JP4405984B2 - 2つのiおよびqチャネルの間の不整合の訂正 - Google Patents
2つのiおよびqチャネルの間の不整合の訂正 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4405984B2 JP4405984B2 JP2006185734A JP2006185734A JP4405984B2 JP 4405984 B2 JP4405984 B2 JP 4405984B2 JP 2006185734 A JP2006185734 A JP 2006185734A JP 2006185734 A JP2006185734 A JP 2006185734A JP 4405984 B2 JP4405984 B2 JP 4405984B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- phase shift
- correction
- channel
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
- H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
また、本発明は、例えば、ヨーロッパのDVB−T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)仕様、またはDVB−H(Digital Video Broadcasting-Handheld)仕様において規定されるデジタル地上波テレビの分野に特に適用される。
本発明は、例えば、DAB(Digital Audio Broadcasting)標準において規定されるデジタル放送の分野に適用することも可能である。
本発明は、例えば、IEEE 802.11またはHyperlan/2標準において規定されるような無線ローカルエリアネットワークの分野に同様に適用することが可能である。
本発明は、特に、復調器および受信した放送信号の処理に関する。
さらに、地上波チャネルによって放送される信号は、伝送の間に障害物で反射されうる。障害物は、例えば、壁、建物、または緩衝要素でありうる。また、放送信号は、通過する媒体の屈折率による影響を受け、または障害物に対して回折しうる。したがって、受信器によって受信される信号は、送信器からの直接の経路上で伝送される信号と、異なる間接的な経路から生じる多数の減衰および遅延した信号の組み合わせである。
したがって、そのようなチャネルの伝達機能は、均一な周波数ではない。さらに、障害物、送信器または受信器は移動式でありうる。したがって、伝達機能は時間にわたって変化しうる。
特に、COFDM(符号化されたOFDM)変調を用いることが可能である。COFDM変調は、サブキャリアに影響しうる減衰に対して比較的強い伝送を提供することが可能である。
例えば、エラーが測定され、かつIおよびQチャネルの信号の間に導入される訂正位相偏移がこのエラーに基づいて算出される。
しかし、これらのアルゴリズムは、地上波チャネルによって放送される信号から生じるIおよびQ信号の不整合を訂正する場合には不十分であることが明らかにされている。
(a)第1期間の間に第1エラー値の集合を測定するステップを有し、各第1エラー値は放送信号から生じる推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとに基づいて測定され、
(b)前記第1エラー値の集合の前記第1エラー値の和に基づいて現在の第2エラー値を決定するステップと、
(c)前記現在の第2エラー値をメモリに記憶された以前の第2エラー値と比較するステップと、
(d)同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移に加算される現在の位相偏移訂正値を選択するステップとをさらに有し、前記選択は、前記ステップ(c)の比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも2つの位相偏移訂正値から行われ、
(e)現在の位相偏移を取得するために、以前の位相偏移に前記ステップ(d)において選択された現在の位相偏移訂正値を加算するステップと、
(f)同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に前記ステップ(e)において取得された現在の位相偏移を導入するステップと、
(g)前記ステップ(b)において決定された現在の第2エラー値と前記ステップ(d)において選択された現在の位相偏移訂正値とをメモリに記憶するステップと、
(h)上記ステップを繰り返すステップと、
をさらに有する位相訂正方法を有する方法である。
本発明のこの形態による方法は、実現することが比較的簡単であり、かつ地上波チャネルによって放送される信号から生じるIおよびQチャネルの間の不整合の比較的効果的な訂正を提供する。
さらに、そのようなチャネルは、時間にわたって変化しうるので、本方法のステップを周期的に繰り返すことによって、位相不整合のよりよい訂正が達成されうる。
本発明は、訂正の動作に必要であるときのみ、ステップ(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、(g)、(h)が表わされた順序によって制限される。例えば、ステップ(e)と(g)は交換可能である。
現在の第2エラー値は、以前の第2エラー値と比較される。ステップ(c)の比較結果は、例えば、現在の第2エラー値とメモリに記憶された以前の第2エラー値との間の差分の符号である。この比較ステップは、以前の位相偏移訂正が加算されたときに第2エラーが増加したか否か、または逆に第2エラーが減少したか否かを推定することを可能とする。
