大器HFA16放大，再经过滤波器17，由功分器18分成两路，作为信道中混频器5、6的本振，使混频器5、6输出信号频率为f_s-(f_s-f_IL)＝f_IL。

结合图2，图1所表示的第一种实施方式中的混频器14的输入f_s和锁相源19的本振信号f_IL混频输出为f_s-f_IL，为消除谐振频率的混叠，用图2所示的两次混频来实现图1所示的锁相源19的功能。经限放13放大、滤波器20滤波后的信号f_s与锁相源25的信号f_1L1，经混频器13混频后，其输出为f_s+f_1L1，f_s+f_1L1经IFA中放22放大与滤波器23滤波后输入混频器24，与锁相源26的本振信号f_1L1+f_IL、进行混频，混频器26输出的信号为f_s-f_IL，经16放大、滤波器17滤波，再由分路器18分成两路，作为信道中混频器5、6的本振源，使混频器5、6的输出信号频率为：f_s-f_s+f_IL＝f_IL。其中锁相源25特征是频率为f_IL1，而锁相源II26的频率为f_IL1+f_IL。混频器I25的特征是采用上边频f_s+f_IL1，而混频器II26用下边带输出为f_s-f_IL。

结合图3，图1所表示的第一种实施方式中的混频器14输入f_s和锁相源19的本振信号f_IL的混频器13的输出信号f_s-f_IL，为消除谐振频率的混叠，还可以用图3所示的方框图所示单边带调制代替图1中锁相源19。锁相源19的频率f_IL，经放大器27、滤波器28滤波、经功分器29分成正交的两个信号输入到调制器30，把输入信号调制成单边带f_s-f_IL，经滤波器15和放大16，滤波器17滤波，经分路器18分成两路，分别作为信道中混频器5、6的本振信号，混频器5、6的输出信号频率是f_s-f_s+f_IL＝f_IL，两路信号相位差为φ。

本发明的基本结构由图1中虚线框内所示，它由限幅放大器13、混频器14、滤波器15、中频放大器16、滤波器17、功分器18以及锁相源f_IL19组成。本发明的核心是混频器14和锁相源19，由混频器14将经限幅放大器13的信号f_S和锁相源19输出的本振信号f_IL，经过混频器14后其输出信号为f_S-f_IL，以它作为信道中的混频器5、6的本振信号。

本发明的具体工作过程如图1所示(以一个平面—方位面或俯仰面为例)，天线1、2敏感的信号频率为f_S1、f_S2，且f_S1＝f_S2＝f_S。经过微波前端3、4的处理，频率为f_S的信号被输入到混频器5、6；由微波前端4的分路器输出的一路信号f_S被输入到限幅放大13之后输入到混频器14，与锁相源19的本振频率f_II进行混频，混频器14的输出信号为f_S-f_IL，经滤波器15滤波，IFA16放大，再经滤波器17的滤波输入到分路器18，分路器输出的两路信号都为f_S-f_IL，分别输入到混频器5、6，作为本振。

混频器5、6将输入信号f_S与本振信号f_IL进行混频，5、6输出信号频率为f_S-(f_S-f_IL)＝f_IL，同时分别将信号f_S1和f_S2的相位保留下来，再经IFA7、8放大，滤波9、10的滤波，输入鉴相与DLVA组合11，得到两天线接收信号的相位差，将这个信号和两路信号的模拟幅度信号输入到信号处理器，经A/D变成数字信号，再根据输入信号的频率和两天线间距解算出输入信号的角度(方向)，这样就实现了测向。由工作过程可以明显地看出，用基于信号的实时跟踪本振，是以每个脉冲调制的载频f_S-f_IL为本振信号，保证了实时的跟踪脉间频率捷变雷达信号。

