JP3571131B2 - Ａｆｃ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各サブキャリアがＱＰＳＫ（四相位相変調）されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、中間周波に変換された前記ＯＦＤＭ信号を直交復調するのに用いる局部中間波の位相と、前記中間周波のＯＦＤＭ信号との１シンボルにおける平均位相誤差を打ち消すように、前記局部中間波の周波数を制御するＡＦＣ（自動周波数制御）装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭはその名前が示す通り、周波数成分が互いに直交関係にある多数のサブキャリアを用いる変調方法であり、各サブキャリアの周波数位置にデータがセットされた周波数領域の信号を高速逆フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ 、以下ＩＦＦＴと称する）することにより、位相変調された各サブキャリアからなる時間領域の信号であるＯＦＤＭ信号を得るものである。
【０００３】
このＯＦＤＭ信号においては、各サブキャリアの位相偏移は、そのサブキャリアにセットされたデータを示している。
【０００４】
そして上記のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、以下ＦＦＴと称する）することにより、各サブキャリアにセットしたデータを復調することができる。
【０００５】
このようなＯＦＤＭを採用した通信システムとしては、主に欧州を中心としたデジタル音声放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ、以下ＤＡＢと称する）が上げられる。
【０００６】
ＤＡＢにおけるＯＦＤＭは、各サブキャリアはＱＰＳＫ（四相位相変調）されている。２ｂｉｔの符号化データを実数部データおよび虚数部データからなるＱＰＳＫデータに変換し、このＱＰＳＫデータによって各サブキャリアをＱＰＳＫしたものである。
【０００７】
図５は従来のＡＦＣ装置の概略構成を示すブロック図である。
【０００８】
図５において、１は中間波局部発信器（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 、以下ＩＦ−ＬＯと称する）、２は移相器、３はミキサ５およびＬＰＦ７を有する直交復調回路、４はミキサ６およびＬＰＦ８を有する直交復調回路、９および１０はＡ／Ｄ変換器、１１はＦＦＴ装置、１５は周波数制御回路である。
【０００９】
ＯＦＤＭ受信機は、受信部、図５に示すＡＦＣ装置、および符号化データ復調部によって構成され、受信部において、送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、受信した送信周波のＯＦＤＭ信号をＩＦ−ＯＦＤＭ信号（中間周波のＯＦＤＭ信号）に変換し、このＩＦ−ＯＦＤＭ信号を利得調整して、図５に示すＡＦＣ装置に入力する。
【００１０】
図５の直交復調回路３においてＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波をミキサ５によって乗算し、また直交復調回路４においてＩＦ−ＯＦＤＭ信号と移相器２より入力された局部中間波をミキサ６によって乗算し、各乗算信号から高周波成分をＬＰＦ７および８によって除去することにより、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ信号成分（虚数部信号成分）およびＱ信号成分（実数部信号成分）を得る。
【００１１】
このＩ信号成分およびＱ信号成分をＡ／Ｄ変換器９および１０によってＡ／Ｄ変換し、ＦＦＴ装置１１によってＦＦＴすることにより、ＱＰＳＫデータがセットされた周波数領域の信号を復調する。
【００１２】
しかし無線伝送チャンネルにおいて各キャリアに生じる位相歪み（位相誤差）は、ＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータにもそのまま乗じられている。
【００１３】
そこで周波数制御回路１５は、ＦＦＴ装置１１によって復調された、位相誤差を含む各ＱＰＳＫデータから、各帯域のＩＦ−ＯＦＤＭ信号と局部中間波の位相誤差をそれぞれ検出し、検出した位相誤差に基づいて、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号の全帯域にわたる位相誤差の平均を平均位相差として算出し、この平均位相差を打ち消すように局部中間波の周波数を制御する。
【００１４】
これによりＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータは前記平均位相差がキャンセルされたものとなり、正常な復調を行うことができる。
【００１５】
尚、上記の周波数制御回路１５においては、特定の一本のサブキャリアより復調された一つのＱＰＳＫデータから位相誤差を検出しこれを平均位相差とするか、または復調された全てのＱＰＳＫデータからそれぞれ位誤相差を検出し、この平均値をもって平均位相差とするか、あるいは特定の複数本のサブキャリアより復調されたＱＰＳＫデータから位相誤差を検出し、その平均値をもって平均位相差としていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＡＦＣ装置においては、伝送中に周波数選択性フェージングにより著しくフェージング受けたサブキャリアから復調されたＱＰＳＫデータを平均位相差の算出に用いてしまった場合には、他のＱＰＳＫデータの位相誤差を増大させる方向に動作してしまう可能性があった。
【００１７】
すなわち、あるサブキャリアのみが著しくフェージングを受けると、そのサブキャリアの振幅および位相のみが著しく変化するので、このサブキャリアから復調されたＱＰＳＫデータから求めた位相誤差は、他のサブキャリアから復調されたＱＰＳＫデータから求めた位相誤差とは異なる値となる。
【００１８】
本発明はこのような従来の問題を解決するものであり、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができるＡＦＣ装置を提供することを目的とするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明のＡＦＣ装置は、周波数制御信号に基づく局部中間波を出力する局部中間波発信手段と、複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、前記局部中間波とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段によって変換された信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出するパワースペクトルレベル検出手段と、前記パワースペクトルレベルが所定の基準レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力する信号選択手段と、前記信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出する位相差検出手段と、前記平均位相差に基づいて前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御する前記周波数制御信号を前記局部中間波発信手段に与える周波数制御手段とを具備することを特徴とするものである。
【００２０】
また本発明の請求項２記載のＡＦＣ装置は、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて決められたパワースペクトルレベルを、前記信号選択手段における基準レベルとして用いることを特徴とするものである。
【００２１】
従って本発明のＡＦＣ装置によれば、乗算手段によって複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、局部中間波発信手段より出力された局部中間波とを乗算し、信号変換手段によって乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換し、パワースペクトルレベル検出手段によって前記周波数領域の信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出し、信号選択手段によって前記パワースペクトルレベルが所定レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力し、位相差検出手段によって信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出し、周波数制御手段によって前記平均位相差に基づく周波数制御信号を局部中間波発信手段に与え、前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御することによって、フェージングの影響を著しく受けたＱＰＳＫデータを除外して中間周波のＯＦＤＭ信号と局部中間波との平均位相差を検出することができるので、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができる。