したがって、第1の事例において、現在の位相偏移訂正値は、以前の位相偏移訂正値に等しいか、または少なくとも同じ符号に選択することが可能である。第2の事例において、現在の位相偏移訂正値は、以前の位相偏移訂正値の符号を逆にした値であるか、または少なくとも逆の符号に選択することが可能である。
その代わりに、ステップ(d)において、現在の位相偏移訂正値の選択は2つより多くの位相偏移訂正値から行われる。この代替は、特に、時間にわたって比較的小さく変化する伝達機能を有するチャネルのために想定される。したがって、本方法は、自動的に収束の速度を促進する。
その代わりに、前記位相訂正方法は、第2期間について待機するためのステップを含まない。実際、本発明のこの形態による方法を実現する装置が比較的低い慣性(inertia)を表わす可能性があり、意味のある結果を取得するために第2期間の間、待機する必要がない。
実際、チャネル伝達機能は、時間にわたって変化しうる。したがって、意味のある現在の第2エラー値を取得するために、ある数の第1エラー値を測定することが望ましい。
その代わりに、前記第1期間は、前記第1エラー値の集合が4つより少ない第1エラー値を含む期間である。
以前の位相偏移訂正値と以前の第2エラー値とを記憶するための記憶手段と、
推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとの間の第1エラー値を測定するための測定装置と、
第1期間の間に測定された第1エラー値の和に基づいて現在の第2エラー値を決定するための加算手段と、
前記現在の第2エラー値をメモリに記憶された以前の第2エラー値と比較するための第1比較手段と、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移に加算される現在の位相偏移訂正値を選択するための選択手段と、を具備し、前記選択は、前記比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも2つの位相偏移訂正値から行われ、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に現在の位相偏移を導入するための位相偏移手段をさらに具備し、前記現在の位相偏移は、以前の位相偏移と現在の位相偏移訂正値とに依存する。
不整合を訂正するためのこの装置は、本発明の形態の1つによる方法を実現することを可能とし、したがって、同様な効果を奏する。
さらに、本発明のこの形態による位相不整合を訂正するための装置は、比較的容易に電子装置に組み込むことが可能である。
電子装置は、例えば、復調器である。
その代わりに、前記第1カウント手段は、前記第1エラー値の測定が前記第1期間の間でのみ行われるように前記測定装置を制御することも可能である。
その代わりに、前記第2カウント手段は前記測定装置を制御する。
この特徴のいずれも限定しない。特に、前記電子装置は、意味のある判定基準を取得するために、前記第2期間の時間について待機する必要がないように動的な範囲を有することが可能である。
本発明の一形態による方法は、本発明の一形態による前記電子装置が安定状態で動作するときに効果的に用いられるが、この特徴は限定しない。
それぞれ前記同相成分および前記直交成分に対応する同相デジタル信号と直交デジタル信号とに基づいてシンボルを推定するための装置と、
本発明の一形態による不整合を訂正するための装置と、
を含む。
受信された信号をベースバンドに変換し、かつ同相チャネル上の同相成分および直交チャネル上の直交成分を出力するためのチューナと、
前記同相成分および前記直交成分に基づいてシンボルを推定するための本発明の一形態による電子装置と、
を含む。
そのような放送信号を受信するための装置は比較的小型とすることが可能である。
図1の受信装置1はチューナ2および電子装置3を具備する。受信装置1は異種の技術で実現することが可能である。
チューナ2は地上波チャネルによって放送される信号を受信し、かつこれらの信号をベースバンドに変換することを可能とする。放送信号はこの例においてCOFDM変調によって変調される。電子装置3はベースバンドに変換された信号から生じる同相成分SIおよび直交成分SQを処理することを可能とする。
表わされた電子装置は、同相成分SIおよび直交成分SQをデジタル化する、したがって、同相デジタル信号SDIおよび直交デジタル信号SDQを生成する、2つのアナログデジタルコンバータ(4、5)を具備する。
また、電子装置3は、同相デジタル信号SDIおよび直交デジタル信号SDQに基づいてシンボルを推定するための装置を具備する。シンボル推定装置は、デジタル処理装置6およびデジタルローパスフィルタ(8、9)を具備する。これらのデジタルローパスフィルタ(8、9)は相対的に選択されたフィルタリングを提供するために用いられる。
デジタル処理装置6は、比較的高い正確さで信号をベースバンドに配置するための(図示しない)回転装置(rotation device)を具備することが可能である。また、デジタル処理装置6は、(図示しない)ローパスフィルタおよび(図示しない)高速フーリエ変換装置を具備することが可能である。(図示しない)メモリは、変調方法、例えば、QPSK(四相位相偏移変調)、16−QAM(直交振幅変調)または64−QAMを指示することが可能である。
デジタル処理装置6は、この技術分野の当業者に知られている。デジタル処理装置6は、シンボルのコンステレーションを取得することを可能とする。
また、電子装置3は、チャネル推定手段、例えば、予測器7を具備する。予測器7は取得されたシンボルへのチャネルの影響を少なくとも部分的に補償することを可能とする。