在使用本发明时，注意谐波混叠，以给出两种方法，防止这种现象产生，第一种方法如图2所示，基于信号的两次变频的实时跟踪本振的方法，这种方法的组成如方框图2所示的虚线框内为基于信号的实时跟踪脉间频率捷变本振装置。它由限放13、滤波12、第一次混频器21、第一本振锁相源25、IFA中频放大22、滤波器23、第二锁相源26、第二混频器24、功放16、滤波器17、分路器18组成。将天线2接收的信号经微波前端4的分路器，输入到限幅放大器13，将信号f_S放大后，经滤波器12滤波，输入到混频器21与本振锁相源25的信号f_IL1混频，取上边带为f_S+f_IL1，然后经IFA中放22放大、滤波器23滤波后输入到第二次混频器24与第二本振锁相源26的信号进行混频(第二次本振源的频率为f_IL1+f_IL)取下边带，即f_S+f_IL1-f_IL1-f_IL＝f_S-f_IL。经过功放16放大和滤波器17滤波之后，由分路器18分成两路都为，作为测向信号混频器5、6的本振。混频器5、6的输出信号频率为f_S-f_S+f_IL＝f_IL，两路相位差为φ，这两个信号分别经IFA7、8放大和滤波器9、10滤波后输入到鉴相与DLVA组合11，进行鉴相和幅度处理，然后再输入到信号处理器12，解算出信号和入射角，完成了测向。

防止谐波混叠的第二种方法如图3所示，虚线框内的为基于信号的实时跟踪脉间频率捷变信号的本振装置，它由限幅放大器13、滤波器20、调制器30、、滤波器15、放大器16、滤波器17、分路器18、锁相源19、IFA放大器27、滤波器28、功分器29组成。

工作过程是这样的：由微波前端4的分路器分出的信号，经限幅放大器13的放大，滤波器20的滤波输入到调制器；锁相源19的信号f_IL经放大器27放大，滤波器28的滤波输入功分器29，功分器将f_IL信号变成正交的信号输入到调制器。调制器将输入信号f_S受f_IL正交的信号调制，其输出信号为f_S-f_IL的单边带信号，这个信号经滤波器15滤波、放大器16放大，滤波器17滤波，分路器18分路后输入到混频器5、6，混频器5、6将频率为f_S的输入信号与本振信号f_S-f_IL进行混频，5、6的输出信号频率都为f_S-f_S+f_IL＝f_IL，但相位不同。将这两个信号分别输入到中放7、8，滤波器9、10，然后在鉴相与DLVA11中提取两路信号的相位差φ，送给信号处理器12，由信号处理器根据相位差φ解算出信号入射角θ，完成测向。

本发明的优点是利用基于信号的实时跟踪本振，将瞬时带宽压缩成每个脉冲内调制载频的带宽10MHz，克服了以前用牺牲灵敏度频率敞开方法截获跟踪频率捷变雷达信号。其频宽为捷变带宽，一般为500MHz～1000MHz。

由灵敏度的理论通用计算公式

P_rmin＝-114(dBmW)+Δf_r(dB/MHz)+F_n(dB)+D(dB) dBmW

可以明显看出，基于信号的实时跟踪本振跟踪信号的瞬时带宽为10MHz，Δf_r(dB/MHz)＝101g10＝10dB，而频率敞开方法，其瞬时带宽为500MHz～1000MHz，则Δf_r(dB/MHz)＝101g(500～1000)＝27dB～30dB。代入公式可计算出灵敏度提高了17～20dB。

举例：一个3.8～8GHz的雷达，频率捷变带宽640MHz，如果截获跟踪该雷达信号，计算其灵敏度

设F_n＝13dB；D＝13.6dB，

如果用频率敞开的方法，其瞬时带宽为640MHz，则灵敏度为：

P_rmin1＝-114(dBmW)+Δf_r(dB)+F_n(dB)+D(dB)dBmW

＝-114+101g640+13+13.6

＝-114+28.1+13+13.6

＝-59.3dBmW

采用本发明即采用基于信号的实时跟踪本振其瞬时带宽为10MHz，则灵敏度为

P_min2＝-114(dBmW)+Δf(dB)+F_n(dB)+D(dB)