【００２２】
また本発明の請求項２記載のＡＦＣ装置によれば、周波数選択性フェージングの影響によってあるＱＰＳＫデータのパワースペクトルレベルがあるレベル以下となる確率を示す、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて、前記基準レベルを決め、この基準レベルを用いて信号選択手段においてＱＰＳＫデータを選択することによって、フェージングの影響を受けたＱＰＳＫデータを適切に除外することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に説明する本発明の実施の形態は、２ｂｉｔの符号化データに対して一つのサブキャリアを割り当て、各サブキャリアがＱＰＳＫ（四相位相変調）されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）におけるものである。
【００２４】
送信側において、伝送したい符号化データ２ｂｉｔを一組とし、この各２ｂｉｔデータをそれぞれＱＰＳＫデータに変換し、この各ＱＰＳＫデータをそれぞれ各サブキャリアに割り当てる。そして各ＱＰＳＫデータを対応するサブキャリアの周波数位置にそれぞれセットしたＱＰＳＫデータセット信号（このＱＰＳＫデータセット信号は周波数領域の信号である）を作成する。
【００２５】
このＱＰＳＫデータセット信号はＩ信号成分とＱ信号成分からなり、このＩ信号成分とＱ信号成分は直交関係にあり、Ｑ信号成分を実数部、Ｉ信号成分を虚数部とする複素数は、上記のＱＰＳＫデータセット信号の複素表示となる。
【００２６】
サブキャリアの本数をＮ本とすると、伝送したい符号化データ２×Ｎｂｉｔをそれぞれ２ｂｉｔの組に分ける。
【００２７】
ＱＰＳＫによるＯＦＤＭにおいては、この２×Ｎｂｉｔの符号化データを一括して送信するので、この送信単位を１シンボルと称し、また２Ｎｂｉｔの符号化データを１シンボルデータと称する。
【００２８】
上記の各２ｂｉｔデータをＤ（ｋ）（ｋ＝１、２…Ｎ）とし、また２ｂｉｔデータＤ（ｋ）のＱＰＳＫデータを
Ｑ（ｋ）＝Ａｋ ＋ｊＢｋ （ｋ＝１、２…Ｎ） （１）
とおく。
【００２９】
ここでＡｋ はＱＰＳＫデータの実数部データ、Ｂｋ は虚数部データを示し、それぞれ“１”あるいは“−１”の値をとる。またｊは虚数単位である。
【００３０】
２ｂｉｔデータＤ（ｋ）のＱＰＳＫデータＱ（ｋ）への変換は、例えば次のようにして行う。
【００３１】
Ｄ（ｋ）＝“００”のとき Ｑ（ｋ）＝１＋ｊ
Ｄ（ｋ）＝“０１”のとき Ｑ（ｋ）＝−１＋ｊ
Ｄ（ｋ）＝“１０”のとき Ｑ（ｋ）＝−１−ｊ
Ｄ（ｋ）＝“１１”のとき Ｑ（ｋ）＝１−ｊ
次に各サブキャリアの周波数をｆｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）とすると、例えば周波数ｆｋ のサブキャリアにＱＰＳＫデータＤ（ｋ）を割り当てる。
【００３２】
そして周波数領域において、Ｑ信号成分の周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータＱ（ｋ）の実数部データＡｋ をセットし、Ｉ信号成分の周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータＱ（ｋ）の虚数部データＢｋ をセットして、周波数領域のＱＰＳＫデータセット信号を作成する。
【００３３】
次に上記の周波数領域のＱＰＳＫデータセット信号のＩ信号成分およびＱ信号成分をそれぞれＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）することにより、位相変調されたＮ本のサブキャリアからなるＯＦＤＭ信号のＩ信号成分およびＱ信号成分（このＯＦＤＭ信号のＩ信号成分およびＱ信号成分はともに時間領域の信号である）を得、このＩ信号成分およびＱ信号成分によって搬送波を直交変調して、搬送周波のＯＦＤＭ信号を得るものである。
【００３４】
このＯＦＤＭ信号においては、各サブキャリアの位相偏移は、そのサブキャリアにセットされたＱＰＳＫデータを示している。
【００３５】
最後に上記の搬送周波のＯＦＤＭ信号を送信周波に変換して送信する。
【００３６】
ＯＦＤＭ受信機は、受信部、図１に示すＡＦＣ装置、および符号化データ復調部によって構成され、受信部において、送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、受信した送信周波のＯＦＤＭ信号をＩＦ−ＯＦＤＭ信号（中間周波のＯＦＤＭ信号）に変換し、このＩＦ−ＯＦＤＭ信号を利得調整して、図１に示すＡＦＣ装置に入力する。
【００３７】
図１は本発明のＡＦＣ装置の実施形態の構成を示すブロック図である。
【００３８】
図１において、１は位相調整した局部中間波を出力するＩＦ−ＬＯ（中間波局部発信器）、２はＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波の位相を−９０°移相する移相器である。
【００３９】
３はミキサ５およびＬＰＦ７を有し、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波とをミキサ５によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ７によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ信号成分（時間領域信号）を得る直交復調回路である。
【００４０】
４はミキサ６およびＬＰＦ８を有し、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と移相器２より入力された局部中間波とをミキサ６によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ８によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＱ信号成分（時間領域信号）を得る直交復調回路である。
【００４１】
上記のＩ信号成分とＱ信号成分は直交関係にあり、Ｑ信号成分を実数部、Ｉ信号成分を虚数部とする複素数は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号（時間領域信号）の複素表示となる。
【００４２】
９は直交復調回路３より入力されたＯＦＤＭ信号のＩ信号成分をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、１０は直交復調回路４より入力されたＯＦＤＭ信号のＱ信号成分をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器である。
【００４３】
１１はＡ／Ｄ変換器９より入力されたＩ信号成分、およびＡ／Ｄ変換器１０より入力されたＱ信号成分をそれぞれＦＦＴ（高速フーリエ変換）することにより、各サブキャリアを示す周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの虚数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＩ信号成分（周波数領域信号）、および周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの実数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＱ信号成分（周波数領域信号）を復調するＦＦＴ装置である。
【００４４】
１２はＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータセット信号における各ＱＰＳＫデータのパワースペクトルを計算するパワースペクトル計算回路である。
【００４５】
１３は予め設定されているパワースペクトル基準レベルＲ０ を用いて、このＲ０ と、パワースペクトル計算回路１２による各ＱＰＳＫデータのパワースペクトルとをそれぞれ比較し、パワースペクトル基準レベルＲ０ より大きなパワースペクトルレベルを有するＱＰＳＫデータを選択し、選択したＱＰＳＫデータにはフラグ“１”を立て、選択しなかったＱＰＳＫデータにはフラグ“０”を立てる帰還データ選択回路である。
【００４６】
１４は帰還データ選択回路１３によって選択されたＱＰＳＫデータから、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１による局部中間波との平均位相差を検出し、この平均位相差を打ち消すための周波数制御電圧をＩＦ−ＬＯ１に与えることにより、局部中間波の周波数を制御する周波数制御回路である。
【００４７】
次にこのような構成を有する本発明の実施形態の動作について説明する。
【００４８】
直交復調回路３において、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と、ＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波とをミキサ５によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ７によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ信号成分（時間領域信号）を得、また直交復調回路４において、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と、移相器２より入力された局部中間波とをミキサ６によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ８によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＱ信号成分（時間領域信号）を得る。