また、電子装置3は、同相デジタル信号SDIおよび直交デジタル信号SDQの間の不整合を訂正するための装置を具備する。不整合を訂正するための装置は、振幅訂正装置10および位相訂正装置11を具備する。
図1の振幅訂正装置10および図4の振幅訂正方法の例を一緒に説明する。
この実施形態において、振幅訂正装置10は、2つの電力算出装置(12、13)を具備し、各電力算出装置は、IまたはQチャネルの1つにおける電力P(I)またはP(Q)を評価することを可能とする。各電力は、瞬間のものとする、または与えられた時間間隔にわたって平均されることが可能である。各チャネルについて、電力が評価される(図4のステップ(j))。
また、振幅訂正装置10は、適切に評価された電力を比較するための第2比較手段14を具備する。図4において(k)と示されたこのステップは、ステップ(j)において評価された電力を比較するために、多くの方法で実現することが可能である。
例えば、利得間隔gはこの比較を実行するために使用することが可能である。利得間隔gはプログラムすることが可能である。評価された電力の1つ、例えばIチャネルの電力P(I)は、他の電力、例えばQチャネルの電力P(Q)と比較される前に、まず、第1係数、例えば(1+g)が乗算される。また、Iチャネルの電力P(I)は、Qチャネルの電力P(Q)と比較される前に、第2係数、例えば(1−g)が乗算される。|P(I)(1+g)−P(Q)|に等しい第1差分D1、および、|P(I)(1−g)−P(Q)|に等しい第2差分D2が、例えば、評価されることが可能である(図4のステップ50)。第1差分D1は第2差分D2と比較される(ステップ51)。
図示しない、代わりの実施形態よれば、電力の比較は利得間隔を含まない。電力P(I)およびP(Q)は、例えば、直接に互いに比較される。
利得分配手段15は、少なくとも2つの利得訂正値から利得訂正値δGを選択することを可能とする(図4のステップ(l))。
好ましくは、かつ限定でなく、利得訂正値δGは厳密に2つの値から選択される。好ましくは、かつ限定でなく、厳密な2つの潜在的な利得訂正値は、逆の符号を有する。好ましくは、これら2つの値の絶対値は実質的に等しく、例えば、値(−g/2,+g/2)である。
第1差分D1が第2差分より小さいならば、Iチャネルの電力は低過ぎると見なすことが可能であり、選択される利得訂正値δGは+g/2である(図4のステップ53)。
第1差分D1が第2差分より大きいならば、Iチャネルの電力は高過ぎると見なすことが可能であり、選択される利得訂正値δGは−g/2である(図4のステップ52)。
また、図1の振幅訂正装置10は、2つの乗算器(16、17)を具備する。各乗算器(16、17)は対応する電力算出装置(12、13)から上流のチャネルの1つに配置される。各乗算器は配置されるチャネルに対応する利得を適用することを可能とする。
各チャネルについて、このチャネルに適用される現在の利得は、一方では、このチャネルに適用された以前の利得および選択された利得訂正値δGから決定することが可能である(図4のステップ(m))。同相チャネルの乗算器17の利得は、例えば、約(1+δG)の係数が乗算される。直交チャネルの乗算器16の利得は、例えば、約(1−δG)の係数が乗算される。各乗算器の利得は利得分配手段15によって決定される。
電力算出装置(12、13)、第2比較手段14、および利得分配手段15は、連続的に動作することが可能である。したがって、ステップ(j)、(k)、(l)、(m)および現在の利得を適用するステップは繰り返される。したがって、振幅不整合は1つのステップづつ訂正される。
この例において、潜在的な利得訂正値(−g/2,+g/2)は、利得間隔の値gから導き出されるが、これはそれ以外に構成することも可能である。
利得訂正の絶対値は、例えば、0.17dBの利得に対応することが可能である。
また、多数の可能な絶対利得訂正値、例えばg/2および2gが可能である。したがって、多数のモード、例えば、振幅不整合の訂正に向かって比較的低速で収束する低速モード、および、収束が高速な高速モードを想定することが可能である。低速モードにおいて、同相チャネルの乗算器17の利得は、単に係数(1+g/2)または(1−g/2)を乗算することが可能である。高速モードにおいて、同相チャネルの乗算器17の利得は、単に係数(1+2g)または(1−2g)を乗算することが可能である。低速モードは、例えば、電子装置3が安定状態で動作するときに利用される。高速モードは、例えば、電子装置3が過渡的な状態で動作するときに利用される。
1つの表わされた以外の振幅訂正装置を用いることが可能である。
不整合を訂正するための装置は、位相訂正装置11も具備する。
位相訂正装置11は、予測器7の下流に配置された第1エラー値εiを測定するための装置23を具備する。第1エラー値εiはデジタル処理装置6および予測器7によって推定されたシンボルと、推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとの間で測定される。第1エラー値は、推定されたシンボルに対応する点と、コンステレーションにおける論理シンボルに対応する点との間の距離とすることが可能である。
加算手段18は、第1期間τ1の間に測定された第1エラー値εiの和に基づいて現在の第2エラー値を決定することを可能とする。現在の第2エラー値は、例えば、測定された第1エラー値εiの、必要ならば重み付けされた和、または平均とすることが可能である。
さらに、位相訂正装置11は、以前の第2エラー値および以前の位相偏移訂正を記憶するための(図示しない)記憶手段、例えばメモリを具備する。
