WO2003090368A1 - Procede de reception heterodyne de type annulation de signaux d'image et procede de reception par multiplexage en frequence orthogonale de conversion directe - Google Patents

Description

明 細 書 イ メ ージ信号キャ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式およ びダイ レク ト コ ン パージ ョ ン直交周波数分割多重受信方式 技術分野

本発明は、 イ メ ージ信号キャ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式およびダ ィ レク ト コ ンバージ ョ ン直交周波数分割多重受信方式に関する も のであ る。 背景技術

従来のイ メージ信号キヤ ンセル型ヘテロ ダイ ン受信方式は、 第 1 6 図 に示すよ う になっ てい る。 すなわち 、 ア ンテナな ど によ り 受信した高周 波信号が、 バ ン ドパス フ ィ ル夕 4 1 によ り 必要な周波数帯域の信号が取 り 出された後、 高周波増幅器 3 1 によ り 増幅さ れ、 ミ キサ 2 l a , 2 1 b に供給される 。 第 1 局部発振器 1 1 にお いては、 受信 した高周波信号 を中間周波信号に変換するための信号を発振 し、 その信号は移相器 5 1 によ り 位相が互い に 9 0 度ずれた 2 相の信号に変換さ れ、ミ キサ 2 1 a , 2 1 b に供給さ れる。 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b においては、 増幅さ れた高 周波信号と、 移相器 5 1 か ら 出力される 2 相の信号の混合が行なわれ、 それ ら の信号の周波数の差を周波数とする信号が 2 相の信号と して取 り 出さ れる。 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b の出力信号は、 バン ドパス フ ィ ル夕 4 2 a , 4 2 b に入力 され、 受信 したい信号およ びそのィ メ 一ジ信号のみ が通過し、 中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b が出力 される。

中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b は、 中間周波増幅器である増 幅器 3 2 a ， 3 2 b によっ てそれぞれ増幅されて、 中間周波増幅器出力 信号 9 5 a ， 9 5 b が生成される。 中間周波増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 b は、 変調器 5 3 において、 第 2 局部発振器 1 3 の 出力である 2 相の 局部発振器出力信号 9 2 a , 9 2 b によ り 変調され、 イ メ ージ信号は除 去され、 所望の受信信号に対する ベースバン ド信号 9 6 a , 9 6 b が得 られる。 ベ一スバ ン ド信号 9 6 a , 9 6 b は復調器 6 1 に入力 され、 デ ィ ジタル信号が復調される。

ィ メージ信号キヤ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式は低 I F方式と も呼 ばれ、 ヘテロ ダイ ン方式の利点を持ちなが ら 中間周波フ ィ ルタであるパ ン ドパス フ ィ ルタ 4 2 a ， 4 2 b の実現が特に小型化の観点か ら容易で あ る と いっ た利点を持っ ている。 イ メージ信号キャ ンセル型へテロダイ ン受信方式においては、 2 相の中間周波信号であ る 中間周波増幅器入力 信号 9 4 a , 9 4 b をそれぞれ増幅する必要があ るが、 今までは、 それ ら を別々 の増幅器 3 2 a , 3 2 b によ り 増幅していた。

しか し、従来のィ メージ信号キャ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式では、 中間周波増幅器であ る増幅器 3 2 a ， 3 2 b において可変利得増幅器を 使用する必要があ るが、 2 相の中間周波信号を別々 の増幅器 3 2 a , 3 2 b で増幅する ので、 二つの可変利得増幅器であ る増幅器 3 2 a ， 3 2 b の利得を精度良 く 一致させる こ とが困難であ っ た。 こ の こ とが原因 し て、 従来のイ メ ージ信号キャ ンセル型へテロダイ ン受信方式は、 高いィ メ 一ジ信号除去比を実現する こ とが困難であっ た。

また、 従来のダイ レク ト コ ンバージ ョ ン直交周波数分割多重受信方式 は、 第 1 7 図に示すよ う になつ ている。 すなわち 、 ア ンテナな どによ り 受信 した高周波信号は、 バン ドパス フィ ルタ 4 1 によ り 必要な周波数帯 域の信号が取 り 出 された後、 高周波増幅器 3 1 によ り 増幅さ れ、 ミ キサ 2 1 a , 2 l b に供給される。 第 1 局部発振器 1 1 においては、 受信し た高周波信号をベースバン ド信号に変換するための信号を発振し、 その 信号は移相器 5 1 によ り 位相が互い に 9 0度ずれた 2 相の信号に変換さ れ、 ミ キサ 2 l a , 2 l b に供給される。 ミ キサ 2 1 a， 2 l b にお）^ ては、 増幅された高周波信号 と、 移相器 5 1 か ら 出力 される 2相の信号 の混合が行なわれ、ベースバン ド信号が 2相の信号と して取 り 出される。 ミ キサ 2 1 a， 2 l b の出力信号は、 バ ン ドパス フ ィ ルタ 4 2 a， 4 2 b に入力 さ れ、 受信したい帯域の信号のみが通過 し、 ベースバン ド信号 9 8 a , 9 8 bが出力 さ れる。

ベースパ ン ド信号 9 8 a， 9 8 b は、 それぞれ増幅器 3 2 a , 3 2 b によっ て増幅される こ と によっ て 2 相のベースバン ド 出力信号 9 0 a , 9 0 b が生成される。 ベースバン ド 出力信号 9 0 a , 9 0 b は、 高速フ — リ エ変換演算器 （以下、 F F T演算器 と記す） 6 2 においてサンプリ ングおよび F F T演算がな される。 F F T演算器 6 2 の出力信号は復調 器 6 4 に送 られ、 判定されたシ ンポルが出力データ と して出力 さ れる。

ダイ レ ク ト コ ンパ一ジ ョ ン直交周波数分割多重受信方式は、 受信装置 の小型化が容易であ る と いっ た利点を持っ ている。 ダイ レク ト コ ンバー ジ ョ ン直交周波数分割多重受信方式においては、 2 相のベースバン ド信 号をそれぞれ増幅する必要があ るが、 従来は、 それ ら が別々 の増幅器 3

2 a , 3 2 b によ り 増幅されていた。

ダイ レ ク ト コ ンパージ ョ ン直交周波数分割多重受信方式では、 ベース バン ド増幅器であ る増幅器 3 2 a , 3 2 b において可変利得増幅器を使 用する必要があ るが、 2相のベースパン ド信号を別々 の増幅器 3 2 a，

3 2 bで増幅する ので、 二つの可変利得増幅器であ る増幅器 3 2 a , 3 2 b の利得を精度良く 一致させる こ とがあ ま り容易ではなかっ た。 直交 周波数分割多重 （以下、 O F D Mと記す） によ り 変調さ れた信号を受信 する際、 これら の利得の不一致はサブキャ リ ア同士の干渉を招いて し ま う ので、 これら の利得を あ る程度揃える こ とが必要であ り 、 大変であつ た。 また、 これ ら の利得の不一致誤差がサブキャ リ ア同士の非干渉化性 能を悪化させていた。

こ の現象を説明する。 第 1 7 図は、 従来のダイ レク ト コ ンバージョ ン 直交周波数分割多重受信方式の構成を示している。 O F D Mによ り 変調 された高周波信号は、 ミ キサ 2 1 a ， 2 l b によ り べ一スバ ン ド信号 9 8 a , 9 8 b に変換される。 今、 f c + f l の周波数のサブキャ リ ア に 対して変調してあ る信号の値を s a、 f c 一 f 1 の周波数のサブキヤ リ ァ に対 して変調 してあ る信号の値を s b とする。 ただ し、 s aおよび s b は複素数であ る 。 そ して、 ベ一スパン ド信号 9 8 a， 9 8 b に含まれ る周波数 f l 成分は、 適当な複素数 p a , p b を用 いて、 それぞれ下記 数 1 となる。