【００４９】
次に上記のＯＦＤＭ信号のＩ信号成分をＡ／Ｄ変換器９によってＡ／Ｄ変換し、上記のＯＦＤＭ信号のＱ信号成分をＡ／Ｄ変換器１０によってＡ／Ｄ変換して、それぞれＦＦＴ装置１１に入力し、ＦＦＴ装置１１によってそれぞれＦＦＴすることにより、各サブキャリアを示す周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの虚数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＩ信号成分（周波数領域信号）、および周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの実数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＱ信号成分（周波数領域信号）を復調する。
【００５０】
上記の復調されたＱＰＳＫデータセット信号におけるＱＰＳＫデータを
ｑ（ｆｋ ）＝ａｋ ＋ｊｂｋ （ｋ＝１、２…Ｎ） （２）
とおく。
【００５１】
次にパワースペクトル計算回路１２において、上記の復調されたＱＰＳＫデータセット信号における各ＱＰＳＫデータのパワースペクトルＲ（ｆｋ ）（ｋ＝１、２…Ｎ）を次式によって計算する。
【００５２】
Ｒ（ｆｋ ）＝（ａｋ ）２ ＋（ｂｋ ）２ （３）
図２はパワースペクトル計算回路１２の回路構成図である。
【００５３】
図２において、２１および２２は入力信号を二乗する二乗回路であり、二乗回路２１にはＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の実数部データａｋ が入力され、二乗回路２２には虚数部データｂｋ が入力される。
【００５４】
２３は二乗回路２１からの入力信号と二乗回路２２からの入力信号を加算する加算器である。
【００５５】
ところで、送信側より送信されたＯＦＤＭ信号が伝送中に周波数選択性フェージングを受けると、フェージングを受けたサブキャリアの振幅および位相は変化してしまうため、この振幅変位および位相変位は復調されたＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）にも含まれてしまう。
【００５６】
各サブキャリアの振幅（実効値）をＨｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）、各サブキャリアと局部中間波との位相変位をθｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）とすると、復調されたＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）は以下のように示される。
【００５７】
ｑ（ｆｋ ）＝Ｈｋ ｅｘｐ（−ｊθｋ ）×Ｑ（ｆｋ ） （４）
上記の（４）式において、正常伝送時は振幅Ｈｋ ＝１であるが、フェージングを受けると振幅Ｈｋ ＜１となり、その値はフェージングによる振幅歪率を示す。
【００５８】
また上記の（４）式において、θｋ ＝０であればＩＦ−ＯＦＤＭ信号は正しく直交復調される。
【００５９】
図３は伝送中に周波数選択性フェージングを受けたＯＦＤＭ信号をＡＦＣ装置において復調した場合のＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）のパワースペクトル特性および位相変位特性を示すものであり、サブキャリア周波数ｆＬ およびｆＭ の位置が強くフェージングを受けた場合のものである。
【００６０】
図３において、３１はパワースペクトル特性を示しており、周波数ｆＬ およびｆＭ の位置にディップポイントが形成されている。また３２は位相変位特性を示している。
【００６１】
図１に戻り、帰還データ選択回路１３において、予め設定されているパワースペクトル基準レベルＲ０ を用いて、このＲ０ と（３）式によるパワースペクトルＲ（ｆｋ ）とをそれぞれ比較し、
Ｒ（ｆｋ ）＞Ｒ０ （５）
となるパワースペクトルレベルを有するＱＰＳＫデータを選択し、選択したＱＰＳＫデータにはフラグ“１”を立て、選択しなかったＱＰＳＫデータにはフラグ“０”を立てる。
【００６２】
選択されなかったＱＰＳＫデータ、すなわち選択フラグが“０”であるＱＰＳＫデータは、フェージングを受けたことによって、割り当てられたサブキャリアの振幅が歪み（（４）式における振幅Ｈｋ ＜１）、それに伴って大きな位相変位を有するものであると言える。
【００６３】
逆に選択されたＱＰＳＫデータ、すなわち選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータは、位相変位θｋ が小さいものであると言える。
【００６４】
次に周波数制御回路１４において、帰還データ選択回路１３によって選択されたＱＰＳＫデータから、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１による局部中間波との平均位相差を検出し、局部中間波の周波数を制御する周波数制御電圧をＩＦ−ＬＯ１に与えることにより、平均位相差を打ち消す。
【００６５】
図４は周波数制御回路１４の回路構成図である。
【００６６】
図４に示す周波数制御回路１４においては、上記の平均位相差をθとし、以下に示す計算により平均位相差θを算出する。
【００６７】
まず（４）式を展開すると、
ｑ（ｆｋ ）＝Ｈｋ ｅｘｐ（−ｊθｋ ）×Ｑ（ｆｋ ）
＝Ｈｋ （ｃｏｓθｋ −ｊｓｉｎθｋ ）×（Ａｋ ＋ｊＢｋ ）
＝Ｈｋ （Ａｋ ｃｏｓθｋ ＋Ｂｋ ｓｉｎθｋ ）
＋ｊＨｋ （Ｂｋ ｃｏｓθｋ −Ａｋ ｓｉｎθｋ ） （６）
（６）式における実数部は（２）式のａｋ であり、（６）式における虚数部は（２）式のｂｋ であるから、
ａｋ ＝Ｈｋ （Ａｋ ｃｏｓθｋ ＋Ｂｋ ｓｉｎθｋ ） （７）
ｂｋ ＝Ｈｋ （Ｂｋ ｃｏｓθｋ −Ａｋ ｓｉｎθｋ ） （８）
次に次式に示すＰｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）を求める。
【００６８】
Ｐｋ ＝（ａｋ ）２ −（ｂｋ ）２ （９）
上記の（９）式を（７）式および（８）式を用いて展開すると、Ａｋ ＝±１、Ｂｋ ＝±１であるから、
Ｐｋ ＝２（Ｈｋ ）２ Ａｋ Ｂｋ ｓｉｎ（２θｋ ） （１０）
また次式に示すＱｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）を求める。
【００６９】
Ｑｋ ＝ａｋ ×ｂｋ （１１）
上記の（１１）式を（７）式および（８）式を用いて展開すると、
Ｑｋ ＝２（Ｈｋ ）２ Ａｋ Ｂｋ ｃｏｓ（２θｋ ） （１２）
次に（１０）式に示すＰｋ および（１２）式に示すＱｋ を用いて、次式に示すＳｋ を求める。
【００７０】
また（１０）式に示すＰｋ および（１２）式に示すＱｋ を用いて、次式に示すＴｋ を求める。
【００７１】
次に（１３）式に示すＳｋ および（１４）式に示すＴｋ を用いて、次式に示すＶｋ を求める。
【００７２】
（１５）式において、例えば（４θｋ ）≦３０°であるとし、このときｓｉｎ（４θｋ ）＝４θｋ の線形近似が成り立つものとすると、（１５）式に示すＶｋ は、
Ｖｋ ＝θｋ （１６）
次に選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の個数をＮ´（Ｎ´≦Ｎ）、選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）によるＶｋ をＶ´ｈ （ｈ＝１、２…Ｎ´）、選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の位相変位θｋ をθ´ｈ とし、またＶ´ｈ の平均値をＶ、θ´ｈ とすると、
上記のＶは選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の位相変位θ´ｈ の平均値であるから、平均位相差θである。すなわち、
Ｖ＝θ （１８）
図４において、４１は入力信号を二乗する二乗回路であり、ＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の実数部データａｋ が入力されて、（ａｋ ）２ を出力する。
【００７３】
４２は入力信号を二乗する二乗回路であり、ＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の虚数部データｂｋ が入力されて、（ｂｋ ）２ を出力する。
【００７４】
４３は二つの入力信号を乗算する乗算器であり、ＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の実数部データａｋ および虚数部データｂｋ が入力されて、ａｋ ×ｂｋ 、すなわち（１１）式または（１２）式に示すＱｋ を出力する。