この事例において、加算手段18と結合された第1比較手段は、現在の第2エラー値を以前の第2エラー値と比較することを可能とする。この事例において、加算手段18と結合された選択手段は、2つの位相偏移訂正値から現在の位相偏移訂正値を選択することを可能とする。選択は、比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて行われる。
加算手段18、第1比較手段および選択手段は、単一のプロセッサに組み込むことが可能である。
位相偏移手段は、位相回復回路20およびテーブル19を具備することが可能である。テーブル19は、望ましい位相偏移に基づいて第1の値Aおよび第2の値Bを提供することを可能とする。この第1の値Aおよびこの第2の値Bは位相回復回路20に導入される。位相偏移値φについて、第1の値はcos(φ/2)/(2*cos(φ))に実質的に等しくとることが可能であり、かつ第2の値はsin(φ/2)/(2*cos(φ))に実質的に等しくとることが可能である。実際、位相偏移をある範囲内、例えば[−8°;+8°]の範囲内に維持するために提供することが可能である。位相偏移は、例えば−1°または+1°のみの位相偏移訂正を伴って離散的に変化しやすいので、テーブル19は比較的理にかなったサイズの配列を具備する。
位相偏移訂正は、より大きいまたはより小さい絶対値、例えば0.1°を有することも可能である。
この位相訂正装置は、適切な位相偏移値に向かって収束することを可能とする。
第1カウント手段は、測定された第1エラー値εiが第1期間τ1の間でのみ加算されることを可能とする。複数の第1エラー値にわたる加算は、時間にわたって少なくとも部分的にチャネルの変化に応じることを可能とする。
第2カウント手段22は、第2期間τ2に対応するある期間が経過した後にのみ加算することを可能とする。この期間は、位相偏移の修正が加えられた後、電子装置3が安定状態に戻ることを可能とする。したがって、新たな第2エラー値はこの第2期間τ2の後にのみ確立される。
第1期間は、例えば1ミリ秒または8秒とすることが可能である。また、第2期間は、各種の値、例えば10ミリ秒を有することが可能である。
この例において、位相訂正は振幅訂正の前に実行される。もちろん、その逆も可能である。
図2は、本発明の実施形態による不整合訂正アルゴリズムの例を表わす。
この方法は、現在の第2エラー値Eを決定するためのステップ(b)を含む。現在のこの第2エラー値Eは、以前の第2エラー値Eprevと比較される(ステップ(c))。現在の位相偏移訂正値δは、比較結果に従って、および以前の位相偏移訂正値δpに従って、2つの位相偏移訂正値(−δp,+δp)から選択される(ステップ(d))。選択された現在の位相偏移訂正値δは、現在の位相偏移の値を取得するために、以前の位相偏移φに加算される(ステップ(e))。この現在の位相偏移は、例えば、テーブルおよび位相回復回路を用いて、同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入される。
これらのステップは規則的な間隔で繰り返されることを意図する。アルゴリズムは2つの実行サイクルの間に第2期間τ2についての待機(ステップ(g))を設けることが可能であり、この第2期間τ2はゼロとすることまたは修正することが可能である。
したがって、以前の位相訂正値δpはある値Δφ0に初期化される(ステップ39)。表わされた例において、このある値Δφ0は、望ましい位相偏移間隔に対応する。Δφ0の値が大きいほど、収束が速い。
同様に、以前の第2エラー値Eprevが、例えばゼロに初期化される(ステップ38)。その代わりに、この最初の、以前の第2エラー値は第1サイクルが実行される前に測定される。
第1サイクルは第1期間τ1の間に第1エラー値εiの集合を測定するためのステップ(a)を含む。
この例において、測定(ステップ35)は第1期間τ1の間でのみ生じる。この目的のため、ステップ(a)はループ開始40、検査41、増加42ステップを有するインデックスiのループを有する。
その代わりに、図1の装置におけるように、第1エラー値は連続的に測定され、かつ第1エラー値εiの集合は第1期間τ1の間に測定された第1エラー値εiのみを含む。
第1エラー値の集合の第1エラー値εiは、現在の第2エラー値Eを決定するために加算される(ステップ(b))。この例において、第1エラー値εiの絶対値が加算される。
この現在の第2エラー値Eは以前の第2エラー値Eprevと比較される(ステップ(c))。この第1サイクルにおいて、ゼロである、以前の第2エラー値Eprevを用いて、表わされたアルゴリズムは、現在の位相偏移訂正値δとして以前の位相偏移訂正値δpの符号を逆にした値、すなわち−Δφ0の選択となる(ステップ33)。したがって、位相偏移間隔Δφ0は、現在の位相偏移φから減算される(ステップ(e))。
ステップ(e)の実行前に、現在の位相偏移φは任意に選択された値を有する。この値はゼロとすることが可能である。
ステップ(e)の実行後に、位相偏移はIおよびQチャネルの間に導入される。
現在の第2エラー値Eは以前の第2エラー値Eprevとして記憶され、かつ現在の位相偏移訂正値δは以前の位相偏移訂正値δpとして記憶される(ステップ(f))。
第2期間τ2について待機するステップ(g)の実行後に、新たなサイクルが再開されることが可能である。
用語「現在の」は現在のサイクルを意味するために用いられ、一方「以前の」は以前のサイクルまたは初期化を意味するために用いられる。
現在の第2エラー値Eが、第1サイクルにおいて測定された以前の第2エラー値Eprevより大きいならば、導入された位相偏移訂正はIおよびQチャネルの信号の間の実際の位相偏移を補償するために寄与しなかったことが推定される。導入された位相偏移訂正は、逆に、IおよびQチャネルの信号の間の実際の位相偏移を増加させたことが推定される。したがって、現在の位相偏移訂正値δは以前の位相偏移訂正値δpの符号を逆にした値に等しく選択される(ステップ33)。