[数 1 ]

Re{p a * s a + p b * s b }+ j * Im{ p a * s a - p b * s }

Re{ p a * s a - p b * s b } - j * Im{ p a * s a + p b * s b }

なお、 上記数 1 において、 j は純虚数を表すも の と し、 *は掛け算を表 すも ので、 以下においても 同様であ る。 また、 Re, Im はそれぞれ { } 内の実部， 虚部を表すも の と し、 以下において も 同様であ る。

高周波信号の受信時においてフ エージングが発生する と、複素数 P a， p b の値は変化する。 場合によっ ては、 片方の値が極端に小さ く なつ た り する 。 増幅器 3 2 a , 3 2 b のゲイ ンをそれぞれ g a , g b ( と も に 実数） とする と、 F F T演算器 6 2 にょっ て算出 される じ + 1 ぉょ び f c ― f 1 の成分は、 それぞれ下記数 2 となる。

[数 2 ]

( g a + g b )*p a * s a + ( g a 一 g b )*p b * s b ,

( g a - g b )*P a * s a + ( g a + g b )*p b * s b

したがって の a と g b の値を精度よ く 揃える こ とができれば、 f c + f 1 の周波数のサブキャ リ ア に対して変調 してあ る信号 と f c - f 1 の 周波数のサブキヤ リ ァ に対して変調 してあ る信号を干渉な く 再生する こ' とができる。 しか し、 g a の値と g b の値にずれが存在する場合、 干渉 が発生 し、 互いの信号を精度よ く 分離する こ とができな く なる。

本発明は、 髙ぃィ メ 一ジ信号除去比を簡易な構成で安価に実現する こ とができるィ メ 一ジ信号キヤ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式を提供する こ と を 目的と してい る。 また、 本発明は、 サブキャ リ ア同士の非干渉化 を容易に実現する こ とができ る ダイ レク ト コ ンバ一ジ ョ ン直交周波数分 割多重受信方式を提供する こ と を他の 目的 と している。 発明の開示

本発明の第 1 の特徴は、 ア ンテナな どによ り 受信され増幅された高周 波信号に対して、 局部発振さ れた位相の異なる 2 相の第 1 局部発振器出 力信号を混合 ύて 2 相の中間周波数信号を形成し、 2 相の中間周波信号 に対して二つ の互い に直交する変調用直交信号に よ り 変調を掛けた信号 を足 し合わせて一つの合成信号を作成 し、 合成信号に対 して増幅を行な つ て中間周波増幅器出力信号を生成し、 変調用直交信号に よ り それぞれ 中間周波増幅器出力信号を ΐ調する と共に局部発振された位相の異なる 2 相の第 2 局部発振器出力信号を混合する こ と によ り イ メ ージ信号が除 去された所望のベースバン ド信号を形成し、 ベ一スパン ド信号を復調す る こ と にあ る 。

なお、 互い にィ メージ信号 となる二つの周波数帯の信号を同時に受信 する よ う にする こ と もできる。

また、 本発明の第 2 の特徴は、 ア ンテナな どによ り 受信され増幅され た高周波信号に対 して、 局部発振された位相の異なる 2 相の第 1 局部発 振器出力信号を混合して 2 相の中間周波数信号を形成し、 2 相の中間周 波信号に対して二つの互い に直交する変調用直交信号によ り 変調を掛け た信号を足し合わせて一つの合成信号を作成し、 合成信号に対して増幅 を行ない中間周波増幅器出力信号を生成 し、 位相の異なる 2 相の第 2 局 部発振器出力信号に対して変調用直交信号によ り 変調を掛けた信号に よ つ てそれぞれ中間周波増幅器出力信号を変調する こ と によ り 、 イ メージ 信号が除去された所望のベースパン ド信号を形成 し、 ベ一スパン ド信号 を復調する こ と に あ る。

なお、 互い にィ メ 一ジ信号 となる二つの周波数帯の信号を同時に受信 する よ う にする こ と もでき る。

また、 本発明 において、 二つの互い に直交する変調用直交信号と して 互いに位相が 9 0 度ずれてい る矩形波または正弦波を用 いる こ とができ る 。

さ ら に、 本発明 において、 二つの互い に直交する変調用直交信号と し て、 それぞれ U，一 ι , ι , - 1 , 1 , 1 , - 1 ,一 1}および U，i，— ι，— ι , ι , - 1 , 1 ,一 1} を系列 とする 2 値信号を用 いる こ と もできる。

第 1 , 第 2 の特徴においては、 2 相の中間周波信号を一つの増幅器に よ り それぞれ増幅する こ と によ り 、 2 相の間の中間周波増幅における利 得の差をな く す こ とができ、 ィ メ一ジ信号キヤ ンセル型へテロダイ ン受 信方式において高いィ メージ信号除去比を実現する こ とができる。 二つ の入力信号を一つの増幅器でそれぞれ増幅する手段と しては、 互い に直 交する二つの信号によ り 二つの入力信号に対して変調 を掛け、 その出力 同士を足し合わせた信号を一つの増幅器で増幅 し、 増幅器の出力信号を 先の互いに直交する二つの信号によ り 変調を掛ける こ と によ り 、 それぞ れの入力信号に対 して増幅された信号を得る こ とができ る。

また、 本発明の第 3 の特徴は、 直交周波数分割多重によ り 変調された 高周波信号を周波数が受信信号の中心周波数に等 し く 互いに位相が 9 0 度ずれた 2 相の局部発振器出力信号によ り それぞれ変調する こ と によ つ て 2 相のベースバ ン ド信号を形成し、 2 相のベースバ ン ド信号に対して 二つの互い に直交する変調用直交信号によ り 変調を掛けた信号を足 し合 わせて一つの合成信号を作成し、 合成信号に対して増幅を行ない合成信 号増幅器出力信号を生成し、 変調用直交信号によ っ て合成信号増幅器出 力信号を変調 し、 変調された合成信号増幅器出力信号にフー リ エ変換を 掛けた結果を も と に、 直交周波数分割多重に対する復調を行なう こ と に ある。

さ ら に、 本発明の第 4 の特徴は、 直交周波数分割多重によ り 変調され た高周波信号を、 周波数が受信信号の中心周波数に等 し く 互いに位相が 9 0 度ずれた 2 相の局部発振器出力信号によ り それぞれ変調する こ と に よ り 2 相のベースバン ド信号を形成し、 2 相のベースバン ド信号に対し て、 二つの互いに直交する変調用直交信号によ り 変調を掛けた信号を足 し合わせて一つの合成信号を作成し、 合成信号に対して増幅を行なっ て 合成信号増幅器出力信号を生成し、， 合成信号増幅器出力信号に対 してフ 一リ エ変換を掛けた結果を も と に、 直交周波数分割多重に対する復調を 行なう こ と に あ る。