【００７５】
４４は二乗回路４１からの入力信号より、二乗回路４２からの入力信号を差し引く減算器であり、（ａｋ ）２ −（ｂｋ ）２ 、すなわち（９）式または（１０）式に示すＰｋ に比例する電圧を出力する。
【００７６】
４５は乗算器４３からの入力信号と、減算器４４からの入力信号とを乗算する乗算器であり、Ｐｋ ×Ｑｋ 、すなわち（１３）式に示すＳｋ を出力する。
【００７７】
４６は乗算器４３からの入力信号を二乗し、この二乗信号を四倍する二乗回路であり、４（Ｑｋ ）２ を出力する。
【００７８】
４７は減算器４４からの入力信号を二乗する二乗回路であり、（Ｐｋ ）２ を出力する。
【００７９】
４８は二乗回路４６からの入力信号と、二乗回路４７からの入力信号とを加算する加算器であり、（１４）式に示すＴｋ を出力する。
【００８０】
４９は乗算器４５からの入力信号を、加算器４８からの入力信号で除算する除算器であり、（１６）式に示すＶｋ 、すなわちθｋ に比例する信号を出力する。
【００８１】
５０は選択フラグが“１”であるときの除算器４９からの入力信号の平均値を算出する平均値算出回路であり、（１８）式に示すＶ、すなわち平均位相差θに比例する電圧を出力する。
【００８２】
５１は利得Ｋを有し、フィードバック系の応答特性を制御するために、平均値算出回路からの入力電圧ＶをＫ倍し、このＫＶを局部中間波位相の周波数制御電圧として図１に示すＩＦ−ＬＯ１に帰還する増幅器である。
【００８３】
図１に戻り、ＩＦ−ＬＯ１は周波数制御回路１４から入力された周波数制御電圧ＫＶに従って周波数を調整した局部中間波を出力する。
【００８４】
図１に示すＡＦＣ装置によって復調されたＱＰＳＫデータは、ＯＦＤＭ受信機の符号化データ復調部において、ＱＰＳＫ復調、ビタヒ複号、デインターリーブ等が施され、符号化データに復調される。
【００８５】
尚、パワースペクトル基準レベルＲ０ を下回るパワースペクトルを有するＱＰＳＫデータ、すなわち選択フラグが“０”であったＱＰＳＫデータは、上記の符号化データ復調部において、誤った復調符号化データとなる可能性が高いが、これはビタヒ複合によるエラー訂正で補うことが可能である。
【００８６】
このように上記の実施形態によれば、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と、ＩＦ−ＬＯ１より出力された局部中間波とを直交復調回路３および４のミキサ５および６によって乗算し、Ａ／Ｄ変換器９および１０を介して入力された直交復調回路３および４からの出力信号をＦＦＴ装置１１によって周波数領域の信号に変換し、この周波数領域の信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルをパワースペクトル計算回路１２によって検出し、このパワースペクトルレベルが所定レベル以上である周波数帯域成分信号を帰還データ選択回路１３によって選択出力し、周波数制御回路１４によって、帰還データ選択回路１３の出力信号成分から伝送チャンネルによってＩＦ−ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出し、この平均位相差に基づく周波数制御信号をＩＦ−ＬＯ１に与え、前記位相誤差を減少させるように局部中間波の周波数を制御することによって、フェージングの影響を著しく受けたＱＰＳＫデータを除外して中間周波のＯＦＤＭ信号と局部中間波との平均位相差を検出することができるので、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができる。
【００８７】
次に帰還データ選択回路１３におけるパワースペクトル基準レベルＲ０ の決定方法の一例について説明する。
【００８８】
移動体通信において、振幅が同程度の大きさで、各波の位相がランダムである信号を伝送する場合のフェージングはレイリー分布則に従い、パワースペクトル計算回路１２において算出されるパワースペクトルレベルがＲとなる確率密度関数ｐ（Ｒ）は、σ２ をパワースペクトルレベルの分散として、レイリー分布によって次式で表すことができる。
【００８９】
ｐ（Ｒ）＝（Ｒ／σ２ ）ｅｘｐ｛−（Ｒ）２ ／（２σ２ ）｝ （１９）
次に（１９）式に示す確率密度関数ｐ（Ｒ）を０からＲ´の範囲で積分することによって得られる累積分布は、パワースペクトル計算回路１２において算出されるパワースペクトルレベルがＲ´以下となる確率Ｐ（Ｒ´）を示し、この確率Ｐ（Ｒ´）は次式で表すことができる。
【００９０】
【数１】
正常伝送されたＯＦＤＭ信号を受信した場合にパワースペクトル計算回路１２において算出されるパワースペクトルレベルをＲｎ とすると、パワースペクトルレベルがＲｎ であるサブキャリアの中に、パワースペクトルレベルがＲ´（Ｒ´＜Ｒｎ ）であるサブキャリア（振幅歪みおよび位相歪みを有するサブキャリア）を（２０）式の確率Ｐ（Ｒ´）によって示される割合で混入させたＩＦ−ＯＦＤＭ信号を作成する。このＩＦ−ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアは既知の符号化データによるＱＰＳＫデータによってＱＰＳＫされているものである。
【００９１】
上記のＩＦ−ＯＦＤＭ信号をＡＦＣ装置および符号化データ復調部で復調する。この際、ＡＦＣ装置においては、復調された全てのＱＰＳＫデータから平均位相差θを算出し、局部中間波の周波数を制御するものとする。
【００９２】
そしてパワースペクトルレベルがＲｎ であるサブキャリアに割り当てられた符号化データが正常に復調されているか否かを調べることにより、帰還データ選択回路１３におけるパワースペクトル基準レベルＲ０ を決定する。
【００９３】
例えばＲ´≧Ｒ１ のときにパワースペクトルレベルがＲｎ のサブキャリアの符号化データが全て正常に復調され、Ｒ´＜Ｒ１ のときに誤って復調されるものが発生した場合に、このＲ１ をパワースペクトル基準レベルＲ０ とする。
【００９４】
このように、フェージングの影響によってあるＱＰＳＫデータのパワースペクトルレベルがあるレベル以下となる確率を示す、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて、前記基準レベルを決め、この基準レベルを用いて帰還データ選択回路１３においてＱＰＳＫデータを選択することによって、フェージングの影響を受けたＱＰＳＫデータを適切に除外することができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上の説明より明らかなように本発明のＡＦＣ装置によれば、乗算手段によって複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、局部中間波発信手段より出力された局部中間波とを乗算し、信号変換手段によって乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換し、パワースペクトルレベル検出手段によって前記周波数領域の信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出し、信号選択手段によって前記パワースペクトルレベルが所定レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力し、位相差検出手段によって信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出し、周波数制御手段によって前記平均位相差に基づく周波数制御信号を局部中間波発信手段に与え、前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御することによって、フェージングの影響を著しく受けたＱＰＳＫデータを除外して中間周波のＯＦＤＭ信号と局部中間波との平均位相差を検出することができるので、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができ、従って復調データの精度を向上させることができるという効果を有する。
【００９６】
また本発明の請求項２記載のＡＦＣ装置によれば、フェージングの影響によってあるＱＰＳＫデータのパワースペクトルレベルがあるレベル以下となる確率を示す、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて、前記基準レベルを決め、この基準レベルを用いて信号選択手段においてＱＰＳＫデータを選択することによって、フェージングの影響を受けたＱＰＳＫデータを適切に除外することができ、従って復調データの精度をより一層向上させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＡＦＣ装置の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のＡＦＣ装置の実施形態におけるパワースペクトル計算回路の回路構成図である。
【図３】伝送中に周波数選択性フェージングを受けたＯＦＤＭ信号をＡＦＣ装置において復調した場合のＱＰＳＫデータのパワースペクトル特性図および位相変位特性図である。
【図４】本発明のＡＦＣ装置の実施形態における周波数制御回路の回路構成図である。
【図５】従来のＡＦＣ装置の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ ＩＦ−ＬＯ（中間波局部発信器）
２ 移相器
３、４ 直交復調回路
５、６ ミキサ５
７、８ ＬＰＦ
９、１０ Ａ／Ｄ変換器
１１ ＦＦＴ装置（高速フーリエ変換装置）
１２ パワースペクトル計算回路
１３ 帰還データ選択回路
１４ 周波数制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、各サブキャリアがＱＰＳＫ（四相位相変調）されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）信号を受信するＯＦＤＭ受信機において、中間周波に変換された前記ＯＦＤＭ信号を直交復調するのに用いる局部中間波の位相と、前記中間周波のＯＦＤＭ信号との１シンボルにおける平均位相誤差を打ち消すように、前記局部中間波の周波数を制御するＡＦＣ（自動周波数制御）装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭはその名前が示す通り、周波数成分が互いに直交関係にある多数のサブキャリアを用いる変調方法であり、各サブキャリアの周波数位置にデータがセットされた周波数領域の信号を高速逆フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ 、以下ＩＦＦＴと称する）することにより、位相変調された各サブキャリアからなる時間領域の信号であるＯＦＤＭ信号を得るものである。
【０００３】
このＯＦＤＭ信号においては、各サブキャリアの位相偏移は、そのサブキャリアにセットされたデータを示している。
【０００４】
そして上記のＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、以下ＦＦＴと称する）することにより、各サブキャリアにセットしたデータを復調することができる。
【０００５】
このようなＯＦＤＭを採用した通信システムとしては、主に欧州を中心としたデジタル音声放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ、以下ＤＡＢと称する）が上げられる。
【０００６】
ＤＡＢにおけるＯＦＤＭは、各サブキャリアはＱＰＳＫ（四相位相変調）されている。２ｂｉｔの符号化データを実数部データおよび虚数部データからなるＱＰＳＫデータに変換し、このＱＰＳＫデータによって各サブキャリアをＱＰＳＫしたものである。
【０００７】
図５は従来のＡＦＣ装置の概略構成を示すブロック図である。
【０００８】
図５において、１は中間波局部発信器（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ 、以下ＩＦ−ＬＯと称する）、２は移相器、３はミキサ５およびＬＰＦ７を有する直交復調回路、４はミキサ６およびＬＰＦ８を有する直交復調回路、９および１０はＡ／Ｄ変換器、１１はＦＦＴ装置、１５は周波数制御回路である。
【０００９】
ＯＦＤＭ受信機は、受信部、図５に示すＡＦＣ装置、および符号化データ復調部によって構成され、受信部において、送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、受信した送信周波のＯＦＤＭ信号をＩＦ−ＯＦＤＭ信号（中間周波のＯＦＤＭ信号）に変換し、このＩＦ−ＯＦＤＭ信号を利得調整して、図５に示すＡＦＣ装置に入力する。
【００１０】
図５の直交復調回路３においてＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波をミキサ５によって乗算し、また直交復調回路４においてＩＦ−ＯＦＤＭ信号と移相器２より入力された局部中間波をミキサ６によって乗算し、各乗算信号から高周波成分をＬＰＦ７および８によって除去することにより、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ信号成分（虚数部信号成分）およびＱ信号成分（実数部信号成分）を得る。
【００１１】
このＩ信号成分およびＱ信号成分をＡ／Ｄ変換器９および１０によってＡ／Ｄ変換し、ＦＦＴ装置１１によってＦＦＴすることにより、ＱＰＳＫデータがセットされた周波数領域の信号を復調する。
【００１２】
しかし無線伝送チャンネルにおいて各キャリアに生じる位相歪み（位相誤差）は、ＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータにもそのまま乗じられている。
【００１３】
そこで周波数制御回路１５は、ＦＦＴ装置１１によって復調された、位相誤差を含む各ＱＰＳＫデータから、各帯域のＩＦ−ＯＦＤＭ信号と局部中間波の位相誤差をそれぞれ検出し、検出した位相誤差に基づいて、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号の全帯域にわたる位相誤差の平均を平均位相差として算出し、この平均位相差を打ち消すように局部中間波の周波数を制御する。
【００１４】
これによりＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータは前記平均位相差がキャンセルされたものとなり、正常な復調を行うことができる。
【００１５】
尚、上記の周波数制御回路１５においては、特定の一本のサブキャリアより復調された一つのＱＰＳＫデータから位相誤差を検出しこれを平均位相差とするか、または復調された全てのＱＰＳＫデータからそれぞれ位誤相差を検出し、この平均値をもって平均位相差とするか、あるいは特定の複数本のサブキャリアより復調されたＱＰＳＫデータから位相誤差を検出し、その平均値をもって平均位相差としていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のＡＦＣ装置においては、伝送中に周波数選択性フェージングにより著しくフェージング受けたサブキャリアから復調されたＱＰＳＫデータを平均位相差の算出に用いてしまった場合には、他のＱＰＳＫデータの位相誤差を増大させる方向に動作してしまう可能性があった。
【００１７】
すなわち、あるサブキャリアのみが著しくフェージングを受けると、そのサブキャリアの振幅および位相のみが著しく変化するので、このサブキャリアから復調されたＱＰＳＫデータから求めた位相誤差は、他のサブキャリアから復調されたＱＰＳＫデータから求めた位相誤差とは異なる値となる。
【００１８】
本発明はこのような従来の問題を解決するものであり、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができるＡＦＣ装置を提供することを目的とするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明のＡＦＣ装置は、周波数制御信号に基づく局部中間波を出力する局部中間波発信手段と、複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、前記局部中間波とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換する信号変換手段と、前記信号変換手段によって変換された信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出するパワースペクトルレベル検出手段と、前記パワースペクトルレベルが所定の基準レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力する信号選択手段と、前記信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出する位相差検出手段と、前記平均位相差に基づいて前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御する前記周波数制御信号を前記局部中間波発信手段に与える周波数制御手段とを具備することを特徴とするものである。
【００２０】
また本発明の請求項２記載のＡＦＣ装置は、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて決められたパワースペクトルレベルを、前記信号選択手段における基準レベルとして用いることを特徴とするものである。
【００２１】
従って本発明のＡＦＣ装置によれば、乗算手段によって複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、局部中間波発信手段より出力された局部中間波とを乗算し、信号変換手段によって乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換し、パワースペクトルレベル検出手段によって前記周波数領域の信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出し、信号選択手段によって前記パワースペクトルレベルが所定レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力し、位相差検出手段によって信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出し、周波数制御手段によって前記平均位相差に基づく周波数制御信号を局部中間波発信手段に与え、前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御することによって、フェージングの影響を著しく受けたＱＰＳＫデータを除外して中間周波のＯＦＤＭ信号と局部中間波との平均位相差を検出することができるので、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができる。
