JP3231235B2 - 受信回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信機の受
信回路、特に受信系の電力を低減し、回路構成を簡素化
することができ、消費電力を低減することができる受信
回路に関する。
信回路、特に受信系の電力を低減し、回路構成を簡素化
することができ、消費電力を低減することができる受信
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動通信機の受信回路のポイントのひと
つは、高周波回路部分をいかに少なくし、高周波回路に
内在する高電力消費要素および動作不安定要素と製造コ
ストならびに占有する空間を少なくすることにある。こ
のうち、高周波回路部分の低減には、従来、多重周波数
変換や搬送周波数における直接復調方式が提案され、低
い周波数帯へ直接の変換やベースバンド帯域への直接復
調が図られてきた。そして、高周波回路部分を占有する
機能が空中線を２系統必要とするスペース・ダイバーシ
ティ機能である。
つは、高周波回路部分をいかに少なくし、高周波回路に
内在する高電力消費要素および動作不安定要素と製造コ
ストならびに占有する空間を少なくすることにある。こ
のうち、高周波回路部分の低減には、従来、多重周波数
変換や搬送周波数における直接復調方式が提案され、低
い周波数帯へ直接の変換やベースバンド帯域への直接復
調が図られてきた。そして、高周波回路部分を占有する
機能が空中線を２系統必要とするスペース・ダイバーシ
ティ機能である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ここで、直接復調方式
について考えると、搬送周波数に等しい信号を局部発振
器で発生し、受信入力波と混合してベースバンド信号を
取り出す方法が多数開発されているが、この方式では、
受信信号周波数と等しい高周波信号を発生することか
ら、受信機の空中線を通じて容易に空中へ放射される。
このため、隣接する他の受信機に干渉を与え、通信を妨
げる。したがって、この方式は、もっぱら単一周波数干
渉に比較的強い周波数変調方式の通信に採用されてい
る。
について考えると、搬送周波数に等しい信号を局部発振
器で発生し、受信入力波と混合してベースバンド信号を
取り出す方法が多数開発されているが、この方式では、
受信信号周波数と等しい高周波信号を発生することか
ら、受信機の空中線を通じて容易に空中へ放射される。
このため、隣接する他の受信機に干渉を与え、通信を妨
げる。したがって、この方式は、もっぱら単一周波数干
渉に比較的強い周波数変調方式の通信に採用されてい
る。
【０００４】一方、近年普及の急速な無線携帯電話は、
振幅移送変調の一つであるＰＳＫを用いており、単一周
波数干渉は復調出力にオフセットを生じさせ、受信信号
の誤り率の悪化を招くものである。すなわち、局部発振
周波数には搬送周波数を選べないので、この種の通信方
式での直接周波数変換あるいは直接復調を困難にしてい
る。かかる技術的な課題を解決する方法としては、無線
携帯電話の搬送波周波数をｆc とし、オフセット周波数
をｆo とした場合、ｆc ＋ｆo とｆc −ｆo を取得し、
周波数オフセットを行なった相補型局部発振周波数を設
けて周波数変換を行なう方法がある。この方法を実行す
るに当たって、ｆc ＋ｆo とｆc −ｆoとを得るために
はｆc とｆo をミキサー( 周波数混合器) で乗算すれば
よいが、このとき出力にはｆc ＋ｆo とｆc −ｆo の信
号が共存してしまう。すなわち、上記の処理を行なうに
はそれぞれの周波数信号を独立に必要とするが、この要
求には合わない。従来の装置では必然的にそれぞれの周
波数に対応するフィルタを用いることになるが、希望信
号の搬送波周波数は可変でありフィルタに可変特性を要
求することになり実用にならない。という不具合があっ
た。
振幅移送変調の一つであるＰＳＫを用いており、単一周
波数干渉は復調出力にオフセットを生じさせ、受信信号
の誤り率の悪化を招くものである。すなわち、局部発振
周波数には搬送周波数を選べないので、この種の通信方
式での直接周波数変換あるいは直接復調を困難にしてい
る。かかる技術的な課題を解決する方法としては、無線
携帯電話の搬送波周波数をｆc とし、オフセット周波数
をｆo とした場合、ｆc ＋ｆo とｆc −ｆo を取得し、
周波数オフセットを行なった相補型局部発振周波数を設
けて周波数変換を行なう方法がある。この方法を実行す
るに当たって、ｆc ＋ｆo とｆc −ｆoとを得るために
はｆc とｆo をミキサー( 周波数混合器) で乗算すれば
よいが、このとき出力にはｆc ＋ｆo とｆc −ｆo の信
号が共存してしまう。すなわち、上記の処理を行なうに
はそれぞれの周波数信号を独立に必要とするが、この要
求には合わない。従来の装置では必然的にそれぞれの周
波数に対応するフィルタを用いることになるが、希望信
号の搬送波周波数は可変でありフィルタに可変特性を要
求することになり実用にならない。という不具合があっ
た。
【０００５】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、主に複数のチャネルを有するディジタル
変調方式の通信システムにおいて、受信系の電力を低減
し、回路を簡素化し、消費電力を低減することのできる
受信回路を提供することを目的とする。本発明の別の目
的は、上記のような通常の方法での問題を解決すべくｆ
c ＋ｆo とｆc −ｆo とが得られるような受信回路を提
供することである。
るものであり、主に複数のチャネルを有するディジタル
変調方式の通信システムにおいて、受信系の電力を低減
し、回路を簡素化し、消費電力を低減することのできる
受信回路を提供することを目的とする。本発明の別の目
的は、上記のような通常の方法での問題を解決すべくｆ
c ＋ｆo とｆc −ｆo とが得られるような受信回路を提
供することである。
【０００６】本発明は、より具体的には、受信システム
の有するチャネルの間の谷間となる周波数を受信機の局
部周波数として直接周波数変換を行なうとともに、その
出力信号に生じる周波数オフセットおよび隣接チャネル
の信号が混入するのを防止した受信回路を提供すること
を目的とする。
の有するチャネルの間の谷間となる周波数を受信機の局
部周波数として直接周波数変換を行なうとともに、その
出力信号に生じる周波数オフセットおよび隣接チャネル
の信号が混入するのを防止した受信回路を提供すること
を目的とする。
【０００７】本発明は、さらに受信回路を構成する各機
能部について構成上の見直しを行ないより電力消費量の
大きな機能部についての削減或いは代替を図ることを目
的とする。
能部について構成上の見直しを行ないより電力消費量の
大きな機能部についての削減或いは代替を図ることを目
的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信回路は、一例として、受信信号を受け
る空中線と、受信信号を入力とする第１および第２の周
波数変換回路と、受信信号が有する無線搬送波周波数と
隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中
間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数の
うち上側周波数を第１の周波数変換回路の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発生
回路と、第１の周波数変換回路の出力と第２の周波数変
換回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共
通波抽出回路と、共通波抽出回路の出力に残存する周波
数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、周
波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を
除去するフィルタとを備えたものである。
に、本発明の受信回路は、一例として、受信信号を受け
る空中線と、受信信号を入力とする第１および第２の周
波数変換回路と、受信信号が有する無線搬送波周波数と
隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中
間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数の
うち上側周波数を第１の周波数変換回路の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発生
回路と、第１の周波数変換回路の出力と第２の周波数変
換回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共
通波抽出回路と、共通波抽出回路の出力に残存する周波
数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、周
波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を
除去するフィルタとを備えたものである。
【０００９】本発明はまた、前記従来の問題を解決する
手段を、本発明の根幹をなす局部周波数相補オフセット
型直接周波数変換方式に加えたもので、単一の直接直交
検波回路を基本とする受信回路によりスペース・ダイバ
ーシティ機能を実現する。
手段を、本発明の根幹をなす局部周波数相補オフセット
型直接周波数変換方式に加えたもので、単一の直接直交
検波回路を基本とする受信回路によりスペース・ダイバ
ーシティ機能を実現する。
【００１０】上記構成により、空中線から得られる受信
信号は、第１の周波数変換回路および第２の周波数変換
回路に供給され、局部周波数信号発生回路から２つの異
なるすなわチャネル間の中央値に匹敵する上下の周波数
を第１の周波数変換回路および第２の周波数変換回路に
別個に供給することにより、希望波および上側チャネル
と下側チャネルの３つの信号にそれぞれ２つの出力信号
を発生させる。第１の周波数変換回路および第２の周波
数変換回路に共通に存在する信号成分である希望波チャ
ネルの信号を共通波抽出回路により抽出する。共通波抽
出回路の出力にはω０ なる周波数オフセットが残留し
ているので、オフセット周波数回路において微小な周波
数変換を行ない、オフセット量を周波数オフセット回路
において除去する。さらにこの過程で発生した不要周波
数成分をフィルタで除去した後、ベースバンド信号とし
てベースバンド信号処理部に供給する。
信号は、第１の周波数変換回路および第２の周波数変換
回路に供給され、局部周波数信号発生回路から２つの異
なるすなわチャネル間の中央値に匹敵する上下の周波数
を第１の周波数変換回路および第２の周波数変換回路に
別個に供給することにより、希望波および上側チャネル
と下側チャネルの３つの信号にそれぞれ２つの出力信号
を発生させる。第１の周波数変換回路および第２の周波
数変換回路に共通に存在する信号成分である希望波チャ
ネルの信号を共通波抽出回路により抽出する。共通波抽
出回路の出力にはω０ なる周波数オフセットが残留し
ているので、オフセット周波数回路において微小な周波
数変換を行ない、オフセット量を周波数オフセット回路
において除去する。さらにこの過程で発生した不要周波
数成分をフィルタで除去した後、ベースバンド信号とし
てベースバンド信号処理部に供給する。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、空中線により受信される受信信号を入力とする第１
および第２の周波数変換回路と、前記第１および第２の
周波数変換回路に接続され、前記受信信号が有する無線
搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送
波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の
２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の周波数変換
回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前
記第２の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力
する局部周波数信号発生回路と、前記第１および第２の
周波数変換回路に接続され前記第１の周波数変換回路の
出力と前記第２の周波数変換回路の出力の双方に共通に
存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波
抽出回路に接続され前記共通波抽出回路の出力に残存す
る周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路
と、前記周波数オフセット回路に接続され前記周波数オ
フセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去す
るフィルタとを備えた受信回路としたものである。
は、空中線により受信される受信信号を入力とする第１
および第２の周波数変換回路と、前記第１および第２の
周波数変換回路に接続され、前記受信信号が有する無線
搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送
波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の
２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の周波数変換
回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前
記第２の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力
する局部周波数信号発生回路と、前記第１および第２の
周波数変換回路に接続され前記第１の周波数変換回路の
出力と前記第２の周波数変換回路の出力の双方に共通に
存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波
抽出回路に接続され前記共通波抽出回路の出力に残存す
る周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路
と、前記周波数オフセット回路に接続され前記周波数オ
フセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去す
るフィルタとを備えた受信回路としたものである。
【００１２】本発明の請求項２に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変換
回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の変換用
周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２の周波
数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波
数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路の出力に
含まれている周波数オフセット分を除去する第１の周波
数オフセット回路と、前記第２の周波数変換回路の出力
に含まれている周波数オフセットを除去する第２の周波
数オフセット回路と、前記第１の周波数オフセット回路
と前記第２の周波数オフセット回路の出力の双方に共通
に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通
波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する
フィルタとを備えた受信回路としたものである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変換
回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の変換用
周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２の周波
数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波
数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路の出力に
含まれている周波数オフセット分を除去する第１の周波
数オフセット回路と、前記第２の周波数変換回路の出力
に含まれている周波数オフセットを除去する第２の周波
数オフセット回路と、前記第１の周波数オフセット回路
と前記第２の周波数オフセット回路の出力の双方に共通
に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通
波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する
フィルタとを備えた受信回路としたものである。
【００１３】本発明の請求項３に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変換
回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の変換用
周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２の周波
数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波
数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路の出力を
量子化する第１の量子化手段と、前記第２の周波数変換
回路の出力を量子化する第２の量子化手段と、前記第１
の量子化手段と前記第２の量子化手段の出力の双方に共
通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共
通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除
去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット
回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィル
タとを備えた受信回路としたものである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変換
回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の変換用
周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２の周波
数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波
数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路の出力を
量子化する第１の量子化手段と、前記第２の周波数変換
回路の出力を量子化する第２の量子化手段と、前記第１
の量子化手段と前記第２の量子化手段の出力の双方に共
通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共
通波抽出回路の出力に残存する周波数オフセット分を除
去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット
回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィル
タとを備えた受信回路としたものである。
【００１４】本発明の請求項４に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変換
回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の変換用
周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２の周波
数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波
数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路の出力を
量子化する第１の量子化手段と、前記第２の周波数変換
回路の出力を量子化する第２の量子化手段と、前記第１
の量子化手段の出力に含まれている周波数オフセット分
を除去する第１の周波数オフセット回路と、前記第２の
量子化手段の出力に含まれている周波数オフセットを除
去する第２の周波数オフセット回路と、前記第１の周波
数オフセット回路と前記第２の周波数オフセット回路の
出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出
回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不要周波
数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路としたも
のである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変換
回路に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の変換用
周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２の周波
数変換回路の変換用周波数入力として出力する局部周波
数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路の出力を
量子化する第１の量子化手段と、前記第２の周波数変換
回路の出力を量子化する第２の量子化手段と、前記第１
の量子化手段の出力に含まれている周波数オフセット分
を除去する第１の周波数オフセット回路と、前記第２の
量子化手段の出力に含まれている周波数オフセットを除
去する第２の周波数オフセット回路と、前記第１の周波
数オフセット回路と前記第２の周波数オフセット回路の
出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出
回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不要周波
数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路としたも
のである。
【００１５】本発明の請求項５に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記第１および第２の直交復調回路に接続さ
れ前記第１の直交復調回路のＩ出力と前記第２の直交復
調回路のＩ出力の双方に共通に存在する成分を抽出する
第１の共通波抽出回路と、前記第１および第２の直交復
調回路に接続され前記第１の直交復調回路のＱ出力と前
記第２の直交復調回路のＱ出力の極性反転出力の双方に
共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回路
と、前記第１の共通波抽出回路で抽出したＩ出力に残存
する周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフセ
ット回路と、前記第２の共通波抽出回路で抽出したＱ出
力に残存する周波数オフセット分を除去する第２の周波
数オフセット回路と、前記第１の周波数オフセット回路
の出力に残存する不要周波数成分を除去する第１のフィ
ルタと、前記第２の周波数オフセット回路の出力に残存
する不要周波数成分を除去する第２のフィルタとを備え
た受信回路としたものである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記第１および第２の直交復調回路に接続さ
れ前記第１の直交復調回路のＩ出力と前記第２の直交復
調回路のＩ出力の双方に共通に存在する成分を抽出する
第１の共通波抽出回路と、前記第１および第２の直交復
調回路に接続され前記第１の直交復調回路のＱ出力と前
記第２の直交復調回路のＱ出力の極性反転出力の双方に
共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回路
と、前記第１の共通波抽出回路で抽出したＩ出力に残存
する周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフセ
ット回路と、前記第２の共通波抽出回路で抽出したＱ出
力に残存する周波数オフセット分を除去する第２の周波
数オフセット回路と、前記第１の周波数オフセット回路
の出力に残存する不要周波数成分を除去する第１のフィ
ルタと、前記第２の周波数オフセット回路の出力に残存
する不要周波数成分を除去する第２のフィルタとを備え
た受信回路としたものである。
【００１６】本発明の請求項６に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記各直交復調回路のＩ出力とＱ出力に共通
に含まれている周波数オフセット分を除去する第１およ
び第２の周波数オフセット回路と、前記第１の周波数オ
フセット回路のＩ出力と前記第２の周波数オフセット回
路のＩ出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第１
の共通波抽出回路と、前記第１の直交復調回路のＱ出力
と前記第２の直交復調回路のＱ出力の極性反転出力の双
方に共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回
路と、前記各共通波抽出回路の出力に残存する不要周波
数成分を除去する第１および第２のフィルタとを備えた
受信回路としたものである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記各直交復調回路のＩ出力とＱ出力に共通
に含まれている周波数オフセット分を除去する第１およ
び第２の周波数オフセット回路と、前記第１の周波数オ
フセット回路のＩ出力と前記第２の周波数オフセット回
路のＩ出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第１
の共通波抽出回路と、前記第１の直交復調回路のＱ出力
と前記第２の直交復調回路のＱ出力の極性反転出力の双
方に共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回
路と、前記各共通波抽出回路の出力に残存する不要周波
数成分を除去する第１および第２のフィルタとを備えた
受信回路としたものである。
【００１７】本発明の請求項７に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記第１の直交復調回路のＩ出力とＱ出力を
それぞれ量子化する第１および第２の量子化手段と、前
記第２の直交復調回路のＩ出力とＱ出力をそれぞれ量子
化する第３および第４の量子化手段と、前記第１および
第３の量子化手段のＩ出力に共通に存在する成分を抽出
する第１の共通波抽出回路と、前記第２の量子化手段の
Ｑ出力と前記第４の量子化手段のＱ出力の極性反転出力
の双方に共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽
出回路と、前記第１の共通波抽出回路で抽出したＩ出力
に残存する周波数オフセット分を除去する第１の周波数
オフセット回路と、前記第２の共通波抽出回路で抽出し
たＱ出力に残存する周波数オフセット分を除去する第２
の周波数オフセット回路と、前記第１の周波数オフセッ
ト回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第１
のフィルタと、前記第２の周波数オフセット回路の出力
に残存する不要周波数成分を除去する第２のフィルタと
を備えた受信回路としたものである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記第１の直交復調回路のＩ出力とＱ出力を
それぞれ量子化する第１および第２の量子化手段と、前
記第２の直交復調回路のＩ出力とＱ出力をそれぞれ量子
化する第３および第４の量子化手段と、前記第１および
第３の量子化手段のＩ出力に共通に存在する成分を抽出
する第１の共通波抽出回路と、前記第２の量子化手段の
Ｑ出力と前記第４の量子化手段のＱ出力の極性反転出力
の双方に共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽
出回路と、前記第１の共通波抽出回路で抽出したＩ出力
に残存する周波数オフセット分を除去する第１の周波数
オフセット回路と、前記第２の共通波抽出回路で抽出し
たＱ出力に残存する周波数オフセット分を除去する第２
の周波数オフセット回路と、前記第１の周波数オフセッ
ト回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第１
のフィルタと、前記第２の周波数オフセット回路の出力
に残存する不要周波数成分を除去する第２のフィルタと
を備えた受信回路としたものである。
【００１８】本発明の請求項８に記載の発明は、空中線
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記第１の直交復調回路のＩ出力とＱ出力を
それぞれ量子化する第１および第２の量子化手段と、前
記第２の直交復調回路のＩ出力とＱ出力をそれぞれ量子
化する第３および第４の量子化手段と、前記各量子化手
段のＩ出力とＱ出力に残存する周波数オフセット分を除
去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット
回路のＩ出力に共通に存在する成分を抽出する第１の共
通波抽出回路と、前記周波数オフセット回路のＱ出力と
このＱ出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分
を抽出する第２の共通波抽出回路と、前記第１の共通波
抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第
１のフィルタと、前記第２の共通波抽出回路の出力に残
存する不要周波数成分を除去する第２のフィルタとを備
えた受信回路としたものである。
により受信される受信信号を入力とする第１および第２
の直交復調回路と、前記第１および第２の直交復調回路
に接続され前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を前記第１の直交復調回路の変換用周波数
入力として出力し、下側周波数を前記第２の直交復調回
路の変換用周波数入力として出力する局部周波数信号発
生回路と、前記第１の直交復調回路のＩ出力とＱ出力を
それぞれ量子化する第１および第２の量子化手段と、前
記第２の直交復調回路のＩ出力とＱ出力をそれぞれ量子
化する第３および第４の量子化手段と、前記各量子化手
段のＩ出力とＱ出力に残存する周波数オフセット分を除
去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセット
回路のＩ出力に共通に存在する成分を抽出する第１の共
通波抽出回路と、前記周波数オフセット回路のＱ出力と
このＱ出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分
を抽出する第２の共通波抽出回路と、前記第１の共通波
抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第
１のフィルタと、前記第２の共通波抽出回路の出力に残
存する不要周波数成分を除去する第２のフィルタとを備
えた受信回路としたものである。
【００１９】本発明の請求項９に記載の発明は、請求項
３、４、７、８のいずれかに記載の受信回路において、
共通波抽出回路の代わりに相互相関を演算する相関器を
備え、この相関器は量子化手段または周波数オフセット
回路の出力に接続されたことを特徴とするものである。
３、４、７、８のいずれかに記載の受信回路において、
共通波抽出回路の代わりに相互相関を演算する相関器を
備え、この相関器は量子化手段または周波数オフセット
回路の出力に接続されたことを特徴とするものである。
【００２０】本発明の請求項１０に記載の発明は、請求
項１または２記載の受信回路において、受信信号を入力
する周波数変換回路を第１の周波数変換回路のみとし、
前記第１の周波数変換回路による周波数変換後に、他の
周波数変換回路により、前記第１の周波数変換回路によ
り周波数変換を行なわなかった側の周波数変換出力を得
て、共通波抽出に必要な２つの周波数変換出力を確保す
ることを特徴とするものである。
項１または２記載の受信回路において、受信信号を入力
する周波数変換回路を第１の周波数変換回路のみとし、
前記第１の周波数変換回路による周波数変換後に、他の
周波数変換回路により、前記第１の周波数変換回路によ
り周波数変換を行なわなかった側の周波数変換出力を得
て、共通波抽出に必要な２つの周波数変換出力を確保す
ることを特徴とするものである。
【００２１】本発明の請求項１１に記載の発明は、請求
項３または３記載の受信回路において、ディジタル周波
数変換回路をさらに備え、受信信号を入力する周波数変
換回路を第１の周波数変換回路のみとするとともに前記
第１および第２の量子化手段のうち一つの量子化手段の
みを使用し、前記量子化手段による量子化後に、前記デ
ィジタル周波数変換回路により、前記第１の周波数変換
回路により周波数変換を行なわなかった側の周波数変換
出力を得て、共通波抽出に必要な２つの周波数変換ディ
ジタル出力を確保することを特徴とするものである。
項３または３記載の受信回路において、ディジタル周波
数変換回路をさらに備え、受信信号を入力する周波数変
換回路を第１の周波数変換回路のみとするとともに前記
第１および第２の量子化手段のうち一つの量子化手段の
みを使用し、前記量子化手段による量子化後に、前記デ
ィジタル周波数変換回路により、前記第１の周波数変換
回路により周波数変換を行なわなかった側の周波数変換
出力を得て、共通波抽出に必要な２つの周波数変換ディ
ジタル出力を確保することを特徴とするものである。
【００２２】本発明の請求項１２に記載の発明は、請求
項５または６記載の受信回路において、周波数変換回路