なお、 二つの互いに直交する変調用直交信号と して、 それぞれ {0，1，0 , 一 1}および { 1 , 0，一 1 , 0}を系列とする 3 値信号を用 いる こ とができ る。 第 3 , 第 4 の特徴によれば、 2 相のベ一スパン ド信号を一つの増幅器 によ り それぞれ増幅する こ とによ り 、 2 相の間のベースパン ド増幅にお ける利得の差をな く す こ とができ、 ダイ レク ト コ ンバ一ジョ ン直交周波 数分割多重受信方式においてサブキヤ リ ァ同士の高い非干渉性能を実現 する こ とができ る 。 二つの入力信号を一つの増幅器でそれぞれ増幅する 手段と しては、 互いに直交する二つの信号によ り 二つの入力信号に対 し て変調を掛け、 その出力同士を足 し合わせた信号を一つの増幅器で増幅 し、 増幅器の出力信号 （合成出力信号） を先の互いに直交する二つの信 号によ り 変調を掛ける こ と によ り 、 それぞれの入力信号に対 して増幅さ れた信号を得る こ とができ る。

また、 前出の互いに直交する二つの信号の信号列を、 それぞれ {0， 1,0, 一 1}および {1，0,— 1,0}を系列 とする 2値信号列 とする こ とよ り 、 受信信 号のサイ ン成分およびコサイ ン成分の増幅における ク ロス トーク が、 受 信信号の位相回転 と して現れるため、 実質的に信号受信における信号処 理に対 して何 ら影響を及ぼさな く なる。

さ ら に、 前出の互い に直交する二つの信号の信号列 を、 それぞれ {0,1，0： 一 1}および {1,0，一 1,0}を系列 とする 2値信号列の信号 レー ト を受信する O F D M信号の最大サブキャ リ ア周波数の 4倍以上とする ので、 合成出 力信号はベースバン ド信号を 2値信号列の信号レー ト の 1 4倍だけ周 波数がシフ ト し、 片側周波数帯域の信号 と して扱える ため、 合成出力信 号に対 してフ 一 リ エ変換を掛ける こ と によ り O F D Mに対する復調を行 な う こ とができ る。 図面の簡単な説明

第 1 図は、 本発明の第 1 実施例であるイ メージ信号キャ ンセル型へテ 口 ダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ る。

第 2 図は、 第 1 実施例における変調器を示すブロ ッ ク 図であ る。

第 3 図は、 変調用直交信号の第 1 の例と、 二つの変調用直交信号の相 互相関関数を示す信号波形図であ る 。

第 4 図は、 変調用直交信号の第 2 の例と、 二つの変調用直交信号の相 互相関関数を示す信号波形図であ る。

第 5 図は、 本発明の第 2実施例であ るイ メージ信号キャ ンセル型へテ 口ダイ ン受信方式の構成を示すプロ ッ ク 図である 。 第 6 図は、 第 2 実施例における受信信号を示す信号波形図であ る。 第 7 図は、 第 2 実施例における変調器を示すプロ ッ ク図である。

第 8 図は、 本発明の第 3 実施例であるイ メ ージ信号キャ ンセル型へテ 口ダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ る。

第 9 図は、 第 3 実施例における変調器を示すブロ ッ ク図である。

第 1 0 図は、 本発明の第 4 実施例であ るイ メ ージ信号キャ ンセル型へ テロ ダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ る。

第 1 1 図は、 第 4 実施例における変調器を示すブロ ッ ク 図である 。 第 1 2 図は、 第 5 実施例である ダイ レク ト コ ンパ一ジョ ン直交周波数 分割多重受信方式の構成を示すプロ ッ ク図であ る。

第 1 3 図は、第 5 実施例における変調用直交信号を示すグラ フである。 第 1 4 図は、 第 6 実施例であ る ダイ レク ト コ ンバージョ ン直交周波数 分割多重受信方式の構成を示すプロ ッ ク 図であ る。

第 1 5 図は、 第 6 実施例における信号スペク ト ルを示す信号波形図で あ る。

第 1 6 図は、 従来のイ メージ信号キャ ンセル型へテロダイ ン受信方式 の構成を示すプロ ッ ク 図である。

第 1 7 図は、 従来のダイ レク ト コ ンバージ ョ ン直交周波数分割多重受 信方式の構成を示すブロ ッ ク図であ る。 発明 を実施するための最良の形態

1 . 第 1 実施例

第 1 図は、 本発明の第 1 実施例であ るイ メ ージ信号キャ ンセル型へテ 口 ダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ り 、 ク オ ド ラチヤ フ エ ーズ シフ ト キー ング （以下、 Q P S K と記す） によ り ディ ジタル変 調された高周波信号を受信する受信装置の う ち の、 高周波信号を入力 し てか ら ディ ジタル信号を出力する までの部分であ る。 第 2 図は、 第 1 図 における変調器 5 3 のブロ ッ ク 図である。 中間周波数に対するイ メ ージ 信号は変調器 5 3 における加算器 7 3 a， 7 3 b において相殺している ので、 高いイ メ ージ信号除去比を得るため には、 高周波信号か ら 中間周 波増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 b までの利得を揃える必要がある 。

ア ンテナな どによ り 受信 した高周波信号は、 バン ドパス フ ィ ルタ 4 1 によ り 必要な周波数帯域の信号が取 り 出さ れた後、 高周波増幅器 3 1 に よ り 増幅され、 ミ キサ 2 l a , 2 l b に供給される。 第 1 局部発振器 1 1 においては、 受信 した高周波信号を中間周波信号に変換する ための信 号を発振 し、 その信号は移相器 5 1 によ り 位相が互い に 9 0度ずれた 2 相の信号に変換され、 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b に供給さ れる 。 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b においては、 増幅された高周波信号と、 移相器 5 1 か ら 出力 される 2 相の信号の混合が行なわれ、 それ ら の信号の周波数の差を周波 数とする信号が 2 相の信号と して取 り 出される。 ミ キサ 2 l a , 2 1 b の出力信号は、 バン ドパス フ ィ ルタ 4 2 a , 4 2 b に入力 され、 受信 し たい信号およびそのイ メージ信号のみが通過 し、 中間周波増幅器入力信 号 9 4 a， 9 4 bが出力される 。

直交信号発生器 1 2 は、 中間周波数よ り も高い周波数の互い に直交す る二つの信号であ る変調用直交信号 9 1 a , 9 l b を出力する。 中間周 波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b は、 乗算器 2 2 a， 2 2 b において、 それぞれ変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b によっ て変調さ れ、 変調された 二つの信号は加算器 7 1 によ っ て足 し合わされ、 中間周波増幅器であ る 一つの増幅器 3 2 によ っ て増幅される。 増幅器 3 2 の出力信号は、 乗算 器 2 5 a , 2 5 b において変調用直交信号 9 l a , 9 l b によ っ て変調 さ れ、 それぞれローパス フ ィ ルタ 4 3 a , 4 3 b を通過する こ と によ つ て中間周波増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 bが生成される。 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b は互い に直交してい る ので、 中間周波 増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 b は、 それぞれ中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b に対して増幅を行なっ た も の となっ ている。 また、 二つの 信号に対 して一つの増幅器 3 2 によ り 増幅を行なっ ている ので、 中間周 波増幅器入力信号 9 4 a か ら 中間周波増幅器出力信号 9 5 a までの利得 と、 中間周波増幅器入力信号 9 4 b か ら 中間周波増幅器出力信号 9 5 b までの利得を揃える こ とができる。

中間周波増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 b は、 変調器 5 3 において、 第 2 局部発振器 1 3 の出力であ る 2 相の局部発振器出力信号 9 2 a , 9 2 b によ り 変調され、 イ メ ージ信号は除去され、 所望の受信信号に対する ベースバン ド信号 9 6 a , 9 6 b が得 ら れる。 中間周波増幅器入力信号 9 4 a か ら 中間周波増幅器出力信号 9 5 a までの利得 と、 中間周波増幅 器入力信号 9 4 b か ら 中間周波増幅器出力信号 9 5 b までの利得が等 し いので、 変調器 5 3 においてイ メ ージ信号を高い除去率において除去す る こ とが可能となる。 ベースバン ド信号 9 6 a， 9 6 b は復調器 6 1 に 入力 され、 ディ ジタル信号が復調される。