＝-114+101g10+13+13.6

＝-77.4dBmW

P_rmin2-P_rmin1＝-77.4-(-59.3)＝-18.1dBmW

由计算可以明显地看出利用本发明截获跟踪脉间频率捷变雷达信号，可使接收机灵敏度提高-18.1dBmW，效果是很明显的，可使作用距离增2³即8倍。

经实验证明本发明的灵敏度显著提高13～17dB。

中放的Δf(dB/MHz)项，等于频率捷变雷达的捷变带宽的dB数，一般捷变带宽为中心频率的10％，即500MHz～1000MHz，则

Δf(dB/MHz)＝101g500～101g1000＝27dB～30dB

Claims

1.一种基于信号的实时跟踪本振装置，它包括限放(13)、第三混频器(14)、第一滤波器(15)、第一IFA放大器(16)、第二滤波器(17)、功分器和锁相源(19)，其特征是：经限放(13)放大的信号f_s和锁相源(19)信号f_IL输入第三混频器(14)，第三混频器(14)输出的信号为f_s-f_IL，经过第一滤波器(15)滤波，输入第一IFA放大器(16)放大，再经过第二滤波器(17)滤波后，由功分器分成两路、作为信道中的两个信道混频器即第一混频器(5)和第二混频器(6)的本振信号f_s-f_IL，第一混频器(5)、第二混频器(6)的另一路输入信号是f_s，在第一混频器、第二混频器进行下变频，第一混频器(5)、第二混频器(6)输出信号频率是f_s-(f_s-f_IL)＝f_IL，但相位差为φ。

2.一种基于信号的实时跟踪本振装置，它包括限放(13)、第三滤波器(20)、第四混频器(21)、第二IFA放大器(22)、第四滤波器(23)、第五混频器(24)、第一IFA放大器(16)、第二滤波器(17)、分路器(18)、第一锁相源(25)和第二锁相源(26)，其特征是：经限放(13)放大、第三滤波器(20)滤波后的信号f_s与第一锁相源(25)的信号f_1L1输入第四混频器(21)，第四混频器(21)其输出信号频率为f_s+f_1L1，f_s+f_1L1经第二IFA放大器(22)放大、第四滤波器(23)滤波后输入第五混频器(24)，同时输入第五混频器(24)的还有第二锁相源(26)的本振信号f_1L1+f_1L，第五混频器(24)输出信号频率为f_S+f_IL1-(f_S+f_IL)＝f_S-f_IL，输入第一IFA放大器(16)放大，经过第二滤波器(17)滤波，由分路器(18)分成两路、作为信道中的两个信道混频器即第一混频器(5)和第二混频器(6)的本振信号f_s-f_IL，第一混频器(5)、第二混频器(6)的另一路输入信号是f_s，在第一混频器、第二混频器进行下变频，第一混频器(5)、第二混频器(6)输出信号频率是f_s-(f_s-f_IL)＝f_IL，但相位差为φ。

3.一种基于信号的实时跟踪本振装置，它包括限放(13)、第三滤波器(20)、调制器(30)、第一滤波器(15)、第一IFA放大器(16)、第二滤波器(17)、第三IFA放大器(27)、第五滤波器(28)、功分器(29)、分路器(18)和锁相源(19)，其特征是：锁相源(19)的频率f_IL，经第三IFA放大器(27)、第五滤波器(28)后由功分器(29)分成频率仍为f_IL的正交的两个信号输入到调制器(30)，调制器(30)输出信号频率为f_s-f_IL，经过第一滤波器(15)滤波，输入第一IFA放大器(16)放大，再经第二滤波器(17)，由分路器(18)分成两路、作为信道中的两个信道混频器即第一混频器(5)和第二混频器(6)的本振信号f_s-f_IL，第一混频器(5)、第二混频器(6)的另一路输入信号是f_s，在第一混频器、第二混频器进行下变频，第一混频器(5)、第二混频器(6)输出信号频率是f_s-(f_s-f_IL)＝f_IL，但相位差为φ。