その代わりに、ステップ33において、現在の位相偏移訂正値δが以前の位相偏移訂正値δpの符号を逆にした値の2倍に等しくなるように選択される構成が可能である。これは現状に戻るサイクルの浪費を防止する。
現在の第2エラー値Eが、第1サイクルにおいて測定された以前の第2エラー値Eprevより小さいならば、導入された位相偏移間隔はIおよびQチャネルの信号の間の実際の位相偏移を補償することに寄与したことが推定される。したがって、現在の位相偏移訂正値δは以前の位相偏移訂正値δpに等しくなるように選択される(ステップ34)。
これらのサイクルの周期的な繰り返しは、IおよびQチャネルの間の実際の位相偏移に近い位相偏移値に向かって収束することを可能とする。
図3Aは、位相訂正なしで推定されたシンボルのコンステレーションの例を表わす。IおよびQチャネルの間の実際の位相偏移は2.2°である。点の集合は、推定されたシンボルが単に論理シンボルの近くに存在することを認めうる。
図2におけるような位相訂正アルゴリズムがそのような信号に適用されるとき、図3B、3C、3Dのコンステレーションによって表わされるように、この状況を向上させることが可能である。
ゼロの初期位相偏移および0.5°の位相偏移間隔が選択される。第1サイクルの実行後に、+0.5°の位相偏移がIおよびQチャネルの間に導入される。図3Bのコンステレーションによって表わされるように、点は図3Aの点より小さい。
また、第2サイクルの実行において、+0.5°の位相偏移はIおよびQチャネルの間の不整合の訂正を向上させるとみられる。新たな0.5°の位相偏移訂正、すなわち1°の位相偏移が導入される。
他のサイクルが実行され、かつ導入された位相偏移は実際の位相偏移に近づいている。図3Cおよび3Dによって表わされるように、点は、2°の導入された位相偏移(図3C)および2.5°の導入された位相偏移(図3D)について、概して、より小さい。
これらの値が達成されると、推定されたシンボルは相対的に論理シンボルに近い。
図2のようなアルゴリズムを用いて、導入された位相偏移は実際の位相偏移の付近を変動する。
第2期間の値は、ある数のサイクルが実行されると増加することが可能である。実際、ある数のサイクルの後に、導入された位相偏移の値は相対的に実際の位相偏移の値に近いと推定される。したがって、サイクルは、結果を監視するために、より頻繁に実行することが可能である。
位相偏移間隔Δφ0の値は、第1サイクルを実行するときに比較的大きくし、その後、より小さくすることが可能である。実際、実際の位相偏移は、任意に選択された位相偏移の値と相対的に異なることが可能であり、相対的に大きい位相偏移間隔は、実際の位相偏移値に向かってより速く収束することを可能とする。
2 チューナ
3 電子装置
4、5 アナログデジタルコンバータ
6 デジタル処理装置
7 予測器
8、9 デジタルローパスフィルタ
10 振幅訂正装置
11 位相訂正装置
12、13 電力算出装置
14 第2比較手段
15 利得分配手段
16、17 乗算器
18 加算手段
19、20 位相偏移手段
21 第1カウント手段
22 第2カウント手段
23 第1エラー値εiを測定するための装置
Claims (13)
- 地上波チャネルによって放送される信号から生じる、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相デジタル信号と直交デジタル信号との間の不整合を訂正するための方法であって、
(a)第1期間の間に第1エラー値の集合を測定するステップを有し、各第1エラー値は放送信号から生じる推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとに基づいて測定され、
(b)前記第1エラー値の集合の前記第1エラー値の和に基づいて現在の第2エラー値を決定するステップと、
(c)前記現在の第2エラー値をメモリに記憶された以前の第2エラー値と比較するステップと、
(d)同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移に加算される現在の位相偏移訂正値を選択するステップとをさらに有し、前記選択は、前記ステップ(c)の比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも2つの位相偏移訂正値から行われ、
(e)現在の位相偏移を取得するために、以前の位相偏移に前記ステップ(d)において選択された現在の位相偏移訂正値を加算するステップと、
(f)同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に前記ステップ(e)において取得された現在の位相偏移を導入するステップと、
(g)前記ステップ(b)において決定された現在の第2エラー値と前記ステップ(d)において選択された現在の位相偏移訂正値とをメモリに記憶するステップと、
(h)上記ステップを繰り返すステップと、
をさらに有する位相訂正方法を有する方法。 - 前記ステップ(d)において、現在の位相偏移訂正値の選択は、互いに逆の符号の厳密に2つの位相偏移訂正値から行われる請求項1に記載の方法。
- 前記位相訂正方法は、
(i)第2期間について待機するステップ
をさらに有する請求項1または2に記載の方法。 - 前記第1期間は、前記第1エラー値の集合が少なくとも4つの第1エラー値を含む請求項1から3のいずれか1項に記載の方法。
- (j)各チャネルについて電力を評価するステップと、
(k)前記ステップ(j)において評価された電力を比較するステップと、
(l)前記比較の結果に基づいて、少なくとも2つの利得訂正値から利得訂正値を選択するステップと、