をさらに備え、受信信号を入力するために前記第１およ
び第２の直交復調回路のうち一つの直交復調回路のみを
使用し、前記直交復調回路の２つの出力をそれぞれ周波
数変換回路により周波数変換を施すことにより、直交復
調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波
抽出に必要な２つの直交復調出力を確保することを特徴
とするものである。
項５または６記載の受信回路において、周波数変換回路
をさらに備え、受信信号を入力するために前記第１およ
び第２の直交復調回路のうち一つの直交復調回路のみを
使用し、前記直交復調回路の２つの出力をそれぞれ周波
数変換回路により周波数変換を施すことにより、直交復
調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波
抽出に必要な２つの直交復調出力を確保することを特徴
とするものである。
【００２３】本発明の請求項１３に記載の発明は、請求
項７または８記載の受信回路において、ディジタル周波
数変換回路をさらに備え、受信信号を入力するために前
記第１および第２の直交復調回路のうち一つの直交復調
回路のみを使用するとともに量子化手段も第２および第
３の量子化手段のみとし、前記量子化手段による量子化
後に、これらの量子化手段の２つの出力をそれぞれディ
ジタル周波数変換回路により周波数変換を施すことによ
り、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得
て、共通波抽出に必要な２つの直交復調出力を確保する
ことを特徴とするものである。
項７または８記載の受信回路において、ディジタル周波
数変換回路をさらに備え、受信信号を入力するために前
記第１および第２の直交復調回路のうち一つの直交復調
回路のみを使用するとともに量子化手段も第２および第
３の量子化手段のみとし、前記量子化手段による量子化
後に、これらの量子化手段の２つの出力をそれぞれディ
ジタル周波数変換回路により周波数変換を施すことによ
り、直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得
て、共通波抽出に必要な２つの直交復調出力を確保する
ことを特徴とするものである。
【００２４】本発明の請求項１４に記載の発明は、空中
線により受信される受信信号を入力とする第１および第
２の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変
換回路に接続され、受信号を受ける空中線と、前記受信
信号を入力とする第１および第２の周波数変換回路と、
前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下
のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を
発生するとともに、上下の２波の周波数のうち上側周波
数を前記第１の周波数変換回路の変換用周波数入力とし
て出力し、下側周波数を前記第２の周波数変換回路の変
換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路
と、前記第１の周波数変換回路および第２の周波数変換
回路の出力をそれぞれ入力線路を通じて受けるローパス
・フィルタを兼ねた第１の積分回路および第２の積分回
路と、前記第１の積分回路および第２の積分回路の出力
をそれぞれ受ける第１の緩衝増幅器および第２の緩衝増
幅器と、前記第１の緩衝増幅器および第２の緩衝増幅器
のそれぞれの出力を一次コイルの一端に受ける構造の相
等しい第１のトランスおよび第２のトランスと、前記第
１のトランスおよび第２のトランスの一次コイルの他端
は双方ともに交流的に接地し、二次コイルは一次コイル
の極性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次
コイルの極性に等しい一端を出力端子とし、他端を接地
し、前記第１のトランスおよび第２のトランスの出力を
受ける第３の緩衝増幅器と、前記第３の緩衝増幅器の出
力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフ
セット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存
する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信
回路としたものである。
線により受信される受信信号を入力とする第１および第
２の周波数変換回路と、前記第１および第２の周波数変
換回路に接続され、受信号を受ける空中線と、前記受信
信号を入力とする第１および第２の周波数変換回路と、
前記受信信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下
のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を
発生するとともに、上下の２波の周波数のうち上側周波
数を前記第１の周波数変換回路の変換用周波数入力とし
て出力し、下側周波数を前記第２の周波数変換回路の変
換用周波数入力として出力する局部周波数信号発生回路
と、前記第１の周波数変換回路および第２の周波数変換
回路の出力をそれぞれ入力線路を通じて受けるローパス
・フィルタを兼ねた第１の積分回路および第２の積分回
路と、前記第１の積分回路および第２の積分回路の出力
をそれぞれ受ける第１の緩衝増幅器および第２の緩衝増
幅器と、前記第１の緩衝増幅器および第２の緩衝増幅器
のそれぞれの出力を一次コイルの一端に受ける構造の相
等しい第１のトランスおよび第２のトランスと、前記第
１のトランスおよび第２のトランスの一次コイルの他端
は双方ともに交流的に接地し、二次コイルは一次コイル
の極性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次
コイルの極性に等しい一端を出力端子とし、他端を接地
し、前記第１のトランスおよび第２のトランスの出力を
受ける第３の緩衝増幅器と、前記第３の緩衝増幅器の出
力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフ
セット回路と、前記周波数オフセット回路の出力に残存
する不要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信
回路としたものである。
【００２５】本発明の請求項１５に記載の発明は、空中
線により受信される受信信号を入力とする第１および第
２の周波数変換回路と、前記受信信号が有する無線搬送
波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周
波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の２波
の周波数のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路
の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第
２の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する
局部周波数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路
および第２の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路
を通じて受ける第１および第２の差動増幅器と、前記第
１および第２の差動増幅器の出力をそれぞれ対応して受
けるローパス・フィルタを兼ねた第１および第２の積分
回路と、前記第１および第２の積分回路の出力を供給す
る第１および第２の緩衝増幅器と、前記第１および第２
の緩衝増幅器の負入力側に出力側からそれぞれに帰還を
掛ける手段と、前記第１および第２の緩衝増幅器のそれ
ぞれの出力を一次コイルの一端に受ける構造の相等しい
第１および第２のトランスと、前記第１および第２のト
ランスの一次コイルの他端を少なくとも交流的に接地
し、二次コイルは一次コイルの極性に極性を合わせて並
列に接続するとともに、一次コイルの極性に等しい一端
を出力端子とし、他端を少なくとも交流的に接地し、前
記第１および第２のトランスの出力を受ける第３の緩衝
増幅器と、前記第３の緩衝増幅器の出力と前記第１の周
波数変換回路の出力と第２の周波数変換回路の出力との
平均とを比較して第１の周波数変換回路の出力と第２の
周波数変換回路の出力とに修正を加える手段と、前記第
３の緩衝増幅器の出力が前記第１の周波数変換回路の出
力または第２の周波数変換回路の出力との間に発生する
差を修正するように前記第１の周波数変換回路の出力ま
たは第２の周波数変換回路の出力側にそれぞれ帰還する
手段と、前記第３の緩衝増幅器の出力に残存する周波数
オフセット回路分を除去する周波数オフセット回路と、
前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数
成分を除去するフィルタとを備えた受信回路としたもの
である。
線により受信される受信信号を入力とする第１および第
２の周波数変換回路と、前記受信信号が有する無線搬送
波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周
波数との中間の周波数を発生するとともに、上下の２波
の周波数のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路
の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第
２の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する
局部周波数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路
および第２の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路
を通じて受ける第１および第２の差動増幅器と、前記第
１および第２の差動増幅器の出力をそれぞれ対応して受
けるローパス・フィルタを兼ねた第１および第２の積分
回路と、前記第１および第２の積分回路の出力を供給す
る第１および第２の緩衝増幅器と、前記第１および第２
の緩衝増幅器の負入力側に出力側からそれぞれに帰還を
掛ける手段と、前記第１および第２の緩衝増幅器のそれ
ぞれの出力を一次コイルの一端に受ける構造の相等しい
第１および第２のトランスと、前記第１および第２のト
ランスの一次コイルの他端を少なくとも交流的に接地
し、二次コイルは一次コイルの極性に極性を合わせて並
列に接続するとともに、一次コイルの極性に等しい一端
を出力端子とし、他端を少なくとも交流的に接地し、前
記第１および第２のトランスの出力を受ける第３の緩衝
増幅器と、前記第３の緩衝増幅器の出力と前記第１の周
波数変換回路の出力と第２の周波数変換回路の出力との
平均とを比較して第１の周波数変換回路の出力と第２の
周波数変換回路の出力とに修正を加える手段と、前記第
３の緩衝増幅器の出力が前記第１の周波数変換回路の出
力または第２の周波数変換回路の出力との間に発生する
差を修正するように前記第１の周波数変換回路の出力ま
たは第２の周波数変換回路の出力側にそれぞれ帰還する
手段と、前記第３の緩衝増幅器の出力に残存する周波数
オフセット回路分を除去する周波数オフセット回路と、
前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数
成分を除去するフィルタとを備えた受信回路としたもの
である。
【００２６】本発明の請求項１６に記載の発明は、請求
項１４記載の受信回路において、一次コイルの極性に等
しい二次コイルの一端を第３の緩衝増幅器に接続する代
わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を
第３の緩衝増幅器に接続したことを特徴とするものであ
る。
項１４記載の受信回路において、一次コイルの極性に等
しい二次コイルの一端を第３の緩衝増幅器に接続する代
わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を
第３の緩衝増幅器に接続したことを特徴とするものであ
る。
【００２７】本発明の請求項１７に記載の発明は、請求
項１５記載の受信回路において、一次コイルの極性に等
しい二次コイルの一端を第３の緩衝増幅器に接続する代
わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を
第３の緩衝増幅器に接続したことを特徴とするものであ
る。
項１５記載の受信回路において、一次コイルの極性に等
しい二次コイルの一端を第３の緩衝増幅器に接続する代
わりに、一次コイルの極性と異なる二次コイルの一端を
第３の緩衝増幅器に接続したことを特徴とするものであ
る。
【００２８】本発明の請求項１８に記載の発明は、請求
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、受
信希望信号の搬送波周波数に等しい第１の周波数信号源
と、この第１の周波数信号源からの信号を受けこの信号
の周波数におけるπ／２の位相量を移相する第１の移相
手段と、周波数チャネル間隔の１／２の値に等しい第２
の周波数信号源と、この第２の周波数信号源からの信号
を受けこの周波数におけるπ／２の位相量を移相する第
２の移相手段と、前記第１および第２の周波数信号源か
らの２信号を入力とする乗算器と、前記前記第１および
第２の移相手段からの２信号を入力とする乗算器とから
なる第１の直交変調器と、前記２種類の周波数信号の一
方だけを移相手段から受ける２基の乗算器からなる第２
の直交変調器とから構成され、前記周波数オフセット回
路に接続された局部周波数発生手段をさらに有すること
を特徴とするものである。
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、受
信希望信号の搬送波周波数に等しい第１の周波数信号源
と、この第１の周波数信号源からの信号を受けこの信号
の周波数におけるπ／２の位相量を移相する第１の移相
手段と、周波数チャネル間隔の１／２の値に等しい第２
の周波数信号源と、この第２の周波数信号源からの信号
を受けこの周波数におけるπ／２の位相量を移相する第
２の移相手段と、前記第１および第２の周波数信号源か
らの２信号を入力とする乗算器と、前記前記第１および
第２の移相手段からの２信号を入力とする乗算器とから
なる第１の直交変調器と、前記２種類の周波数信号の一
方だけを移相手段から受ける２基の乗算器からなる第２
の直交変調器とから構成され、前記周波数オフセット回
路に接続された局部周波数発生手段をさらに有すること
を特徴とするものである。
【００２９】本発明の請求項１９に記載の発明は、請求
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、受
信希望信号の搬送波周波数に等しい第１の周波数信号源
と、この第１の周波数信号源からの信号を受けこの信号
の周波数におけるπ／２の位相量を移相する第１の移相
手段と、周波数チャネル間隔の１／２の値に等しい第２
の周波数信号源と、この第２の周波数信号源からの信号
を受けこの周波数におけるπ／２の位相量を移相する第
２の移相手段と、前記第１および第２の周波数信号源か
らの２信号を入力とする乗算器と、前記２基の乗算器の
一方だけの出力を極性反転し他の乗算器の出力と加算す
る手段とから構成し、前記周波数オフセット回路に接続
された局部周波数発生手段を有することを特徴とするも
のである。
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、受
信希望信号の搬送波周波数に等しい第１の周波数信号源
と、この第１の周波数信号源からの信号を受けこの信号
の周波数におけるπ／２の位相量を移相する第１の移相
手段と、周波数チャネル間隔の１／２の値に等しい第２
の周波数信号源と、この第２の周波数信号源からの信号
を受けこの周波数におけるπ／２の位相量を移相する第
２の移相手段と、前記第１および第２の周波数信号源か
らの２信号を入力とする乗算器と、前記２基の乗算器の
一方だけの出力を極性反転し他の乗算器の出力と加算す
る手段とから構成し、前記周波数オフセット回路に接続
された局部周波数発生手段を有することを特徴とするも
のである。
【００３０】本発明の請求項２０に記載の発明は、請求
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、受
信希望信号の搬送波周波数に等しい周波数信号源と、こ
の信号を受けこの信号の周波数におけるπ／２の位相量
を移相する移相手段と、前記周波数信号を移相手段から
受ける２基の乗算器からなる直交変調器と、前記２基の
乗算器の一方だけの出力を極性反転し他の乗算器の出力
と加算する手段と、から構成した前記周波数オフセット
回路に接続された局部周波数発生手段を有することを特
徴とするものである。
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、受
信希望信号の搬送波周波数に等しい周波数信号源と、こ
の信号を受けこの信号の周波数におけるπ／２の位相量
を移相する移相手段と、前記周波数信号を移相手段から
受ける２基の乗算器からなる直交変調器と、前記２基の
乗算器の一方だけの出力を極性反転し他の乗算器の出力
と加算する手段と、から構成した前記周波数オフセット
回路に接続された局部周波数発生手段を有することを特
徴とするものである。
【００３１】本発明の請求項２１に記載の発明は、請求
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、周
波数変換回路または直交復調回路により得られた第１の
受信信号と第２の受信信号をおのおのＡ／Ｄ変換する手
段と、そのディジタル出力を受ける第１および第２のフ
ーリエ変換器と、各フーリエ変換器のそれぞれ周波数成
分ごとに出力を受ける相関器と、得られた相関器出力を
受ける重み付け関数器と、この重み付け関数器の出力を
受ける重み付け値乗算器と、前記第１のフーリエ変換出
力と第２のフーリエ変換出力を受ける加算器と、その加
算結果を前記乗算器に入力する手段と、前記重み付け値
乗算器の出力を受ける逆フーリエ変換器とを備え、逆フ
ーリエ変換出力をもって希望波抽出結果とすることを特
徴とするものである。
項１乃至１３のいずれかに記載の受信回路において、周
波数変換回路または直交復調回路により得られた第１の
受信信号と第２の受信信号をおのおのＡ／Ｄ変換する手
段と、そのディジタル出力を受ける第１および第２のフ
ーリエ変換器と、各フーリエ変換器のそれぞれ周波数成
分ごとに出力を受ける相関器と、得られた相関器出力を
受ける重み付け関数器と、この重み付け関数器の出力を
受ける重み付け値乗算器と、前記第１のフーリエ変換出
力と第２のフーリエ変換出力を受ける加算器と、その加
算結果を前記乗算器に入力する手段と、前記重み付け値
乗算器の出力を受ける逆フーリエ変換器とを備え、逆フ
ーリエ変換出力をもって希望波抽出結果とすることを特
徴とするものである。
【００３２】本発明の請求項２２に記載の発明は、複数
の空中線から受信信号を受ける受信入力回路と、この受
信信号を入力とする第１および第２の周波数変換手段
と、前記第１および第２の周波数変換手段に希望波搬送
波周波数にチャネル間隔周波数の１／２の周波数オフセ
ットを施した周波数で出力を提供する局部発振器と、前
記第１および第２の周波数変換手段からおのおのの信号
を得る第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変
換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のク
ロックを供給するサンプリングクロック発生器と、前記
サンプリングクロック発生器からのパルス列に遅延パル
ス列を付加する回路と、このサンプリングクロック発生
器からのパルス列と前記遅延パルス列とを前記第１およ
び第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリングパルスとしてそれ
ぞれ提供する手段と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変換
器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信
号を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回路
としたものである。
の空中線から受信信号を受ける受信入力回路と、この受
信信号を入力とする第１および第２の周波数変換手段
と、前記第１および第２の周波数変換手段に希望波搬送
波周波数にチャネル間隔周波数の１／２の周波数オフセ
ットを施した周波数で出力を提供する局部発振器と、前
記第１および第２の周波数変換手段からおのおのの信号
を得る第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変
換器に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のク
ロックを供給するサンプリングクロック発生器と、前記
サンプリングクロック発生器からのパルス列に遅延パル
ス列を付加する回路と、このサンプリングクロック発生
器からのパルス列と前記遅延パルス列とを前記第１およ
び第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリングパルスとしてそれ
ぞれ提供する手段と、前記第１および第２のＡ／Ｄ変換
器のディジタル出力データから希望する受信チャネル信
号を抽出する手段とを有することを特徴とする受信回路
としたものである。
【００３３】本発明の請求項２３に記載の発明は、請求
項２２記載の受信回路において、前 記第１および第２の
周波数変換手段に供給する局部発振器を独立に設け、各
局部発振周波数を希望波搬送波周波数を中心にチャネル
間隔周波数の１／２の周波数オフセットを正負に施した
周波数とすることを特徴とするものである。
項２２記載の受信回路において、前 記第１および第２の
周波数変換手段に供給する局部発振器を独立に設け、各
局部発振周波数を希望波搬送波周波数を中心にチャネル
間隔周波数の１／２の周波数オフセットを正負に施した
周波数とすることを特徴とするものである。
【００３４】本発明の請求項２４に記載の発明は、請求
項２２記載の受信回路において、前記複数の受信信号中
の２つの受信信号を周波数変換することなく前記第１お
よび第２のＡ／Ｄ変換器に供給するとともに、前記第１
および第２のＡ／Ｄ変換器に周波数変換機能を持たせた
ことを特徴とするものである。
項２２記載の受信回路において、前記複数の受信信号中
の２つの受信信号を周波数変換することなく前記第１お
よび第２のＡ／Ｄ変換器に供給するとともに、前記第１
および第２のＡ／Ｄ変換器に周波数変換機能を持たせた
ことを特徴とするものである。
【００３５】 以下、本発明の実施の形態について説明す
るが、その前に、本発明の理論的根拠について説明す
る。まず、現在ディジタル変調方式の中で多用されてい
る２値ＰＳＫすなわちＢＰＳＫを対象に説明する。
るが、その前に、本発明の理論的根拠について説明す
る。まず、現在ディジタル変調方式の中で多用されてい
る２値ＰＳＫすなわちＢＰＳＫを対象に説明する。
【００３６】 基底周波数すなわちベースバンドにおける
ＢＰＳＫ信号ＳＢ は次のように表現できる。 ＳＢ ＝Ａcos （θｋ） ただし、Ａは振幅、θｋはＢＰＳＫ情報を表す位相で、 θｋ＝０、π このベースバンド信号を搬送角周波数ωＣ で変調した
変調出力ＳＣ は次のように表現できる。
ＢＰＳＫ信号ＳＢ は次のように表現できる。 ＳＢ ＝Ａcos （θｋ） ただし、Ａは振幅、θｋはＢＰＳＫ情報を表す位相で、 θｋ＝０、π このベースバンド信号を搬送角周波数ωＣ で変調した
変調出力ＳＣ は次のように表現できる。
【００３７】
【数１】 この変調信号を受信し、周波数変換用局部周波数ωＣ
で周波数変換すると、周波数変換出力ＳＲ は次のよう
に表される。
で周波数変換すると、周波数変換出力ＳＲ は次のよう
に表される。
【００３８】
【数２】 この周波数変換出力ＳＲ をローパスフィルタに通して
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦ
は、次のようになり、２値ＰＳＫすなわちＢＰＳＫ信号
が復調できる。
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦ
は、次のようになり、２値ＰＳＫすなわちＢＰＳＫ信号
が復調できる。
【００３９】
【数３】 しかし、受信の周波数変換において局部発振周波数を搬
送周波数と同一のωＣで行なったため、受信機からはこ
の局部発振周波数信号が空中に放射され、近接の他の受
信機に妨害を与える。
送周波数と同一のωＣで行なったため、受信機からはこ
の局部発振周波数信号が空中に放射され、近接の他の受
信機に妨害を与える。
【００４０】 本発明は、このような問題を解決するめに
局部発振周波数を次のように設定する。図２０は本発明
の局部発振周波数の設定の方法を示すものである。図２
０において、Ａは希望するチャネルの帯域を示し、搬送
周波数はωＣ である。Ｂは上側の隣接チャネルの帯域
を示し、搬送周波数はωＣＵである。Ｃは下側の隣接チ
ャネルの帯域を示し、搬送周波数はωＣＬである。各チ
ャネルの搬送波の間の間隔はＢＰＳＫの基底周波数ωｂ
の約４倍である。
局部発振周波数を次のように設定する。図２０は本発明
の局部発振周波数の設定の方法を示すものである。図２
０において、Ａは希望するチャネルの帯域を示し、搬送
周波数はωＣ である。Ｂは上側の隣接チャネルの帯域
を示し、搬送周波数はωＣＵである。Ｃは下側の隣接チ
ャネルの帯域を示し、搬送周波数はωＣＬである。各チ
ャネルの搬送波の間の間隔はＢＰＳＫの基底周波数ωｂ
の約４倍である。
【００４１】 各チャネルの帯域は搬送周波数を中心に±
２ωｂ となる。したがって、各搬送周波数から基底周
波数２ωｂ の量を離れた位置はどのチャネルから見て
も谷間になり、この位置に線スペクトルの妨害波が存在
してもいずれのチャネルにとっても妨害は少ない。すな
わち、本発明はこの点に注目し、受信機の局部発振周波
数を隣接チャネル搬送周波数との中間に設定することを
課題解決のための主たる方法とした。
２ωｂ となる。したがって、各搬送周波数から基底周
波数２ωｂ の量を離れた位置はどのチャネルから見て
も谷間になり、この位置に線スペクトルの妨害波が存在
してもいずれのチャネルにとっても妨害は少ない。すな
わち、本発明はこの点に注目し、受信機の局部発振周波
数を隣接チャネル搬送周波数との中間に設定することを
課題解決のための主たる方法とした。
【００４２】 次に、このように受信機の局部発振周波数
を設定した場合に、復調が従来同様に得られるよう、以
降の回路をどのように構築すべきかという、本発明のも
う一つのポイントについて再び数式を用いて説明する。
を設定した場合に、復調が従来同様に得られるよう、以
降の回路をどのように構築すべきかという、本発明のも
う一つのポイントについて再び数式を用いて説明する。
【００４３】 変調信号を受信し、受信機の周波数変換を
行なうための局部発振周波数を前述の通りωＣ ＋ωＯ
に設定すると、周波数変換出力ＳＲ は次のようにな
る。
行なうための局部発振周波数を前述の通りωＣ ＋ωＯ
に設定すると、周波数変換出力ＳＲ は次のようにな
る。
【００４４】
【数４】 この周波数変換出力ＳＲ をローパスフィルタに通して
高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦは、
高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦは、
【００４５】
【数５】 となり、周波数ωＯ だけオフセットの掛かった２値Ｐ
ＳＫすなわちＢＰＳＫ信号が発生する。
ＳＫすなわちＢＰＳＫ信号が発生する。
【００４６】 次に局部発振周波数を希望チャネルの発送
周波数からωＯ だけ低いωＣ −ωＯ に設定する。こ
の場合の周波数変換出力ＳＬ は次のようになる。
周波数からωＯ だけ低いωＣ −ωＯ に設定する。こ
の場合の周波数変換出力ＳＬ は次のようになる。
【００４７】
【数６】 この周波数変換出力ＳＬ をローパスフィルタに通して
高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＬＦは、
高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＬＦは、
【００４８】
【数７】 となり、ＳＲＦとは位相も等しいＢＰＳＫ信号が発生す
る。
る。
【００４９】 ところで、受信の局部発振周波数が隣接チ
ャネルからも等距離にあるため、復調される信号には隣
接チャネルの成分も発生混入する。上側の隣接チャネル
の信号は、搬送周波数をωＣｈで表すと、ωＣｈ＝ωＣ
＋２ωＯ であるから、前述の受信側の周波数変換は次
のようになる。
ャネルからも等距離にあるため、復調される信号には隣
接チャネルの成分も発生混入する。上側の隣接チャネル
の信号は、搬送周波数をωＣｈで表すと、ωＣｈ＝ωＣ
＋２ωＯ であるから、前述の受信側の周波数変換は次
のようになる。
【００５０】 まず、変調信号を受信し、受信機の周波数
変換を行なうための局部発振周波数を前述のとうりωＣ
＋ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＲｈは次のよ
うになる。
変換を行なうための局部発振周波数を前述のとうりωＣ
＋ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＲｈは次のよ
うになる。
【００５１】
【数８】 この周波数変換出力ＳＲｈをローパスフィルタに通して
高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦｈ
は、
高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦｈ
は、
【００５２】
【数９】 となり、希望チャネルと同一の帯域に存在するＢＰＳＫ
信号が発生する。
信号が発生する。
【００５３】 他方、下側の隣接チャネルの信号は、搬送
周波数をωＣｌで表すと、ωＣｌ＝ωＣ −２ωＯ であ
るから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。
周波数をωＣｌで表すと、ωＣｌ＝ωＣ −２ωＯ であ
るから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。
【００５４】 まず、受信機の局部発振周波数は、前述の
とおりωＣ ＋ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＲ
ｌは次のようになる。
とおりωＣ ＋ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＲ
ｌは次のようになる。
【００５５】
【数１０】 この周波数変換出力ＳＲｌをローパスフィルタに通して
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦｌ
は、
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＲＦｌ
は、
【００５６】
【数１１】 となり、希望チャネルよりも３ωＯ 離れた周波数にＢ
ＰＳＫ信号が発生する。
ＰＳＫ信号が発生する。
【００５７】 次に、局部発振数がωＣ −ωＯ である場
合の隣接チャネルの周波数変換される状態について検証
する。上側の隣接チャネルの信号は、搬送周波数をωＣ
ｈで表すと、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ であるから、局部
発振周波数がωＣ −ωＯ である場合の周波数変換は次
のようになる。
合の隣接チャネルの周波数変換される状態について検証
する。上側の隣接チャネルの信号は、搬送周波数をωＣ
ｈで表すと、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ であるから、局部
発振周波数がωＣ −ωＯ である場合の周波数変換は次
のようになる。
【００５８】 まず、変調信号を受信し、受信機の周波数
変換を行なうための局部発振周波数を前述のとおりωＣ
−ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＬｈは次のよ
うになる。
変換を行なうための局部発振周波数を前述のとおりωＣ
−ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＬｈは次のよ
うになる。
【００５９】
【数１２】 この周波数変換出力ＳＬｈをローパスフィルタに通して
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＬＦｌ
は、次のようになる。
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＬＦｌ
は、次のようになる。
【００６０】
【数１３】
【００６１】他方、下側の隣接チャネルの信号は、搬送
周波数をωＣｌで表すと、ωＣｌ＝ωＣ −２ωＯ であ
るから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。
周波数をωＣｌで表すと、ωＣｌ＝ωＣ −２ωＯ であ
るから、前述の受信側の周波数変換は次のようになる。
【００６２】 まず、受信機の局部発振周波数は前述のと
おりωＣ −ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＬｌ
は次のようになる。
おりωＣ −ωＯ に設定すると、周波数変換出力ＳＬｌ
は次のようになる。
【００６３】
【数１４】 この周波数変換出力ＳＬｌをローパスフィルタに通して
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＬＦｌ
は、
高周波数成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＬＦｌ
は、
【００６４】
【数１５】 となり、希望チャネルと同一の周波数にＢＰＳＫ信号が