本発明の第 1 実施例においては、 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b と し て、 第 3 図に示すよ う な、 互いに位相が 9 0 度ずれた 2 相の矩形波を用 いている。 2 値信号であ る矩形波を用い る こ と によ り 、 乗算器 2 2 a , 2 2 b , 2 5 a , 2 5 b をアナ ロ グスィ ッ チな どによ り 実現する こ とが でき る ので、 中間周波増幅器入力信号 9 4 a か ら 中間周波増幅器出力信 号 9 5 a までの利得と、 中間周波増幅器入力信号 9 4 b か ら 中間周波増 幅器出力信号 9 5 b までの利得を揃える こ とがよ り 容易 になる。 また、 直交信号発生器 1 2 における変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b の生成も容 易なも の となる。

なお、 第 1 実施例においては、 口一パス フ ィ ルタ 4 3 a , 4 3 b を使 用 してい るが、 ローパス フ ィ ルタ 4 3 a , 4 3 b の代わ り にノ ン ドパス フ ィ ルタ を用 いても よい。 また、 口一パス フ イ リレタ 4 3 a , 4 3 b の代 わ り に、 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b の 1 周期または整数周期に渡る 平均値に比例する値を出力する も のであ っ ても よ い し、 その値に対して ローパス またはバン ドパス の フ ィ ルタ演算した値を出力する も のであ つ て も よい。

また、 第 1 実施例においては、 乗算器 2 5 a , 2 5 b の 出力 に対して ローパス フ ィ ルタ 4 3 a , 4 3 b を通してか ら信号を変調器 5 3 に入力 しているが、 乗算器 2 5 a , 2 5 b の出力信号を直接変調器 5 3 に入力 し、 変調器 5 3 の出力信号に対 して口一パス フ ィ ル夕 によ り 不要な信号 成分を除去する よ う に して も よい。

第 1 実施例においては、 中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b を得 る のに、 高周波信号か ら 1 回の周波数変換を行なっ てい るが、 複数回の 周波数変換によ り 高周波信号か ら 中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b を得る よ う に しても よい。

さ ら に、 第 1 実施例においては、 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b と し て 2相の矩形波を用 いていたが、 中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b の周波数帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロ の互いに直交す る信号であればよ く 、互い に周波数が異なる二つの信号を用 いても よい。 また、 信号波形は矩形でな く て も よ く 、 正弦波であ っ て も よい。 さ ら に、 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b と して、 第 4図に示すも のを用 いても よ い。 これは、 1,1，一 1,1,1,— 1,一 1}を系列とする信号 と、 それに対 し て半周期ずれた信号であ る {1,1,— 1，一 1,1,— 1,1,— 1}を系列 とする信号 である。 第 3 図に示す変調用直交信号を用 いた場合、 二つの信号の相関 がゼロ となる時間差は 1 点であ る ので、 増幅器 3 2 に よっ て位相遅れな どが発生する と、 信号の干渉が発生 して し ま う 。 しか し、 第 4 図に示す 変調用直交信号を用 いた場合、 信号の波形は複雑になるが、 二つの信号 の相関がゼロ となる時間差の範囲が広いため、 増幅器 3 2 によっ て発生 する位相遅れに起因する信号の干渉は発生 し に く い。

また、 第 1 実施例においては、 受信周波数が第 1 局部発振器 1 1 の出 力周波数と第 2 局部発振器 1 3 の出力周波数の和 となる よ う に、 変調器 5 3 が構成されていたが、 受信周波数が第 1 局部発振器 1 1 の出力周波 数と第 2 局部発振器 1 3 の出力周波数の差 となる よ う に変調器 5 3 を構 成して も よ い。 また、 イ メージ信号の強度な どの状況に応じて、 受信周 波数を第 1 局部発振器 1 1 の出力周波数と第 2 局部発振器 1 3 の出力周 波数の和 と差で切 り 換える よ う に してもよい。

また、 第 1 実施例は、 Q P S K によ り ディ ジタル変調された高周波信 号を受信する も のであ つ たが、 別の変調方式によ り 変調された高周波信 号に対する受信装置に本発明を適用 しても よ く 、 7C / 4 シフ ト Q P S K や周波数シフ ト キーング （以下、 F S K と記す） によ り ディ ジタル変調 された高周波信号に対する受信装置や、 周波数変調 （ F M ) な どによ り アナロ グ変調された高周波信号に対する受信装置に適用 しても よい。 ま た、 直接拡散によ る符号分割通信の高周波信号に対する受信装置に適用 して も よい。

2 . 第 2 実施例

第 5 図は、 本発明の第 2 実施例であるィ メージ信号キヤ ンセル型へテ 口 ダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ り 、 隣 り 合 う 三つの周波 数帯の高周波信号を同時に受信する ものである。 受信する信号の周波数 スペク トルを第 6 図に示す。 三つの周波数帯の信号は、 それぞれデイ ジ タル信号が変調さ れている ものであ る。 中心周波数を f c とする 中央の 周波数帯域の信号はダイ レク ト コ ンパージ ョ ン方式で受信 し、 両サイ ド の中心周波数を f c + f s とする帯域の信号と 中心周波数を f c一 f s とする帯域の信号をィ メージ信号キヤ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式に よ り 受信する。ただし、第 1 局部発振器 1 1 の発振周波数は f c であ り 、 第 2 局部発振器 1 3 の発振周波数は f s である。 第 7 図は、 第 5 図にお ける変調器 5 4 の具体例であ る。

受信 した高周波信号は、 バ ン ドパス フ ィ ルタ 4 1 、 高周波増幅器 3 1 を経て、 ミ キサ 2 l a , 2 l b において、 周波数 f c の 2 相の信号に よ り 変調さ れる。 口一パス フ ィ ルタ 4 5 a , 4 5 bでは、 周波数 1 . 5 X f s 以下の信号のみが通過する よ う にな っ てい る ので、 口一パス フ ィ ル タ 4 5 a， 4 5 b の出力信号には、 受信 したい三つの周波数帯域の信号 のみが含まれる こ と になる。 口一パス フ ィ ルタ 4 5 a , 4 5 bの出力信 号は、 それぞれ変調用直交信号 9 1 a， 9 l b によ り 変調され、 一つの 増幅器 3 2 において増幅された後、 乗算器 2 5 a , 2 5 b において再び 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b によ り それぞれ変調さ れる こ と によ り 、 ローパス フ ィ ルタ 4 5 a， 4 5 b の出力信号に対して増幅された信号が それぞれ得 られる。

乗算器 2 5 a , 2 5 b の出力信号において、 周波数が f s / 2 以下の 信号成分は、 第 6 図における真中の周波数帯の信号成分であ る ので、 口 一パス フ ィ ル夕 4 6 a , 4 6 b によ っ て周波数が f s / 2 以下の信号成 分が取 り 出され、 復調器 6 1 c によ り デジタル信号に復調される。

一方、 第 6 図における両側の周波数帯の信号成分は、 乗算器 2 5 a , 2 5 b の 出力信号において、 周波数が f s Z 2 か ら 1 . 5 X f s の間の 信号成分となっ ている。 そ こで、 ノ ン ドパス フ ィ ルタ 4 4 a , 4 4 b に よ り 周波数が f s / 2 か ら 1 · 5 X f s の間の信号成分を取 り だ し、 変 調器 5 4 によ り 、 第 6 図における右側の周波数帯の信号成分をベースバ ン ド信号 9 6 a， 9 6 b と して取 り だし、 同時に第 6 図における左側の 周波数成分をべ一スバ ン ド信号 9 6 c， 9 6 d と して取 り 出 してい る。 第 2 実施例においては、 隣 り 合う 三つの周波数帯の信号を受信 してい たが、 隣 り 合う 二つの周波数帯の信号を受信する も のであ っ ても よい。 その際、 片方の周波数帯域の信号をダイ レク ト コ ンパージ ョ ン方式で受 信 し、 他方をイ メ ージ信号キャ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式で受信し ても よ いが、 第 1 局部発振器 1 1 の発振周波数を二つの周波数帯の中心 周波数の平均 と し、 第 2 局部発振器 1 3 の発振周波数を二つの周波数帯 の中心周波数の差の半分 と して、 二つの周波数帯の双方 と もイ メ ージ信 号キャ ンセル型へテ ロ ダイ ン受信方式で受信する とよ い。 また、 隣 り 合 わない二つの周波数帯の信号を受信する も のであ っ ても よ い。 その際、 第 1 局部発振器 1 1 の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の平均 第 2 局部発振器 1 3 の発振周波数を二つの周波数帯の中心周波数の差の 半分 と し、 二つの周波数帯の間の不要信号を遮断する ため に、 第 5 図に おける ローパス フ ィ ルタ 4 5 a , 4 5 b をノ ン ドパス フ ィ ルタ と置き換 える。 さ ら に、 第 2 局部発振器 1 3 の出力信号 と して、 複数の周波数の 出力信号を用意する こ と によ り 、 三つ以上の周波数帯の信号をイ メージ 信号キ ヤ ンセル型へテ ロダイ ン受信方式で受信 して も よ い。

3 . 第 3 実施例

第 8 図は、 本発明の第 3 実施例であるイ メ ージ信号キャ ンセル型へテ 口 ダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク図であ り 、 Q P S Kによ り ディ ジタル変調さ れた高周波信号を受信する受信装置の う ち の、 高周波信号 を入力 してか ら ディ ジタル信号を出力する までの部分であ る。 基本的な 動作は本発明の第 1 実施例 と同 じである部分が多いが、 第 1 実施例にお いては一旦中間周波増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 b を生成してか らべ一 スバン ド信号 9 6 a , 9 6 b を得ているのに対 し、 第 3 実施例において は、 増幅器 3 2 の出力信号か ら 中間周波増幅器出力信号 9 5 a , 9 5 b ^生成せずにベースバン ド信号 9 6 a , 9 6 b を得てい る と こ ろが異な つ ている。 以下、 第 3 実施例について、 その動作が第 1 実施例 と相違す る点を説明する。

説明のため、増幅器 3 2 の出力信号'を X ( t )、変調用直交信号 9 1 a , 9 l b をそれぞれ m a ( t ), m b ( t )、 局部発振器出力信号 9 2 a， 9 2 b をそれぞれ v a ( t ), v b ( t ) とする 。

第 1 実施例において、 ローパス フ ィ ル夕 4 3 a , 4 3 bが変調器 5 3 の出力側に設置さ れた場合、 ベースバン ド信号 9 6 a , 9 6 b は下記数 3 および数 4 によ り 表わされる信号 y a ( t ) , y b ( t ) に対して口一 パス フ ィ ルタ を掛けたも の となる。

[数 3 ]

y a ( t ) = v b ( t ) { m a ( t ) x ( t ) } + v a ( t ) { m b ( t ) x ( t ) }

[数 4 ]

y b ( t ) = v b ( t ) { m b ( t ) x ( t ) } + v a ( t ) { m a ( t ) x ( t ) }

数 3 、 数 4 と も に、 第 1 項および第 2項に共通因子 x ( t ) を持つ。 また、 乗算の順番は入れ替えて も結果は同 じであ る ので、 下記数 5 、 数 6 によ り 定義する信号 w a ( t ), w b ( t ) を用 いて、 y a ( t ), y b ( t ) を下記数 7 、 数 8 のよ う に求める こ とができ る。

[数 5 ]

w a ( t ) = v b ( t ) m a ( t ) + v a ( t ) m b ( t )

[数 6 ]

w b ( t ) = v b ( t ) m b ( t ) - v a ( t ) m a ( t )

[数 7 ]

y a ( t ) = w a ( t ) x ( t )

[数 8 ] y b ( t ) = w b ( t ) x ( t )

そ こで、 第 3 実施例においては、 ベースバン ド信号検出用変調信号 9 3 a , 9 3 b と して w a ( t ), w b ( t ) を変調器 5 2 において生成し、 数 7， 数 8 の演算を乗算器 2 3 a , 2 3 b において行な う よ う に してい る 。 変調器 5 2 は、 数 5 , 数 6 の演算を行な う も のであ る が、 その具体 例を第 9 図に示す。

変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b と して 2相の矩形波な どの 2値信号を 用 い、 局部発振器出力信号 9 2 a , 9 2 b と して 2相の矩形波を用 い る こ とによ り 、 ベースバン ド信号検出用変調信号 9 3 a， 9 3 bは、 {— a, 0， a} (ただし、 a は定数） の 3値信号となる ので、 乗算器 2 3 a , 2 3 b はアナロ グスィ ッ チ等で実現する こ とができ る。 さ ら に、 変調用直交 信号 9 1 a， 9 l b を局部発振器出力信号 9 2 a， 9 2 b に同期させる こ とによ り 、 乗算器 2 3 a， 2 3 bおよび口一パス フ ィ ルタ 4 3 a， 4 3 b をスィ ッ チ ト キャパ シタ 回路によ り 実現する こ とができ る。

なお、 第 3 実施例においては、 中間周波増幅器入力信号 9 4 a， 9 4 b を得るの に、 高周波信号か ら 1 回の周波数変換を行なっ ているが、 複 数回の周波数変換によ り 高周波信号か ら 中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b を得る よ う に して も よい。

また、 第 3 実施例においては、 変調用直交信号 9 1 a , 9 l b と して 2相の矩形波を用 いていたが、 中間周波増幅器入力信号 9 4 a , 9 4 b の周波数帯域以下の周波数成分を含まない平均値ゼロ の互いに直交する 信号であればよ く 、 互い に周波数が異なる二つの信号を用 いても よい。 また、 矩形波でな く ても よ く 、 正弦波であ っ ても よ い。 また、 変調用直 交信号 9 1 a , 9 1 b と して、 第 4 図に示す信号を用 いても よい。

さ ら に、 第 3 実施例は、 Q P S Kによ り ディ ジタル変調された高周波 信号を受信する も のであ つ たが、 別の変調方式によ り 変調された高周波 信号に対する受信装置に本発明を適用 して も よ く 、 π / 4 シフ ト Q P S Κや F S Κ ίこ よ り ディ ジタル変調された高周波信号に対する受信装置や、 F Μな どによ り アナ ロ グ変調された高周波信号に対する受信装置に適用 しても よ い。 また、 直接挞散によ る符号分割通信の高周波信号に対する 受信装置に適用 しても よい。

4 . 第 4 実施例

第 1 0 図は、 本発明の第 4 実施例であ るイ メージ信号キャ ンセル型へ テロダイ ン受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ り 、 隣 り 合う三つの周 波数帯の高周波信号を同時に受信する も のであ る。 受信する信号の周波 数スぺク トルは第 6 図に示すもの と 同 じである。 三つの周波数帯の信号 は、 それぞれディ ジタル信号が変調されている も のであ る。 中心周波数 を f c とする 中央の周波数帯域の信号はダイ レク ト コ ンパージ ョ ン方式 で受信し、 両サイ ド の中心周波数を f c + f s とする帯域の信号 と中心 周波数を ΐ c一 f s とする帯域の信号をイ メージ信号キャ ンセル型へテ 口ダイ ン受信方式によ り 受信する。 ただ し、 第 1 局部発振器 1 1 の発振 周波数は f c であ り 、 第 2 局部発振器 1 3 の発振周波数は f s である。 第 1 1 図は、 第 1 0 図における変調器 5 5 の具体例であ る。

受信 した高周波信号は、 バン ドパス フ ィ ルタ 4 1 、 高周波増幅器 3 1 を経て、 ミ キサ 2 1 a， 2 l b において、 周波数 f c の 2 相の信号によ り 変調される 。 口一パス フ ィ ルタ 4 5 a , 4 5 b では、 周波数 1 . 5 X f s 以下の信号のみが通過する よ う になっ ている ので、 口一パス フ ィ ル 夕 4 5 a , 4 5 b の出力信号には、 受信 したい三つの周波数帯域の信号 のみが含まれる こ と になる。 口一パス フ ィ ルタ 4 5 a ， 4 5 b の出力信 号は、 それぞれ変調用直交信号 9 l a , 9 l b によ り 変調され、 増幅器 3 2 において増幅される。

増幅器 3 2 の出力信号は、 乗算器 2 3 e , 2 3 f において、 再び変調 用直交信号 9 1 a , 9 1 b によ り 変調される と、 その出力信号の周波数 が s ノ 2 以下の信号成分は、 第 6 図における真中の周波数帯のベース バン ド信号であ る ので、 口一パス フ ィ ルタ 4 6 a， 4 6 b によ っ て周波 数が f s 2 以下の信号成分が取 り 出さ れ、 復調器 6 1 c によ り デジ夕 ル信号に復調さ れる。

一方、 第 6 図 における右側の周波数帯の信号成分は、 乗算器 2 3 a , 2 3 b においてべ一スバン ド信号検出用変調信号 9 3 a , 9 3 によ り 変調さ れ、 そのべ一スバン ド信号が取 り 出される。 その際、 第 6 図にお ける 中央の周波数帯の信号成分が混入されているが、 その信号成分の周 波数は f s / 2 以上である ので、 口一パス フ ィ ルタ 4 3 a， 4 3 b によ つ て周波数が f s / 2 未満の信号成分のみが取 り 出さ れ、 第 6 図におけ る右側の周波数帯の信号成分に対するベースバン ド信号と して復調器 6 1 a に入力 さ れ、 ディ ジタル信号が復調される。 第 6 図における左側の 周波数帯の信号成分も 同様に、 乗算器 2 3 c , 2 3 d においてベースバ ン ド信号検出用変調信号 9 3 c , 9 3 d によ り 変調され、 ローパス フ ィ ルタ 4 3 c， 4 3 d によっ て周波数が f s / 2 未満の信号成分のみが取 り 出され、 第 6 図にお ける左側の周波数帯の信号成分に対するベ一スバ ン ド信号 と して復調器 6 1 b に入力 され、ディ ジタル信号が復調される。 なお、 本発明の第 4 実施例においては、 隣 り 合う 三つの周波数帯の信 号を受信 していたが、 隣 り 合う 二つの周波数帯の信号を受信する も ので あっ て も よ い。 その際、 片方の周波数帯域の信号をダイ レク ト コ ンパ一 ジ ョ ン方式で受信 し、 他方をイ メ ージ信号キャ ンセル型へテロダイ ン受 信方式で受信 しても よ いが、 第 1 局部発振器 1 1 の発振周波数を二つの 周波数帯の中心周波数の平均と し、 第 2 局部発振器 1 3 の発振周波数を 二つの周波数帯の中心周波数の差の半分と して、 二つの周波数帯の双方 と もイ メ ージ信号キャ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式で受信する と よい また、 隣 り 合わない二つの周波数帯の信号を受信する も のであっ ても よ い。 その際、 第 1 局部発振器 1 1 の発振周波数を二つの周波数帯の中心 周波数の平均、 第 2 局部発振器 1 3 の発振周波数を二つの周波数帯の中 心周波数の差の半分と し、 二つの周波数帯の間の不要信号を遮断するた め に、 第 1 0 図 における ローパス フ ィ ルタ 4 5 a， 4 5 b をノ ン ドノ ス フ ィ ルタ と置き換える。さ ら に、第 2 局部発振器 1 3 の出力信号と して、 複数の周波数の出力信号を用意する こ と によ り 、 三つ以上の周波数帯の 信号をィ メ一ジ信号キヤ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式で受信して も よ い。

5 . 第 5 実施例

第 1 2 図は、 第 5 実施例であ る ダイ レク ト コ ンパ一ジ ョ ン直交周波数 分割多重受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ り 、 O F D Mによ り 変調 さ れた高周波信号を受信する受信装置の う ち の、 高周波信号を入力 して か ら シ ンボルデ一夕 を出力する までの部分であ る。

ア ンテナな どによ り 受信した高周波信号は、 バン ドパス フ ィ ルタ 4 1 によ り 必要な周波数帯域の信号が取 り 出 された後、 高周波増幅器 3 1 に よ り 増幅され、 ミ キサ 2 l a , 2 l b に供給さ れる。 第 1 局部発振器 1 1 においては、 受信 した高周波信号をベースバ ン ド信号に変換するため の信号を発振 し、 その信号は移相器 5 1 によ り 位相が互い に 9 0 度ずれ た 2 相の信号に変換され、 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b に供給さ れる。 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b においては、 増幅さ れた高周波信号と、 移相器 5 1 か ら 出力 される 2 相の信号の混合が行なわれ、 ベースバン ド信号が 2 相の信 号 と して取 り 出 さ れる。 ミ キサ 2 l a , 2 l b の出力信号は、 ノ ン ドパ ス フ ィ ルタ 4 2 a , 4 2 b に入力 さ れ、 受信 したい帯域の信号のみが通 過 し、 ベースノ ン ド信号 9 8 a， 9 8 b が出力 される。

直交信号発生器 1 2 は、 サブキャ リ アの最高周波数よ り も高い周波数 の互いに直交する二つの信号であ る変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b を出 力する。 こ の例においては、 第 1 3 図に示すよ う な {0，1,0，一 1}および {1，0, 一 1,0}を系列 とする 3値信号を用 いる 。 これ ら の信号のサンプリ ング周 波数は F F T演算器 6 2 におけるサンプリ ング周波数の 2倍 とする。 ベースバン ド信号 9 8 a , 9 8 b は、 乗算器 2 2 a , 2 2 b において、 それぞれ変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b によっ て変調され、 変調された 二つの信号は加算器 7 1 によっ て足 し合わされ、 一つの増幅器 3 2 によ つ て増幅される。 増幅器 3 2 の 出力信号は、 乗.算器 2 5 a , 2 5 b にお いて変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b によっ てそれぞれ変調され、 それぞ れロ一パス フ ィ ルタ 4 3 a , 4 3 b を通過する こ と によ っ て 2相のベ一 スバン ド 出力信号 9 0 a， 9 0 bが生成される。