(m)前記チャネルの少なくとも1つについて、このチャネルに適用された以前の利得と、選択された前記利得訂正値とに基づいてこのチャネルに適用される現在の利得を決定するステップと、
(n)前記ステップ(m)において現在の利得が決定された各チャネルについて、前記現在の利得を前記チャネルに適用するステップと、
(o)ステップ(j)、(k)、(l)、(m)、(n)を繰り返すステップと、
を有する振幅訂正方法をさらに有する請求項1から4のいずれか1項に記載の方法。 - 地上波チャネルによって放送される信号から生じ、かつ同相デジタル信号(SDI)と直交デジタル信号(SDQ)とに基づいてシンボルを推定するための装置のために意図された、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相デジタル信号(SDI)と直交デジタル信号(SDQ)との間の不整合を訂正するための装置であって、前記不整合を訂正するための装置は位相訂正装置(11)を含み、
前記位相訂正装置は、
以前の位相偏移訂正値(δp)と以前の第2エラー値(Eprev)とを記憶するための記憶手段と、
推定されたシンボルと前記推定されたシンボルに最も近い論理シンボルとの間の第1エラー値(εi)を測定するための測定装置(23)と、
第1期間(τ1)の間に測定された第1エラー値の和に基づいて現在の第2エラー値(E)を決定するための加算手段(18)と、
前記現在の第2エラー値をメモリに記憶された以前の第2エラー値と比較するための第1比較手段(18)と、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に導入された以前の位相偏移(φ)に加算される現在の位相偏移訂正値(δ)を選択するための選択手段(18)と、を具備し、前記選択は、前記比較の結果と、メモリに記憶された以前の位相偏移訂正値とに基づいて、少なくとも2つの位相偏移訂正値から行われ、
同相デジタル信号と直交デジタル信号との間に現在の位相偏移を導入するための位相偏移手段(19、20)をさらに具備し、前記現在の位相偏移は、以前の位相偏移と現在の位相偏移訂正値とに依存することを特徴とする不整合を訂正するための装置。 - 前記位相訂正装置は、前記第1期間(τ1)の間に前記第1エラー値(εi)を加算することを可能とするように前記加算手段(18)を制御する第1カウント手段(21)をさらに具備する請求項6に記載の不整合を訂正するための装置。
- 前記位相訂正装置は、第2期間(τ2)の後にのみ前記第1エラー値(εi)を加算することを可能とするように前記加算手段(18)を制御する第2カウント手段(22)をさらに具備する請求項6または7に記載の不整合を訂正するための装置。
- 第1エラー値(εi)を測定するための装置(23)から上流に配置されたチャネル推定手段(7)をさらに具備する請求項6から8のいずれか1項に記載の不整合を訂正するための装置。
- 2つの電力算出装置(12、13)を具備し、各電力算出装置は前記チャネルの1つにおける電力を評価することを可能とし、
前記電力算出装置によって評価された電力を比較するための第2比較手段(14)と、
少なくとも2つの利得訂正値から利得訂正値を選択するための、前記第2比較手段に接続された利得分配手段と、
2つの乗算器と、をさらに具備し、各乗算器は対応する前記電力算出装置から上流のチャネルの1つに配置され、各乗算器の利得はこの乗算器に対応する以前の利得と選択された利得訂正値とに基づいて前記利得分配手段によって決定される、振幅訂正装置(10)をさらに具備する請求項6から9のいずれか1項に記載の不整合を訂正するための装置。 - 地上波チャネルによって放送される信号から生じる、それぞれ同相チャネルおよび直交チャネル上の、同相成分(SI)および直交成分(SQ)を処理するための電子装置(3)であって、
それぞれ前記同相成分および前記直交成分に対応する同相デジタル信号(SDI)と直交デジタル信号(SDQ)とに基づいてシンボルを推定するための装置と、
請求項6から10のいずれか1項に記載の不整合を訂正するための装置と、
を含む電子装置。 - 地上波チャネルによって放送される信号を受信するための装置(1)であって、
受信された信号をベースバンドに変換し、かつ同相チャネル上の同相成分(SI)および直交チャネル上の直交成分(SQ)を出力するためのチューナ(2)と、
前記同相成分および前記直交成分に基づいてシンボルを推定するための請求項11に記載の電子装置(3)と、
を具備する装置。 - 受信装置が異種の技術で実現されることを特徴とする請求項12に記載の放送信号を受信するための装置(1)。
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR0507215A FR2888429A1 (fr) | 2005-07-06 | 2005-07-06 | Correction des defauts d'appariement entre deux voies i et q |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007020178A JP2007020178A (ja) | 2007-01-25 |
JP4405984B2 true JP4405984B2 (ja) | 2010-01-27 |
Family
ID=36045764
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006185734A Expired - Fee Related JP4405984B2 (ja) | 2005-07-06 | 2006-07-05 | 2つのiおよびqチャネルの間の不整合の訂正 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8121230B2 (ja) |