【００２２】
また本発明の請求項２記載のＡＦＣ装置によれば、周波数選択性フェージングの影響によってあるＱＰＳＫデータのパワースペクトルレベルがあるレベル以下となる確率を示す、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて、前記基準レベルを決め、この基準レベルを用いて信号選択手段においてＱＰＳＫデータを選択することによって、フェージングの影響を受けたＱＰＳＫデータを適切に除外することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下に説明する本発明の実施の形態は、２ｂｉｔの符号化データに対して一つのサブキャリアを割り当て、各サブキャリアがＱＰＳＫ（四相位相変調）されたＯＦＤＭ（直交周波数分割多重変調）におけるものである。
【００２４】
送信側において、伝送したい符号化データ２ｂｉｔを一組とし、この各２ｂｉｔデータをそれぞれＱＰＳＫデータに変換し、この各ＱＰＳＫデータをそれぞれ各サブキャリアに割り当てる。そして各ＱＰＳＫデータを対応するサブキャリアの周波数位置にそれぞれセットしたＱＰＳＫデータセット信号（このＱＰＳＫデータセット信号は周波数領域の信号である）を作成する。
【００２５】
このＱＰＳＫデータセット信号はＩ信号成分とＱ信号成分からなり、このＩ信号成分とＱ信号成分は直交関係にあり、Ｑ信号成分を実数部、Ｉ信号成分を虚数部とする複素数は、上記のＱＰＳＫデータセット信号の複素表示となる。
【００２６】
サブキャリアの本数をＮ本とすると、伝送したい符号化データ２×Ｎｂｉｔをそれぞれ２ｂｉｔの組に分ける。
【００２７】
ＱＰＳＫによるＯＦＤＭにおいては、この２×Ｎｂｉｔの符号化データを一括して送信するので、この送信単位を１シンボルと称し、また２Ｎｂｉｔの符号化データを１シンボルデータと称する。
【００２８】
上記の各２ｂｉｔデータをＤ（ｋ）（ｋ＝１、２…Ｎ）とし、また２ｂｉｔデータＤ（ｋ）のＱＰＳＫデータを
Ｑ（ｋ）＝Ａｋ ＋ｊＢｋ （ｋ＝１、２…Ｎ） （１）
とおく。
【００２９】
ここでＡｋ はＱＰＳＫデータの実数部データ、Ｂｋ は虚数部データを示し、それぞれ“１”あるいは“−１”の値をとる。またｊは虚数単位である。
【００３０】
２ｂｉｔデータＤ（ｋ）のＱＰＳＫデータＱ（ｋ）への変換は、例えば次のようにして行う。
【００３１】
Ｄ（ｋ）＝“００”のとき Ｑ（ｋ）＝１＋ｊ
Ｄ（ｋ）＝“０１”のとき Ｑ（ｋ）＝−１＋ｊ
Ｄ（ｋ）＝“１０”のとき Ｑ（ｋ）＝−１−ｊ
Ｄ（ｋ）＝“１１”のとき Ｑ（ｋ）＝１−ｊ
次に各サブキャリアの周波数をｆｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）とすると、例えば周波数ｆｋ のサブキャリアにＱＰＳＫデータＤ（ｋ）を割り当てる。
【００３２】
そして周波数領域において、Ｑ信号成分の周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータＱ（ｋ）の実数部データＡｋ をセットし、Ｉ信号成分の周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータＱ（ｋ）の虚数部データＢｋ をセットして、周波数領域のＱＰＳＫデータセット信号を作成する。
【００３３】
次に上記の周波数領域のＱＰＳＫデータセット信号のＩ信号成分およびＱ信号成分をそれぞれＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）することにより、位相変調されたＮ本のサブキャリアからなるＯＦＤＭ信号のＩ信号成分およびＱ信号成分（このＯＦＤＭ信号のＩ信号成分およびＱ信号成分はともに時間領域の信号である）を得、このＩ信号成分およびＱ信号成分によって搬送波を直交変調して、搬送周波のＯＦＤＭ信号を得るものである。
【００３４】
このＯＦＤＭ信号においては、各サブキャリアの位相偏移は、そのサブキャリアにセットされたＱＰＳＫデータを示している。
【００３５】
最後に上記の搬送周波のＯＦＤＭ信号を送信周波に変換して送信する。
【００３６】
ＯＦＤＭ受信機は、受信部、図１に示すＡＦＣ装置、および符号化データ復調部によって構成され、受信部において、送信されたＯＦＤＭ信号を受信し、受信した送信周波のＯＦＤＭ信号をＩＦ−ＯＦＤＭ信号（中間周波のＯＦＤＭ信号）に変換し、このＩＦ−ＯＦＤＭ信号を利得調整して、図１に示すＡＦＣ装置に入力する。
【００３７】
図１は本発明のＡＦＣ装置の実施形態の構成を示すブロック図である。
【００３８】
図１において、１は位相調整した局部中間波を出力するＩＦ−ＬＯ（中間波局部発信器）、２はＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波の位相を−９０°移相する移相器である。
【００３９】
３はミキサ５およびＬＰＦ７を有し、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波とをミキサ５によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ７によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ信号成分（時間領域信号）を得る直交復調回路である。
【００４０】
４はミキサ６およびＬＰＦ８を有し、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と移相器２より入力された局部中間波とをミキサ６によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ８によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＱ信号成分（時間領域信号）を得る直交復調回路である。
【００４１】
上記のＩ信号成分とＱ信号成分は直交関係にあり、Ｑ信号成分を実数部、Ｉ信号成分を虚数部とする複素数は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号（時間領域信号）の複素表示となる。
【００４２】
９は直交復調回路３より入力されたＯＦＤＭ信号のＩ信号成分をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器、１０は直交復調回路４より入力されたＯＦＤＭ信号のＱ信号成分をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器である。
【００４３】
１１はＡ／Ｄ変換器９より入力されたＩ信号成分、およびＡ／Ｄ変換器１０より入力されたＱ信号成分をそれぞれＦＦＴ（高速フーリエ変換）することにより、各サブキャリアを示す周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの虚数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＩ信号成分（周波数領域信号）、および周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの実数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＱ信号成分（周波数領域信号）を復調するＦＦＴ装置である。
【００４４】
１２はＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータセット信号における各ＱＰＳＫデータのパワースペクトルを計算するパワースペクトル計算回路である。
【００４５】
１３は予め設定されているパワースペクトル基準レベルＲ０ を用いて、このＲ０ と、パワースペクトル計算回路１２による各ＱＰＳＫデータのパワースペクトルとをそれぞれ比較し、パワースペクトル基準レベルＲ０ より大きなパワースペクトルレベルを有するＱＰＳＫデータを選択し、選択したＱＰＳＫデータにはフラグ“１”を立て、選択しなかったＱＰＳＫデータにはフラグ“０”を立てる帰還データ選択回路である。
【００４６】
１４は帰還データ選択回路１３によって選択されたＱＰＳＫデータから、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１による局部中間波との平均位相差を検出し、この平均位相差を打ち消すための周波数制御電圧をＩＦ−ＬＯ１に与えることにより、局部中間波の周波数を制御する周波数制御回路である。
【００４７】
次にこのような構成を有する本発明の実施形態の動作について説明する。
【００４８】