変調用直交信号 9 l a , 9 l b は互いに直交してい る ので、 ベ一スバ ン ド 出力信号 9 0 a , 9 0 b は、 それぞれベースバン ド信号 9 8 a， 9 8 b に対して増幅を行なっ たも の となっ てい る。 また、 二つの信号に対 して一つの増幅器 3 2 によ り 増幅を行なっ ているので、 ベースバン ド信 号 9 8 aか らベースバン ド 出力信号 9 0 a までの利得と、 ベースパン ド 信号 9 8 bか ら ベースバン ド 出力信号 9 0 b までの利得を揃える こ とが できる。

変調用直交信号 9 l a , 9 l b と して、 前述のよ う に第 1 3 図に示す よ う な {0,1,0，一 1}および {1,0,— 1，0}を系列 とする 3値信号を用 い る と、 乗算器 2 2 a , 2 2 bはアナロ グスィ ッ チによ り 実現する こ とができ、 ローパス フ ィ ル夕 4 3 a , 4 3 b はサンプルホ一ル ド またはアナ ログス ィ ツ チと積分器の組み合わせに よ り 実現する こ とができ る。

ベースパ ン ド 出力信号 9 0 a， 9 O b は、 F F T演算器 6 2 において サンプリ ングおよび F F T演算がなされる。 ベースバン ド 出力信号 9 0 a の値が実部、ベースバン ド 出力信号 9 0 b の値が虚部 と して扱われる。 こ の とき、 ベースバン ド信号 9 8 aか ら べ一スバン ド 出力信号 9 0 a ま での利得と、 ベースバン ド信号 9 8 bか ら べ一スパ ン ド 出力信号 9 0 b までの利得が揃っ ている ので、 サブキヤ リ ア同士の干渉を抑制する こ と ができ る。 F F T演算器 6 2 の出力信号は復調器 6 4 に送 ら れ、 判定さ れた シンポルが出力データ と して出力 さ れる。

変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b と して、 前述のよ う に第 1 3 図に示す よ う な {0,1，0,— 1}および {1，0,— 1,0}を系列 とする 3 値信号を用 い る こ と に対 しては、 ベースバン ド信号 9 8 aか らベースバ ン ド 出力信号 9 0 a までの増幅と、 ベースバン ド信号 9 8 bか らベースバン ド出力信号 9 0 b までの増幅にお ける ク ロス ト 一ク の実質的な影響をな く すこ とができ る といっ た利点がある。 すなわち、 増幅器 3 2 の位相遅れが増幅する周 波数帯において十分に小さ い場合は、 こ のよ う なク ロ ス トーク は十分に 小さ いが、 そう でない場合はク ロス トークが発生する。

ベースバ ン ド信号 9 8 aか ら べ一スバ ン ド 出力信号 9 0 a までの増幅 率およびベースバ ン ド信号 9 8 bか ら ベースパン ド 出力信号 9 0 まで の増幅率がと も に等 し く g c である とする。 ベースバン ド信号 9 8 aか ら べ一スパ ン ド出力信号 9 0 b までの ク ロス トーク増幅率を j * g d ( g d は実数、 ク ロス トーク増幅率は純虚数となる） とする と、 変調用直交 信号 9 1 a , 9 1 b の性質よ り 、 ベースバン ド信号 9 8 bか らベースバ ン ド 出力信号 9 0 a までの ク ロス ト ーク増幅率は一 j * g d となる。する と、 ベースバン ド 出力信号 9 0 a , 9 0 b に含まれてい る周波数 f 1 成 分は、 それぞれ下記数 9 となる。

[数 9 ]

( g c + j * g d )*Re{ p a * s a + p b * s b } + ( j * g c 一 g d )* Im{ p a * s a - p b * s b } ,

( g c + j * g d )*Re{ p a * s a - p b * s b }- ( j * g c - g d )* Im{ p a * s a + p b * s b }

したがっ て、 実際に F F T演算器 6 2 において算出 される周波数 f 1 および f l のスペク トルは、 それぞれ下記数 1 0 とな り 、 本来 F F T演 算器 6 2 にお いて算出 さ れる べき値に対 して位相が Z ( g c + j * g d ) だけ回転する こ になる 。

[数 1 0 ]

( g c + j * g d ) * p a * s a ,

( g c + j * g d ) * p b * s b

も と も と、 p aおよび p b の位相角 は不明であ り 、 等価器によ り その 値を推定しない と い けない も のであ る。 ク ロス トーク によ っ て回転する 位相角は、 p aおよび p bの位相角 に対してすベて足される形で影響し かつ一定の値 となる ので、 等価器において Z p a *( g c + j * g d )およ び Z p b *(g c + j * g d )の値を推定する よ う にすれば、 ク ロ ス トーク の影響は実質的にな く なる。

なお、 第 5実施例においては、 変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b と して 第 1 3 図に示すよ う な {0,1，0,— 1}および {1，0，— 1,0}を系列 とする 3値信 号を用 いていたが、 他の種類の直交信号を用 いても良 く 、 第 3 図に示す よ う な位相が互い に 4分の 1 周期ずれた矩形波を用 いても 良 く 、 第 4 図 に示すよ う な波形の信号を用 いても 良い。

6 . 第 6実施例

第 1 4図は、 本発明の第 6 実施例である ダイ レク ト コ ンバージ ョ ン直 交周波数分割多重受信方式の構成を示すブロ ッ ク 図であ り 、 O F D Mに よ り 変調された高周波信号を受信する受信装置の う ち の、 高周波信号を 入力 してか ら シ ンポルデータ を 出力する までの部分であ る。

ア ンテナな どに よ り 受信 した高周波信号は、 バン ドパス フ ィ ルタ 4 1 によ り 必要な周波数帯域の信号が取 り 出された後、 高周波増幅器 3 1 に よ り 増幅され、 ミ キサ 2 1 a， 2 l b に供給される。 第 1 局部発振器 1 1 においては、 受信 した高周波信号をベースバン ド信号に変換するため の信号を発振 し、 その信号は移相器 5 1 によ り位相が互い に 9 0度ずれ た 2相の信号に変換され、 ミ キサ 2 1 a， 2 l b に供給される。 ミ キサ 2 1 a , 2 1 b においては、 増幅された高周波信号と、 移相器 5 1 か ら 出力 される 2相の信号の混合が行なわれ、 ベ一スパン ド信号が 2 相の信 号と して取 り 出される。 ミ キサ 2 l a , 2 l b の出力信号は、 バ ン ドパ ス フ ィ ルタ 4 2 a , 4 2 b に入力 され、 受信 したい帯域の信号のみが通 過 し、 ベースバン ド信号 9 8 a , 9 8 bが出力 される 。

ベースノ ン ド信号 9 8 a , 9 8 b は、 乗算器 2 2 a , 2 2 b において、 それぞれ変調用直交信号 9 l a , 9 l b によっ て変調さ れ、 変調された 二つの信号は加算器 7 1 によって足 し合わ され、 一つの増幅器 3 2 によ つ て増幅さ れる。

直交信号発生器 1 2 は、 サブキャ リ アの最高周波数よ り も高い周波数 の互いに直交する二つの信号である変調用直交信号 9 1 a , 9 1 b を出 力する。 こ の例においては、 第 1 3 図に示すよ う な {0，1,0，一 1}および {1,0, 一 1,0}を系列 とする 3値信号を用 いる。 これ ら の信号のサンプリ ング周 波数は F F T演算器 6 2 におけるサンプ リ ング周波数の 2倍とする。 す る と、 第 1 5 図 （ a ) に示すよ う なベ一スパン ド信号のスペク ト ルに対 して、 ベースバ ン ド合成信号のスペク トルは第 1 5 図 （ b ) に示すよ う になる。 スペク トルの対称性よ り 、 スカ ラー信号であ るベースバン ド合 成信号のスぺク トルか ら ベースバン ド信号のス ぺク トルを算出する こ と ができる。 すなわち、 ベースバン ド合成信号をサンプリ ング周波数 ： f g でサンプリ ング してか ら F F Tを掛ける こ と によ り 、 ベースバン ド合成 信号のスぺク ト ルを算出 し、 そのデータ を周波数方向 に f gノ 2 だけず らすこ と によ り 、 ベースバン ド信号のスぺク トルを得る こ とができる 。 この際に行な う F F T演算は、実数のスカ ラー信号に対して行な う ので、 複素数信号に対する F F T演算よ り 効率良 く 行な う こ とができる 。 F F T演算器 6 3 の出力信号は復調器 6 4 に送 られ、 判定されたシンボルが 出力データ と して出力 される。

なお、 第 6 実施例においては、 変調用直交信号 9 1 a ， 9 1 b は第 1 3 図に示すよ う な {0，1 , 0 ,— 1}および { 1 , 0，一 1 , 0}を系列 とする 3 値信号を 用 いていたが、 第 3 図に示すよ う な互い に位相が 4 分の 1 周期ずれた矩 形波の信号を用 いて も 良い し、 互い に位相が 4 分の 1 周期ずれた正弦波 の信号を用 いて も 良い。 産業上の利用可能性

本発明のイ メ ージ信号キャ ンセル型へテロダイ ン受信方式は、 2 相の 中間周波信号を一つの増幅器によ り それぞれ増幅する こ と によ り 、 高い ィ メ一ジ信号除去比を実現する こ とができる。 また、 本発明のダイ レク ト コ ンバージ ョ ン直交周波数分割多重受信方式は、 2 相のベースバン ド 信号を一つの増幅器によ り それぞれ増幅する こ と によ り 、 サブキャ リ ア 同士の高い非干渉性能を実現する こ とができ る。 そのため、 これ ら両受 信方式は、 中間周波回路における表面波フ ィ ル夕 の使用 を回避する こ と ができ、 携帯電話な どの無線装置における受信装置を小型化する のに有 効であ る 。

Claims

請 求 の 範 囲

1 . アンテナな どによ り 受信され増幅された高周波信号に対 して、 局部 発振された位相の異なる 2 相の第 1 局部発振器出力信号を混合 して 2 相 の中間周波数信号を形成し、 該 2 相の中間周波信号に対して二つの互い に直交する変調用直交信号によ り 変調を掛けた信号を足 し合わせて一つ の合成信号を作成 し、 該合成信号に対して増幅を行なっ て中間周波増幅 器出力信号を生成 し、 前記変調用直交信号に よ り それぞれ前記中間周波 増幅器出力信号を変調する と共に局部発振された位相の異なる 2 相の第 2 局部発振器出力信号を混合する こ と によ り イ メ ージ信号が除去された 所望のベースバ ン ド信号を形成し、 該ベースバン ド信号を復調する こ と を特徴とするィ メ ージ信号キヤ ンセル型へテ ロ ダイ ン受信方式。

2 . 互いにィ メ 一ジ信号 となる二つの周波数帯の信号を同時に受信する こ と を特徴とする請求の範囲第 1 項に記載のィ メ ージ信号キヤ ンセル型 ヘテロ ダイ ン受信方式。

3 . ア ンテナな どによ り 受信され増幅された高周波信号に対して、 局部 発振された位相の異なる 2 相の第 1 局部発振器出力信号を混合 して 2 相 の 中間周波数信号を形成し、 該 2 相の中間周波信号に対して二つの互い に直交する変調用直交信号によ り 変調を掛けた信号を足 し合わせて一つ の合成信号を作成 し、 該合成信号に対して増幅を行ない中間周波増幅器 出力信号を生成 し、 位相の異なる 2 相の第 2 局部発振器出力信号に対し て前記変調用直交信号によ り 変調を掛けた信号によっ てそれぞれ前記中 間周波増幅器出力信号を変調する こ と によ り 、 イ メ ージ信号が除去され た所望のベースパ ン ド信号を形成し、 該ベースバン ド信号を復調する こ と を特徴とするィ メージ信号キヤ ンセル型へテロ ダイ ン受信方式。

4 . 互い にィ メ 一ジ信号となる二つの周波数帯の信号を同時に受信する こ と を特徴とする請求の範囲第 3 項に記載のイ メージ信号キャ ンセル型 ヘテロ ダイ ン受信方式。

5 . 前記二つ の互い に直交する変調用直交信号と して互い に位相が 9 0 度ずれてい る矩形波または正弦波を用 い る こ と を特徴 とする請求の範囲 第 1 項か ら第 4 項の いずれか 1 項に記載のイ メージ信号キャ ンセル型へ テロ ダイ ン受信方式。

6 . 前記二つの互い に直交する変調用直交信号と して、 それぞれ U ,— 1 , 1 - 1 , 1 , 1，— 1 ,一 1}および { 1，1 ,— 1 ,一 1 , 1 ,一 1 , 1 ,一 1}を系列 とする 2 値信号 を用い る こ と を特徴とする請求の範囲第 1 項か ら第 4 項の いずれか 1 項 に記載のィ メ ージ信号キ ヤ ンセル型へテ ロ ダイ ン受信方式。

7 . 直交周波数分割多重によ り 変調された高周波信号を周波数が受信信 号の中心周波数に等し く 互いに位相が 9 0 度ずれた 2 相の局部発振器出 力信号によ り それぞれ変調する こ と によ っ て 2 相のベースバ ン ド信号を 形成 し、 該 2 相のベースバン ド信号に対 して二つの互い に直交する変調 用直交信号によ り 変調を掛けた信号を足 し合わせて一つ の合成信号を作 成 し、 該合成信号に対 して増幅を行ない合成信号増幅器出力信号を生成 し、前記変調用直交信号によ っ て前記合成信号増幅器出力信号を変調 し、 変調さ れた該合成信号増幅器出力信号に フー リ エ変換を掛けた結果を も と に、 直交周波数分割多重に対する復調を行な う こ と を特徴とする ダイ レ ク ト コ ンバージ ョ ン直交周波数分割多重受信方式。

8 . 直交周波数分割多重によ り 変調された高周波信号を、 周波数が受信 信号の中心周波数に等 し く 互いに位相が 9 0 度ずれた 2 相の局部発振器 出力信号によ り それぞれ変調する こ と によ り 2 相のベ一スパン ド信号を 形成 し、 該 2 相のベースバ ン ド信号に対 して、 二つの互い に直交する変 調用直交信号によ り 変調 を掛けた信号を足 し合わせて一つ の合成信号を 作成 し、 該合成信号に対 して増幅を行なっ て合成信号増幅器出力信号を 生成し、 前記合成信号増幅器出力信号に対してフ一 リ ェ変換を掛けた結 果を も と に、 直交周波数分割多重に対する復調を行な う こ と を特徴とす る ダイ レ ク ト コ ンパ一ジ ョ ン直交周波数分割多重受信方式。

9 . 前記二つの互い に直交する変調用直交信号と して、 それぞれ {0,1,0， 一 1}お よび {1，0,— 1,0}を系列 とする 3 値信号を用 い る こ と を特徴とする 請求の範囲第 7 項または第 8 項に記載のダイ レク ト コ ンバージ ョ ン直交 周波数分割多重受信方式。