EP (1) | EP1742375B1 (ja) |
JP (1) | JP4405984B2 (ja) |
CN (1) | CN1897585B (ja) |
DE (1) | DE602006002664D1 (ja) |
FR (1) | FR2888429A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7856065B2 (en) | 2007-05-02 | 2010-12-21 | Telefonkaktiebolaget Lm Ericsson (publ) | Method and apparatus for correcting IQ imbalance in an OFDM receiver |
JP5102738B2 (ja) * | 2008-10-27 | 2012-12-19 | シャープ株式会社 | Iqミスマッチ補正回路 |
US8301102B2 (en) * | 2009-12-23 | 2012-10-30 | Intel Corporation | Correcting quadrature crosstalk contamination in receivers |
US8942314B2 (en) * | 2013-03-14 | 2015-01-27 | Qualcomm Incorporated | Transmit (TX) interference canceller and power detector |
WO2015035584A1 (zh) * | 2013-09-12 | 2015-03-19 | 华为技术有限公司 | 一种相位误差补偿方法及装置 |
US10484108B1 (en) | 2018-06-13 | 2019-11-19 | Futurewei Technologies, Inc. | Transmitter image calibration using phase shift estimation |
FR3089736B1 (fr) * | 2018-12-11 | 2020-11-13 | Continental Automotive France | Procédé de détermination de la distance entre un dispositif d’authentification et un véhicule |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6009317A (en) * | 1997-01-17 | 1999-12-28 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals |
US6377620B1 (en) * | 1999-01-19 | 2002-04-23 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
US6987815B2 (en) * | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
EP1379002B1 (en) * | 2001-03-14 | 2013-08-28 | Panasonic Corporation | Multiplexed transmission of video data and error protected coded audio data |
DE60232516D1 (de) * | 2001-06-29 | 2009-07-16 | Nokia Corp | Iq-ungleichgewicht |
US7020220B2 (en) * | 2002-06-18 | 2006-03-28 | Broadcom Corporation | Digital estimation and correction of I/Q mismatch in direct conversion receivers |
EP1547239A1 (en) * | 2002-09-16 | 2005-06-29 | Nokia Corporation | Direct conversion receiver and receiving method |
FR2853486B1 (fr) | 2003-04-03 | 2005-08-05 | St Microelectronics Sa | Composant electronique permettant le decodage de signaux de television numerique ou par cable |
KR100587951B1 (ko) * | 2003-10-09 | 2006-06-08 | 한국전자통신연구원 | 직교복조수신시스템에서의 동위상채널과 직교채널 간이득불일치 보상 및 자동이득조절 장치 및 그 방법 |
-
2005
- 2005-07-06 FR FR0507215A patent/FR2888429A1/fr not_active Withdrawn
-
2006
- 2006-07-04 DE DE602006002664T patent/DE602006002664D1/de active Active
- 2006-07-04 EP EP06291104A patent/EP1742375B1/fr not_active Not-in-force