直交復調回路３において、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と、ＩＦ−ＬＯ１より入力された局部中間波とをミキサ５によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ７によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ信号成分（時間領域信号）を得、また直交復調回路４において、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と、移相器２より入力された局部中間波とをミキサ６によって乗算し、得られた乗算信号の高周波数成分をＬＰＦ８によって除去することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号のＱ信号成分（時間領域信号）を得る。
【００４９】
次に上記のＯＦＤＭ信号のＩ信号成分をＡ／Ｄ変換器９によってＡ／Ｄ変換し、上記のＯＦＤＭ信号のＱ信号成分をＡ／Ｄ変換器１０によってＡ／Ｄ変換して、それぞれＦＦＴ装置１１に入力し、ＦＦＴ装置１１によってそれぞれＦＦＴすることにより、各サブキャリアを示す周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの虚数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＩ信号成分（周波数領域信号）、および周波数ｆｋ の位置にＱＰＳＫデータの実数部データがセットされたＱＰＳＫデータセット信号のＱ信号成分（周波数領域信号）を復調する。
【００５０】
上記の復調されたＱＰＳＫデータセット信号におけるＱＰＳＫデータを
ｑ（ｆｋ ）＝ａｋ ＋ｊｂｋ （ｋ＝１、２…Ｎ） （２）
とおく。
【００５１】
次にパワースペクトル計算回路１２において、上記の復調されたＱＰＳＫデータセット信号における各ＱＰＳＫデータのパワースペクトルＲ（ｆｋ ）（ｋ＝１、２…Ｎ）を次式によって計算する。
【００５２】
Ｒ（ｆｋ ）＝（ａｋ ）２ ＋（ｂｋ ）２ （３）
図２はパワースペクトル計算回路１２の回路構成図である。
【００５３】
図２において、２１および２２は入力信号を二乗する二乗回路であり、二乗回路２１にはＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の実数部データａｋ が入力され、二乗回路２２には虚数部データｂｋ が入力される。
【００５４】
２３は二乗回路２１からの入力信号と二乗回路２２からの入力信号を加算する加算器である。
【００５５】
ところで、送信側より送信されたＯＦＤＭ信号が伝送中に周波数選択性フェージングを受けると、フェージングを受けたサブキャリアの振幅および位相は変化してしまうため、この振幅変位および位相変位は復調されたＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）にも含まれてしまう。
【００５６】
各サブキャリアの振幅（実効値）をＨｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）、各サブキャリアと局部中間波との位相変位をθｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）とすると、復調されたＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）は以下のように示される。
【００５７】
ｑ（ｆｋ ）＝Ｈｋ ｅｘｐ（−ｊθｋ ）×Ｑ（ｆｋ ） （４）
上記の（４）式において、正常伝送時は振幅Ｈｋ ＝１であるが、フェージングを受けると振幅Ｈｋ ＜１となり、その値はフェージングによる振幅歪率を示す。
【００５８】
また上記の（４）式において、θｋ ＝０であればＩＦ−ＯＦＤＭ信号は正しく直交復調される。
【００５９】
図３は伝送中に周波数選択性フェージングを受けたＯＦＤＭ信号をＡＦＣ装置において復調した場合のＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）のパワースペクトル特性および位相変位特性を示すものであり、サブキャリア周波数ｆＬ およびｆＭ の位置が強くフェージングを受けた場合のものである。
【００６０】
図３において、３１はパワースペクトル特性を示しており、周波数ｆＬ およびｆＭ の位置にディップポイントが形成されている。また３２は位相変位特性を示している。
【００６１】
図１に戻り、帰還データ選択回路１３において、予め設定されているパワースペクトル基準レベルＲ０ を用いて、このＲ０ と（３）式によるパワースペクトルＲ（ｆｋ ）とをそれぞれ比較し、
Ｒ（ｆｋ ）＞Ｒ０ （５）
となるパワースペクトルレベルを有するＱＰＳＫデータを選択し、選択したＱＰＳＫデータにはフラグ“１”を立て、選択しなかったＱＰＳＫデータにはフラグ“０”を立てる。
【００６２】
選択されなかったＱＰＳＫデータ、すなわち選択フラグが“０”であるＱＰＳＫデータは、フェージングを受けたことによって、割り当てられたサブキャリアの振幅が歪み（（４）式における振幅Ｈｋ ＜１）、それに伴って大きな位相変位を有するものであると言える。
【００６３】
逆に選択されたＱＰＳＫデータ、すなわち選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータは、位相変位θｋ が小さいものであると言える。
【００６４】
次に周波数制御回路１４において、帰還データ選択回路１３によって選択されたＱＰＳＫデータから、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号とＩＦ−ＬＯ１による局部中間波との平均位相差を検出し、局部中間波の周波数を制御する周波数制御電圧をＩＦ−ＬＯ１に与えることにより、平均位相差を打ち消す。
【００６５】
図４は周波数制御回路１４の回路構成図である。
【００６６】
図４に示す周波数制御回路１４においては、上記の平均位相差をθとし、以下に示す計算により平均位相差θを算出する。
【００６７】
まず（４）式を展開すると、
ｑ（ｆｋ ）＝Ｈｋ ｅｘｐ（−ｊθｋ ）×Ｑ（ｆｋ ）
＝Ｈｋ （ｃｏｓθｋ −ｊｓｉｎθｋ ）×（Ａｋ ＋ｊＢｋ ）
＝Ｈｋ （Ａｋ ｃｏｓθｋ ＋Ｂｋ ｓｉｎθｋ ）
＋ｊＨｋ （Ｂｋ ｃｏｓθｋ −Ａｋ ｓｉｎθｋ ） （６）
（６）式における実数部は（２）式のａｋ であり、（６）式における虚数部は（２）式のｂｋ であるから、
ａｋ ＝Ｈｋ （Ａｋ ｃｏｓθｋ ＋Ｂｋ ｓｉｎθｋ ） （７）
ｂｋ ＝Ｈｋ （Ｂｋ ｃｏｓθｋ −Ａｋ ｓｉｎθｋ ） （８）
次に次式に示すＰｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）を求める。
【００６８】
Ｐｋ ＝（ａｋ ）２ −（ｂｋ ）２ （９）
上記の（９）式を（７）式および（８）式を用いて展開すると、Ａｋ ＝±１、Ｂｋ ＝±１であるから、
Ｐｋ ＝２（Ｈｋ ）２ Ａｋ Ｂｋ ｓｉｎ（２θｋ ） （１０）
また次式に示すＱｋ （ｋ＝１、２…Ｎ）を求める。
【００６９】
Ｑｋ ＝ａｋ ×ｂｋ （１１）
上記の（１１）式を（７）式および（８）式を用いて展開すると、
Ｑｋ ＝２（Ｈｋ ）２ Ａｋ Ｂｋ ｃｏｓ（２θｋ ） （１２）
次に（１０）式に示すＰｋ および（１２）式に示すＱｋ を用いて、次式に示すＳｋ を求める。
【００７０】
【００７１】
【００７２】
Ｖｋ ＝θｋ （１６）
次に選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の個数をＮ´（Ｎ´≦Ｎ）、選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）によるＶｋ をＶ´ｈ （ｈ＝１、２…Ｎ´）、選択フラグが“１”であるＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の位相変位θｋ をθ´ｈ とし、またＶ´ｈ の平均値をＶ、θ´ｈ とすると、
Ｖ＝θ （１８）
図４において、４１は入力信号を二乗する二乗回路であり、ＦＦＴ装置１１によって復調されたＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の実数部データａｋ が入力されて、（ａｋ ）２ を出力する。
【００７３】
４２は入力信号を二乗する二乗回路であり、ＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の虚数部データｂｋ が入力されて、（ｂｋ ）２ を出力する。
【００７４】
４３は二つの入力信号を乗算する乗算器であり、ＱＰＳＫデータｑ（ｆｋ ）の実数部データａｋ および虚数部データｂｋ が入力されて、ａｋ ×ｂｋ 、すなわち（１１）式または（１２）式に示すＱｋ を出力する。
【００７５】
４４は二乗回路４１からの入力信号より、二乗回路４２からの入力信号を差し引く減算器であり、（ａｋ ）２ −（ｂｋ ）２ 、すなわち（９）式または（１０）式に示すＰｋ に比例する電圧を出力する。
【００７６】
４５は乗算器４３からの入力信号と、減算器４４からの入力信号とを乗算する乗算器であり、Ｐｋ ×Ｑｋ 、すなわち（１３）式に示すＳｋ を出力する。
【００７７】
４６は乗算器４３からの入力信号を二乗し、この二乗信号を四倍する二乗回路であり、４（Ｑｋ ）２ を出力する。
【００７８】
４７は減算器４４からの入力信号を二乗する二乗回路であり、（Ｐｋ ）２ を出力する。
【００７９】
４８は二乗回路４６からの入力信号と、二乗回路４７からの入力信号とを加算する加算器であり、（１４）式に示すＴｋ を出力する。
【００８０】
４９は乗算器４５からの入力信号を、加算器４８からの入力信号で除算する除算器であり、（１６）式に示すＶｋ 、すなわちθｋ に比例する信号を出力する。
【００８１】
５０は選択フラグが“１”であるときの除算器４９からの入力信号の平均値を算出する平均値算出回路であり、（１８）式に示すＶ、すなわち平均位相差θに比例する電圧を出力する。
【００８２】
５１は利得Ｋを有し、フィードバック系の応答特性を制御するために、平均値算出回路からの入力電圧ＶをＫ倍し、このＫＶを局部中間波位相の周波数制御電圧として図１に示すＩＦ−ＬＯ１に帰還する増幅器である。
【００８３】
図１に戻り、ＩＦ−ＬＯ１は周波数制御回路１４から入力された周波数制御電圧ＫＶに従って周波数を調整した局部中間波を出力する。
【００８４】
図１に示すＡＦＣ装置によって復調されたＱＰＳＫデータは、ＯＦＤＭ受信機の符号化データ復調部において、ＱＰＳＫ復調、ビタヒ複号、デインターリーブ等が施され、符号化データに復調される。
【００８５】
尚、パワースペクトル基準レベルＲ０ を下回るパワースペクトルを有するＱＰＳＫデータ、すなわち選択フラグが“０”であったＱＰＳＫデータは、上記の符号化データ復調部において、誤った復調符号化データとなる可能性が高いが、これはビタヒ複合によるエラー訂正で補うことが可能である。
【００８６】
このように上記の実施形態によれば、ＩＦ−ＯＦＤＭ信号と、ＩＦ−ＬＯ１より出力された局部中間波とを直交復調回路３および４のミキサ５および６によって乗算し、Ａ／Ｄ変換器９および１０を介して入力された直交復調回路３および４からの出力信号をＦＦＴ装置１１によって周波数領域の信号に変換し、この周波数領域の信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルをパワースペクトル計算回路１２によって検出し、このパワースペクトルレベルが所定レベル以上である周波数帯域成分信号を帰還データ選択回路１３によって選択出力し、周波数制御回路１４によって、帰還データ選択回路１３の出力信号成分から伝送チャンネルによってＩＦ−ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出し、この平均位相差に基づく周波数制御信号をＩＦ−ＬＯ１に与え、前記位相誤差を減少させるように局部中間波の周波数を制御することによって、フェージングの影響を著しく受けたＱＰＳＫデータを除外して中間周波のＯＦＤＭ信号と局部中間波との平均位相差を検出することができるので、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができる。
【００８７】
次に帰還データ選択回路１３におけるパワースペクトル基準レベルＲ０ の決定方法の一例について説明する。
【００８８】
移動体通信において、振幅が同程度の大きさで、各波の位相がランダムである信号を伝送する場合のフェージングはレイリー分布則に従い、パワースペクトル計算回路１２において算出されるパワースペクトルレベルがＲとなる確率密度関数ｐ（Ｒ）は、σ２ をパワースペクトルレベルの分散として、レイリー分布によって次式で表すことができる。
【００８９】
ｐ（Ｒ）＝（Ｒ／σ２ ）ｅｘｐ｛−（Ｒ）２ ／（２σ２ ）｝ （１９）
次に（１９）式に示す確率密度関数ｐ（Ｒ）を０からＲ´の範囲で積分することによって得られる累積分布は、パワースペクトル計算回路１２において算出されるパワースペクトルレベルがＲ´以下となる確率Ｐ（Ｒ´）を示し、この確率Ｐ（Ｒ´）は次式で表すことができる。
【００９０】
【数１】
【００９１】
上記のＩＦ−ＯＦＤＭ信号をＡＦＣ装置および符号化データ復調部で復調する。この際、ＡＦＣ装置においては、復調された全てのＱＰＳＫデータから平均位相差θを算出し、局部中間波の周波数を制御するものとする。
【００９２】
そしてパワースペクトルレベルがＲｎ であるサブキャリアに割り当てられた符号化データが正常に復調されているか否かを調べることにより、帰還データ選択回路１３におけるパワースペクトル基準レベルＲ０ を決定する。
【００９３】
例えばＲ´≧Ｒ１ のときにパワースペクトルレベルがＲｎ のサブキャリアの符号化データが全て正常に復調され、Ｒ´＜Ｒ１ のときに誤って復調されるものが発生した場合に、このＲ１ をパワースペクトル基準レベルＲ０ とする。
【００９４】
このように、フェージングの影響によってあるＱＰＳＫデータのパワースペクトルレベルがあるレベル以下となる確率を示す、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて、前記基準レベルを決め、この基準レベルを用いて帰還データ選択回路１３においてＱＰＳＫデータを選択することによって、フェージングの影響を受けたＱＰＳＫデータを適切に除外することができる。
【００９５】
【発明の効果】
以上の説明より明らかなように本発明のＡＦＣ装置によれば、乗算手段によって複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、局部中間波発信手段より出力された局部中間波とを乗算し、信号変換手段によって乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換し、パワースペクトルレベル検出手段によって前記周波数領域の信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出し、信号選択手段によって前記パワースペクトルレベルが所定レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力し、位相差検出手段によって信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出し、周波数制御手段によって前記平均位相差に基づく周波数制御信号を局部中間波発信手段に与え、前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御することによって、フェージングの影響を著しく受けたＱＰＳＫデータを除外して中間周波のＯＦＤＭ信号と局部中間波との平均位相差を検出することができるので、フェージングの影響を抑圧し、安定した自動周波数制御を行うことができ、従って復調データの精度を向上させることができるという効果を有する。
【００９６】
また本発明の請求項２記載のＡＦＣ装置によれば、フェージングの影響によってあるＱＰＳＫデータのパワースペクトルレベルがあるレベル以下となる確率を示す、レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて、前記基準レベルを決め、この基準レベルを用いて信号選択手段においてＱＰＳＫデータを選択することによって、フェージングの影響を受けたＱＰＳＫデータを適切に除外することができ、従って復調データの精度をより一層向上させることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＡＦＣ装置の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明のＡＦＣ装置の実施形態におけるパワースペクトル計算回路の回路構成図である。
【図３】伝送中に周波数選択性フェージングを受けたＯＦＤＭ信号をＡＦＣ装置において復調した場合のＱＰＳＫデータのパワースペクトル特性図および位相変位特性図である。
【図４】本発明のＡＦＣ装置の実施形態における周波数制御回路の回路構成図である。
【図５】従来のＡＦＣ装置の概略構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ ＩＦ−ＬＯ（中間波局部発信器）
２ 移相器
３、４ 直交復調回路
５、６ ミキサ５
７、８ ＬＰＦ
９、１０ Ａ／Ｄ変換器
１１ ＦＦＴ装置（高速フーリエ変換装置）
１２ パワースペクトル計算回路
１３ 帰還データ選択回路
１４ 周波数制御回路
Claims (2)
- 周波数制御信号に基づく局部中間波を出力する局部中間波発信手段と、
複数のサブキャリアを信号データにより変調してなる受信信号と、前記局部中間波とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段からの出力信号を周波数領域の信号に変換する信号変換手段と、
前記信号変換手段によって変換された信号の周波数帯域ごとのパワースペクトルレベルを検出するパワースペクトルレベル検出手段と、
前記パワースペクトルレベルが所定の基準レベル以上である周波数帯域成分信号を選択出力する信号選択手段と、
前記信号選択手段の出力信号成分から前記受信信号の伝送チャンネルによって各サブキャリアに生じる位相誤差の平均を平均位相差として検出する位相差検出手段と、
前記平均位相差に基づいて前記位相誤差を減少させるように前記局部中間波の周波数を制御する前記周波数制御信号を前記局部中間波発信手段に与える周波数制御手段とを具備することを特徴とするＡＦＣ装置。 - レイリー分布による確率密度関数の累積分布に基づいて決められたパワースペクトルレベルを、前記信号選択手段における基準レベルとして用いることを特徴とする請求項１記載のＡＦＣ装置。
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