発生する。
発生する。
【００６５】 以上からまとめると、局部周波数を上側に
ωＯ だけシフトした場合の出力は以下の３種である。
ωＯ だけシフトした場合の出力は以下の３種である。
【００６６】
【数１６】 局部周波数を下側にωＯ だけシフトした場合の出力は
以下の３種である。
以下の３種である。
【００６７】
【数１７】
【００６８】この両グループに共通な成分は希望チャネ
ルだけである。したがって、双方を２入力として加算器
に供給すれば、その出力には希望チャネルのみが取り出
せることになる。また、その出力は、ωＯ だけ周波数
オフセットが掛かっているが、これは簡単な周波数オフ
セット回路で除去することができる。
ルだけである。したがって、双方を２入力として加算器
に供給すれば、その出力には希望チャネルのみが取り出
せることになる。また、その出力は、ωＯ だけ周波数
オフセットが掛かっているが、これは簡単な周波数オフ
セット回路で除去することができる。
【００６９】 本発明は、このような原理を以下に示す実
施の形態により実現したものである。
施の形態により実現したものである。
【００７０】 （実施の形態１） 図１は本発明の第１の実施の形態の構成を示すものであ
る。図１において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、５は第１の周波数変換回路２の出力と第２の周
波数変換回路３の出力の双方に共通に存在する成分を抽
出する共通波抽出回路、６は共通波抽出回路５の出力に
残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセッ
ト回路、７は微小な周波数変換を行なってオフセット量
を周波数オフセット回路６に供給するオフセット周波数
発生回路、８は周波数オフセット回路６の出力に残存す
る不要周波数成分を除去するフィルタである。
る。図１において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、５は第１の周波数変換回路２の出力と第２の周
波数変換回路３の出力の双方に共通に存在する成分を抽
出する共通波抽出回路、６は共通波抽出回路５の出力に
残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフセッ
ト回路、７は微小な周波数変換を行なってオフセット量
を周波数オフセット回路６に供給するオフセット周波数
発生回路、８は周波数オフセット回路６の出力に残存す
る不要周波数成分を除去するフィルタである。
【００７１】 次に上記第１の実施の形態の動作について
説明する。前記した数式に従えば、空中線１から得られ
る受信信号は、第１の周波数変換回路２および第２の周
波数変換回路３に供給され、局部周波数信号発生回路４
から２つの異なるすなわちチャネル間の中央値に匹敵す
る上下の周波数を第１の周波数変換回路２および第２の
周波数変換回路３に別個に供給することにより、希望チ
ャネルおよび上側チャネルと下側チャネルの３つの信号
についてそれぞれ２つの出力信号が生み出される。数式
展開に従えば、第１の周波数変換回路２および第２の周
波数変換回路３に共通に存在する信号成分は、希望チャ
ネルの信号だけであり、平衡成分を抽出する共通波抽出
回路５に供給することにより、希望波を主とする平衡成
分が得られる。共通波抽出回路５の出力には、ωＯ な
る周波数オフセットが残留しているので、オフセット周
波数発生回路７において微小な周波数変換を行ない、オ
フセット量を周波数オフセット回路６において除去す
る。さらにこの過程で発生した不要周波数成分をフィル
タ８で除去した後、ベースバンド信号としてベースバン
ド信号処理部に供給する。
説明する。前記した数式に従えば、空中線１から得られ
る受信信号は、第１の周波数変換回路２および第２の周
波数変換回路３に供給され、局部周波数信号発生回路４
から２つの異なるすなわちチャネル間の中央値に匹敵す
る上下の周波数を第１の周波数変換回路２および第２の
周波数変換回路３に別個に供給することにより、希望チ
ャネルおよび上側チャネルと下側チャネルの３つの信号
についてそれぞれ２つの出力信号が生み出される。数式
展開に従えば、第１の周波数変換回路２および第２の周
波数変換回路３に共通に存在する信号成分は、希望チャ
ネルの信号だけであり、平衡成分を抽出する共通波抽出
回路５に供給することにより、希望波を主とする平衡成
分が得られる。共通波抽出回路５の出力には、ωＯ な
る周波数オフセットが残留しているので、オフセット周
波数発生回路７において微小な周波数変換を行ない、オ
フセット量を周波数オフセット回路６において除去す
る。さらにこの過程で発生した不要周波数成分をフィル
タ８で除去した後、ベースバンド信号としてベースバン
ド信号処理部に供給する。
【００７２】 （実施の形態２） 図２は本発明の第２の実施の形態の構成を示すものであ
る。図２において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、６Ａは第１の周波数変換回路２の出力に含まれ
ている周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフ
セット回路、６Ｂは第２の周波数変換回路３の出力に含
まれている周波数オフセットを除去する第２の周波数オ
フセット回路、７Ａは微小な周波数変換を行なってオフ
セット量を各周波数オフセット回路６Ａ、６Ｂに供給す
るオフセット周波数発生回路、５Ａは第１の周波数オフ
セット回路６Ａと第２の周波数オフセット回路６Ｂの出
力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回
路、８Ａは共通波抽出回路５Ａの出力に残存する不要周
波数成分を除去するフィルタである。
る。図２において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、６Ａは第１の周波数変換回路２の出力に含まれ
ている周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフ
セット回路、６Ｂは第２の周波数変換回路３の出力に含
まれている周波数オフセットを除去する第２の周波数オ
フセット回路、７Ａは微小な周波数変換を行なってオフ
セット量を各周波数オフセット回路６Ａ、６Ｂに供給す
るオフセット周波数発生回路、５Ａは第１の周波数オフ
セット回路６Ａと第２の周波数オフセット回路６Ｂの出
力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回
路、８Ａは共通波抽出回路５Ａの出力に残存する不要周
波数成分を除去するフィルタである。
【００７３】 次に、上記第２の実施の形態の動作につい
て説明する。本実施の形態は、上記第１の実施の形態に
おける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行
なう過程とを置換したものである。すなわち、周波数オ
フセットを行なう過程を先行することにより、希望チャ
ネルの信号はそのままベースバンド信号となり、より安
定な抽出作業が期待できる。
て説明する。本実施の形態は、上記第１の実施の形態に
おける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行
なう過程とを置換したものである。すなわち、周波数オ
フセットを行なう過程を先行することにより、希望チャ
ネルの信号はそのままベースバンド信号となり、より安
定な抽出作業が期待できる。
【００７４】 以下、周波数オフセットを先行した場合の
妥当性について説明する。局部周波数を上側にωＯ だ
けシフトした信号群に対する周波数オフセットは、ωＯ
だけ除去するシフトを行なうことになり、出力は以下
の３種となる。
妥当性について説明する。局部周波数を上側にωＯ だ
けシフトした信号群に対する周波数オフセットは、ωＯ
だけ除去するシフトを行なうことになり、出力は以下
の３種となる。
【００７５】
【数１８】
【００７６】また、局部周波数を下側にωＯ だけシフ
トした信号群に対する周波数オフセットは、ωＯ だけ
除去するシフトを行なうことになり、出力は以下の３種
となる。
トした信号群に対する周波数オフセットは、ωＯ だけ
除去するシフトを行なうことになり、出力は以下の３種
となる。
【００７７】
【数１９】 この両グループに共通な成分は、やはり希望チャネルだ
けである。したがって、双方を２入力として加算器に供
給すれば、その出力には希望チャネルのみのＢＰＳＫ信
号が取り出せる。
けである。したがって、双方を２入力として加算器に供
給すれば、その出力には希望チャネルのみのＢＰＳＫ信
号が取り出せる。
【００７８】 （実施の形態３） 図３は本発明の第３の実施の形態の構成を示すものであ
る。図３において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、９Ａは第１の周波数変換回路２の出力を波形整
形する第１のバンドパスフィルタ、１０Ａは第１のバン
ドパスフィルタ９Ａの出力をディジタル信号に変換する
第１のＡ／Ｄ変換器、９Ｂは第２の周波数変換回路３の
出力を波形整形する第２のバンドパスフィルタ、１０Ｂ
は第２のバンドパスフィルタ９Ｂの出力をディジタル信
号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器、５Ｂは第１のＡ／Ｄ
変換器１０Ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器１０Ｂの出力の
双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路、
６Ｃは共通波抽出回路５Ｂの出力に残存する周波数オフ
セット分を除去する周波数オフセット回路、７Ｂは微小
な周波数変換を行なってオフセット量を周波数オフセッ
ト回路６Ｃに供給するオフセット周波数発生回路、８Ｂ
は周波数オフセット回路６Ｃの出力に残存する不要周波
数成分を除去するフィルタである。
る。図３において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、９Ａは第１の周波数変換回路２の出力を波形整
形する第１のバンドパスフィルタ、１０Ａは第１のバン
ドパスフィルタ９Ａの出力をディジタル信号に変換する
第１のＡ／Ｄ変換器、９Ｂは第２の周波数変換回路３の
出力を波形整形する第２のバンドパスフィルタ、１０Ｂ
は第２のバンドパスフィルタ９Ｂの出力をディジタル信
号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器、５Ｂは第１のＡ／Ｄ
変換器１０Ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器１０Ｂの出力の
双方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路、
６Ｃは共通波抽出回路５Ｂの出力に残存する周波数オフ
セット分を除去する周波数オフセット回路、７Ｂは微小
な周波数変換を行なってオフセット量を周波数オフセッ
ト回路６Ｃに供給するオフセット周波数発生回路、８Ｂ
は周波数オフセット回路６Ｃの出力に残存する不要周波
数成分を除去するフィルタである。
【００７９】 次に上記第３の実施の形態の動作について
説明する。本実施の形態は、上記第１の実施の形態にお
ける２つの周波数変換回路２、３の出力をそれぞれＡ／
Ｄ変換器１０Ａ、１０Ｂにより量子化し、ディジタル演
算を用いて第１の実施の形態と等価の作用、すなわち共
通波抽出と周波数オフセットおよびフィルタリングを行
なうものである。共通波抽出とフィルタリングは、ディ
ジタルフィルタ技術を用い、周波数オフセットは、ディ
ジタル直交変調を用いることで可能となる。
説明する。本実施の形態は、上記第１の実施の形態にお
ける２つの周波数変換回路２、３の出力をそれぞれＡ／
Ｄ変換器１０Ａ、１０Ｂにより量子化し、ディジタル演
算を用いて第１の実施の形態と等価の作用、すなわち共
通波抽出と周波数オフセットおよびフィルタリングを行
なうものである。共通波抽出とフィルタリングは、ディ
ジタルフィルタ技術を用い、周波数オフセットは、ディ
ジタル直交変調を用いることで可能となる。
【００８０】 以下、本実施の形態の原理について、ディ
ジタル変調方式の中で多用されている直交ＰＳＫすなわ
ちＱＰＳＫあるいは４値ＱＡＭを対象に説明する。
ジタル変調方式の中で多用されている直交ＰＳＫすなわ
ちＱＰＳＫあるいは４値ＱＡＭを対象に説明する。
【００８１】 基底周波数すなわちベースバンドにおける
ＱＰＳＫ信号ＳＢ は次のように表現できる。
ＱＰＳＫ信号ＳＢ は次のように表現できる。
【００８２】
【数２０】 このベースバンド信号を搬送角周波数ωＣ で変調した
変調出力ＳＣ は次のように表現できる。
変調出力ＳＣ は次のように表現できる。
【００８３】
【数２１】 ここで、一般に実軸成分をＩ軸信号、虚軸成分をＱ軸信
号と呼ぶ。この変調信号を受信し、周波数変換用局部周
波数ωＣ で直交復調をすると、直交復調Ｉ軸出力ＳＩ
Ｒは次のように表現される。
号と呼ぶ。この変調信号を受信し、周波数変換用局部周
波数ωＣ で直交復調をすると、直交復調Ｉ軸出力ＳＩ
Ｒは次のように表現される。
【００８４】
【数２２】 この直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲをローパスフィルタに通し
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＩＲＦ
は、
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＩＲＦ
は、
【００８５】
【数２３】 となり、直交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号のＩ軸信号が
復調できる。
復調できる。
【００８６】 しかし、前記説明と同様に、この場合も直
交復調における局部発振周波数が搬送周波数と同一のω
Ｃ であるため、受信機からはこの局部発振周波数信号
が空中に放射され、近接の他の受信機に妨害を与える。
したがって、受信機の局部発振周波数を前記説明と同様
にωＣ ＋ωＯ に設定すると、直交復調のＩ軸出力ＳＩ
Ｒは次のようになる。
交復調における局部発振周波数が搬送周波数と同一のω
Ｃ であるため、受信機からはこの局部発振周波数信号
が空中に放射され、近接の他の受信機に妨害を与える。
したがって、受信機の局部発振周波数を前記説明と同様
にωＣ ＋ωＯ に設定すると、直交復調のＩ軸出力ＳＩ
Ｒは次のようになる。
【００８７】
【数２４】 この直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲをローパスフィルタに通し
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＩＲＦ
は、
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＩＲＦ
は、
【００８８】
【数２５】 となり、直交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号のＩ軸出力が
得られる。
得られる。
【００８９】 次に局部発振周波数を希望チャネルの搬送
周波数からωＯ だけ低いωＣ −ωＯ に設定する。こ
の場合の周波数変換出力ＳＩＬは次のようになる。
周波数からωＯ だけ低いωＣ −ωＯ に設定する。こ
の場合の周波数変換出力ＳＩＬは次のようになる。
【００９０】
【数２６】 この直交復調Ｉ軸出力ＳＩＬをローパスフィルタに通し
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＩＬＦ
は、
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＩＬＦ
は、
【００９１】
【数２７】 となる。この直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲｈ をローパスフ
ィルタに通して高周波成分２ωＣ を除去すると出力Ｓ
ＩＲＦｈを得る。
ィルタに通して高周波成分２ωＣ を除去すると出力Ｓ
ＩＲＦｈを得る。
【００９２】 ところで、受信の局部発振周波数から等距
離にある隣接チャネルの復調される信号は、次のように
なる。上側隣接チャネルの信号は、搬送周波数をωＣｈ
で表すと、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ であるから、局部発
振周波数がωＣ ＋ωＯ の場合は、直交復調Ｉ軸出力Ｓ
ＩＲｈ は次のようになる。
離にある隣接チャネルの復調される信号は、次のように
なる。上側隣接チャネルの信号は、搬送周波数をωＣｈ
で表すと、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ であるから、局部発
振周波数がωＣ ＋ωＯ の場合は、直交復調Ｉ軸出力Ｓ
ＩＲｈ は次のようになる。
【００９３】
【数２８】 この直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲｈ をローパスフィルタに
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＩＲ
Ｆｈは、
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＩＲ
Ｆｈは、
【００９４】
【数２９】 となり、希望チャネルと同一の帯域に存在する直交ＰＳ
ＫすなわちＱＰＳＫ信号が発生する。
ＫすなわちＱＰＳＫ信号が発生する。
【００９５】 他方、下側の隣接チャネルの信号は、搬送
周波数をωＣｌで表すと、ωＣｌ＝ωＣ −２ωＯ であ
るから、局部発振周波数を前述のとおりωＣ ＋ωＯ に
設定した場合、受信側直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲｌ は次
のようになる。
周波数をωＣｌで表すと、ωＣｌ＝ωＣ −２ωＯ であ
るから、局部発振周波数を前述のとおりωＣ ＋ωＯ に
設定した場合、受信側直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲｌ は次
のようになる。
【００９６】
【数３０】 この直交復調Ｉ軸出力ＳＩＲｌ をローパスフィルタに
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＩＲ
Ｆｌは、
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＩＲ
Ｆｌは、
【００９７】
【数３１】 となり、希望チャネルと同じ周波数に直交ＰＳＫすなわ
ちＱＰＳＫ信号が発生する。
ちＱＰＳＫ信号が発生する。
【００９８】 次に受信機の局部発振周波数を前述のとお
りωＣ ＋ωＯ とし、その位相をπ／２だけ遅らせる
と、直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲは次のように得られる。
りωＣ ＋ωＯ とし、その位相をπ／２だけ遅らせる
と、直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲは次のように得られる。
【００９９】
【数３２】 この直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲをローパスフィルタに通し
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＱＲＦ
は、
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＱＲＦ
は、
【０１００】
【数３３】 となり、直交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号のＱ軸出力が
得られる。
得られる。
【０１０１】 次に局部発振周波数を希望チャネルの搬送
周波数からωＯ だけ低いωＣ −ωＯ に設定した場合
の位相をπ／２を遅らせた場合を考える。この場合の直
交復調Ｑ軸出力ＳＱＬは次のようになる。
周波数からωＯ だけ低いωＣ −ωＯ に設定した場合
の位相をπ／２を遅らせた場合を考える。この場合の直
交復調Ｑ軸出力ＳＱＬは次のようになる。
【０１０２】
【数３４】 この直交復調Ｑ軸出力ＳＱＬをローパスフィルタに通し
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＱＬＦ
は、
て高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＱＬＦ
は、
【０１０３】
【数３５】 となり、ＳＱＲＦ とは極性の異なる直交ＰＳＫ信号Ｑ
軸出力が得られる。
軸出力が得られる。
【０１０４】 次に直交復調Ｑ軸出力について隣接チャネ
ルに対して解析する。上側の隣接チャネルの信号は、搬
送周波数をωＣｈで表すと、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ で
あるから、局部発振周波数をωＣ ＋ωＯ に設定した場
合には、上側チャネルの直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｈ は
次のようになる。
ルに対して解析する。上側の隣接チャネルの信号は、搬
送周波数をωＣｈで表すと、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ で
あるから、局部発振周波数をωＣ ＋ωＯ に設定した場
合には、上側チャネルの直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｈ は
次のようになる。
【０１０５】
【数３６】 この周波数変換出力ＳＱＲｈ をローパスフィルタに通
して高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＱＬ
Ｆｈは、
して高周波成分２ωＣ を除去すると、その出力ＳＱＬ
Ｆｈは、
【０１０６】
【数３７】 となり、希望チャネルと同一の帯域に存在する直交ＰＳ
ＫすなわちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生する。
ＫすなわちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生する。
【０１０７】 同様に、下側の隣接チャネルの信号につい
て行なう。搬送周波数ωＣｌは、ωＣｌ＝ωＣ −２ω
Ｏ であるから、極部発振周波数ωＣ ＋ωＯ における
直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｌ は次のようになる。
て行なう。搬送周波数ωＣｌは、ωＣｌ＝ωＣ −２ω
Ｏ であるから、極部発振周波数ωＣ ＋ωＯ における
直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｌ は次のようになる。
【０１０８】
【数３８】 この直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｌ をローパスフィルタに
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＱＲ
Ｆｌは、
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＱＲ
Ｆｌは、
【０１０９】
【数３９】 となり、希望チャネルよりも３ωＯ 離れた周波数に直
交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生する。
交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生する。
【０１１０】 次に局部発振周波数をωＣ −ωＯ とした
場合の隣接チャネルの直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲは次のよ
うになる。上側の隣接チャネルの信号の搬送周波数ωＣ
ｈは、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ であるから、局部発振周
波数をωＣ −ωＯ における直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｈ
は次のようになる。
場合の隣接チャネルの直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲは次のよ
うになる。上側の隣接チャネルの信号の搬送周波数ωＣ
ｈは、ωＣｈ＝ωＣ ＋２ωＯ であるから、局部発振周
波数をωＣ −ωＯ における直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｈ
は次のようになる。
【０１１１】
【数４０】 この直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｈ をローパスフィルタに
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＱＲ
Ｆｈは、
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＱＲ
Ｆｈは、
【０１１２】
【数４１】 となり、希望チャネルよりも３ωＯ 離れた帯域に存在
する直交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生す
る。
する直交ＰＳＫすなわちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生す
る。
【０１１３】 同様に、下側の隣接チャネルの信号につい
て行なう。搬送周波数ωＣｌは、ωＣｌ＝ωＣ −２ω
Ｏ である。受信機の局部発振周波数はωＣ −ωＯ で
あり、直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｌ は次のようになる。
て行なう。搬送周波数ωＣｌは、ωＣｌ＝ωＣ −２ω
Ｏ である。受信機の局部発振周波数はωＣ −ωＯ で
あり、直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｌ は次のようになる。
【０１１４】
【数４２】 この直交復調Ｑ軸出力ＳＱＲｌ をローパスフィルタに
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＱＲ
Ｆｌは、
通して高周波成分２ωＣを除去すると、その出力ＳＱＲ
Ｆｌは、
【０１１５】
【数４３】 となり、希望チャネルと同一の周波数に直交ＰＳＫすな
わちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生する。
わちＱＰＳＫ信号Ｑ軸出力が発生する。
【０１１６】 以上をまとめると、以下のようになる。
【数４４】
【０１１７】
【数４５】
【０１１８】上記式からは、前述したように、Ｉ軸側は
２つの直交復調回路出力に希望チャネルが共通に含まれ
ていることが分かる。また、Ｑ軸側は２つの直交復調回
路出力に逆位相で希望チャネルが共通に含まれているこ
とが分かる。本発明の第３の実施の形態は、この原理に
基づいて実現されている。
２つの直交復調回路出力に希望チャネルが共通に含まれ
ていることが分かる。また、Ｑ軸側は２つの直交復調回
路出力に逆位相で希望チャネルが共通に含まれているこ
とが分かる。本発明の第３の実施の形態は、この原理に
基づいて実現されている。
【０１１９】 （実施の形態４） 図４は本発明の第４の実施の形態の構成を示すものであ
る。図４において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、９Ａは第１の周波数変換回路２の出力を波形整
形する第１のバンドパスフィルタ、１０Ａは第１のバン
ドパスフィルタ９Ａの出力をディジタル信号に変換する
第１のＡ／Ｄ変換器、９Ｂは第２の周波数変換回路３の
出力を波形整形する第２のバンドパスフィルタ、１０Ｂ
は第２のバンドパスフィルタ９Ｂの出力をディジタル信
号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器、６Ｄは第１のＡ／Ｄ
変換器１０Ａの出力に含まれている周波数オフセット分
を除去する第１の周波数オフセット回路、６Ｅは第２の
Ａ／Ｄ変換器１０Ｂの出力に含まれている周波数オフセ
ットを除去する第２の周波数オフセット回路、７Ｃは微
小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフ
セット回路６Ｄ、６Ｅに供給するオフセット周波数発生
回路、５Ｃは第１の周波数オフセット回路６Ｄと第２の
周波数オフセット回路６Ｅの出力の双方に共通に存在す
る成分を抽出する共通波抽出回路、８Ｃは共通波抽出回
路５Ｃの出力に残存する不要周波数成分を除去するフィ
ルタである。
る。図４において、１は受信信号を受ける空中線、２お
よび３は受信信号を入力とする第１および第２の周波数
変換回路、４は受信信号が有する無線搬送波周波数と隣
接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との中間
の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数のう
ち上側周波数を第１の周波数変換回路２の変換用周波数
入力として供給し、下側周波数を第２の周波数変換回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、９Ａは第１の周波数変換回路２の出力を波形整
形する第１のバンドパスフィルタ、１０Ａは第１のバン
ドパスフィルタ９Ａの出力をディジタル信号に変換する
第１のＡ／Ｄ変換器、９Ｂは第２の周波数変換回路３の
出力を波形整形する第２のバンドパスフィルタ、１０Ｂ
は第２のバンドパスフィルタ９Ｂの出力をディジタル信
号に変換する第２のＡ／Ｄ変換器、６Ｄは第１のＡ／Ｄ
変換器１０Ａの出力に含まれている周波数オフセット分
を除去する第１の周波数オフセット回路、６Ｅは第２の
Ａ／Ｄ変換器１０Ｂの出力に含まれている周波数オフセ
ットを除去する第２の周波数オフセット回路、７Ｃは微
小な周波数変換を行なってオフセット量を各周波数オフ
セット回路６Ｄ、６Ｅに供給するオフセット周波数発生
回路、５Ｃは第１の周波数オフセット回路６Ｄと第２の
周波数オフセット回路６Ｅの出力の双方に共通に存在す
る成分を抽出する共通波抽出回路、８Ｃは共通波抽出回
路５Ｃの出力に残存する不要周波数成分を除去するフィ
ルタである。
【０１２０】 次に上記第４の実施の形態の動作について
説明する。本実施の形態は、上記第３の実施の形態にお
ける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行な
う過程とを置換したものである。すなわち、周波数オフ
セットを行なう過程を先行することにより、希望チャネ
ルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出
作業が期待できる。また、ディジタル化することによ
り、直交復調機能は高精度になり、集積化に適し、消費
電力の低減につながる。
説明する。本実施の形態は、上記第３の実施の形態にお
ける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行な
う過程とを置換したものである。すなわち、周波数オフ
セットを行なう過程を先行することにより、希望チャネ
ルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出
作業が期待できる。また、ディジタル化することによ
り、直交復調機能は高精度になり、集積化に適し、消費
電力の低減につながる。
【０１２１】 （実施の形態５） 図５は本発明の第５の実施の形態の構成を示すものであ
る。図５において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路２の変換用周波
数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、５Ｄは第１の直交復調回路１１のＩ出力と第２
の直交復調回路１２のＩ出力の双方に共通に存在する成
分を抽出する第１の共通波抽出回路、５Ｅは第１の直交
復調回路１１のＱ出力と第２の直交復調回路１２のＱ出
力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出す
る第２の共通波抽出回路、６Ｆは第１の共通波抽出回路
５Ｄで抽出したＩ側出力に残存する周波数オフセット分
を除去する第１の周波数オフセット回路、６Ｇは第２の
共通波抽出回路５Ｅで抽出したＱ側出力に残存する周波
数オフセット分を除去する第２の周波数オフセット回
路、７Ｄは微小な周波数変換を行なってオフセット量を
各周波数オフセット回路６Ｆ、６Ｇに供給するオフセッ
ト周波数発生回路、８Ｄは第１の周波数オフセット回路
６Ｆの出力に残存する不要周波数成分を除去する第１の
フィルタ、８Ｅは第２の周波数オフセット回路６Ｇの出
力に残存する不要周波数成分を除去する第２のフィルタ
である。
る。図５において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路２の変換用周波
数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回路
３の変換用周波数入力として供給する局部周波数信号発
生回路、５Ｄは第１の直交復調回路１１のＩ出力と第２
の直交復調回路１２のＩ出力の双方に共通に存在する成
分を抽出する第１の共通波抽出回路、５Ｅは第１の直交
復調回路１１のＱ出力と第２の直交復調回路１２のＱ出
力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出す
る第２の共通波抽出回路、６Ｆは第１の共通波抽出回路
５Ｄで抽出したＩ側出力に残存する周波数オフセット分
を除去する第１の周波数オフセット回路、６Ｇは第２の
共通波抽出回路５Ｅで抽出したＱ側出力に残存する周波
数オフセット分を除去する第２の周波数オフセット回
路、７Ｄは微小な周波数変換を行なってオフセット量を
各周波数オフセット回路６Ｆ、６Ｇに供給するオフセッ
ト周波数発生回路、８Ｄは第１の周波数オフセット回路
６Ｆの出力に残存する不要周波数成分を除去する第１の
フィルタ、８Ｅは第２の周波数オフセット回路６Ｇの出
力に残存する不要周波数成分を除去する第２のフィルタ
である。
【０１２２】 次に上記第５の実施の形態の動作について
説明する。本実施の形態は、ディジタル変調の中の４値
ＰＳＫすなわちＱＰＳＫに対して本発明を具現化したも
のである。前述した数式による説明に従えば、空中線１
から得られる受信信号は、第１の直交復調回路１１およ
び第２の直交復調回路１２に供給され、局部周波数信号
発生回路４Ａから２つの異なる、すなわちチャネル間の
中央値に匹敵する上下の周波数を第１の直交復調回路１
１および第２の直交復調回路１２に別個に供給すること
により、希望チャネルおよび上側チャネルと下側チャネ
ルの３つの信号についてそれぞれ４つの出力信号が生み
出される。数式展開に従えば、第１の直交復調回路１１
および第２の直交復調回路１２に共通に存在する信号成
分は、希望チャネルの信号だけであり、Ｉ軸側は平衡成
分として、Ｑ軸側は差動成分として抽出することが可能
である。したがって、Ｉ軸側の平衡成分を共通波抽出回
路５Ｄに、またＱ軸側の差動成分を共通波抽出回路５Ｅ
に供給することにより、希望チャネルのＩ軸、Ｑ軸信号
が得られる。共通波抽出回路５Ｄ、５Ｅに出力には、ω
Ｏ なる周波数オフセットが残留しているの、オフセッ
ト周波数発生回路７Ｄにおいて微小な周波数変換を行な
い、オフセット量を周波数オフセット回路６Ｆ、６Ｇに
おいて除去する。さらにこの過程で発生した不要周波数
成分をフィルタ８Ｄ、８Ｅで除去した後、ベースバンド
信号としてベースバンド信号処理部に供給する。
説明する。本実施の形態は、ディジタル変調の中の４値
ＰＳＫすなわちＱＰＳＫに対して本発明を具現化したも
のである。前述した数式による説明に従えば、空中線１
から得られる受信信号は、第１の直交復調回路１１およ
び第２の直交復調回路１２に供給され、局部周波数信号
発生回路４Ａから２つの異なる、すなわちチャネル間の
中央値に匹敵する上下の周波数を第１の直交復調回路１
１および第２の直交復調回路１２に別個に供給すること
により、希望チャネルおよび上側チャネルと下側チャネ
ルの３つの信号についてそれぞれ４つの出力信号が生み
出される。数式展開に従えば、第１の直交復調回路１１
および第２の直交復調回路１２に共通に存在する信号成
分は、希望チャネルの信号だけであり、Ｉ軸側は平衡成
分として、Ｑ軸側は差動成分として抽出することが可能
である。したがって、Ｉ軸側の平衡成分を共通波抽出回
路５Ｄに、またＱ軸側の差動成分を共通波抽出回路５Ｅ
に供給することにより、希望チャネルのＩ軸、Ｑ軸信号
が得られる。共通波抽出回路５Ｄ、５Ｅに出力には、ω
Ｏ なる周波数オフセットが残留しているの、オフセッ
ト周波数発生回路７Ｄにおいて微小な周波数変換を行な
い、オフセット量を周波数オフセット回路６Ｆ、６Ｇに
おいて除去する。さらにこの過程で発生した不要周波数
成分をフィルタ８Ｄ、８Ｅで除去した後、ベースバンド
信号としてベースバンド信号処理部に供給する。
【０１２３】 （実施の形態６） 図６は本発明の第６の実施の形態の構成を示すものであ
る。図６において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路１１の変換用周
波数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回
路１２の変換用周波数入力として供給する局部周波数信
号発生回路、６Ｈおよび６Ｉは各直交復調回路１１およ
び１２のＩ出力とＱ出力に共通に含まれている周波数オ
フセット分を除去する第１および第２の周波数オフセッ
ト回路、７Ｅは微小な周波数変換を行なってオフセット
量を各周波数オフセット回路６Ｈ、６Ｉに供給するオフ
セット周波数発生回路、５Ｆは第１の周波数オフセット
回路６ＨのＩ出力と第２の周波数オフセット回路６Ｉの
Ｉ出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第１の共
通波抽出回路、５Ｇは第１の周波数オフセット回路６Ｈ
のＱ出力と第２の周波数オフセット回路６ＩのＱ出力の
極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第
２の共通波抽出回路、８Ｆおよび８Ｇは各共通波抽出回
路５Ｆおよび５Ｇの出力に残存する不要周波数成分を除
去する第１および第２のフィルタである。
る。図６において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路１１の変換用周
波数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回
路１２の変換用周波数入力として供給する局部周波数信
号発生回路、６Ｈおよび６Ｉは各直交復調回路１１およ
び１２のＩ出力とＱ出力に共通に含まれている周波数オ
フセット分を除去する第１および第２の周波数オフセッ
ト回路、７Ｅは微小な周波数変換を行なってオフセット
量を各周波数オフセット回路６Ｈ、６Ｉに供給するオフ
セット周波数発生回路、５Ｆは第１の周波数オフセット
回路６ＨのＩ出力と第２の周波数オフセット回路６Ｉの
Ｉ出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第１の共
通波抽出回路、５Ｇは第１の周波数オフセット回路６Ｈ
のＱ出力と第２の周波数オフセット回路６ＩのＱ出力の
極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第
２の共通波抽出回路、８Ｆおよび８Ｇは各共通波抽出回
路５Ｆおよび５Ｇの出力に残存する不要周波数成分を除
去する第１および第２のフィルタである。
【０１２４】 次に上記第６の実施の形態の動作について
説明する。本実施の形態は、上記第５の実施の形態にお
ける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行な
う過程とを置換したものである。すなわち、周波数オフ
セットを行なう過程を先行することにより、希望チャネ
ルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出
作業が期待できる。
説明する。本実施の形態は、上記第５の実施の形態にお
ける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行な
う過程とを置換したものである。すなわち、周波数オフ
セットを行なう過程を先行することにより、希望チャネ
ルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出
作業が期待できる。
【０１２５】 （実施の形態７） 図７は本発明の第７の実施の形態の構成を示すものであ
る。図７において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路１１の変換用周
波数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回
路１２の変換用周波数入力として供給する局部周波数信
号発生回路、９Ｃおよび９Ｄは第１の直交復調回路１１
のＩ出力とＱ出力をそれぞれ波形整形する第１および第
２のバンドパスフィルタ、１０Ｃおよび１０Ｄは第１お
よび第２のバンドパスフィルタ９Ｃ、９Ｄの出力をディ
ジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器、
９Ｅおよび９Ｆは第２の直交復調回路１２のＩ出力とＱ
出力をそれぞれ波形整形する第３および第４のバンドパ
スフィルタ、１０Ｅおよび１０Ｆは第３および第４のバ
ンドパスフィルタ９Ｅ、９Ｆの出力をディジタル信号に
変換する第３および第４のＡ／Ｄ変換器、５Ｈは第１お
よび第３のＡ／Ｄ変換器１０Ｃおよび１０ＥのＩ出力に
共通に存在する成分を抽出する第１の共通波抽出回路、
５Ｉは第２のＡ／Ｄ変換器１０ＤのＱ出力と第４のＡ／
Ｄ変換器１０ＥのＱ出力の極性反転出力の双方に共通に
存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回路、６Ｊは
第１の共通波抽出回路５Ｈで抽出したＩ側出力に残存す
る周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフセッ
ト回路、６Ｋは第２の共通波抽出回路５Ｉで抽出したＱ
側出力に残存する周波数オフセット分を除去する第２の
周波数オフセット回路、７Ｆは微小な周波数変換を行な
ってオフセット量を各周波数オフセット回路６Ｊ、６Ｋ
に供給するオフセット周波数発生回路、８Ｈは第１の周
波数オフセット回路６Ｊの出力に残存する不要周波数成
分を除去する第１のフィルタ、８Ｉは第２の周波数オフ
セット回路６Ｋの出力に残存する不要周波数成分を除去
する第２のフィルタである。
る。図７において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路１１の変換用周
波数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回
路１２の変換用周波数入力として供給する局部周波数信
号発生回路、９Ｃおよび９Ｄは第１の直交復調回路１１
のＩ出力とＱ出力をそれぞれ波形整形する第１および第
２のバンドパスフィルタ、１０Ｃおよび１０Ｄは第１お
よび第２のバンドパスフィルタ９Ｃ、９Ｄの出力をディ
ジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器、
９Ｅおよび９Ｆは第２の直交復調回路１２のＩ出力とＱ
出力をそれぞれ波形整形する第３および第４のバンドパ
スフィルタ、１０Ｅおよび１０Ｆは第３および第４のバ
ンドパスフィルタ９Ｅ、９Ｆの出力をディジタル信号に
変換する第３および第４のＡ／Ｄ変換器、５Ｈは第１お
よび第３のＡ／Ｄ変換器１０Ｃおよび１０ＥのＩ出力に
共通に存在する成分を抽出する第１の共通波抽出回路、
５Ｉは第２のＡ／Ｄ変換器１０ＤのＱ出力と第４のＡ／
Ｄ変換器１０ＥのＱ出力の極性反転出力の双方に共通に
存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回路、６Ｊは
第１の共通波抽出回路５Ｈで抽出したＩ側出力に残存す
る周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフセッ
ト回路、６Ｋは第２の共通波抽出回路５Ｉで抽出したＱ
側出力に残存する周波数オフセット分を除去する第２の
周波数オフセット回路、７Ｆは微小な周波数変換を行な
ってオフセット量を各周波数オフセット回路６Ｊ、６Ｋ
に供給するオフセット周波数発生回路、８Ｈは第１の周
波数オフセット回路６Ｊの出力に残存する不要周波数成
分を除去する第１のフィルタ、８Ｉは第２の周波数オフ
セット回路６Ｋの出力に残存する不要周波数成分を除去
する第２のフィルタである。
【０１２６】 次に上記第７の実施の形態の動作について
説明する。本実施の形態は、上記第５の実施の形態にお
ける２つの直交復調回路１１、１２の出力をＡ／Ｄ変換
器１０Ｃ〜１０Ｆにより量子化し、ディジタル演算を用
いて第５の実施の形態と等価の作用、すなわち共通波抽
出と周波数オフセットおよびフィルタリングを行なうも
のである。共通波抽出とフィルタリングは、ディジタル
フィルタ技術を用い、周波数オフセットはディジタル直
交変調を用いることで可能となる。
説明する。本実施の形態は、上記第５の実施の形態にお
ける２つの直交復調回路１１、１２の出力をＡ／Ｄ変換
器１０Ｃ〜１０Ｆにより量子化し、ディジタル演算を用
いて第５の実施の形態と等価の作用、すなわち共通波抽
出と周波数オフセットおよびフィルタリングを行なうも
のである。共通波抽出とフィルタリングは、ディジタル
フィルタ技術を用い、周波数オフセットはディジタル直
交変調を用いることで可能となる。
【０１２７】 （実施の形態８） 図８は本発明の第８の実施の形態の構成を示すものであ
る。図８において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路１１の変換用周
波数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回
路１２の変換用周波数入力として供給する局部周波数信
号発生回路、９Ｃおよび９Ｄは第１の直交復調回路１１
のＩ出力とＱ出力をそれぞれ波形整形する第１および第
２のバンドパスフィルタ、１０Ｃおよび１０Ｄは第１お
よび第２のバンドパスフィルタ９Ｃ、９Ｄの出力をディ
ジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器、
９Ｅおよび９Ｆは第２の直交復調回路１２のＩ出力とＱ
出力をそれぞれ波形整形する第３および第４のバンドパ
スフィルタ、１０Ｅおよび１０Ｆは第３および第４のバ
ンドパスフィルタ９Ｅ、９Ｆの出力をディジタル信号に
変換する第３および第４のＡ／Ｄ変換器、６Ｌは各Ａ／
Ｄ変換器１０Ｃ〜１０ＦのＩ出力とＱ出力に残存する周
波数オフセット分をそれぞれ除去する周波数オフセット
回路、７Ｇは微小な周波数変換を行なってオフセット量
を各周波数オフセット回路６Ｌに供給するオフセット周
波数発生回路、５Ｊは周波数オフセット回路６ＬのＩ出
力に共通に存在する成分を抽出する第１の共通波抽出回
路、５Ｋは周波数オフセット回路６ＬのＱ出力とＱ出力
の極性反転出力との双方に共通に存在する成分を抽出す
る第２の共通波抽出回路、８Ｊは第１の共通波抽出回路
５Ｊで抽出したＩ出力に残存する不要周波数成分を除去
する第１のフィルタ、８Ｋは第２の共通波抽出回路５Ｋ
のＱ出力に残存する不要周波数成分を除去する第２のフ
ィルタである。
る。図８において、１は受信信号を受ける空中線、１１
および１２は受信信号を入力とする第１および第２の直
交復調回路、４Ａは受信信号が有する無線搬送波周波数
と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波数との
中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の周波数
のうち上側周波数を第１の直交復調回路１１の変換用周
波数入力として供給し、下側周波数を第２の直交復調回
路１２の変換用周波数入力として供給する局部周波数信
号発生回路、９Ｃおよび９Ｄは第１の直交復調回路１１
のＩ出力とＱ出力をそれぞれ波形整形する第１および第
２のバンドパスフィルタ、１０Ｃおよび１０Ｄは第１お
よび第２のバンドパスフィルタ９Ｃ、９Ｄの出力をディ
ジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器、
９Ｅおよび９Ｆは第２の直交復調回路１２のＩ出力とＱ
出力をそれぞれ波形整形する第３および第４のバンドパ
スフィルタ、１０Ｅおよび１０Ｆは第３および第４のバ
ンドパスフィルタ９Ｅ、９Ｆの出力をディジタル信号に
変換する第３および第４のＡ／Ｄ変換器、６Ｌは各Ａ／
Ｄ変換器１０Ｃ〜１０ＦのＩ出力とＱ出力に残存する周
波数オフセット分をそれぞれ除去する周波数オフセット
回路、７Ｇは微小な周波数変換を行なってオフセット量
を各周波数オフセット回路６Ｌに供給するオフセット周
波数発生回路、５Ｊは周波数オフセット回路６ＬのＩ出
力に共通に存在する成分を抽出する第１の共通波抽出回
路、５Ｋは周波数オフセット回路６ＬのＱ出力とＱ出力
の極性反転出力との双方に共通に存在する成分を抽出す
る第２の共通波抽出回路、８Ｊは第１の共通波抽出回路
５Ｊで抽出したＩ出力に残存する不要周波数成分を除去
する第１のフィルタ、８Ｋは第２の共通波抽出回路５Ｋ
のＱ出力に残存する不要周波数成分を除去する第２のフ
ィルタである。
【０１２８】 次に上記第８の実施の形態の動作について
説明する。本実施の形態は、上記第７の実施の形態にお
ける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行な
う過程とを置換したものである。すなわち、周波数オフ
セットを行なう過程を先行することにより、希望チャネ
ルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出
作業が期待できる。また、ディジタル化することによ
り、直交復調機能は高精度になり、集積化に適し、消費
電力の低減につながる。
説明する。本実施の形態は、上記第７の実施の形態にお
ける共通波抽出を行なう過程と周波数オフセットを行な
う過程とを置換したものである。すなわち、周波数オフ
セットを行なう過程を先行することにより、希望チャネ
ルの信号はそのままベース信号となり、より安定な抽出
作業が期待できる。また、ディジタル化することによ
り、直交復調機能は高精度になり、集積化に適し、消費
電力の低減につながる。
【０１２９】 （実施の形態９） 図９は本発明の第９の実施の形態の構成を示すものであ
る。本実施の形態は、図３に示した第３の実施の形態に
おける共通波抽出回路５Ｂの代わりに、相互相関を演算
する相関器１３を用いたものである。
る。本実施の形態は、図３に示した第３の実施の形態に
おける共通波抽出回路５Ｂの代わりに、相互相関を演算
する相関器１３を用いたものである。
【０１３０】 したがって本実施の形態によれば、共通波
抽出をディジタルフィルタ技術で行なうことから相関器
１３を用いることにより、共通に含まれる成分の極性が
異なっていても、相関係数の極性が反転するだけで振幅
は確保される利点を有する。
抽出をディジタルフィルタ技術で行なうことから相関器
１３を用いることにより、共通に含まれる成分の極性が
異なっていても、相関係数の極性が反転するだけで振幅
は確保される利点を有する。
【０１３１】 なお本実施の形態は、第４、第７および第
８の実施の形態にも同様に適用することができる。
８の実施の形態にも同様に適用することができる。
【０１３２】 （実施の形態１０） 図１０は本発明の第１０の実施の形態の構成を示すもの
である。本実施の形態は、図１に示した第１の実施の形
態における受信信号を入力する周波数変換回路を第１の
周波数変換回路２のみとし、この第１の周波数変換回路
２による周波数変換後に、局部周波数信号発生回路４Ｂ
からチャネル間周波数２ωＯ に相当する周波数を供給
された第２の周波数変換回路１５により、第１の周波数
変換回路２により周波数変換を行なわなかった側の周波
数変換出力を得て、共通波抽出回路５Ｌによる希望チャ
ネル抽出に必要な２つの周波数変換出力を確保するよう
にしたものである。
である。本実施の形態は、図１に示した第１の実施の形
態における受信信号を入力する周波数変換回路を第１の
周波数変換回路２のみとし、この第１の周波数変換回路
２による周波数変換後に、局部周波数信号発生回路４Ｂ
からチャネル間周波数２ωＯ に相当する周波数を供給
された第２の周波数変換回路１５により、第１の周波数
変換回路２により周波数変換を行なわなかった側の周波
数変換出力を得て、共通波抽出回路５Ｌによる希望チャ
ネル抽出に必要な２つの周波数変換出力を確保するよう
にしたものである。
【０１３３】 しがって本実施の形態によれば、第１の周
波数変換回路２と第２の周波数変換回路１５の出力を共
に用いることにより、第１の実施の形態における第１お
よび第２の周波数変換回路２および３を用いた場合の２
つの出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周
波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空
間だけでなく電力消費をも低減することができる。
波数変換回路２と第２の周波数変換回路１５の出力を共
に用いることにより、第１の実施の形態における第１お
よび第２の周波数変換回路２および３を用いた場合の２
つの出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周
波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空
間だけでなく電力消費をも低減することができる。
【０１３４】 なお本実施の形態は、第２の実施の形態に
も同様に適用することができる。
も同様に適用することができる。
【０１３５】 （実施の形態１１） 図１１は本発明の第１１の実施の形態の構成を示すもの
である。本実施の形態は、図３に示した第３の実施の形
態における受信信号を入力する周波数変換回路を第１の
周波数変換回路２のみとするとともに量子化手段も第１
の周波数変換回路２の出力を受けるバンドパスフィルタ
９ＣおよびＡ／Ｄ変換器１０Ｃのみとし、Ａ／Ｄ変換器
１０ＣによるＡ／Ｄ変換後に、ディジタル周波数発生回
路１７からチャネル間周波数２ωＯ に相当する周波数
を供給されたディジタル周波数変換回路１６によりディ
ジタル周波数変換を行なうことにより、第１の周波数変
換回路２により周波数変換を行なわなかった側の周波数
変換出力を得て、共通波抽出回路５Ｍによる希望チャネ
ル抽出に必要な２つの周波数変換ディジタル出力を確保
するようにしたものである。
である。本実施の形態は、図３に示した第３の実施の形
態における受信信号を入力する周波数変換回路を第１の
周波数変換回路２のみとするとともに量子化手段も第１
の周波数変換回路２の出力を受けるバンドパスフィルタ
９ＣおよびＡ／Ｄ変換器１０Ｃのみとし、Ａ／Ｄ変換器
１０ＣによるＡ／Ｄ変換後に、ディジタル周波数発生回
路１７からチャネル間周波数２ωＯ に相当する周波数
を供給されたディジタル周波数変換回路１６によりディ
ジタル周波数変換を行なうことにより、第１の周波数変
換回路２により周波数変換を行なわなかった側の周波数
変換出力を得て、共通波抽出回路５Ｍによる希望チャネ
ル抽出に必要な２つの周波数変換ディジタル出力を確保
するようにしたものである。
【０１３６】 したがって本実施の形態によれば、第１の
周波数変換回路２をＡ／Ｄ変換器１０ＣによりＡ／Ｄ変
換した出力とディジタル周波数変換回路１６の出力を共
に用いることにより、第３の実施の形態における第１お
よび第２の周波数変換回路２および３を用いた場合の２
つの出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周
波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空
間だけでなく電力消費をも低減することができる。
周波数変換回路２をＡ／Ｄ変換器１０ＣによりＡ／Ｄ変
換した出力とディジタル周波数変換回路１６の出力を共
に用いることにより、第３の実施の形態における第１お
よび第２の周波数変換回路２および３を用いた場合の２
つの出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周
波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空
間だけでなく電力消費をも低減することができる。
【０１３７】 なお本実施の形態は、第４の実施の形態に
も同様に適用することができる。
も同様に適用することができる。
【０１３８】 （実施の形態１２） 図１２は本発明の第１２の実施の形態の構成を示すもの
である。本実施の形態は、図５に示した第５の実施の形
態における受信信号を入力する直交復調回路を一方の直
交復調回路１１のみとし、この直交復調回路１１の２つ
の出力を、局部周波数信号発生回路４Ｂからチャネル間
周波数２ωＯ に相当する周波数を供給された周波数変
換回路１５Ａにより周波数変換を施すことにより、直交
復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、各共
通波抽出回路５Ｎおよび５Ｐによる希望チャネル抽出に
必要な２つの直交復調出力を確保するようにしたもので
ある。
である。本実施の形態は、図５に示した第５の実施の形
態における受信信号を入力する直交復調回路を一方の直
交復調回路１１のみとし、この直交復調回路１１の２つ
の出力を、局部周波数信号発生回路４Ｂからチャネル間
周波数２ωＯ に相当する周波数を供給された周波数変
換回路１５Ａにより周波数変換を施すことにより、直交
復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、各共
通波抽出回路５Ｎおよび５Ｐによる希望チャネル抽出に
必要な２つの直交復調出力を確保するようにしたもので
ある。
【０１３９】 しがって本実施の形態によれば、直交復調
回路１１と周波数変換回路１５Ａの出力を共に用いるこ
とにより、第５の実施の形態における第１および第２の
直交復調回路１１および１２を用いた場合の２つの直交
復調出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周
波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空
間だけでなく電力消費をも低減することができる。
回路１１と周波数変換回路１５Ａの出力を共に用いるこ
とにより、第５の実施の形態における第１および第２の
直交復調回路１１および１２を用いた場合の２つの直交
復調出力と一致するため、搬送周波数を対象とする高周
波回路を一組だけで済ますことができ、回路に必要な空
間だけでなく電力消費をも低減することができる。
【０１４０】 なお本実施の形態は、第６の実施の形態に
も同様に適用することができる。
も同様に適用することができる。
【０１４１】 （実施の形態１３） 図１３は本発明の第１３の実施の形態の構成を示すもの
である。本実施の形態は、図７に示した第７の実施の形
態における受信信号を入力する直交復調回路を一方の直
交復調回路１１のみとするとともに量子化手段も一方の
バンドパスフィルタ９Ｄ、９ＥおよびＡ／Ｄ変換器１０
Ｄ、１０Ｅのみとし、Ａ／Ｄ変換器１０Ｄ、１０Ｅによ
るＡ／Ｄ変換後に、ディジタル周波数発生回路１７Ａか
らチャネル間周波数２ωＯ に相当する周波数を供給さ
れたディジタル周波数変換回路１６Ａによりディジタル
周波数変換を行なうことにより、直交復調回路１１によ
り直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得
て、各共通波抽出回路５Ｑ、５Ｒによる希望チャネル抽
出に必要な２つの直交復調出力を確保するようにしたも
のである。
である。本実施の形態は、図７に示した第７の実施の形
態における受信信号を入力する直交復調回路を一方の直
交復調回路１１のみとするとともに量子化手段も一方の
バンドパスフィルタ９Ｄ、９ＥおよびＡ／Ｄ変換器１０
Ｄ、１０Ｅのみとし、Ａ／Ｄ変換器１０Ｄ、１０Ｅによ
るＡ／Ｄ変換後に、ディジタル周波数発生回路１７Ａか
らチャネル間周波数２ωＯ に相当する周波数を供給さ
れたディジタル周波数変換回路１６Ａによりディジタル
周波数変換を行なうことにより、直交復調回路１１によ
り直交復調を行なわなかった側の周波数変換出力を得
て、各共通波抽出回路５Ｑ、５Ｒによる希望チャネル抽
出に必要な２つの直交復調出力を確保するようにしたも
のである。
【０１４２】 したがって本実施の形態によれば、直交復
調回路１１の出力をＡ／Ｄ変換器１０Ｄ、１０Ｅにより
Ａ／Ｄ変換した出力とディジタル周波数変換回路１６Ａ
の出力を共に用いることにより、第７の実施の形態にお
ける第１および第２の直交復調回路１１および１２を用
いた場合の２つの出力と一致するため、搬送周波数を対
象とする高周波回路を一組だけで済ますことができ、回
路に必要な空間だけでなく電力消費をも低減することが
できる。
調回路１１の出力をＡ／Ｄ変換器１０Ｄ、１０Ｅにより
Ａ／Ｄ変換した出力とディジタル周波数変換回路１６Ａ
の出力を共に用いることにより、第７の実施の形態にお
ける第１および第２の直交復調回路１１および１２を用
いた場合の２つの出力と一致するため、搬送周波数を対
象とする高周波回路を一組だけで済ますことができ、回
路に必要な空間だけでなく電力消費をも低減することが
できる。
【０１４３】 なお本実施の形態は、第８の実施の形態に
も同様に適用することができる。
も同様に適用することができる。
【０１４４】 （実施の形態１４） 図１４は、本発明の第１４の実施の形態の構成を示すも
のである。本実施の形態は、図１に示した第１の実施の
形態における共通波抽出回路の改良に関するものであ
る。図１４において、１は空中線、２は第１の周波数変
換回路、３は第２の周波数変換回路、４は局部周波数信
号発生回路、５は共通波抽出回路、８はフィルタであ
り、第１の実施の形態と同様な構成である。
のである。本実施の形態は、図１に示した第１の実施の
形態における共通波抽出回路の改良に関するものであ
る。図１４において、１は空中線、２は第１の周波数変
換回路、３は第２の周波数変換回路、４は局部周波数信
号発生回路、５は共通波抽出回路、８はフィルタであ
り、第１の実施の形態と同様な構成である。
【０１４５】 ２０は受信入力部の具体的な構成を示し、
２１は第１の周波数変換回路２の出力を受ける入力線路
であり、２２は第２の周波数変換回路３の出力を受ける
入力線路であり、２３および２４はそれぞれ入力線路２
１、２２を通して第１および第２の周波数変換回路３、
４の出力を受けるローパス・フィルタを兼ねた積分回路
である。２５および２６はそれぞれ積分回路２３および
積分回路２４の出力を受ける第１および第２の緩衝増幅
器である。２７および２８は第１および第２の緩衝増幅
器２５および２６のそれぞれの出力を一次コイルの一端
に受ける第１および第２のトランスである。第１および
第２のトランス２７、２８の一次コイルの他端は双方と
もに交流的に接地され、二次コイルは、同一の極性同士
を並列に接続するとともに、一次コイルと極性の等しい
一端同士の接続点２９を出力とし、他端は接地されてい
る。３０は接続点２９を入力に接続された第３の緩衝増
幅器であり、その出力３１は、共通波抽出回路５の出力
として次段の周波数オフセット回路６へ供給される。
２１は第１の周波数変換回路２の出力を受ける入力線路
であり、２２は第２の周波数変換回路３の出力を受ける
入力線路であり、２３および２４はそれぞれ入力線路２
１、２２を通して第１および第２の周波数変換回路３、
４の出力を受けるローパス・フィルタを兼ねた積分回路
である。２５および２６はそれぞれ積分回路２３および
積分回路２４の出力を受ける第１および第２の緩衝増幅
器である。２７および２８は第１および第２の緩衝増幅
器２５および２６のそれぞれの出力を一次コイルの一端
に受ける第１および第２のトランスである。第１および
第２のトランス２７、２８の一次コイルの他端は双方と
もに交流的に接地され、二次コイルは、同一の極性同士
を並列に接続するとともに、一次コイルと極性の等しい
一端同士の接続点２９を出力とし、他端は接地されてい
る。３０は接続点２９を入力に接続された第３の緩衝増
幅器であり、その出力３１は、共通波抽出回路５の出力
として次段の周波数オフセット回路６へ供給される。
【０１４６】 次に、上記第１４の実施の形態における共
通波抽出回路５の動作について説明する。第１の周波数
変換回路２および第２の周波数変換回路３からは、希望
波信号成分の共通波ｅＤ と隣接チャネル波信号成分ｅ
Ｕ とが得られる。隣接チャネル波信号成分に関して
は、第１の周波数変換回路２から得られる成分と第２の
周波数変換回路３から得られる成分は、中心周波数が異
なるので、第１の周波数変換回路２から得られる成分を
ｅＵ１とし、第２の周波数変換回路３から得られる成分
をｅＵ２と表現する。すなわち、第１の周波数変換回路
２から得られる信号はｅＤ ＋ｅＵ１であり、第２の周
波数変換回路３から得られる信号はｅＤ ＋ｅＵ２であ
る。第1 の周波数変換回路２および第２の周波数変換回
路３からは、これらの信号以外にも周波数の高い不要な
成分が含まれる可能性があり、これら高域周波数成分は
ローパス・フィルタを兼ねた積分回路２３および積分回
路２４により低減される。
通波抽出回路５の動作について説明する。第１の周波数
変換回路２および第２の周波数変換回路３からは、希望
波信号成分の共通波ｅＤ と隣接チャネル波信号成分ｅ
Ｕ とが得られる。隣接チャネル波信号成分に関して
は、第１の周波数変換回路２から得られる成分と第２の
周波数変換回路３から得られる成分は、中心周波数が異
なるので、第１の周波数変換回路２から得られる成分を
ｅＵ１とし、第２の周波数変換回路３から得られる成分
をｅＵ２と表現する。すなわち、第１の周波数変換回路
２から得られる信号はｅＤ ＋ｅＵ１であり、第２の周
波数変換回路３から得られる信号はｅＤ ＋ｅＵ２であ
る。第1 の周波数変換回路２および第２の周波数変換回
路３からは、これらの信号以外にも周波数の高い不要な
成分が含まれる可能性があり、これら高域周波数成分は
ローパス・フィルタを兼ねた積分回路２３および積分回
路２４により低減される。
【０１４７】 このローパス・フィルタを兼ねた積分回路
２３および積分回路２４を通過した第１の周波数変換回
路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第２の周波数
変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２は、それぞ
れ緩衝増幅器２５および２６に対応して供給される。緩
衝増幅器２５および２６は、出力インピーダンスを低く
してある。緩衝増幅器２５および２６を経た第１の周波
数変換回路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第２
の周波数変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２
は、それぞれトランス２７および２８の一次コイルに供
給される。トランス２７および２８の一次コイルに対す
る二次コイルの捲線比は１とする。これにより、トラン
ス２７および２８の二次コイルには、それぞれ第１の周
波数変換回路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第
２の周波数変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２
が対応して発生する。
２３および積分回路２４を通過した第１の周波数変換回
路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第２の周波数
変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２は、それぞ
れ緩衝増幅器２５および２６に対応して供給される。緩
衝増幅器２５および２６は、出力インピーダンスを低く
してある。緩衝増幅器２５および２６を経た第１の周波
数変換回路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第２
の周波数変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２
は、それぞれトランス２７および２８の一次コイルに供
給される。トランス２７および２８の一次コイルに対す
る二次コイルの捲線比は１とする。これにより、トラン
ス２７および２８の二次コイルには、それぞれ第１の周
波数変換回路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第
２の周波数変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２
が対応して発生する。
【０１４８】 ここで、トランス２７および２８の二次コ
イルは、端子を一次コイルと極性を合わせて並列に接続
してあるので、二次コイルに発生した第１の周波数変換
回路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第２の周波
数変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２の各成分
のうちの共通成分すなわち希望波信号成分ｅＤ に関し
ては、二次コイル同士の出力が衝突するなどの問題がな
く、端子にその信号が得られる。他方、トランス２７の
二次コイルに発生する第１の周波数変換回路２から得ら
れた成分ｅＵ１と、トランス２８の二次コイルに発生す
る第2 の周波数変換回路３から得られた成分ｅＵ２とは
周波数的に成分が異なるので、相互に相手側の二次コイ
ルに流入する。このとき、二次コイルから見るトランス
の入力インピーダンスは、それぞれ一次コイルに接続し
た信号源の出力インピーダンスに等しいものとなるが、
前述のように各信号源である緩衝増幅器２５、２６は、
出力インピーダンスを非常に低く設定してあるので、共
通波成分以外の成分すなわちトランス２７の二次コイル
に発生する第１の周波数変換回路２から得られた成分ｅ
Ｕ１と、トランス２８の二次コイルに発生する第２の周
波数変換回路３から得られた成分ｅＵ２とは、この低イ
ンピーダンスにより低減される。
イルは、端子を一次コイルと極性を合わせて並列に接続
してあるので、二次コイルに発生した第１の周波数変換
回路２から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ１と、第２の周波
数変換回路３から得られた信号ｅＤ ＋ｅＵ２の各成分
のうちの共通成分すなわち希望波信号成分ｅＤ に関し
ては、二次コイル同士の出力が衝突するなどの問題がな
く、端子にその信号が得られる。他方、トランス２７の
二次コイルに発生する第１の周波数変換回路２から得ら
れた成分ｅＵ１と、トランス２８の二次コイルに発生す
る第2 の周波数変換回路３から得られた成分ｅＵ２とは
周波数的に成分が異なるので、相互に相手側の二次コイ
ルに流入する。このとき、二次コイルから見るトランス
の入力インピーダンスは、それぞれ一次コイルに接続し
た信号源の出力インピーダンスに等しいものとなるが、
前述のように各信号源である緩衝増幅器２５、２６は、
出力インピーダンスを非常に低く設定してあるので、共
通波成分以外の成分すなわちトランス２７の二次コイル
に発生する第１の周波数変換回路２から得られた成分ｅ
Ｕ１と、トランス２８の二次コイルに発生する第２の周
波数変換回路３から得られた成分ｅＵ２とは、この低イ
ンピーダンスにより低減される。
【０１４９】 一般に、緩衝増幅器はトランジスタによる
エミッタ・フォロワを用いて実現でき、これを用いた場
合、図１４に示す結線による緩衝増幅器の出力インピー
ダンスは数オーム以下である。この原理を図１５を用い
て説明する。図１５において、トランスは２捲線Ｌ１、
Ｌ２から構成してあり、コイルＬ１ を一次コイルとし
コイルＬ２ を二次コイルとする。
エミッタ・フォロワを用いて実現でき、これを用いた場
合、図１４に示す結線による緩衝増幅器の出力インピー
ダンスは数オーム以下である。この原理を図１５を用い
て説明する。図１５において、トランスは２捲線Ｌ１、
Ｌ２から構成してあり、コイルＬ１ を一次コイルとし
コイルＬ２ を二次コイルとする。
【０１５０】 それぞれのコイル端子における電圧と電流
は次のように設定する。すなわち、一次電流をＩ１ 、
二次電流をＩ２ 、一次コイルＬ１ の端子間に発生する
電圧をＶ１ 、二次コイルＬ２ の端子間に発生する電圧
をＶ２ とする。また、一次コイルＬ１ と二次コイルＬ
２ との間の相互インダクタンスをＭとする。このとき
二次コイルＬ２ に負荷Ｚを接続すると、一次コイルＬ
１ の端子から見た入力インピーダンスＺinは次式
（１）で表される。ωは角周波数であり、Ｌ１ Ｌ２・
Ｍ2 が成り立つものとする。
は次のように設定する。すなわち、一次電流をＩ１ 、
二次電流をＩ２ 、一次コイルＬ１ の端子間に発生する
電圧をＶ１ 、二次コイルＬ２ の端子間に発生する電圧
をＶ２ とする。また、一次コイルＬ１ と二次コイルＬ
２ との間の相互インダクタンスをＭとする。このとき
二次コイルＬ２ に負荷Ｚを接続すると、一次コイルＬ
１ の端子から見た入力インピーダンスＺinは次式
（１）で表される。ωは角周波数であり、Ｌ１ Ｌ２・
Ｍ2 が成り立つものとする。
【０１５１】
【数４６】 ここで、負荷Ｚを短絡状態にした場合、すなわちＺ＝０
における入力インピーダンスＺinは、以下のようにゼロ
となる。
における入力インピーダンスＺinは、以下のようにゼロ
となる。
【０１５２】
【数４７】
【０１５３】次に負荷Ｚを開放状態にした場合、すなわ
ちＺ＝∞における入力インピーダンスＺinは、
ちＺ＝∞における入力インピーダンスＺinは、
【０１５４】
【数４８】 となり、単に一次コイルのみのインダクタンスによるイ
ンピーダンスとなる。
ンピーダンスとなる。
【０１５５】 このように、トランス２７、２８の一次側
コイルの入力インピーダンスは、二次側コイルの負荷に
より支配される。
コイルの入力インピーダンスは、二次側コイルの負荷に
より支配される。
【０１５６】 図１４に戻り、図１５による原理を当ては
めると、トランス２７、２８の各一次コイルは緩衝増幅
器２５、２６負荷が短絡しており、トランス２７、２８
の二次コイルの各入力インピーダンスはゼロ( 短絡状
態) として作用することになる。したがって図１４にお
ける信号電流ｉＵ１とｉＵ２は、各二次コイルの端子間
に電圧を誘起することはない。
めると、トランス２７、２８の各一次コイルは緩衝増幅
器２５、２６負荷が短絡しており、トランス２７、２８
の二次コイルの各入力インピーダンスはゼロ( 短絡状
態) として作用することになる。したがって図１４にお
ける信号電流ｉＵ１とｉＵ２は、各二次コイルの端子間
に電圧を誘起することはない。
【０１５７】 なお、通常、トランスを駆動する場合は、
トランスに対する信号は電流で扱うものであり、その電
流と一次コイルのインダクタンスの積に比例した磁束が
トランスの磁心内に発生し、この磁束の時間変化率( 微
分係数）に応じ、二次コイルに電圧が誘起するものであ
る。いま、二次コイルＬ２ の端子に誘起する電位をｅ
２ と置くと、次のように定義できる。
トランスに対する信号は電流で扱うものであり、その電
流と一次コイルのインダクタンスの積に比例した磁束が
トランスの磁心内に発生し、この磁束の時間変化率( 微
分係数）に応じ、二次コイルに電圧が誘起するものであ
る。いま、二次コイルＬ２ の端子に誘起する電位をｅ
２ と置くと、次のように定義できる。
【０１５８】
【数４９】
【０１５９】すなわち、この場合においては、トランス
を駆動する信号源は電流源であるので、その出力インピ
ーダンスは∞であり、二次コイル側から見た場合には前
述のように、二次コイルのみのインダクタンスによるイ
ンピーダンスで定まるものである。本実施の形態の特徴
の一つは、この通常の方法とは異なり、トランスを電圧
源で駆動し合うことにある。
を駆動する信号源は電流源であるので、その出力インピ
ーダンスは∞であり、二次コイル側から見た場合には前
述のように、二次コイルのみのインダクタンスによるイ
ンピーダンスで定まるものである。本実施の形態の特徴
の一つは、この通常の方法とは異なり、トランスを電圧
源で駆動し合うことにある。
【０１６０】 次に、図１４におけるローパス・フィルタ
を兼ねた積分器２３、２４について簡単に説明する。積
分器２３、２４は、積分容量をＣとした場合に1 ／Ｃが
積分比例係数となる。ただし入力信号が正弦波で表現で
きる場合は、その角周波数をωとすると積分比例係数は
1 ／ωＣとなり周波数特性を呈する。この周波数特性
は、トランス２７、２８の持つ微分作用すなわちインダ
クタンスをＬとした場合に微分比例係数ωＬが微分出力
に現れ、周波数特性を持つことを相殺する目的を併せ持
たせたものである。すなわち、第１の周波数変換回路２
および第２の周波数変換回路３から共通波抽出出力まで
の総合の周波数特性を平坦にする。他の回路要素に対象
とする信号の周波数範囲で周波数特性が平坦であるとす
ると、第１の周波数変換回路２および第２の周波数変換
回路３から共通波抽出出力までの総合周波数特性Ｈは次
式で表現され、周波数変数ωはなくなり、平坦となる。
を兼ねた積分器２３、２４について簡単に説明する。積
分器２３、２４は、積分容量をＣとした場合に1 ／Ｃが
積分比例係数となる。ただし入力信号が正弦波で表現で
きる場合は、その角周波数をωとすると積分比例係数は
1 ／ωＣとなり周波数特性を呈する。この周波数特性
は、トランス２７、２８の持つ微分作用すなわちインダ
クタンスをＬとした場合に微分比例係数ωＬが微分出力
に現れ、周波数特性を持つことを相殺する目的を併せ持
たせたものである。すなわち、第１の周波数変換回路２
および第２の周波数変換回路３から共通波抽出出力まで
の総合の周波数特性を平坦にする。他の回路要素に対象
とする信号の周波数範囲で周波数特性が平坦であるとす
ると、第１の周波数変換回路２および第２の周波数変換
回路３から共通波抽出出力までの総合周波数特性Ｈは次
式で表現され、周波数変数ωはなくなり、平坦となる。
【０１６１】
【数５０】
【０１６２】以上のように、本実施の形態によれば、受
信回路の構成要素のひとつである共通波抽出回路におい
て、従来はトランスを駆動する信号源を電流源としてい
たところを電圧源とし、さらにトランスの二次コイル同
士を並列接続にすることにより、トランスの二次コイル
の接続の極性により、共通波である同相信号に対して、
または逆相の信号に対してのみトランスのインピーダン
スを高くでき、非共通波に対しては、ゼロに近いインピ
ーダンスの負荷効果となって、従来では高々２：１にし
かできなかった共通波と非共通波との回路内の格差を、
少なくとも従来の倍以上とすることができ、従来にない
除去作用を得ることができる。
信回路の構成要素のひとつである共通波抽出回路におい
て、従来はトランスを駆動する信号源を電流源としてい
たところを電圧源とし、さらにトランスの二次コイル同
士を並列接続にすることにより、トランスの二次コイル
の接続の極性により、共通波である同相信号に対して、
または逆相の信号に対してのみトランスのインピーダン
スを高くでき、非共通波に対しては、ゼロに近いインピ
ーダンスの負荷効果となって、従来では高々２：１にし
かできなかった共通波と非共通波との回路内の格差を、
少なくとも従来の倍以上とすることができ、従来にない
除去作用を得ることができる。
【０１６３】 （実施の形態１５） 図１６は本発明の第１５の実施の形態の構成を示すもの
である。本実施の形態は図１４に示した第１４の実施の
形態を変形したものであり、共通の要素には同様な符号
を付してある。第１４の実施の形態と異なるのは、第１
の周波数変換回路２の出力を受ける入力線路２１と第２
の周波数変換回路３の出力を受ける入力線路２２は、そ
れぞれを第１の入力とする第１および第２の非共通波信
号除去回路４６、４７に接続され、第１および第２の非
共通波信号除去回路４６、４７は、その出力を共通波抽
出回路５ｎに供給する。第１の周波数変換回路２の出力
を受ける入力線路２１と第２の周波数変換回路３の出力
を受ける入力線路２２はまた、それぞれの入力を比較信
号入力とする平衡性監視回路４３に接続される。共通波
信号抽出回路５ｎの出力３１ａは、周波数オフセット回
路６に接続されるとともに平衡性監視回路４３の第３の
入力として供給される。共通波信号抽出回路５ｎの他の
出力は、それぞれ第１および第２の非共通波信号検出回
路４１、４２に供給される。第１および第２の非共通波
信号検出回路４１、４２は、第１の周波数変換回路２の
出力を受ける入力線路２１と、第２の周波数変換回路３
の出力を受ける入力線路２２とを第２の入力として受
け、その出力を平衡性監視回路４３の出力とともにそれ
ぞれ第１および第２の合成回路４４、４５へ供給する。
第１および第２の合成回路４４、４５の出力のそれぞれ
は、第１および第２の非共通波信号除去回路４６、４７
の第２の入力として供給される。その他の構成は、共通
波抽出回路を図１４で５としているところを５ｎとして
一般化している以外、図１４と同じであるので説明を省
略する。
である。本実施の形態は図１４に示した第１４の実施の
形態を変形したものであり、共通の要素には同様な符号
を付してある。第１４の実施の形態と異なるのは、第１
の周波数変換回路２の出力を受ける入力線路２１と第２
の周波数変換回路３の出力を受ける入力線路２２は、そ
れぞれを第１の入力とする第１および第２の非共通波信
号除去回路４６、４７に接続され、第１および第２の非
共通波信号除去回路４６、４７は、その出力を共通波抽
出回路５ｎに供給する。第１の周波数変換回路２の出力
を受ける入力線路２１と第２の周波数変換回路３の出力
を受ける入力線路２２はまた、それぞれの入力を比較信
号入力とする平衡性監視回路４３に接続される。共通波
信号抽出回路５ｎの出力３１ａは、周波数オフセット回
路６に接続されるとともに平衡性監視回路４３の第３の
入力として供給される。共通波信号抽出回路５ｎの他の
出力は、それぞれ第１および第２の非共通波信号検出回
路４１、４２に供給される。第１および第２の非共通波
信号検出回路４１、４２は、第１の周波数変換回路２の
出力を受ける入力線路２１と、第２の周波数変換回路３
の出力を受ける入力線路２２とを第２の入力として受
け、その出力を平衡性監視回路４３の出力とともにそれ
ぞれ第１および第２の合成回路４４、４５へ供給する。
第１および第２の合成回路４４、４５の出力のそれぞれ
は、第１および第２の非共通波信号除去回路４６、４７
の第２の入力として供給される。その他の構成は、共通
波抽出回路を図１４で５としているところを５ｎとして
一般化している以外、図１４と同じであるので説明を省
略する。
【０１６４】 次に、本実施の形態の動作について説明す
る。図１４と同様に、第１の周波数変換回路２からは信
号ｅＤ ＋ｅＵ１が供給され、第２の周波数変換回路３
からは信号ｅＤ ＋ｅＵ２が得られる。第１の周波数変
換回路２および第２の周波数変換回路３の各出力は、そ
れぞれ第１および第２の非共通波信号除去回路４６、４
７に対応して供給される。ここでは後述する第２の入力
で減算し、その出力を共通波信号抽出回路５ｎへ供給す
る。共通波信号抽出回路５ｎへのこれらの入力は、基本
的には第１の周波数変換回路２側の信号ｅＤ ＋ｅＵ１
と、第２の周波数変換回路３側の信号ｅＤ ＋ｅＵ２に
他ならない。したがって共通波抽出回路５ｎでは、図１
４に示した第１４の実施の形態で共通波信号抽出回路５
として具体的に説明した通り、共通波信号ｅＤ を抽出
する。しかし、共通波抽出回路５ｎにおいては、図１４
に示す例からも明らかなように、非共通波信号を完全に
除去できるわけではない。すなわち、共通波抽出回路５
ｎの中のトランス２７と２８の一次コイルと二次コイル
の結合度が不完全である場合、またはトランスを駆動す
る増幅器２５または２６の出力インピーダンスが充分に
低くなければ、非共通波成分の除去能力が不十分とな
る。そこで本実施の形態では、一旦抽出した共通波信号
出力３１ａを帰還して、第１の周波数変換回路２側の信
号ｅＤ ＋ｅＵ１または第２の周波数変換回路３側の信
号ｅＤ ＋ｅＵ２と比較する。この比較器が前述の第１
および第２の非共通波信号検出回路４１と４２である。
る。図１４と同様に、第１の周波数変換回路２からは信
号ｅＤ ＋ｅＵ１が供給され、第２の周波数変換回路３
からは信号ｅＤ ＋ｅＵ２が得られる。第１の周波数変
換回路２および第２の周波数変換回路３の各出力は、そ
れぞれ第１および第２の非共通波信号除去回路４６、４
７に対応して供給される。ここでは後述する第２の入力
で減算し、その出力を共通波信号抽出回路５ｎへ供給す
る。共通波信号抽出回路５ｎへのこれらの入力は、基本
的には第１の周波数変換回路２側の信号ｅＤ ＋ｅＵ１
と、第２の周波数変換回路３側の信号ｅＤ ＋ｅＵ２に
他ならない。したがって共通波抽出回路５ｎでは、図１
４に示した第１４の実施の形態で共通波信号抽出回路５
として具体的に説明した通り、共通波信号ｅＤ を抽出
する。しかし、共通波抽出回路５ｎにおいては、図１４
に示す例からも明らかなように、非共通波信号を完全に
除去できるわけではない。すなわち、共通波抽出回路５
ｎの中のトランス２７と２８の一次コイルと二次コイル
の結合度が不完全である場合、またはトランスを駆動す
る増幅器２５または２６の出力インピーダンスが充分に
低くなければ、非共通波成分の除去能力が不十分とな
る。そこで本実施の形態では、一旦抽出した共通波信号
出力３１ａを帰還して、第１の周波数変換回路２側の信
号ｅＤ ＋ｅＵ１または第２の周波数変換回路３側の信
号ｅＤ ＋ｅＵ２と比較する。この比較器が前述の第１
および第２の非共通波信号検出回路４１と４２である。
【０１６５】 この結果は第１および第２の合成回路４
４、４５を通じて第１の周波数変換回路２の出力を受け
る入力線路２１と、第２の周波数変換回路３の出力を受
ける入力線路２２とからの入力信号に修正を加える。こ
の修正を加える回路が前記第１および第２の非共通波信
号除去回路４６と４７である。他方、共通波信号ｅＤに
関して、第１の周波数変換回路２側の信号強度と、第２
の周波数変換回路３側の信号強度とが、第１の周波数変
換回路２の出力を受ける入力線路２１と、第２の周波数
変換回路３の出力を受ける入力線路２２とから得る段階
で、または共通波抽出回路５ｎまでの全体を通じてみた
場合に、いつでも等しいことを保証されてはいない。し
たがって、この信号強度に著しい差がある場合は、差が
非共通波成分として扱われ、一方に充分な信号強度があ
っても有効に活かされない。そこで共通波抽出回路５ｎ
の出力と第１および第２の非共通波信号除去回路４６、
４７の出力間の中点とを比較し、その結果を回路全体を
等しくオフセットを施して修正することが有効である。
この機能を実現する部分が平衡性監視回路４３とその出
力を第１および第２の合成回路４４、４５を経由し、そ
れぞれ第１および第２の非共通波信号除去回路４６と４
７に帰還する経路である。
４、４５を通じて第１の周波数変換回路２の出力を受け
る入力線路２１と、第２の周波数変換回路３の出力を受
ける入力線路２２とからの入力信号に修正を加える。こ
の修正を加える回路が前記第１および第２の非共通波信
号除去回路４６と４７である。他方、共通波信号ｅＤに
関して、第１の周波数変換回路２側の信号強度と、第２
の周波数変換回路３側の信号強度とが、第１の周波数変
換回路２の出力を受ける入力線路２１と、第２の周波数
変換回路３の出力を受ける入力線路２２とから得る段階
で、または共通波抽出回路５ｎまでの全体を通じてみた
場合に、いつでも等しいことを保証されてはいない。し
たがって、この信号強度に著しい差がある場合は、差が
非共通波成分として扱われ、一方に充分な信号強度があ
っても有効に活かされない。そこで共通波抽出回路５ｎ
の出力と第１および第２の非共通波信号除去回路４６、
４７の出力間の中点とを比較し、その結果を回路全体を
等しくオフセットを施して修正することが有効である。
この機能を実現する部分が平衡性監視回路４３とその出
力を第１および第２の合成回路４４、４５を経由し、そ
れぞれ第１および第２の非共通波信号除去回路４６と４
７に帰還する経路である。
【０１６６】 図１７は図１６に示した第１５の実施の形
態を、より具体化したものであり、同様な要素には同様
な符号を付してある。
態を、より具体化したものであり、同様な要素には同様
な符号を付してある。
【０１６７】 図１６と同様に、第１の周波数変換回路２
の出力を受ける入力線路２１と第２の周波数変換回路３
の出力を受ける入力線路２２とは、それぞれを第１の入
力とする第１および第２の差動増幅器４６ａ、４７ａに
供給され、その出力は、それぞれローパス・フィルタを
兼ねた第１および第２の積分回路２３、積分回路２４に
対応して供給される。この第１および第２の積分回路２
３、積分回路２４の出力を、第１および第２の緩衝増幅
器２５、２６にそれぞれ供給する。第１および第２の緩
衝増幅器２５、２６は、負入力側に出力から帰還を掛け
ている。第１および第２の緩衝増幅器２５、２６は、そ
れぞれその出力をトランス２７および２８の一次コイル
の一端に供給する。トランス２７および２８の一次コイ
ルの他端は交流的に接地し、二次コイルは、同一の極性
同士を並列に接続するとともに、一次コイルと極性の等
しい一端同士の接続点２９を出力とし、他端は少なくと
も交流的に接地されている。二次コイルの接続点２９
は、第３の緩衝増幅器３０に接続され、第３の緩衝増幅
器３０は、負入力側に出力から帰還を掛けている。第３
の緩衝増幅器３０の出力３１ａは、周波数オフセット回
路６へ供給されるとともに、第３および第４の差動増幅
器４１ａ、４２ａの正の入力側に接続され、また差動増
幅器５０の正の入力側に接続される。第３および第４の
差動増幅器４１ａ、４２ａの負の入力端は、第１の周波
数変換回路２の出力を受ける入力線路２１と、第２の周
波数変換回路３の出力を受ける入力線路２２とにそれぞ
れ接続される。第４および第５の緩衝増幅器４８、４９
の出力は、それぞれ等しい抵抗器Ｒで結合し、結合点は
第８の差動増幅器５０の負の入力端に接続される。ま
た、第３および第４の差動増幅器４１ａ、４２ａの出力
は、それぞれ第６および第７の差動増幅器４４ａ、４５
ａの正の入力端に接続され、差動増幅器４４ａ、４５ａ
の負の入力端は、第８の差動増幅器５０の出力に接続さ
れる。第６および第７の差動増幅器４４ａ、４５ａの各
出力は、それぞれ第１および第２の差動増幅器４６ａ、
４７ａの負の入力端にそれぞれ接続される。
の出力を受ける入力線路２１と第２の周波数変換回路３
の出力を受ける入力線路２２とは、それぞれを第１の入
力とする第１および第２の差動増幅器４６ａ、４７ａに
供給され、その出力は、それぞれローパス・フィルタを
兼ねた第１および第２の積分回路２３、積分回路２４に
対応して供給される。この第１および第２の積分回路２
３、積分回路２４の出力を、第１および第２の緩衝増幅
器２５、２６にそれぞれ供給する。第１および第２の緩
衝増幅器２５、２６は、負入力側に出力から帰還を掛け
ている。第１および第２の緩衝増幅器２５、２６は、そ
れぞれその出力をトランス２７および２８の一次コイル
の一端に供給する。トランス２７および２８の一次コイ
ルの他端は交流的に接地し、二次コイルは、同一の極性
同士を並列に接続するとともに、一次コイルと極性の等
しい一端同士の接続点２９を出力とし、他端は少なくと
も交流的に接地されている。二次コイルの接続点２９
は、第３の緩衝増幅器３０に接続され、第３の緩衝増幅
器３０は、負入力側に出力から帰還を掛けている。第３
の緩衝増幅器３０の出力３１ａは、周波数オフセット回
路６へ供給されるとともに、第３および第４の差動増幅
器４１ａ、４２ａの正の入力側に接続され、また差動増
幅器５０の正の入力側に接続される。第３および第４の
差動増幅器４１ａ、４２ａの負の入力端は、第１の周波
数変換回路２の出力を受ける入力線路２１と、第２の周
波数変換回路３の出力を受ける入力線路２２とにそれぞ
れ接続される。第４および第５の緩衝増幅器４８、４９
の出力は、それぞれ等しい抵抗器Ｒで結合し、結合点は
第８の差動増幅器５０の負の入力端に接続される。ま
た、第３および第４の差動増幅器４１ａ、４２ａの出力
は、それぞれ第６および第７の差動増幅器４４ａ、４５
ａの正の入力端に接続され、差動増幅器４４ａ、４５ａ
の負の入力端は、第８の差動増幅器５０の出力に接続さ
れる。第６および第７の差動増幅器４４ａ、４５ａの各
出力は、それぞれ第１および第２の差動増幅器４６ａ、
４７ａの負の入力端にそれぞれ接続される。
【０１６８】 図１６と図１７の対応は、非共通波信号除
去回路４６および４７がそれぞれ第１および第２の差動
増幅器４６ａ、４７ａ、共通波抽出回路５ｎが共通波抽
出回路５ｐ、平衡性監視回路４３が第４および第５の緩
衝増幅器４８、４９と抵抗器Ｒおよび差動増幅器５０か
らなる平衡性監視回路４３ａ、非共通波信号検出回路４
１、４２が第３および第４の差動増幅器４１ａ、４２
ａ、合成回路４４および４５がそれぞれ第６および第７
の差動増幅器４４ａと４５ａとなっている。
去回路４６および４７がそれぞれ第１および第２の差動
増幅器４６ａ、４７ａ、共通波抽出回路５ｎが共通波抽
出回路５ｐ、平衡性監視回路４３が第４および第５の緩
衝増幅器４８、４９と抵抗器Ｒおよび差動増幅器５０か
らなる平衡性監視回路４３ａ、非共通波信号検出回路４
１、４２が第３および第４の差動増幅器４１ａ、４２
ａ、合成回路４４および４５がそれぞれ第６および第７
の差動増幅器４４ａと４５ａとなっている。
【０１６９】 次に、本実施の形態の具体例の動作につい
て説明する。図１６と同様に、第１の周波数変換回路２
からは信号ｅＤ ＋ｅＵ１が供給され、第２の周波数変
換回路３からは信号ｅＤ ＋ｅＵ２が供給される。第１
の周波数変換回路２および第２の周波数変換回路３の各
出力は、それぞれ非共通波信号除去のための差動増幅器
４６ａおよび４７ａの正の入力端に供給される。ここで
は後述する第２の入力を減算し、その出力を共通波抽出
回路５ｐへ供給する。共通波抽出回路５ｐでは、ローパ
ス・フィルタを兼ねた積分回路２３または積分回路２４
により周波数の高い不要な成分が低減され、第１および
第２の緩衝増幅器２５、２６へ供給される。緩衝増幅器
２５、２６から第１の周波数変換回路２側の信号ｅＤ
＋ｅＵ１と、第２の周波数変換回路３側の信号ｅＤ ＋
ｅＵ２を供給されたトランス２７および２８では、図１
５に示した実施の形態１４で説明した通り、共通波信号
ｅＤ を抽出すると同時に非共通波成分の除去残差が発
生する。この非共通波成分の残差を含むトランス２７お
よび２８の二次コイル出力は、差動増幅器４１ａと４２
ａの正の入力端に供給される。差動増幅器４１ａと４２
ａは、比較信号として第１の周波数変換回路２の出力２
１と第２の周波数変換回路３の出力２２の信号を得て、
ほぼ共通波成分として抽出された共通波信号出力３１ａ
との差を差動増幅器４４ａ、４５ａに伝える。他方、差
動増幅器４４ａ、４５ａに共通波抽出出力３１ａを帰還
して第１の周波数変換回路２側の信号ｅＤ ＋ｅＵ１ま
たは第２の周波数変換回路３側の信号ｅＤ ＋ｅＵ２と
比較する。この差動増幅器４１ａと４２ａが前述の非共
通波信号検出回路４１と４２である。この結果は合成回
路４４および４５である差動増幅器４４ａ、４５ａの正
の入力端に伝える。他方、共通波信号ｅＤ に関して、
第１の周波数変換回路２側に入る信号強度または出力２
１から出力３１ａまでの回路利得と、第２の周波数変換
回路３側に入る信号強度または出力２２から出力３１ａ
までの回路利得とが、差がある場合に出力を効率高く得
るために、第１の周波数変換回路２の出力２１と第２の
周波数変換回路３の出力２２の信号を緩衝増幅器４８、
４９で得た後、抵抗器Ｒによる中間値と共通波抽出出力
３１ａとを差動増幅器５０により比較し、その結果を第
１の周波数変換回路２の出力２１と第２の周波数変換回
路３の出力２２とに加えるために、合成回路４４または
４５である差動増幅器４４ａ、４５ａの負の入力端に伝
える。
て説明する。図１６と同様に、第１の周波数変換回路２
からは信号ｅＤ ＋ｅＵ１が供給され、第２の周波数変
換回路３からは信号ｅＤ ＋ｅＵ２が供給される。第１
の周波数変換回路２および第２の周波数変換回路３の各
出力は、それぞれ非共通波信号除去のための差動増幅器
４６ａおよび４７ａの正の入力端に供給される。ここで
は後述する第２の入力を減算し、その出力を共通波抽出
回路５ｐへ供給する。共通波抽出回路５ｐでは、ローパ
ス・フィルタを兼ねた積分回路２３または積分回路２４
により周波数の高い不要な成分が低減され、第１および
第２の緩衝増幅器２５、２６へ供給される。緩衝増幅器
２５、２６から第１の周波数変換回路２側の信号ｅＤ
＋ｅＵ１と、第２の周波数変換回路３側の信号ｅＤ ＋
ｅＵ２を供給されたトランス２７および２８では、図１
５に示した実施の形態１４で説明した通り、共通波信号
ｅＤ を抽出すると同時に非共通波成分の除去残差が発
生する。この非共通波成分の残差を含むトランス２７お
よび２８の二次コイル出力は、差動増幅器４１ａと４２
ａの正の入力端に供給される。差動増幅器４１ａと４２
ａは、比較信号として第１の周波数変換回路２の出力２
１と第２の周波数変換回路３の出力２２の信号を得て、
ほぼ共通波成分として抽出された共通波信号出力３１ａ
との差を差動増幅器４４ａ、４５ａに伝える。他方、差
動増幅器４４ａ、４５ａに共通波抽出出力３１ａを帰還
して第１の周波数変換回路２側の信号ｅＤ ＋ｅＵ１ま
たは第２の周波数変換回路３側の信号ｅＤ ＋ｅＵ２と
比較する。この差動増幅器４１ａと４２ａが前述の非共
通波信号検出回路４１と４２である。この結果は合成回
路４４および４５である差動増幅器４４ａ、４５ａの正
の入力端に伝える。他方、共通波信号ｅＤ に関して、
第１の周波数変換回路２側に入る信号強度または出力２
１から出力３１ａまでの回路利得と、第２の周波数変換
回路３側に入る信号強度または出力２２から出力３１ａ
までの回路利得とが、差がある場合に出力を効率高く得
るために、第１の周波数変換回路２の出力２１と第２の
周波数変換回路３の出力２２の信号を緩衝増幅器４８、
４９で得た後、抵抗器Ｒによる中間値と共通波抽出出力
３１ａとを差動増幅器５０により比較し、その結果を第
１の周波数変換回路２の出力２１と第２の周波数変換回
路３の出力２２とに加えるために、合成回路４４または
４５である差動増幅器４４ａ、４５ａの負の入力端に伝
える。
【０１７０】 差動増幅器４４ａ、４５ａより合成された
これらの信号は、それぞれ差動増幅器４６ａと４７ａの
負側の入力端に対応して供給され、第１の周波数変換回
路２の出力２１と第２の周波数変換回路３の出力２２に
修正が加えられる。
これらの信号は、それぞれ差動増幅器４６ａと４７ａの
負側の入力端に対応して供給され、第１の周波数変換回
路２の出力２１と第２の周波数変換回路３の出力２２に
修正が加えられる。
【０１７１】 このように、本実施の形態によれば、共通
波抽出出力に残存する非共通波成分を除去する機能と、
共通波信号ｅＤ に関して、第１の周波数変換回路２側
に入る信号強度または出力２１から出力３１ａまでの回
路利得と、第２の周波数変換回路３側に入る信号強度ま
たは出力２２から出力３１ａまでの回路利得との間に、
差がある場合にその差を除去する機能とを実現すること
ができる。
波抽出出力に残存する非共通波成分を除去する機能と、
共通波信号ｅＤ に関して、第１の周波数変換回路２側
に入る信号強度または出力２１から出力３１ａまでの回
路利得と、第２の周波数変換回路３側に入る信号強度ま
たは出力２２から出力３１ａまでの回路利得との間に、
差がある場合にその差を除去する機能とを実現すること
ができる。
【０１７２】 （実施の形態１６） 図１８は本発明の第１６の実施の形態の構成を示すもの
である。本願の対象とする通信方式にはＱＰＳＫもあ
り、図１４、図１６、図１７に示したものだけでは、位
相が同一のものすなわちＱＰＳＫにおけるＩ軸成分しか
抽出できない。本実施の形態は、位相の１８０度異なっ
た信号同士を抽出するようにしたものであり、図１８に
示すように、図１４と基本的に同じ構成をとり、２基の
トランスの二次側の取り出し方を２基の間で逆に接続す
るものである。構成についてはこの点を除いて図１４と
同一であるので説明を省略する。作用については、図１
４では同相信号同士が二次側で干渉することなく生成で
きた作用が、一方の二次コイルの極性が反転しているの
で、干渉のない信号は受信時に逆相の信号すなわちＱＰ
ＳＫにおけるＱ信号が対象となる。同相信号は二次コイ
ル側では互いに逆相の関係になり、干渉し合う関係とな
って、減衰させられる。
である。本願の対象とする通信方式にはＱＰＳＫもあ
り、図１４、図１６、図１７に示したものだけでは、位
相が同一のものすなわちＱＰＳＫにおけるＩ軸成分しか
抽出できない。本実施の形態は、位相の１８０度異なっ
た信号同士を抽出するようにしたものであり、図１８に
示すように、図１４と基本的に同じ構成をとり、２基の
トランスの二次側の取り出し方を２基の間で逆に接続す
るものである。構成についてはこの点を除いて図１４と
同一であるので説明を省略する。作用については、図１
４では同相信号同士が二次側で干渉することなく生成で
きた作用が、一方の二次コイルの極性が反転しているの
で、干渉のない信号は受信時に逆相の信号すなわちＱＰ
ＳＫにおけるＱ信号が対象となる。同相信号は二次コイ
ル側では互いに逆相の関係になり、干渉し合う関係とな
って、減衰させられる。
【０１７３】 （実施の形態１７） 図１９は本発明の第１７の実施の形態の構成を示すもの
であり、上記実施の形態１６に示した逆相信号を対象に
した場合を、図１６および図１７に示した受信回路に適
用したものである。図１７において同相信号について非
共通波信号成分の除去と平衡性の向上が図られたこと
が、本実施の形態では、共通波信号は逆相信号として同
等の効果を得るように扱われる。
であり、上記実施の形態１６に示した逆相信号を対象に
した場合を、図１６および図１７に示した受信回路に適
用したものである。図１７において同相信号について非
共通波信号成分の除去と平衡性の向上が図られたこと
が、本実施の形態では、共通波信号は逆相信号として同
等の効果を得るように扱われる。
【０１７４】 （実施の形態１８） 図２１は本発明の第１８の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態におい
ては、受信の方式としては図５に示された本発明の第５
の実施の形態による受信回路と同様の方式を採用してい
る。したがって、図５と同じ構成部分については同一の
符号を付することにより詳細な説明は省略し、図２１独
自の構成について以下説明する。上記第５の実施の形態
における局部周波数信号発生回路４Ａは、希望波搬送波
周波数信号を生成する希望波搬送波周波数信号発生源３
２と、この希望波搬送波周波数信号発生源３２と並列の
関係に設けられオフセット周波数信号を生成するオフセ
ット周波数信号発生源３３と、希望波搬送波周波数信号
発生源３２からの搬送波周波数信号を移相（すなわち遅
延）させる手段である搬送波周波数信号移相回路３４
と、オフセット周波数信号発生源３３からのオフセット
周波数信号を移相させる手段であるオフセット周波数信
号移相回路３５と、第１の直交変調器３６ａと、第２の
直交変調器３６ｂとを有してなる。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態におい
ては、受信の方式としては図５に示された本発明の第５
の実施の形態による受信回路と同様の方式を採用してい
る。したがって、図５と同じ構成部分については同一の
符号を付することにより詳細な説明は省略し、図２１独
自の構成について以下説明する。上記第５の実施の形態
における局部周波数信号発生回路４Ａは、希望波搬送波
周波数信号を生成する希望波搬送波周波数信号発生源３
２と、この希望波搬送波周波数信号発生源３２と並列の
関係に設けられオフセット周波数信号を生成するオフセ
ット周波数信号発生源３３と、希望波搬送波周波数信号
発生源３２からの搬送波周波数信号を移相（すなわち遅
延）させる手段である搬送波周波数信号移相回路３４
と、オフセット周波数信号発生源３３からのオフセット
周波数信号を移相させる手段であるオフセット周波数信
号移相回路３５と、第１の直交変調器３６ａと、第２の
直交変調器３６ｂとを有してなる。
【０１７５】 第１の直交変調器３６ａは、希望波搬送波
周波数信号発生源３２により生成された希望波搬送波周
波数信号とオフセット周波数信号発生源３３により生成
されたオフセット周波数信号とを乗算する第１の乗算器
３７ａと、搬送波周波数信号移相回路３４により移相処
理された後の希望波搬送波周波数信号とオフセット周波
数信号移相回路３５により移相処理された後のオフセッ
ト周波数信号とを乗算する第２の乗算器３８ａと、第１
の乗算器３７ａの乗算結果と第２の乗算器３８ａの乗算
結果とを加算し負オフセット側局部周波数（ωc −ωo
）を出力する負オフセット側局部周波数出力用加算器
５１とから構成されている。
周波数信号発生源３２により生成された希望波搬送波周
波数信号とオフセット周波数信号発生源３３により生成
されたオフセット周波数信号とを乗算する第１の乗算器
３７ａと、搬送波周波数信号移相回路３４により移相処
理された後の希望波搬送波周波数信号とオフセット周波
数信号移相回路３５により移相処理された後のオフセッ
ト周波数信号とを乗算する第２の乗算器３８ａと、第１
の乗算器３７ａの乗算結果と第２の乗算器３８ａの乗算
結果とを加算し負オフセット側局部周波数（ωc −ωo
）を出力する負オフセット側局部周波数出力用加算器
５１とから構成されている。
【０１７６】 第２の直交変調器３６ｂは、希望波搬送波
周波数信号発生源３２により生成された希望波搬送波周
波数信号とオフセット周波数信号移相回路３５により移
相処理された後のオフセット周波数信号とを乗算する第
３の乗算器３７ｂと、搬送波周波数信号移相回路３４に
より移相処理された後の希望波搬送波周波数信号とオフ
セット周波数信号発生源３３により生成されたオフセッ
ト周波数信号とを乗算する第４の乗算器３８ｂと、第３
の乗算器３７ｂの乗算結果と第４の乗算器３８ｂの乗算
結果とを加算し正オフセット側局部周波数（ωc ＋ωo
）を出力する正オフセット側局部周波数出力用加算器
５２とから構成されている。そして、負オフセット側局
部周波数出力用加算器５１の出力は第２の直交復調１２
へ送付される一方、正オフセット側局部周波数出力用加
算器５２の出力は第１の直交復調１１へ送付される構成
となっている。
周波数信号発生源３２により生成された希望波搬送波周
波数信号とオフセット周波数信号移相回路３５により移
相処理された後のオフセット周波数信号とを乗算する第
３の乗算器３７ｂと、搬送波周波数信号移相回路３４に
より移相処理された後の希望波搬送波周波数信号とオフ
セット周波数信号発生源３３により生成されたオフセッ
ト周波数信号とを乗算する第４の乗算器３８ｂと、第３
の乗算器３７ｂの乗算結果と第４の乗算器３８ｂの乗算
結果とを加算し正オフセット側局部周波数（ωc ＋ωo
）を出力する正オフセット側局部周波数出力用加算器
５２とから構成されている。そして、負オフセット側局
部周波数出力用加算器５１の出力は第２の直交復調１２
へ送付される一方、正オフセット側局部周波数出力用加
算器５２の出力は第１の直交復調１１へ送付される構成
となっている。
【０１７７】 次に上記第１８の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発
生源３２からの希望波搬送波周波数信号ωｃは搬送波周
波数信号移相回路３４に供給されて希望波搬送波周波数
信号におけるπ／２だけ位相が遅延される。オフセット
周波数信号発生源３３からのオフセット周波数信号ωｏ
はオフセット周波数信号移相回路３５に供給されてオフ
セット周波数信号におけるπ／２だけ位相が遅延され
る。第１の直交変調器３６ａを構成する２基の乗算器３
７ａ、３８ａのうち第１の乗算器３７ａには、上記希望
波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬送波周波
数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号発生源３３
からのオフセット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力され
る。第２の乗算器３８ａには搬送波周波数信号移相回路
３４からのπ／２だけ位相が遅延された希望波搬送波周
波数信号ｓｉｎωｃｔとオフセット周波数信号移相回路
３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセット周波
数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。この結果、第１の
直交変調器３６ａの負オフセット側局部周波数出力用加
算器５１の出力には下式に示す通り、ωｃ−ωｏなる周
波数が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ）ｔ
よび作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発
生源３２からの希望波搬送波周波数信号ωｃは搬送波周
波数信号移相回路３４に供給されて希望波搬送波周波数
信号におけるπ／２だけ位相が遅延される。オフセット
周波数信号発生源３３からのオフセット周波数信号ωｏ
はオフセット周波数信号移相回路３５に供給されてオフ
セット周波数信号におけるπ／２だけ位相が遅延され
る。第１の直交変調器３６ａを構成する２基の乗算器３
７ａ、３８ａのうち第１の乗算器３７ａには、上記希望
波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬送波周波
数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号発生源３３
からのオフセット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力され
る。第２の乗算器３８ａには搬送波周波数信号移相回路
３４からのπ／２だけ位相が遅延された希望波搬送波周
波数信号ｓｉｎωｃｔとオフセット周波数信号移相回路
３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセット周波
数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。この結果、第１の
直交変調器３６ａの負オフセット側局部周波数出力用加
算器５１の出力には下式に示す通り、ωｃ−ωｏなる周
波数が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ）ｔ
【０１７８】 第２の直交変調器３６ｂを構成する２基の
乗算器３７ｂ、３８ｂのうち第３の乗算器３７ｂには、
上記希望波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬
送波周波数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号移
相回路３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセッ
ト周波数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。第４の乗算
器３８ｂには搬送波周波数信号移相回路３４からのπ／
２だけ位相が遅延された希望波搬送波周波数信号ｓｉｎ
ωｃｔとオフセット周波数信号移相回路３５からのオフ
セット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力される。この結
果、第２の直交変調器３６ｂの負オフセット側局部周波
数出力用加算器５２の出力には下式に示す通り、ωｃ＋
ωｏなる周波数が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ ＝ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ）ｔ
乗算器３７ｂ、３８ｂのうち第３の乗算器３７ｂには、
上記希望波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬
送波周波数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号移
相回路３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセッ
ト周波数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。第４の乗算
器３８ｂには搬送波周波数信号移相回路３４からのπ／
２だけ位相が遅延された希望波搬送波周波数信号ｓｉｎ
ωｃｔとオフセット周波数信号移相回路３５からのオフ
セット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力される。この結
果、第２の直交変調器３６ｂの負オフセット側局部周波
数出力用加算器５２の出力には下式に示す通り、ωｃ＋
ωｏなる周波数が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ ＝ｓｉｎ（ωｃ＋ωｏ）ｔ
【０１７９】 以上述べたように、上記実施の形態によれ
ば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数
を発生させ独立の出力として得られることが明らかであ
る。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用
いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっ
ても問題なく対応することができることも明らかであ
る。
ば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数
を発生させ独立の出力として得られることが明らかであ
る。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用
いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっ
ても問題なく対応することができることも明らかであ
る。
【０１８０】 （実施の形態１９） 図２２は本発明の第１９の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、ｆ
c ＋ｆo とｆc −ｆo とを得るために２基の移相器基
と、１基の直交変調器と２基の加算器と１基の極性反転
回路を用いるようにしたものである。この実施の形態信
の方式としては図５に示された本発明の第５の実施の形
態による受信回路と同様の方式を採用している。したが
って、図５と同じ構成部分については同一の符号を付す
ることにより詳細な説明は省略し、図２１独自の構成に
ついて以下説明する。上記第５の実施の形態における局
部周波数信号発生回路４Ａは、希望波搬送波周波数信号
を生成する希望波搬送波周波数信号発生源３２と、この
希望波搬送波周波数信号発生源３２と並列の関係に設け
られオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数
信号発生源３３と、希望波搬送波周波数信号発生源３２
からの搬送波周波数信号を移相させる手段である搬送波
周波数信号移相回路３４と、オフセット周波数信号発生
源３３からのオフセット周波数信号を移相させる手段で
あるオフセット周波数信号移相回路３５と、直交変調器
３６ａと、極性反転回路５３と、正オフセット側局部周
波数出力用加算器５４とを有してなる。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、ｆ
c ＋ｆo とｆc −ｆo とを得るために２基の移相器基
と、１基の直交変調器と２基の加算器と１基の極性反転
回路を用いるようにしたものである。この実施の形態信
の方式としては図５に示された本発明の第５の実施の形
態による受信回路と同様の方式を採用している。したが
って、図５と同じ構成部分については同一の符号を付す
ることにより詳細な説明は省略し、図２１独自の構成に
ついて以下説明する。上記第５の実施の形態における局
部周波数信号発生回路４Ａは、希望波搬送波周波数信号
を生成する希望波搬送波周波数信号発生源３２と、この
希望波搬送波周波数信号発生源３２と並列の関係に設け
られオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数
信号発生源３３と、希望波搬送波周波数信号発生源３２
からの搬送波周波数信号を移相させる手段である搬送波
周波数信号移相回路３４と、オフセット周波数信号発生
源３３からのオフセット周波数信号を移相させる手段で
あるオフセット周波数信号移相回路３５と、直交変調器
３６ａと、極性反転回路５３と、正オフセット側局部周
波数出力用加算器５４とを有してなる。
【０１８１】 直交変調器３６ａは、上記第１８の実施の
形態における第１の直交変調器と同じ構成を有してお
り、希望波搬送波周波数信号発生源３２により生成され
た希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生
源３３により生成されたオフセット周波数信号とを乗算
する第１の乗算器３７ａと、搬送波周波数信号移相回路
３４により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号
とオフセット周波数信号移相回路３５により移相処理さ
れた後のオフセット周波数信号とを乗算する第２の乗算
器３８ａと、第１の乗算器３７ａの乗算結果と第２の乗
算器３８ａの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周
波数（ωc −ωo ）を出力する負オフセット側局部周波
数出力用加算器５１とから構成されている。
形態における第１の直交変調器と同じ構成を有してお
り、希望波搬送波周波数信号発生源３２により生成され
た希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生
源３３により生成されたオフセット周波数信号とを乗算
する第１の乗算器３７ａと、搬送波周波数信号移相回路
３４により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号
とオフセット周波数信号移相回路３５により移相処理さ
れた後のオフセット周波数信号とを乗算する第２の乗算
器３８ａと、第１の乗算器３７ａの乗算結果と第２の乗
算器３８ａの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周
波数（ωc −ωo ）を出力する負オフセット側局部周波
数出力用加算器５１とから構成されている。
【０１８２】 極性反転回路５３は第２の乗算器３８ａの
出力を極性反転処理する。正オフセット側局部周波数出
力用加算器５４は第１の乗算器３７ａによる乗算結果出
力と極性反転回路５３による極性反転出力とを加算し、
正オフセット側局部周波数・・（ωc ＋ωo ）を出力す
る。そして、負オフセット側局部周波数出力用加算器５
１の出力は第２の直交復調１２へ送付される一方、正オ
フセット側局部周波数出力用加算器５４の出力は第１の
直交復調１１へ送付される構成となっている。
出力を極性反転処理する。正オフセット側局部周波数出
力用加算器５４は第１の乗算器３７ａによる乗算結果出
力と極性反転回路５３による極性反転出力とを加算し、
正オフセット側局部周波数・・（ωc ＋ωo ）を出力す
る。そして、負オフセット側局部周波数出力用加算器５
１の出力は第２の直交復調１２へ送付される一方、正オ
フセット側局部周波数出力用加算器５４の出力は第１の
直交復調１１へ送付される構成となっている。
【０１８３】 次に上記第１９の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発
生源３２からの希望波搬送波周波数信号ωｃは搬送波周
波数信号移相回路３４に供給されて希望波搬送波周波数
信号におけるπ／２だけ位相が遅延される。オフセット
周波数信号発生源３３からのオフセット周波数信号ωｏ
はオフセット周波数信号移相回路３５に供給されてオフ
セット周波数信号におけるπ／２だけ位相が遅延され
る。
よび作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発
生源３２からの希望波搬送波周波数信号ωｃは搬送波周
波数信号移相回路３４に供給されて希望波搬送波周波数
信号におけるπ／２だけ位相が遅延される。オフセット
周波数信号発生源３３からのオフセット周波数信号ωｏ
はオフセット周波数信号移相回路３５に供給されてオフ
セット周波数信号におけるπ／２だけ位相が遅延され
る。
【０１８４】 直交変調器３６ａを構成する２基の乗算器
３７ａ、３８ａのうち第１の乗算器３７ａには、上記希
望波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬送波周
波数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号発生源３
３からのオフセット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力さ
れる。第２の乗算器３８ａには搬送波周波数信号移相回
路３４からのπ／２だけ位相が遅延された希望波搬送波
周波数信号ｓｉｎωｃｔとオフセット周波数信号移相回
路３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセット周
波数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。この結果、直交
変調器３６ａの負オフセット側局部周波数出力用加算器
５１の出力には下式に示す通り、ωｃ−ωｏなる周波数
が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ）ｔ
３７ａ、３８ａのうち第１の乗算器３７ａには、上記希
望波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬送波周
波数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号発生源３
３からのオフセット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力さ
れる。第２の乗算器３８ａには搬送波周波数信号移相回
路３４からのπ／２だけ位相が遅延された希望波搬送波
周波数信号ｓｉｎωｃｔとオフセット周波数信号移相回
路３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセット周
波数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。この結果、直交
変調器３６ａの負オフセット側局部周波数出力用加算器
５１の出力には下式に示す通り、ωｃ−ωｏなる周波数
が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ）ｔ
【０１８５】 直交変調器３６ａを構成する２基の乗算器
３７ａ、３８ａの出力のうち第２の乗算器３８ａの出力
の一部は極性反転回路５３に供給され、その反転出力は
上記第１の乗算器３７ａの出力とともに正オフセット側
局部周波数出力用加算器５４に入力し下式に示す通り、
ωｃ＋ωｏなる周波数を発生する。 ｃｏｓωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ＋（−１）ｓｉｎωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ）ｔ
３７ａ、３８ａの出力のうち第２の乗算器３８ａの出力
の一部は極性反転回路５３に供給され、その反転出力は
上記第１の乗算器３７ａの出力とともに正オフセット側
局部周波数出力用加算器５４に入力し下式に示す通り、
ωｃ＋ωｏなる周波数を発生する。 ｃｏｓωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ＋（−１）ｓｉｎωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ）ｔ
【０１８６】 以上述べたように、上記実施の形態によれ
ば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数
を発生させ独立の出力として得られることが明らかであ
る。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用
いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっ
ても問題なく対応することができることも明らかであ
る。
ば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数
を発生させ独立の出力として得られることが明らかであ
る。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用
いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっ
ても問題なく対応することができることも明らかであ
る。
【０１８７】 （実施の形態２０） 図２３は本発明の第２０の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、ｆ
c ＋ｆo とｆc −ｆo とを得るために２基の移相器基
と、１基の直交変調器と２基の加算器と１基の極性反転
回路を用いるようにしたものである。この実施の形態信
の方式としては図５に示された本発明の第５の実施の形
態による受信回路と同様の方式を採用している。したが
って、図５と同じ構成部分については同一の符号を付す
ることにより詳細な説明は省略し、図２１独自の構成に
ついて以下説明する。上記第５の実施の形態における局
部周波数信号発生回路４Ａは、希望波搬送波周波数信号
を生成する希望波搬送波周波数信号発生源３２と、この
希望波搬送波周波数信号発生源３２と並列の関係に設け
られオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数
信号発生源３３と、希望波搬送波周波数信号発生源３２
からの搬送波周波数信号を移相させる手段である搬送波
周波数信号移相回路３４と、オフセット周波数信号発生
源３３からのオフセット周波数信号を移相させる手段で
あるオフセット周波数信号移相回路３５と、直交変調器
３６ａと、極性反転回路５３と、正オフセット側局部周
波数出力用加算器５４とを有してなる。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、ｆ
c ＋ｆo とｆc −ｆo とを得るために２基の移相器基
と、１基の直交変調器と２基の加算器と１基の極性反転
回路を用いるようにしたものである。この実施の形態信
の方式としては図５に示された本発明の第５の実施の形
態による受信回路と同様の方式を採用している。したが
って、図５と同じ構成部分については同一の符号を付す
ることにより詳細な説明は省略し、図２１独自の構成に
ついて以下説明する。上記第５の実施の形態における局
部周波数信号発生回路４Ａは、希望波搬送波周波数信号
を生成する希望波搬送波周波数信号発生源３２と、この
希望波搬送波周波数信号発生源３２と並列の関係に設け
られオフセット周波数信号を生成するオフセット周波数
信号発生源３３と、希望波搬送波周波数信号発生源３２
からの搬送波周波数信号を移相させる手段である搬送波
周波数信号移相回路３４と、オフセット周波数信号発生
源３３からのオフセット周波数信号を移相させる手段で
あるオフセット周波数信号移相回路３５と、直交変調器
３６ａと、極性反転回路５３と、正オフセット側局部周
波数出力用加算器５４とを有してなる。
【０１８８】 直交変調器３６ａは、上記第１８の実施の
形態における第１の直交変調器と同じ構成を有してお
り、希望波搬送波周波数信号発生源３２により生成され
た希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生
源３３により生成されたオフセット周波数信号とを乗算
する第１の乗算器３７ａと、搬送波周波数信号移相回路
３４により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号
とオフセット周波数信号移相回路３５により移相処理さ
れた後のオフセット周波数信号とを乗算する第２の乗算
器３８ａと、第１の乗算器３７ａの乗算結果と第２の乗
算器３８ａの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周
波数（ωc −ωo ）を出力する負オフセット側局部周波
数出力用加算器５１とから構成されている。
形態における第１の直交変調器と同じ構成を有してお
り、希望波搬送波周波数信号発生源３２により生成され
た希望波搬送波周波数信号とオフセット周波数信号発生
源３３により生成されたオフセット周波数信号とを乗算
する第１の乗算器３７ａと、搬送波周波数信号移相回路
３４により移相処理された後の希望波搬送波周波数信号
とオフセット周波数信号移相回路３５により移相処理さ
れた後のオフセット周波数信号とを乗算する第２の乗算
器３８ａと、第１の乗算器３７ａの乗算結果と第２の乗
算器３８ａの乗算結果とを加算し負オフセット側局部周
波数（ωc −ωo ）を出力する負オフセット側局部周波
数出力用加算器５１とから構成されている。
【０１８９】 極性反転回路５３は第２の乗算器３８ａの
出力を極性反転処理する。正オフセット側局部周波数出
力用加算器５４は第１の乗算器３７ａによる乗算結果出
力と極性反転回路５３による極性反転出力とを加算し、
正オフセット側局部周波数・・（ωc ＋ωo ）を出力す
る。そして、上記第１９の実施の形態とは異なり、負オ
フセット側局部周波数出力用加算器５１の出力は第１の
直交復調１１へ送付される一方、正オフセット側局部周
波数出力用加算器５４の出力は第２の直交復調１２へ送
付される構成となっている。
出力を極性反転処理する。正オフセット側局部周波数出
力用加算器５４は第１の乗算器３７ａによる乗算結果出
力と極性反転回路５３による極性反転出力とを加算し、
正オフセット側局部周波数・・（ωc ＋ωo ）を出力す
る。そして、上記第１９の実施の形態とは異なり、負オ
フセット側局部周波数出力用加算器５１の出力は第１の
直交復調１１へ送付される一方、正オフセット側局部周
波数出力用加算器５４の出力は第２の直交復調１２へ送
付される構成となっている。
【０１９０】 次に上記第２０の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発
生源３２からの希望波搬送波周波数信号ωｃは搬送波周
波数信号移相回路３４に供給されて希望波搬送波周波数
信号におけるπ／２だけ位相が遅延される。オフセット
周波数信号発生源３３からのオフセット周波数信号ωｏ
はオフセット周波数信号移相回路３５に供給されてオフ
セット周波数信号におけるπ／２だけ位相が遅延され
る。
よび作用について説明する。希望波搬送波周波数信号発
生源３２からの希望波搬送波周波数信号ωｃは搬送波周
波数信号移相回路３４に供給されて希望波搬送波周波数
信号におけるπ／２だけ位相が遅延される。オフセット
周波数信号発生源３３からのオフセット周波数信号ωｏ
はオフセット周波数信号移相回路３５に供給されてオフ
セット周波数信号におけるπ／２だけ位相が遅延され
る。
【０１９１】 直交変調器３６ａを構成する２基の乗算器
３７ａ、３８ａのうち第１の乗算器３７ａには、上記希
望波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬送波周
波数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号発生源３
３からのオフセット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力さ
れる。第２の乗算器３８ａには搬送波周波数信号移相回
路３４からのπ／２だけ位相が遅延された希望波搬送波
周波数信号ｓｉｎωｃｔとオフセット周波数信号移相回
路３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセット周
波数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。この結果、直交
変調器３６ａの負オフセット側局部周波数出力用加算器
５１の出力には下式に示す通り、ωｃ−ωｏなる周波数
が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ）ｔ
３７ａ、３８ａのうち第１の乗算器３７ａには、上記希
望波搬送波周波数信号発生源３２からの希望波搬送波周
波数信号ｃｏｓωｃｔとオフセット周波数信号発生源３
３からのオフセット周波数信号ｃｏｓωｏｔとが入力さ
れる。第２の乗算器３８ａには搬送波周波数信号移相回
路３４からのπ／２だけ位相が遅延された希望波搬送波
周波数信号ｓｉｎωｃｔとオフセット周波数信号移相回
路３５からのπ／２だけ位相が遅延されたオフセット周
波数信号ｓｉｎωｏｔとが入力される。この結果、直交
変調器３６ａの負オフセット側局部周波数出力用加算器
５１の出力には下式に示す通り、ωｃ−ωｏなる周波数
が得られる。 ｃｏｓωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ＋ｓｉｎωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ−ωｏ）ｔ
【０１９２】 直交変調器３６ａを構成する２基の乗算器
３７ａ、３８ａの出力のうち第２の乗算器３８ａの出力
の一部は極性反転回路５３に供給され、その反転出力は
上記第１の乗算器３７ａの出力とともに正オフセット側
局部周波数出力用加算器５４に入力し下式に示す通り、
ωｃ＋ωｏなる周波数を発生する。 ｃｏｓωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ＋（−１）ｓｉｎωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ）ｔ
３７ａ、３８ａの出力のうち第２の乗算器３８ａの出力
の一部は極性反転回路５３に供給され、その反転出力は
上記第１の乗算器３７ａの出力とともに正オフセット側
局部周波数出力用加算器５４に入力し下式に示す通り、
ωｃ＋ωｏなる周波数を発生する。 ｃｏｓωｃｔ×ｓｉｎωｏｔ＋（−１）ｓｉｎωｃｔ×ｃｏｓωｏｔ ＝ｃｏｓ（ωｃ＋ωｏ）ｔ
【０１９３】 以上述べたように、上記実施の形態によれ
ば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数
を発生させ独立の出力として得られることが明らかであ
る。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用
いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっ
ても問題なく対応することができることも明らかであ
る。
ば本発明の基本構成が必要とする相補型局部発振周波数
を発生させ独立の出力として得られることが明らかであ
る。さらに、それぞれの周波数に対応するフィルタを用
いる必要もなく、希望信号の搬送波周波数が可変であっ
ても問題なく対応することができることも明らかであ
る。
【０１９４】 （実施の形態２１） 図２４は本発明の第２１の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、主
として複数のチャネルを有するディジタル変調方式の通
信システムにおいて、受信系の電力を低減し、回路を簡
素化し、消費電力を低減することを図るものである。図
２４において、符号６１は周波数変換回路または直交復
調回路により得られた第１の受信信号のデータが入力さ
れる第１のデータ入力線、６２は第１のデータ入力線６
１から入力された信号に対してフーリエ変換を行なう第
１のフーリエ変換器、６３は第１のフーリエ変換器６２
によって得られた第１のフーリエ変換出力を表す。また
６４は周波数変換回路または直交復調回路により得られ
た第２の受信信号のデータが入力される第２のデータ入
力線、６５は第２のデータ入力線６４から入力された信
号に対してフーリエ変換を行なう第２のフーリエ変換
器、６６は第２のフーリエ変換器６５によって得られた
第２のフーリエ変換出力を表す。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、主
として複数のチャネルを有するディジタル変調方式の通
信システムにおいて、受信系の電力を低減し、回路を簡
素化し、消費電力を低減することを図るものである。図
２４において、符号６１は周波数変換回路または直交復
調回路により得られた第１の受信信号のデータが入力さ
れる第１のデータ入力線、６２は第１のデータ入力線６
１から入力された信号に対してフーリエ変換を行なう第
１のフーリエ変換器、６３は第１のフーリエ変換器６２
によって得られた第１のフーリエ変換出力を表す。また
６４は周波数変換回路または直交復調回路により得られ
た第２の受信信号のデータが入力される第２のデータ入
力線、６５は第２のデータ入力線６４から入力された信
号に対してフーリエ変換を行なう第２のフーリエ変換
器、６６は第２のフーリエ変換器６５によって得られた
第２のフーリエ変換出力を表す。
【０１９５】 ６７は上記第１および第２のフーリエ変換
器６２、６５のそれぞれ周波数成分の出力を周波数ごと
に受けて相関係数を算出する相関器、６８は第１および
第２のフーリエ変換器６２、６５の出力を加算する加算
器、６９は相関器６７の出力、７０は得られた相関器出
力６９を受けて重み付けを行なう重み付け関数器、７１
は加算器６８の加算出力と重み付け関数器７０の出力と
を乗算する重み付け値乗算器、７２は重み付け値乗算器
による乗算操作の後処理を行なう後処理回路、７３は重
み付け値乗算器の出力が後処理されて生成された逆フー
リエ変換器入力、７４は逆フーリエ変換器入力を受けて
逆フーリエ変換処理を行なう逆フーリエ変換器、７５は
逆フーリエ変換出力である。
器６２、６５のそれぞれ周波数成分の出力を周波数ごと
に受けて相関係数を算出する相関器、６８は第１および
第２のフーリエ変換器６２、６５の出力を加算する加算
器、６９は相関器６７の出力、７０は得られた相関器出
力６９を受けて重み付けを行なう重み付け関数器、７１
は加算器６８の加算出力と重み付け関数器７０の出力と
を乗算する重み付け値乗算器、７２は重み付け値乗算器
による乗算操作の後処理を行なう後処理回路、７３は重
み付け値乗算器の出力が後処理されて生成された逆フー
リエ変換器入力、７４は逆フーリエ変換器入力を受けて
逆フーリエ変換処理を行なう逆フーリエ変換器、７５は
逆フーリエ変換出力である。
【０１９６】 次に上記第２１の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。先に述べた第１乃至第１３
の実施の形態においては、第１の周波数変換回路２およ
び第２の周波数変換回路３を備えるか、第１の直交復調
回路１１および第２の直交復調回路を備えるか、或いは
また１基の周波数変換回路と１基の直交復調回路を備え
るかの基本構成を有している。この構成により受信動作
に当たっては受信回路では第１の受信信号と第２の受信
信号とが得られる。この実施の形態においては、第１の
受信信号はｘ（ｔ）で表され、第１のデータ入力線６１
に入力する。第２の受信信号はｙ（ｔ）で表され、第２
のデータ入力線６４に入力する。第１のデータ入力線６
１に入力した第１の受信信号ｘ（ｔ）は第１のフーリエ
変換器６２に入力しここでフーリエ変換処理され第１の
フーリエ変換出力６３が得られる。また第２の受信信号
はｙ（ｔ）は第２のフーリエ変換器６５に入力しここで
フーリエ変換処理され第２のフーリエ変換出力６６が得
られる。これら第１および第２のフーリエ変換器６２、
６５におけるフーリエ変換処理により、上記入力された
第１および第２の受信信号のデータは時間軸情報から周
波数軸情報へと変換される。
よび作用について説明する。先に述べた第１乃至第１３
の実施の形態においては、第１の周波数変換回路２およ
び第２の周波数変換回路３を備えるか、第１の直交復調
回路１１および第２の直交復調回路を備えるか、或いは
また１基の周波数変換回路と１基の直交復調回路を備え
るかの基本構成を有している。この構成により受信動作
に当たっては受信回路では第１の受信信号と第２の受信
信号とが得られる。この実施の形態においては、第１の
受信信号はｘ（ｔ）で表され、第１のデータ入力線６１
に入力する。第２の受信信号はｙ（ｔ）で表され、第２
のデータ入力線６４に入力する。第１のデータ入力線６
１に入力した第１の受信信号ｘ（ｔ）は第１のフーリエ
変換器６２に入力しここでフーリエ変換処理され第１の
フーリエ変換出力６３が得られる。また第２の受信信号
はｙ（ｔ）は第２のフーリエ変換器６５に入力しここで
フーリエ変換処理され第２のフーリエ変換出力６６が得
られる。これら第１および第２のフーリエ変換器６２、
６５におけるフーリエ変換処理により、上記入力された
第１および第２の受信信号のデータは時間軸情報から周
波数軸情報へと変換される。
【０１９７】 第１および第２のフーリエ変換出力６３、
６５は相関器６７に取り込まれ、この相関器６７は上記
第１および第２のフーリエ変換出力６３、６６のそれぞ
れ周波数成分の出力を周波数ごとに受けて相関係数を算
出する。一方、第１および第２のフーリエ変換出力６
３、６５は、上記相関器６７によって相関係数を算出さ
れるのとは別に加算器６８に入力せしめられ、この加算
器によって両フーリエ変換された出力信号が加算され
る。また、相関器６７によって出力された相関係数は、
重み付け関数器７０に入力されここで重み付け処理が行
なわれる。そして、重み付け値乗算器７１は加算器６８
の加算出力と重み付け関数器７０の出力とを受けて量出
力信号を乗算する。その後は後処理回路７２が重み付け
値乗算器による乗算操作の後処理を行ない、この後処理
が実行されて生成された逆フーリエ変換器入力７３を逆
フーリエ変換器７４が受けて逆フーリエ変換処理を行な
って、処理データを周波数軸情報から時間軸情報に戻
し、逆フーリエ変換出力７５として希望波抽出結果とな
る。
６５は相関器６７に取り込まれ、この相関器６７は上記
第１および第２のフーリエ変換出力６３、６６のそれぞ
れ周波数成分の出力を周波数ごとに受けて相関係数を算
出する。一方、第１および第２のフーリエ変換出力６
３、６５は、上記相関器６７によって相関係数を算出さ
れるのとは別に加算器６８に入力せしめられ、この加算
器によって両フーリエ変換された出力信号が加算され
る。また、相関器６７によって出力された相関係数は、
重み付け関数器７０に入力されここで重み付け処理が行
なわれる。そして、重み付け値乗算器７１は加算器６８
の加算出力と重み付け関数器７０の出力とを受けて量出
力信号を乗算する。その後は後処理回路７２が重み付け
値乗算器による乗算操作の後処理を行ない、この後処理
が実行されて生成された逆フーリエ変換器入力７３を逆
フーリエ変換器７４が受けて逆フーリエ変換処理を行な
って、処理データを周波数軸情報から時間軸情報に戻
し、逆フーリエ変換出力７５として希望波抽出結果とな
る。
【０１９８】 次に上記希望波が抽出される原理を理論で
説明する。まず、希望波が到来しない場合の非希望波に
対する抑圧作用の理論を示す。非希望波（２信号系間で
時間的に独立に存在する）は同期加算された後、振幅成
分がＲ倍（Ｒは相関係数）される。相関器における演算
式を以下に示す。
説明する。まず、希望波が到来しない場合の非希望波に
対する抑圧作用の理論を示す。非希望波（２信号系間で
時間的に独立に存在する）は同期加算された後、振幅成
分がＲ倍（Ｒは相関係数）される。相関器における演算
式を以下に示す。
【０１９９】
【数５１】 相関係数算出のための各平均化窓内において非希望波の
パワーＰＮＯが一定値であるとすると、処理出力のパワ
ーＰＮ は下式で表される。 ＰＮ ＝（Ｒ2 ＰＮＯ）／２ ここで、 ＰＮＯ ：非希望波の電力 Ｒ ：相関係数 である。
パワーＰＮＯが一定値であるとすると、処理出力のパワ
ーＰＮ は下式で表される。 ＰＮ ＝（Ｒ2 ＰＮＯ）／２ ここで、 ＰＮＯ ：非希望波の電力 Ｒ ：相関係数 である。
【０２００】 この相関係数Ｒは、有限な平均化窓を用い
て算出されるので、統計的誤差を生じ、真の相関係数の
値とは一致しない。サンプル数Ｎ個の独立のサンプルで
Ｒの算出を行ない、真の相関係数が０になるべきことか
らすると、Ｒの分布は次式の確率密度関数で表される。
て算出されるので、統計的誤差を生じ、真の相関係数の
値とは一致しない。サンプル数Ｎ個の独立のサンプルで
Ｒの算出を行ない、真の相関係数が０になるべきことか
らすると、Ｒの分布は次式の確率密度関数で表される。
【０２０１】
【数５２】 以上から処理出力の平均パワーは次式で表される。
【０２０２】
【数５３】
【０２０３】ここで、相関係数算出の平均化窓を長さＴ
ｃの方形窓であるとし、フーリエ変換を行なう際のハミ
ング窓の長さをＴＦとすると、平均窓の中に存在する独
立サンプルの個数Ｎは次式となる。 Ｎ＝（Ｔｃ）／（ＴＦ） したがって、個数Ｎが多い場合の非希望波の処理出力は
次式で表現できる。
ｃの方形窓であるとし、フーリエ変換を行なう際のハミ
ング窓の長さをＴＦとすると、平均窓の中に存在する独
立サンプルの個数Ｎは次式となる。 Ｎ＝（Ｔｃ）／（ＴＦ） したがって、個数Ｎが多い場合の非希望波の処理出力は
次式で表現できる。
【０２０４】
【数５４】 すなわち、１／Ｎに比例することになる。
【０２０５】 次に、希望波が到来している場合の非希望
波に対する抑制作用について説明する。信号成分に帯域
分割を施すと、さらに希望波信号が存在する区間と存在
しない区間に区別できる。希望波成分を含むｋ番目の帯
域成分の振幅は、その帯域での相関係数Ｒ（ｋ）を乗じ
て出力される。Ｒ（ｋ）は次式で表すことができる。
波に対する抑制作用について説明する。信号成分に帯域
分割を施すと、さらに希望波信号が存在する区間と存在
しない区間に区別できる。希望波成分を含むｋ番目の帯
域成分の振幅は、その帯域での相関係数Ｒ（ｋ）を乗じ
て出力される。Ｒ（ｋ）は次式で表すことができる。
【０２０６】
【数５５】 ｋに関し、ＰＳＯ（ｋ）、ＰＮＯ（ｋ）を一定値ＰＳ
Ｏ、ＰＮＯとすると、非希望波の抑制効果を次式により
求めることができる。
Ｏ、ＰＮＯとすると、非希望波の抑制効果を次式により
求めることができる。
【０２０７】
【数５６】 この式により、希望波成分が含まれている帯域数が少な
いほど、希望波／非希望波比の改善効果が大きいことが
わかる。
いほど、希望波／非希望波比の改善効果が大きいことが
わかる。
【０２０８】 したがって、本実施の形態によれば、有限
な平均化窓すなわち平均時間により求められた相関係数
の統計的誤差を用いて、非希望波が第１の受信信号と第
２の受信信号との２信号系間で時間的に独立に存在し、
不平衡信号として扱える性質を利用し、この非希望波に
対する抑圧機能を実現することができる。
な平均化窓すなわち平均時間により求められた相関係数
の統計的誤差を用いて、非希望波が第１の受信信号と第
２の受信信号との２信号系間で時間的に独立に存在し、
不平衡信号として扱える性質を利用し、この非希望波に
対する抑圧機能を実現することができる。
【０２０９】 （実施の形態２２） 図２５は本発明の第２２の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、本
発明の根幹をなす局部周波数相補オフセット型直接周波
数変換方式に加えたもので、単一の直接直交検波回路を
基本とする受信回路によりスペース・ダイバーシティ機
能を実現する。図２５において、符号１は空中線であり
第１の空中線１ａと第２の空中線１ｂの複数の空中線か
らなる。８１は第１の空中線１ａから受信された第１の
受信信号を受ける第１の受信入力回路、８２は第２の空
中線１ｂから受信された第２の受信信号を受ける第２の
受信入力回路、８３は第１の受信入力回路８１からの受
信信号を入力して周波数変換を行なう第１の周波数変換
器、８４は第２の受信入力回路８２からの受信信号を入
力して周波数変換を行なう第２の周波数変換器、８５は
第１および第２の周波数変換器８３、８４のそれぞれに
に希望波搬送波周波数にチャネル間隔周波数の１／２の
周波数オフセットを施した周波数で出力を提供する局部
発振器、８６は第１の周波数変換器８３の出力信号の高
周波帯域をカットする第１のローパスフィルタ、８７は
第２の周波数変換器８４の出力信号の高周波帯域をカッ
トする第２のローパスフィルタ、８８は第１の受信信号
についてゲイン調整を行なう第１の利得制御（ＡＧＣ：
オートゲインコントロール）回路、８９は第２の受信信
号についてゲイン調整を行なう第２の利得制御回路、９
０は第１の周波数変換器８３からの出力信号をＡ／Ｄ変
換する第１のＡ／Ｄ変換器、９１は第２の周波数変換器
８４からの出力信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換
器、９２はこれら第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、
９１に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のク
ロックを発生する機能と、サンプリングクロックパルス
列に遅延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロ
ックパルス列と遅延パルス列とを前記第１および第２の
Ａ／Ｄ変換器９０、９１のサンプリングパルスとして提
供する機能とを有するサンプリング発生源、９３は前記
第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、９１のディジタル
出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演
算器である。第１および第２の受信入力部８１は、それ
ぞれ増幅回路９４、９５と、受信帯域フィルタ（バンド
パス・フィルタ）９６、９７とから構成されている。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態は、本
発明の根幹をなす局部周波数相補オフセット型直接周波
数変換方式に加えたもので、単一の直接直交検波回路を
基本とする受信回路によりスペース・ダイバーシティ機
能を実現する。図２５において、符号１は空中線であり
第１の空中線１ａと第２の空中線１ｂの複数の空中線か
らなる。８１は第１の空中線１ａから受信された第１の
受信信号を受ける第１の受信入力回路、８２は第２の空
中線１ｂから受信された第２の受信信号を受ける第２の
受信入力回路、８３は第１の受信入力回路８１からの受
信信号を入力して周波数変換を行なう第１の周波数変換
器、８４は第２の受信入力回路８２からの受信信号を入
力して周波数変換を行なう第２の周波数変換器、８５は
第１および第２の周波数変換器８３、８４のそれぞれに
に希望波搬送波周波数にチャネル間隔周波数の１／２の
周波数オフセットを施した周波数で出力を提供する局部
発振器、８６は第１の周波数変換器８３の出力信号の高
周波帯域をカットする第１のローパスフィルタ、８７は
第２の周波数変換器８４の出力信号の高周波帯域をカッ
トする第２のローパスフィルタ、８８は第１の受信信号
についてゲイン調整を行なう第１の利得制御（ＡＧＣ：
オートゲインコントロール）回路、８９は第２の受信信
号についてゲイン調整を行なう第２の利得制御回路、９
０は第１の周波数変換器８３からの出力信号をＡ／Ｄ変
換する第１のＡ／Ｄ変換器、９１は第２の周波数変換器
８４からの出力信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換
器、９２はこれら第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、
９１に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のク
ロックを発生する機能と、サンプリングクロックパルス
列に遅延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロ
ックパルス列と遅延パルス列とを前記第１および第２の
Ａ／Ｄ変換器９０、９１のサンプリングパルスとして提
供する機能とを有するサンプリング発生源、９３は前記
第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、９１のディジタル
出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演
算器である。第１および第２の受信入力部８１は、それ
ぞれ増幅回路９４、９５と、受信帯域フィルタ（バンド
パス・フィルタ）９６、９７とから構成されている。
【０２１０】 次に上記第２２の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。第１の空中線１ａから受信
される信号群は受信帯域フィルタ９６により通信チャネ
ル帯域のみの信号となり、第１の周波数変換器８３によ
りオフセットの加えられた局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏで
周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器８
５より供給される。この結果、第１のローパスフィルタ
８６には周波数２ｆｃ＋ｆｏと周波数−ｆｏの出力が供
給されるが、低域通過特性により周波数−ｆｏの信号が
取り出される。この信号は第１の利得制御回路８８によ
り所定のレベルの信号になり、第１のＡ／Ｄ変換器９０
に供給される。ここで、サンプリング発生源９２から周
波数ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパルス群と、遅
延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群
によるサンプリングパルスを得る。これにより、第１の
Ａ／Ｄ変換器９０は２次サンプリング作用を得て希望チ
ャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器９３
に供給される。
よび作用について説明する。第１の空中線１ａから受信
される信号群は受信帯域フィルタ９６により通信チャネ
ル帯域のみの信号となり、第１の周波数変換器８３によ
りオフセットの加えられた局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏで
周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器８
５より供給される。この結果、第１のローパスフィルタ
８６には周波数２ｆｃ＋ｆｏと周波数−ｆｏの出力が供
給されるが、低域通過特性により周波数−ｆｏの信号が
取り出される。この信号は第１の利得制御回路８８によ
り所定のレベルの信号になり、第１のＡ／Ｄ変換器９０
に供給される。ここで、サンプリング発生源９２から周
波数ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパルス群と、遅
延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群
によるサンプリングパルスを得る。これにより、第１の
Ａ／Ｄ変換器９０は２次サンプリング作用を得て希望チ
ャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器９３
に供給される。
【０２１１】 第２の空中線１ｂから受信される信号群は
受信帯域フィルタ９７により通信チャネル帯域のみの信
号となり、第２の周波数変換器８４によりオフセットの
加えられた局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏで周波数変換され
る。この局部発振周波数は局部発振器８５より供給され
る。この結果、第２のローパスフィルタ８７には周波数
２ｆｃ＋ｆｏと周波数−ｆｏの出力が供給されるが、低
域通過特性により周波数−ｆｏの信号が取り出される。
この信号は第２の利得制御回路８９により所定のレベル
の信号になり、第２のＡ／Ｄ変換器９１に供給される。
ここで、サンプリング発生源９２から周波数ｆｏのｎ倍
の周波数（ｎは整数）のパルス群と、遅延を施した同一
周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリ
ングパルスを得る。これにより、第２のＡ／Ｄ変換器９
１は２次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中
心とするデータに変換され、演算器９３に供給される。
演算器９３においては、双方のデータより周波数ｆｃ−
ｆｏで周波数変換を行なった場合の情報を生成するとと
もに相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出す
る。
受信帯域フィルタ９７により通信チャネル帯域のみの信
号となり、第２の周波数変換器８４によりオフセットの
加えられた局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏで周波数変換され
る。この局部発振周波数は局部発振器８５より供給され
る。この結果、第２のローパスフィルタ８７には周波数
２ｆｃ＋ｆｏと周波数−ｆｏの出力が供給されるが、低
域通過特性により周波数−ｆｏの信号が取り出される。
この信号は第２の利得制御回路８９により所定のレベル
の信号になり、第２のＡ／Ｄ変換器９１に供給される。
ここで、サンプリング発生源９２から周波数ｆｏのｎ倍
の周波数（ｎは整数）のパルス群と、遅延を施した同一
周波数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリ
ングパルスを得る。これにより、第２のＡ／Ｄ変換器９
１は２次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中
心とするデータに変換され、演算器９３に供給される。
演算器９３においては、双方のデータより周波数ｆｃ−
ｆｏで周波数変換を行なった場合の情報を生成するとと
もに相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出す
る。
【０２１２】 （実施の形態２３） 図２６は本発明の第２３の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態に係る
受信回路は、上記第２２の実施の形態に係る受信装置と
殆ど同様の構成を有するから同一の部分については同じ
符号を付することにより詳細な説明を省略する。この第
２３の実施の形態においては、局部発振器が２基設けら
れている。一方の局部発振器８５ａは第２８の実施の形
態の局部発振器８５と同一であり、この局部発振器８５
ａは第１の周波数変換器８３に接続されて当該周波数変
換器８３に局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏを供給する。もう
一方の局部発振器８５ｂは第２の周波数変換器８４に接
続されて当該周波数変換器８４に局部発振周波数ｆｃ−
ｆｏを供給する構成となっている。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態に係る
受信回路は、上記第２２の実施の形態に係る受信装置と
殆ど同様の構成を有するから同一の部分については同じ
符号を付することにより詳細な説明を省略する。この第
２３の実施の形態においては、局部発振器が２基設けら
れている。一方の局部発振器８５ａは第２８の実施の形
態の局部発振器８５と同一であり、この局部発振器８５
ａは第１の周波数変換器８３に接続されて当該周波数変
換器８３に局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏを供給する。もう
一方の局部発振器８５ｂは第２の周波数変換器８４に接
続されて当該周波数変換器８４に局部発振周波数ｆｃ−
ｆｏを供給する構成となっている。
【０２１３】 次に上記第２３の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。第１の空中線１ａから受信
される信号群は受信帯域フィルタ９６により通信チャネ
ル帯域のみの信号となり、第１の周波数変換器８３によ
りオフセットの加えられた局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏで
周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器８
５ａより供給される。この結果、第１のローパスフィル
タ８６には周波数２ｆｃ＋ｆｏと周波数−ｆｏの出力が
供給されるが、低域通過特性により周波数−ｆｏの信号
が取り出される。この信号は第１の利得制御回路８８に
より所定のレベルの信号になり、第１のＡ／Ｄ変換器９
０に供給される。ここで、サンプリング発生源９２から
周波数ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパルス群と、
遅延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス
群によるサンプリングパルスを得る。これにより、第１
のＡ／Ｄ変換器９０は２次サンプリング作用を得て希望
チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器９
３に供給される。
よび作用について説明する。第１の空中線１ａから受信
される信号群は受信帯域フィルタ９６により通信チャネ
ル帯域のみの信号となり、第１の周波数変換器８３によ
りオフセットの加えられた局部発振周波数ｆｃ＋ｆｏで
周波数変換される。この局部発振周波数は局部発振器８
５ａより供給される。この結果、第１のローパスフィル
タ８６には周波数２ｆｃ＋ｆｏと周波数−ｆｏの出力が
供給されるが、低域通過特性により周波数−ｆｏの信号
が取り出される。この信号は第１の利得制御回路８８に
より所定のレベルの信号になり、第１のＡ／Ｄ変換器９
０に供給される。ここで、サンプリング発生源９２から
周波数ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパルス群と、
遅延を施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス
群によるサンプリングパルスを得る。これにより、第１
のＡ／Ｄ変換器９０は２次サンプリング作用を得て希望
チャネル信号を中心とするデータに変換され、演算器９
３に供給される。
【０２１４】 第１の空中線１ｂから受信される信号群は
受信帯域フィルタ９７により通信チャネル帯域のみの信
号となり、第２の周波数変換器８４によりオフセットの
加えられた局部発振周波数ｆｃ−ｆｏで周波数変換され
る。この局部発振周波数は局部発振器８５より供給され
る。この結果、第２のローパスフィルタ８７には周波数
２ｆｃ−ｆｏと周波数ｆｏの出力が供給されるが、低域
通過特性により周波数ｆｏの信号が取り出される。この
信号は第２の利得制御回路８９により所定のレベルの信
号になり、第２のＡ／Ｄ変換器９１に供給される。ここ
で、サンプリング発生源９２から周波数ｆｏのｎ倍の周
波数（ｎは整数）のパルス群と、遅延を施した同一周波
数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリング
パルスを得る。これにより、第２のＡ／Ｄ変換器９１は
２次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心と
するデータに変換され、演算器９３に供給される。演算
器９３においては、双方のデータより周波数ｆｃ−ｆｏ
で周波数変換を行なった場合の情報を生成するとともに
相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出する。
受信帯域フィルタ９７により通信チャネル帯域のみの信
号となり、第２の周波数変換器８４によりオフセットの
加えられた局部発振周波数ｆｃ−ｆｏで周波数変換され
る。この局部発振周波数は局部発振器８５より供給され
る。この結果、第２のローパスフィルタ８７には周波数
２ｆｃ−ｆｏと周波数ｆｏの出力が供給されるが、低域
通過特性により周波数ｆｏの信号が取り出される。この
信号は第２の利得制御回路８９により所定のレベルの信
号になり、第２のＡ／Ｄ変換器９１に供給される。ここ
で、サンプリング発生源９２から周波数ｆｏのｎ倍の周
波数（ｎは整数）のパルス群と、遅延を施した同一周波
数のパルス群の合わされたパルス群によるサンプリング
パルスを得る。これにより、第２のＡ／Ｄ変換器９１は
２次サンプリング作用を得て希望チャネル信号を中心と
するデータに変換され、演算器９３に供給される。演算
器９３においては、双方のデータより周波数ｆｃ−ｆｏ
で周波数変換を行なった場合の情報を生成するとともに
相関演算を行ない、希望信号を共通波として抽出する。
【０２１５】 （実施の形態２４） 図２７は本発明の第２４の実施の形態における受信回路
の構成を示すブロック図である。この実施の形態に係る
受信回路は、上記第２２および第２３の実施の形態に係
る受信装置と基本的に同じ構成を有し、さらに構成を簡
略化したものである。よって上記２つの実施の形態と同
一の部分については同じ符号を付し、簡単に構成の説明
をする。
の構成を示すブロック図である。この実施の形態に係る
受信回路は、上記第２２および第２３の実施の形態に係
る受信装置と基本的に同じ構成を有し、さらに構成を簡
略化したものである。よって上記２つの実施の形態と同
一の部分については同じ符号を付し、簡単に構成の説明
をする。
【０２１６】 図２７において、符号１は空中線であり第
１の空中線１ａと第２の空中線１ｂの複数の空中線から
なる。８１は第１の空中線１ａから受信された第１の受
信信号を受ける第１の受信入力回路、８２は第２の空中
線１ｂから受信された第２の受信信号を受ける第２の受
信入力回路、８８は第１の受信信号についてゲイン調整
を行なう第１の利得制御回路、８９は第２の受信信号に
ついてゲイン調整を行なう第２の利得制御回路、９０は
第１の利得制御回路８８からの出力信号をＡ／Ｄ変換す
る第１のＡ／Ｄ変換器、９１は第２の利得制御回路８９
からの出力信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器、
９２はこれら第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、９１
に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロッ
クを供給する機能と、サンプリングクロックパルス列に
遅延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロック
パルス列とその遅延パルス列とを前記第１および第２の
Ａ／Ｄ変換器９０、９１のサンプリングパルスとして提
供する機能とを有するサンプリング発生源、９３は前記
第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、９１のディジタル
出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演
算器である。第１および第２の受信入力部８１は、それ
ぞれ増幅回路９４、９５と、受信帯域フィルタ ９６、
９７とから構成されている。
１の空中線１ａと第２の空中線１ｂの複数の空中線から
なる。８１は第１の空中線１ａから受信された第１の受
信信号を受ける第１の受信入力回路、８２は第２の空中
線１ｂから受信された第２の受信信号を受ける第２の受
信入力回路、８８は第１の受信信号についてゲイン調整
を行なう第１の利得制御回路、８９は第２の受信信号に
ついてゲイン調整を行なう第２の利得制御回路、９０は
第１の利得制御回路８８からの出力信号をＡ／Ｄ変換す
る第１のＡ／Ｄ変換器、９１は第２の利得制御回路８９
からの出力信号をＡ／Ｄ変換する第２のＡ／Ｄ変換器、
９２はこれら第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、９１
に受信信号の持つ帯域幅に相当する周波数以上のクロッ
クを供給する機能と、サンプリングクロックパルス列に
遅延パルス列を付加する機能と、サンプリングクロック
パルス列とその遅延パルス列とを前記第１および第２の
Ａ／Ｄ変換器９０、９１のサンプリングパルスとして提
供する機能とを有するサンプリング発生源、９３は前記
第１および第２のＡ／Ｄ変換器９０、９１のディジタル
出力データから希望する受信チャネル信号を抽出する演
算器である。第１および第２の受信入力部８１は、それ
ぞれ増幅回路９４、９５と、受信帯域フィルタ ９６、
９７とから構成されている。
【０２１７】 次に上記第２４の実施の形態の動作原理お
よび作用について説明する。第１の空中線１ａから受信
される信号群は受信帯域フィルタ９６により通信チャネ
ル帯域のみの信号となり、この信号は第１の利得制御回
路８８により所定のレベルの信号になり、第１のＡ／Ｄ
変換器９０に供給される。ここで、サンプリング発生源
９２から周波数ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパル
ス群と、遅延を施した同一周波数のパルス群の合わされ
たパルス群によるサンプリングパルスを得る。これによ
り、第１のＡ／Ｄ変換器９０は２次サンプリング作用を
得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、
演算器９３に供給される。
よび作用について説明する。第１の空中線１ａから受信
される信号群は受信帯域フィルタ９６により通信チャネ
ル帯域のみの信号となり、この信号は第１の利得制御回
路８８により所定のレベルの信号になり、第１のＡ／Ｄ
変換器９０に供給される。ここで、サンプリング発生源
９２から周波数ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパル
ス群と、遅延を施した同一周波数のパルス群の合わされ
たパルス群によるサンプリングパルスを得る。これによ
り、第１のＡ／Ｄ変換器９０は２次サンプリング作用を
得て希望チャネル信号を中心とするデータに変換され、
演算器９３に供給される。
【０２１８】第２の空中線１ｂから受信される信号群は
受信帯域フィルタ９７により通信チャネル帯域のみの信
号となり、この信号は第２の利得制御回路８９により所
定のレベルの信号になり、第２のＡ／Ｄ変換器９１に供
給される。ここで、サンプリング発生源９２から周波数
ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパルス群と、遅延を
施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によ
るサンプリングパルスを得る。これにより、第２のＡ／
Ｄ変換器９１は２次サンプリング作用を得て希望チャネ
ル信号を中心とするデータに変換され、演算器９３に供
給される。演算器９３においては、双方のデータより周
波数ｆｃ−ｆｏで周波数変換を行なった場合の情報を生
成するとともに相関演算を行ない、希望信号を共通波と
して抽出する。
受信帯域フィルタ９７により通信チャネル帯域のみの信
号となり、この信号は第２の利得制御回路８９により所
定のレベルの信号になり、第２のＡ／Ｄ変換器９１に供
給される。ここで、サンプリング発生源９２から周波数
ｆｏのｎ倍の周波数（ｎは整数）のパルス群と、遅延を
施した同一周波数のパルス群の合わされたパルス群によ
るサンプリングパルスを得る。これにより、第２のＡ／
Ｄ変換器９１は２次サンプリング作用を得て希望チャネ
ル信号を中心とするデータに変換され、演算器９３に供
給される。演算器９３においては、双方のデータより周
波数ｆｃ−ｆｏで周波数変換を行なった場合の情報を生
成するとともに相関演算を行ない、希望信号を共通波と
して抽出する。
【０２１９】 以上から、本実施の形態によれば、本発明
の根幹をなす局発周波数相補オフセット型周波数変換方
式に加えたスペース・ダイバーシティ機能を実現するこ
とができる。
の根幹をなす局発周波数相補オフセット型周波数変換方
式に加えたスペース・ダイバーシティ機能を実現するこ
とができる。
【０２２０】
【発明の効果】本発明は、上記各実施の形態から明らか
なように、通信システムの有するチャネルの間の谷間と
なる周波数を受信機の局部周波数として直接周波数変換
を行なうとともに、その出力信号に生じる周波数オフセ
ットおよび隣接チャネルの信号が混入するのを防ぐこと
ができるので、結果として受信系の電力を低減し、回路
を簡素化し、消費電力を低減することができる。
なように、通信システムの有するチャネルの間の谷間と
なる周波数を受信機の局部周波数として直接周波数変換
を行なうとともに、その出力信号に生じる周波数オフセ
ットおよび隣接チャネルの信号が混入するのを防ぐこと
ができるので、結果として受信系の電力を低減し、回路
を簡素化し、消費電力を低減することができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図３】本発明の第３の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図４】本発明の第４の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図５】本発明の第５の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図６】本発明の第６の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図７】本発明の第７の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図８】本発明の第８の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図９】本発明の第９の実施の形態における受信回路の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図１０】本発明の第１０の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の第１１の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の第１２の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の第１３の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の第１４の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１５】本発明の第１４の実施の形態におけるトラン
スの概念図
スの概念図
【図１６】本発明の第１５の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の第１５の実施の形態を具体化した受
信回路の構成を示すブロック図
信回路の構成を示すブロック図
【図１８】本発明の第１６の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図１９】本発明の第１７の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２０】本発明の各実施の形態における局部周波数設
定方法を説明するための模式図
定方法を説明するための模式図
【図２１】本発明の第１８の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２２】本発明の第１９の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２３】本発明の第２０の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２４】本発明の第２１の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２５】本発明の第２２の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２６】本発明の第２３の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
【図２７】本発明の第２４の実施の形態における受信回
路の構成を示すブロック図
路の構成を示すブロック図
１ 空中線 ２、３ 周波数変換回路 ４ 局部周波数信号発生回路 ５ 共通波抽出回路 ６ 周波数オフセット回路 ７ オフセット周波数発生回路 ８ フィルタ ９Ａ、９Ｂ バンドパスフィルタ １０Ａ、１０Ｂ Ａ／Ｄ変換器 １１、１２ 直交復調回路 １３ 相関器 １４ フィルタ １５ 第２の周波数変換回路 １６ ディジタル周波数変換回路 １７ ディジタル周波数発生回路 ２０ 受信入力部 ２１、２２ 入力線路 ２３、２４ 積分回路 ２５、２６、３０ 緩衝増幅器 ２７、２８ トランス ２９ 接続点 ４１、４２ 非共通信号検出回路 ４３ 平衡性監視回路 ４４、４５ 合成回路 ４６、４７ 非共通信号除去回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−188929（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−177927（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−226220（ＪＰ，Ａ) “複素計数フィルタを用いた準ダイレ クトコンバージョン受信方式の一検 討”，電子情報通信学会技術研究報告, 1997年２月21日，Ｖｏｌ．96，Ｎｏ. 531，ｐ．89−96 “局発周波数相補オフセット型ダイレ クトコンバージョンに関する一検討”, 1995年電子情報通信学会総合大会講演論 文集，1995年３月10日，通信１，ｐ. 447 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (24)
- 【請求項１】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の周波数変換回路と、前記第１お
よび第２の周波数変換回路に接続され、前記受信信号が
有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持
つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するととも
に、上下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の
周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側
周波数を前記第２の周波数変換回路の変換用周波数入力
として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第１お
よび第２の周波数変換回路に接続され前記第１の周波数
変換回路の出力と前記第２の周波数変換回路の出力の双
方に共通に存在する成分を抽出する共通波抽出回路と、
前記共通波抽出回路に接続され前記共通波抽出回路の出
力に残存する周波数オフセット分を除去する周波数オフ
セット回路と、前記周波数オフセット回路に接続され前
記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成
分を除去するフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項２】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の周波数変換回路と、前記第１お
よび第２の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有
する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ
無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するととも
に、上下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の
周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側
周波数を前記第２の周波数変換回路の変換用周波数入力
として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第１の
周波数変換回路の出力に含まれている周波数オフセット
分を除去する第１の周波数オフセット回路と、前記第２
の周波数変換回路の出力に含まれている周波数オフセッ
トを除去する第２の周波数オフセット回路と、前記第１
の周波数オフセット回路と前記第２の周波数オフセット
回路の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する共通
波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存する不
要周波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項３】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の周波数変換回路と、前記第１お
よび第２の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有
する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ
無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するととも
に、上下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の
周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側
周波数を前記第２の周波数変換回路の変換用周波数入力
として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第１の
周波数変換回路の出力を量子化する第１の量子化手段
と、前記第２の周波数変換回路の出力を量子化する第２
の量子化手段と、前記第１の量子化手段と前記第２の量
子化手段の出力の双方に共通に存在する成分を抽出する
共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路の出力に残存す
る周波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路
と、前記周波数オフセット回路の出力に残存する不要周
波数成分を除去するフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項４】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の周波数変換回路と、前記第１お
よび第２の周波数変換回路に接続され前記受信信号が有
する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ
無線搬送波周波数との中間の周波数を発生するととも
に、上下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の
周波数変換回路の変換用周波数入力として出力し、下側
周波数を前記第２の周波数変換回路の変換用周波数入力
として出力する局部周波数信号発生回路と、前記第１の
周波数変換回路の出力を量子化する第１の量子化手段
と、前記第２の周波数変換回路の出力を量子化する第２
の量子化手段と、前記第１の量子化手段の出力に含まれ
ている周波数オフセット分を除去する第１の周波数オフ
セット回路と、前記第２の量子化手段の出力に含まれて
いる周波数オフセットを除去する第２の周波数オフセッ
ト回路と、前記第１の周波数オフセット回路と前記第２
の周波数オフセット回路の出力の双方に共通に存在する
成分を抽出する共通波抽出回路と、前記共通波抽出回路
の出力に残存する不要周波数成分を除去するフィルタと
を備えた受信回路。 - 【請求項５】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の直交復調回路と、前記第１およ
び第２の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する
無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線
搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上
下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の直交復
調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を
前記第２の直交復調回路の変換用周波数入力として出力
する局部周波数信号発生回路と、前記第１および第２の
直交復調回路に接続され前記第１の直交復調回路のＩ出
力と前記第２の直交復調回路のＩ出力の双方に共通に存
在する成分を抽出する第１の共通波抽出回路と、前記第
１および第２の直交復調回路に接続され前記第１の直交
復調回路のＱ出力と前記第２の直交復調回路のＱ出力の
極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出する第
２の共通波抽出回路と、前記第１の共通波抽出回路で抽
出したＩ出力に残存する周波数オフセット分を除去する
第１の周波数オフセット回路と、前記第２の共通波抽出
回路で抽出したＱ出力に残存する周波数オフセット分を
除去する第２の周波数オフセット回路と、前記第１の周
波数オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を
除去する第１のフィルタと、前記第２の周波数オフセッ
ト回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する第２
のフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項６】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の直交復調回路と、前記第１およ
び第２の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する
無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線
搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上
下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の直交復
調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を
前記第２の直交復調回路の変換用周波数入力として出力
する局部周波数信号発生回路と、前記各直交復調回路の
Ｉ出力とＱ出力に共通に含まれている周波数オフセット
分を除去する第１および第２の周波数オフセット回路
と、前記第１の周波数オフセット回路のＩ出力と前記第
２の周波数オフセット回路のＩ出力の双方に共通に存在
する成分を抽出する第１の共通波抽出回路と、前記第１
の直交復調回路のＱ出力と前記第２の直交復調回路のＱ
出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽出
する第２の共通波抽出回路と、前記各共通波抽出回路の
出力に残存する不要周波数成分を除去する第１および第
２のフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項７】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の直交復調回路と、前記第１およ
び第２の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する
無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線
搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上
下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の直交復
調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を
前記第２の直交復調回路の変換用周波数入力として出力
する局部周波数信号発生回路と、前記第１の直交復調回
路のＩ出力とＱ出力をそれぞれ量子化する第１および第
２の量子化手段と、前記第２の直交復調回路のＩ出力と
Ｑ出力をそれぞれ量子化する第３および第４の量子化手
段と、前記第１および第３の量子化手段のＩ出力に共通
に存在する成分を抽出する第１の共通波抽出回路と、前
記第２の量子化手段のＱ出力と前記第４の量子化手段の
Ｑ出力の極性反転出力の双方に共通に存在する成分を抽
出する第２の共通波抽出回路と、前記第１の共通波抽出
回路で抽出したＩ出力に残存する周波数オフセット分を
除去する第１の周波数オフセット回路と、前記第２の共
通波抽出回路で抽出したＱ出力に残存する周波数オフセ
ット分を除去する第２の周波数オフセット回路と、前記
第１の周波数オフセット回路の出力に残存する不要周波
数成分を除去する第１のフィルタと、前記第２の周波数
オフセット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去
する第２のフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項８】 空中線により受信される受信信号を入力
とする第１および第２の直交復調回路と、前記第１およ
び第２の直交復調回路に接続され前記受信信号が有する
無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線
搬送波周波数との中間の周波数を発生するとともに、上
下の２波の周波数のうち上側周波数を前記第１の直交復
調回路の変換用周波数入力として出力し、下側周波数を
前記第２の直交復調回路の変換用周波数入力として出力
する局部周波数信号発生回路と、前記第１の直交復調回
路のＩ出力とＱ出力をそれぞれ量子化する第１および第
２の量子化手段と、前記第２の直交復調回路のＩ出力と
Ｑ出力をそれぞれ量子化する第３および第４の量子化手
段と、前記各量子化手段のＩ出力とＱ出力に残存する周
波数オフセット分を除去する周波数オフセット回路と、
前記周波数オフセット回路のＩ出力に共通に存在する成
分を抽出する第１の共通波抽出回路と、前記周波数オフ
セット回路のＱ出力とこのＱ出力の極性反転出力の双方
に共通に存在する成分を抽出する第２の共通波抽出回路
と、前記第１の共通波抽出回路の出力に残存する不要周
波数成分を除去する第１のフィルタと、前記第２の共通
波抽出回路の出力に残存する不要周波数成分を除去する
第２のフィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項９】 共通波抽出回路の代わりに相互相関を演
算する相関器を備え、この相関器は量子化手段または周
波数オフセット回路の出力に接続されたことを特徴とす
る請求項３、４、７、８のいずれかに記載の受信回路。 - 【請求項１０】 受信信号を入力する周波数変換回路を
第１の周波数変換回路のみとし、前記第１の周波数変換
回路による周波数変換後に、他の周波数変換回路によ
り、前記第１の周波数変換回路により周波数変換を行な
わなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必
要な２つの周波数変換出力を確保することを特徴とする
請求項１または２記載の受信回路。 - 【請求項１１】 ディジタル周波数変換回路をさらに備
え、受信信号を入力する周波数変換回路を第１の周波数
変換回路のみとするとともに前記第１および第２の量子
化手段のうち一つの量子化手段のみを使用し、前記量子
化手段による量子化後に、前記ディジタル周波数変換回
路により、前記第１の周波数変換回路により周波数変換
を行なわなかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽
出に必要な２つの周波数変換ディジタル出力を確保する
ことを特徴とする請求項３または４記載の受信回路。 - 【請求項１２】 周波数変換回路をさらに備え、受信信
号を入力するために前記第１および第２の直交復調回路
のうち一つの直交復調回路のみを使用し、前記直交復調
回路の２つの出力をそれぞれ周波数変換回路により周波
数変換を施すことにより、直交復調を行なわなかった側
の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要な２つの直
交復調出力を確保することを特徴とする請求項５または
６記載の受信回路。 - 【請求項１３】 ディジタル周波数変換回路をさらに備
え、受信信号を入力するために前記第１および第２の直
交復調回路のうち一つの直交復調回路のみを使用すると
ともに量子化手段も第２および第３の量子化手段のみと
し、前記量子化手段による量子化後に、これらの量子化
手段の２つの出力をそれぞれディジタル周波数変換回路
により周波数変換を施すことにより、直交復調を行なわ
なかった側の周波数変換出力を得て、共通波抽出に必要
な２つの直交復調出力を確保することを特徴とする請求
項７または８記載の受信回路。 - 【請求項１４】 空中線により受信される受信信号を入
力とする第１および第２の周波数変換回路と、前記第１
および第２の周波数変換回路に接続され、受信号を受け
る空中線と、前記受信信号を入力とする第１および第２
の周波数変換回路と、前記受信信号が有する無線搬送波
周波数と隣接する上下のチャネルの持つ無線搬送波周波
数との中間の周波数を発生するとともに、上下の２波の
周波数のうち上側周波数を前記第１の周波数変換回路の
変換用周波数入力として出力し、下側周波数を前記第２
の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力する局
部周波数信号発生回路と、前記第１の周波数変換回路お
よび第２の周波数変換回路の出力をそれぞれ入力線路を
通じて受けるローパス・フィルタを兼ねた第１の積分回
路および第２の積分回路と、前記第１の積分回路および
第２の積分回路の出力をそれぞれ受ける第１の緩衝増幅
器および第２の緩衝増幅器と、前記第１の緩衝増幅器お
よび第２の緩衝増幅器のそれぞれの出力を一次コイルの
一端に受ける構造の相等しい第１のトランスおよび第２
のトランスと、前記第１のトランスおよび第２のトラン
スの一次コイルの他端は双方ともに交流的に接地し、二
次コイルは一次コイルの極性に極性を合わせて並列に接
続するとともに、一次コイルの極性に等しい一端を出力
端子とし、他端を接地し、前記第１のトランスおよび第
２のトランスの出力を受ける第３の緩衝増幅器と、前記
第３の緩衝増幅器の出力に残存する周波数オフセット分
を除去する周波数オフセット回路と、前記周波数オフセ
ット回路の出力に残存する不要周波数成分を除去するフ
ィルタとを備えた受信回路。 - 【請求項１５】 空中線により受信される受信信号を入
力とする第１および第２の周波数変換回路と、前記受信
信号が有する無線搬送波周波数と隣接する上下のチャネ
ルの持つ無線搬送波周波数との中間の周波数を発生する
とともに、上下の２波の周波数のうち上側周波数を前記
第１の周波数変換回路の変換用周波数入力として出力
し、下側周波数を前記第２の周波数変換回路の変換用周
波数入力として出力する局部周波数信号発生回路と、前
記第１の周波数変換回路および第２の周波数変換回路の
出力をそれぞれ入力線路を通じて受ける第１および第２
の差動増幅器と、前記第１および第２の差動増幅器の出
力をそれぞれ対応して受けるローパス・フィルタを兼ね
た第１および第２の積分回路と、前記第１および第２の
積分回路の出力を供給する第１および第２の緩衝増幅器
と、前記第１および第２の緩衝増幅器の負入力側に出力
側からそれぞれに帰還を掛ける手段と、前記第１および
第２の緩衝増幅器のそれぞれの出力を一次コイルの一端
に受ける構造の相等しい第１および第２のトランスと、
前記第１および第２のトランスの一次コイルの他端を少
なくとも交流的に接地し、二次コイルは一次コイルの極
性に極性を合わせて並列に接続するとともに、一次コイ
ルの極性に等しい一端を出力端子とし、他端を少なくと
も交流的に接地し、前記第１および第２のトランスの出
力を受ける第３の緩衝増幅器と、前記第３の緩衝増幅器
の出力と前記第１の周波数変換回路の出力と第２の周波
数変換回路の出力との平均とを比較して第１の周波数変
換回路の出力と第２の周波数変換回路の出力とに修正を
加える手段と、前記第３の緩衝増幅器の出力が前記第１
の周波数変換回路の出力または第２の周波数変換回路の
出力との間に発生する差を修正するように前記第１の周
波数変換回路の出力または第２の周波数変換回路の出力
側にそれぞれ帰還する手段と、前記第３の緩衝増幅器の
出力に残存する周波数オフセット回路分を除去する周波
数オフセット回路と、前記周波数オフセット回路の出力
に残存する不要周波数成分を除去するフィルタとを備え
た受信回路。 - 【請求項１６】 一次コイルの極性に等しい二次コイル
の一端を第３の緩衝増幅器に接続する代わりに、一次コ
イルの極性と異なる二次コイルの一端を第３の緩衝増幅
器に接続したことを特徴とする請求項１４記載の受信回
路。 - 【請求項１７】 一次コイルの極性に等しい二次コイル
の一端を第３の緩衝増幅器に接続する代わりに、一次コ
イルの極性と異なる二次コイルの一端を第３の緩衝増幅
器に接続したことを特徴とする請求項１５記載の受信回
路。 - 【請求項１８】 受信希望信号の搬送波周波数に等しい
第１の周波数信号源と、この第１の周波数信号源からの
信号を受けこの信号の周波数におけるπ／２の位相量を
移相する第１の移相手段と、周波数チャネル間隔の１／
２の値に等しい第２の周波数信号源と、この第２の周波
数信号源からの信号を受けこの周波数におけるπ／２の
位相量を移相する第２の移相手段と、前記第１および第
２の周波数信号源からの２信号を入力とする乗算器と、
前記前記第１および第２の移相手段からの２信号を入力
とする乗算器とからなる第１の直交変調器と、前記２種
類の周波数信号の一方だけを移相手段から受ける２基の
乗算器からなる第２の直交変調器とから構成され、前記
周波数オフセット回路に接続された局部周波数発生手段
をさらに有することを特徴とする請求項１乃至１３のい
ずれかに記載の受信回路。 - 【請求項１９】 受信希望信号の搬送波周波数に等しい
第１の周波数信号源と、この第１の周波数信号源からの
信号を受けこの信号の周波数におけるπ／２の位相量を
移相する第１の移相手段と、周波数チャネル間隔の１／
２の値に等しい第２の周波数信号源と、この第２の周波
数信号源からの信号を受けこの周波数におけるπ／２の
位相量を移相する第２の移相手段と、前記第１および第
２の周波数信号源からの２信号を入力とする乗算器と、
前記２基の乗算器の一方だけの出力を極性反転し他の乗
算器の出力と加算する手段とから構成し、前記周波数オ
フセット回路に接続された局部周波数発生手段を有する
ことを特徴とする請求項１乃至１３のいずれかに記載の
受信回路。 - 【請求項２０】 受信希望信号の搬送波周波数に等しい
周波数信号源と、この信号を受けこの信号の周波数にお
けるπ／２の位相量を移相する移相手段と、前記周波数
信号を移相手段から受ける２基の乗算器からなる直交変
調器と、前記２基の乗算器の一方だけの出力を極性反転
し他の乗算器の出力と加算する手段と、から構成した前
記周波数オフセット回路に接続された局部周波数発生手
段を有することを特徴とする請求項１乃至１３のいずれ
かに記載の受信回路。 - 【請求項２１】 周波数変換回路または直交復調回路に
より得られた第１の受信信号と第２の受信信号をおのお
のＡ／Ｄ変換する手段と、そのディジタル出力を受ける
第１および第２のフーリエ変換器と、各フーリエ変換器
のそれぞれ周波数成分ごとに出力を受ける相関器と、得
られた相関器出力を受ける重み付け関数器と、この重み
付け関数器の出力を受ける重み付け値乗算器と、前記第
１のフーリエ変換出力と第２のフーリエ変換出力を受け
る加算器と、その加算結果を前記乗算器に入力する手段
と、前記重み付け値乗算器の出力を受ける逆フーリエ変
換器とを備え、逆フーリエ変換出力をもって希望波抽出
結果とすることを特徴とする請求項１乃至１３のいずれ
かに記載の受信回路。 - 【請求項２２】 複数の空中線から受信信号を受ける受
信入力回路と、この受信信号を入力とする第１および第
２の周波数変換手段と、前記第１および第２の周波数変
換手段に希望波搬送波周波数にチャネル間隔周波数の１
／２の周波数オフセットを施した周波数で出力を提供す
る局部発振器と、前記第１および第２の周波数変換手段
からおのおのの信号を得る第１および第２のＡ／Ｄ変換
器と、前記Ａ／Ｄ変換器に受信信号の持つ帯域幅に相当
する周波数以上のクロックを供給するサンプリングクロ
ック発生器と、前記サンプリングクロック発生器からの
パルス列に遅延パルス列を付加する回路と、このサンプ
リングクロック発生器からのパルス列と前記遅延パルス
列とを前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリン
グパルスとしてそれぞれ提供する手段と、前記第１およ
び第２のＡ／Ｄ変換器のディジタル出力データから希望
する受信チャネル信号を抽出する手段とを有することを
特徴とする受信回路。 - 【請求項２３】 前記第１および第２の周波数変換手段
に供給する局部発振器を独立に設け、各局部発振周波数
を希望波搬送波周波数を中心にチャネル間隔周波数の１
／２の周波数オフセットを正負に施した周波数とするこ
とを特徴とする請求項２２記載の受信回路。 - 【請求項２４】 前記複数の受信信号中の２つの受信信
号を周波数変換することなく前記第１および第２のＡ／
Ｄ変換器に供給するとともに、前記第１および第２のＡ
／Ｄ変換器に周波数変換機能を持たせたことを特徴とす
る請求項２２記載の受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31315995A JP3231235B2 (ja) | 1994-11-30 | 1995-11-30 | 受信回路 |
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29718094 | 1994-11-30 | ||
| JP6-297180 | 1994-11-30 | ||
| JP6625395 | 1995-03-24 | ||
| JP7-66253 | 1995-10-26 | ||
| JP7-278513 | 1995-10-26 | ||
| JP27851395 | 1995-10-26 | ||
| JP31315995A JP3231235B2 (ja) | 1994-11-30 | 1995-11-30 | 受信回路 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001238504A Division JP3655222B2 (ja) | 1994-11-30 | 2001-08-06 | 受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09181782A JPH09181782A (ja) | 1997-07-11 |
| JP3231235B2 true JP3231235B2 (ja) | 2001-11-19 |
Family
ID=27464685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31315995A Expired - Fee Related JP3231235B2 (ja) | 1994-11-30 | 1995-11-30 | 受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3231235B2 (ja) |
-
1995
- 1995-11-30 JP JP31315995A patent/JP3231235B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| "局発周波数相補オフセット型ダイレクトコンバージョンに関する一検討"，１９９５年電子情報通信学会総合大会講演論文集，１９９５年３月１０日，通信１，ｐ．４４７ |
| "複素計数フィルタを用いた準ダイレクトコンバージョン受信方式の一検討"，電子情報通信学会技術研究報告，１９９７年２月２１日，Ｖｏｌ．９６，Ｎｏ．５３１，ｐ．８９−９６ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09181782A (ja) | 1997-07-11 |
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