- 2006-07-05 US US11/481,559 patent/US8121230B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2006-07-05 JP JP2006185734A patent/JP4405984B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2006-07-06 CN CN2006100985422A patent/CN1897585B/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US8121230B2 (en) | 2012-02-21 |
CN1897585A (zh) | 2007-01-17 |
DE602006002664D1 (de) | 2008-10-23 |
US20080170651A1 (en) | 2008-07-17 |
JP2007020178A (ja) | 2007-01-25 |
EP1742375B1 (fr) | 2008-09-10 |
CN1897585B (zh) | 2010-10-13 |
EP1742375A1 (fr) | 2007-01-10 |
FR2888429A1 (fr) | 2007-01-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4405984B2 (ja) | 2つのiおよびqチャネルの間の不整合の訂正 | |
US8135094B2 (en) | Receiver I/Q group delay mismatch correction | |
US7620124B2 (en) | Direct conversion receiver and receiving method | |
US8937996B2 (en) | Receiver with ICI noise estimation | |
WO2005109711A1 (ja) | Ofdm受信装置及びofdm受信方法 | |
JP4279027B2 (ja) | Ofdm復調方法及び半導体集積回路 | |
JP2005197968A (ja) | 信号処理回路並びに直交復調装置およびその誤差推定方法 | |
JP2002000023U (ja) | 周波数偏差評価器を含む受信器 | |
CN101878605A (zh) | 接收装置以及接收方法 | |
US8908785B2 (en) | Receiving apparatus and communication apparatus, and communication system | |
JP5123324B2 (ja) | 不偏トレーニングシーケンスを使用した直交不平衡緩和 | |
US8842753B2 (en) | Orthogonal frequency division multiplexed (OFDM) demodulator imbalance estimation | |
US20150244555A1 (en) | Method, device and computer program for correcting a frequency shift on symbols received by a receiver | |
US8238272B2 (en) | Frequency division multiplex transmission signal receiving apparatus | |
JP3945623B2 (ja) | 周波数同期方法及びこれを用いたofdm受信装置 | |
WO2010070884A1 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
JP2007329626A (ja) | Ofdm受信装置とこれを用いたofdm受信機器 | |
JP3571131B2 (ja) | Afc装置 | |
JP2012023670A (ja) | Ofdm伝送方式における受信機 | |
KR100813399B1 (ko) | Zero-if 수신기의 i/q부정합 보상 장치 및 그 방법 | |
JP2007258794A (ja) | Ofdm受信機における雑音低減方法及びその装置 | |
JP2005229207A (ja) | Ofdm受信装置、および、ofdm受信信号のオフセット補正方法 | |
JP2008312186A (ja) | Ofdm受信装置用のマルチパス遅延量推定装置、ofdm受信装置およびデジタル放送受信装置 | |
KR101060489B1 (ko) | 개선된 래티스 보간을 이용한 채널추정장치와 채널추정방법, 및 그 장치를 포함한 ofdm 수신장치 | |
JP5257748B2 (ja) | 変調誤差比測定装置、及び測定方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090916 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20091006 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20091105 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121113 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121113 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131113 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |