WO2015035584A1 - 一种相位误差补偿方法及装置 - Google Patents

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黄远达
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华为技术有限公司
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    • H04L2027/0085—Signalling arrangements with no special signals for synchronisation

Definitions

  • the present invention relates to the field of optical communications, and in particular, to a phase error compensation method and apparatus. Background technique
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the transmitter of the QAM system is as shown in FIG. 1.
  • the baseband signal includes an in-phase tributary signal and a quadrature tributary signal, and the two tributary signals respectively use two orthogonal optical carriers (the two frequencies are the same,
  • the high-frequency sinusoidal signals with a phase difference of 90 degrees are modulated and combined into one optical signal.
  • the coherent receiver of the QAM system is shown in Figure 2. After receiving the optical signal, the coherent receiver respectively separates the optical signal with two orthogonal local oscillators (the two frequencies are the same as the signal center frequency and the phase difference is 90).
  • the high-frequency sinusoidal signal is coherent, and then processed by the photodetector PD and the analog-to-digital converter ADC to obtain a digital baseband signal (the two ADCs in Figure 2 represent two digital signals representing the digital baseband signal: in phase
  • the tributary signal and the quadrature tributary signal are then input to the digital signal processor DSP, and the digital signal processor DSP demodulates to obtain the information transmitted by the transmitter.
  • phase difference between the two optical carriers on the transmitter side and the phase difference between the two local oscillators on the receiver side are inevitably deviated from 90. Degree, there is a phase error.
  • the phase error will result in a decrease in signal quality, a reduction in signal transmission distance, etc., and ultimately the performance of the optical communication system is degraded.
  • the logic of a phase error compensation scheme currently used in coherent receivers is shown in Figure 3.
  • the compensation scheme can be implemented in the DSP of Figure 2, where I is the in-phase tributary signal of the current baseband signal, Q For the current quadrature tributary signal of the baseband signal, e is the phase error parameter of the in-phase tributary signal and the quadrature tributary signal of the baseband signal, ⁇ is the in-phase tributary signal after the compensation process, and Q' is the compensation processed Quadrature tributary signal.
  • the loop is updated in the loop error parameter.
  • the delay caused by the two multiplication units will directly affect the tracking ability of the phase error, which will cause the delay of the phase error compensation, resulting in poor phase error compensation. Summary of the invention
  • Embodiments of the present invention provide a phase error compensation method and apparatus for reducing the delay of phase error compensation and improving the phase error compensation effect.
  • phase error compensation method including:
  • phase compensation process is performed on the current baseband signal based on the updated phase error parameter.
  • the phase error signal is low-pass filtered to obtain an updated phase error parameter, which specifically includes:
  • the updated phase error parameter is determined; where a' is the updated phase error parameter and ⁇ is the step size iteration factor.
  • the second possible implementation based on the formula Before determining the updated phase error parameters, it also includes:
  • the phase error signal is quantized according to a preset quantization precision.
  • the baseband signal is subjected to phase compensation processing, and specifically includes:
  • Q' is the processed orthogonal tributary signal and a' is the updated phase error parameter.
  • the parameter, the phase compensation processing of the current baseband signal specifically includes:
  • the method further includes:
  • phase error compensation apparatus including:
  • the branch signal, a is the current phase error parameter of the in-phase branch signal of the baseband signal and the orthogonal branch signal; and low-pass filtering the phase error signal to obtain an updated phase error parameter;
  • the phase compensation process is performed on the current baseband signal based on the updated phase error parameter.
  • the parameter update unit is specifically configured to be based on a formula
  • the updated phase error parameter is determined; where a' is the updated phase error parameter and ⁇ is the step size iteration factor.
  • the parameter update unit is further configured to be based on a formula Before determining the updated phase error parameter, the phase error signal A is quantized according to a preset quantization precision.
  • the signal processing unit is further configured to be based on a formula And processing the in-phase branch signal of the current baseband signal; wherein, ⁇ is the processed in-phase branch signal.
  • the phase error compensation apparatus updates the phase error parameter based on the current baseband signal in-phase tributary signal, the orthogonal tributary signal, and the current phase error parameter, and then Based on the updated phase error parameter, the current baseband signal is subjected to phase compensation processing, which can reduce the phase error when performing phase modulation of the baseband signal, so that the in-phase branch signal and the quadrature branch signal are closer to orthogonal.
  • phase compensation processing which can reduce the phase error when performing phase modulation of the baseband signal, so that the in-phase branch signal and the quadrature branch signal are closer to orthogonal.
  • there is only one multiplication unit in the loop for updating the phase error parameter and a multiplication unit is reduced compared with the prior art, which can improve the tracking ability of the phase error, thereby reducing the delay of the phase error compensation and improving the phase. Error compensation effect.
  • Figure 1 is a schematic diagram of the structure of a QAM system transmitter
  • FIG. 2 is a schematic structural diagram of a coherent receiver of a QAM system
  • FIG. 3 is a schematic diagram of an implementation circuit of a phase error compensation method currently used;
  • FIG. 4 is a flowchart of a phase error compensation method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing the principle of a method for updating a phase error parameter according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a schematic diagram of an implementation circuit of a method for updating a phase error parameter according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a schematic diagram of a method for updating a phase error parameter according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 8 is a logic diagram of an implementation circuit for updating a phase error parameter according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 9 is a schematic diagram of a phase error parameter updating method according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 10 is a logic diagram of an implementation circuit of a phase error parameter updating method according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a logic diagram of an implementation circuit of a phase compensation processing mode 1 according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 12 is a logic diagram of an implementation circuit of a phase compensation processing method 2 according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a logic diagram of an implementation circuit of a phase compensation processing manner 3 according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 14 is a schematic structural diagram of a phase error compensation apparatus according to an embodiment of the present invention. detailed description
  • the embodiment of the present invention provides a phase error compensation method and apparatus.
  • the preferred embodiment of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
  • the preferred embodiments described herein are for illustrative purposes only and are not intended to limit the invention. And in the case of no conflict, the features in the embodiments and the embodiments of the present application can be combined with each other.
  • the embodiment of the invention provides a phase error compensation method, as shown in FIG. 4, which specifically includes the following steps:
  • Step 402 Perform phase compensation processing on the current baseband signal based on the updated phase error parameter.
  • IoQ 0 cosAe is a high-frequency signal, which is filtered after low-pass filtering
  • I 0 2 a is equal to a after low-pass filtering.
  • the error parameter determined by the above phase error parameter updating method can be used to characterize the phase difference between the in-phase tributary signal and the quadrature tributary signal of the baseband signal by 90 degrees, that is, the magnitude of the phase error ⁇ .
  • the range of the phase error parameter is [-1, 1]; the positive and negative of the phase error parameter can indicate that the phase difference between the in-phase tributary signal and the quadrature tributary signal of the baseband signal deviates from the direction of 90 degrees; the phase error parameter
  • the absolute value can be used to characterize the phase difference between the in-phase tributary signal and the quadrature tributary signal of the baseband signal deviating from the amplitude of 90 degrees. The larger the absolute value of the phase error parameter, the in-phase tributary signal of the baseband signal and the orthogonality The magnitude of the phase difference between the tributary signals deviating from 90 degrees is greater.
  • the deviation direction when the phase difference between the in-phase branch signal and the orthogonal branch signal of the baseband signal is less than 90 degrees is set to be a positive direction
  • the deviation direction when the phase difference between the branch signals is greater than 90 degrees is the negative direction. That is, if the phase difference between the in-phase branch signal of the baseband signal and the orthogonal branch signal is 80 degrees, then the deviation is 90 degrees + 10 degrees; if the baseband signal is between the in-phase branch signal and the orthogonal branch signal The phase difference is 100 degrees, which deviates from 90 degrees to 10 degrees.
  • the deviation direction when the phase difference between the in-phase branch signal and the orthogonal branch signal of the baseband signal is greater than 90 degrees may be set to be a positive direction, and the subsequent signal processing is not affected. the way.
  • phase error parameter updating method in the above step 401 can be implemented by software or by a hardware circuit.
  • circuit logic is shown in Figure 6.
  • low pass filtering of the phase error signal can be achieved using various implementations in the prior art.
  • the implementation of the low pass filtering provided by the following embodiment 1 of the present invention can be utilized.
  • FIG. 7 shows a method for updating a phase error parameter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • I is the in-phase tributary signal of the current baseband signal
  • Q is the orthogonal tributary signal of the current baseband signal
  • a is the current phase error parameter of the in-phase tributary signal of the baseband signal and the orthogonal tributary signal.
  • Step 702 based on a formula
  • the updated phase error parameter a' is determined.
  • ⁇ is the step size iteration factor, 0 ⁇ 1, which can be set according to the accuracy requirements of phase error compensation and the speed requirement of phase error compensation according to the specific implementation.
  • the ⁇ is smaller; the faster the compensation speed is, the larger ⁇ is.
  • the integration algorithm for the low-pass filtering of the phase error signal ⁇ is implemented. Further, in order to increase the operation speed and reduce the resource occupation, the phase error parameter updating method provided in the following embodiment 2 can also be used.
  • FIG. 9 shows a method for updating a phase error parameter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • I is the in-phase tributary signal of the current baseband signal
  • Q is the orthogonal tributary signal of the current baseband signal
  • a is the current phase error parameter of the in-phase tributary signal of the baseband signal and the orthogonal tributary signal.
  • Step 902 Perform quantization processing on the determined phase error signal A according to preset quantization precision. That is, according to the preset quantization precision, the phase error signal A is represented by two levels, or the phase error signal A is represented by multiple levels.
  • Step 903 based on a formula
  • the updated phase error parameter a' is determined.
  • ⁇ is the step size iteration factor.
  • the phase error parameter updating method provided in Embodiment 2 of the present invention processes the phase error signal ⁇ according to the preset quantization precision before performing the integral operation, and determines that the phase error signal A is represented by two levels, or Since the multi-level indicates the phase error signal A and performs the integration operation, the amount of calculation and resource occupation can be reduced as compared with the phase error parameter updating method provided in the first embodiment.
  • step 402 based on the updated phase error parameter, the following three processing modes proposed by the embodiment are performed on the current baseband signal, where ⁇ is the processed in-phase tributary signal, and Q′ is the processed orthogonal Branch signal.
  • ⁇ is the processed in-phase tributary signal
  • Q′ is the processed orthogonal Branch signal.
  • Method 1 The in-phase branch signal of the current baseband signal is not processed, based on the formula
  • phase compensation processing method provided in the above manner 1 can be implemented by software or by a hardware circuit.
  • the circuit logic is shown in Figure 11.
  • the processing method proposed in the first method is theoretically optimal, and the phase error can be completely eliminated without affecting the signal power.
  • phase compensation processing method provided in the above mode 2 can be implemented by software or by a hardware circuit.
  • the circuit logic is shown in Figure 12.
  • the processing method proposed in the second method is a modification of the processing method proposed in the first method, and the phase error can be reduced, but the power of both signals is reduced.
  • phase compensation processing method provided in the above mode 3 can be implemented by software or by a hardware circuit.
  • the circuit logic is shown in Figure 13.
  • the processing method proposed in the third method is further simplified in the processing method proposed in the second method.
  • the orthogonal branch signal of the current baseband signal is used in the same processing method as in the second method, and the current baseband signal is used.
  • the in-phase tributary signal is not processed, the phase error can be reduced, and the processing speed can be increased.
  • the processed signal power is slightly unbalanced.
  • phase error compensation method improves the tracking error of the phase error, thereby reducing the delay of the phase error compensation and improving the phase error compensation effect.
  • the phase error compensation method according to the above embodiment of the present invention, correspondingly, the embodiment of the present invention further provides a phase error compensation device, and the structure of the device is as shown in FIG.
  • the branch signal, a is the current phase error parameter of the in-phase branch signal of the baseband signal and the orthogonal branch signal; and low-pass filtering the phase error signal to obtain an updated phase error parameter; the signal processing unit 1402, For phase compensation processing on the current baseband signal based on the updated phase error parameter.
  • the parameter updating unit 1401 is specifically configured to be based on a formula The updated phase error parameter is determined; where a' is the updated phase error parameter and ⁇ is the step size iteration factor.
  • the parameter updating unit 1401 is further configured to be based on a formula Before determining the updated phase error parameter, the phase error signal ⁇ is quantized according to the preset quantization precision deal with.
  • the orthogonal branch signal of the current baseband signal is processed; wherein Q' is the processed orthogonal branch signal and a' is the updated phase error parameter.
  • embodiments of the present invention can be provided as a method, system, or computer program product. Accordingly, the present invention may take the form of an entirely hardware embodiment, an entirely software embodiment, or a combination of software and hardware. Moreover, the invention can be embodied in the form of one or more computer program products embodied on a computer-usable storage medium (including but not limited to disk storage, CD-ROM, optical storage, etc.) in which computer usable program code is embodied.
  • a computer-usable storage medium including but not limited to disk storage, CD-ROM, optical storage, etc.
  • the computer program instructions can also be stored in a computer readable memory that can direct a computer or other programmable data processing device to operate in a particular manner, such that the computer readable memory is stored in the computer readable memory.
  • the instructions in the production result include an article of manufacture of an instruction device that implements the functions specified in a block or blocks of a flow or a flow and/or a block diagram of the flowchart.
  • These computer program instructions can also be loaded onto a computer or other programmable data processing device such that a series of operational steps are performed on a computer or other programmable device to produce computer-implemented processing for execution on a computer or other programmable device.
  • the instructions provide steps for implementing the functions specified in one or more of the flow or in a block or blocks of a flow diagram.

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Abstract

本发明公开了一种相位误差补偿方法及装置，能够减小相位误差补偿的延时，改善相位误差补偿效果。该方法包括基于公式A=IQ-I2a，确定相位误差信号；其中，A为相位误差信号，I为当前的基带信号的同相支路信号，Q为当前的基带信号的正交支路信号，a为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误差参数；并对所述相位误差信号进行低通滤波，得到更新后的相位误差参数；基于更新后的相位误差参数，对当前的基带信号进行相位补偿处理。

Description

一种相位误差补偿方法及装置 技术领域
本发明涉及光通信领域， 特别涉及一种相位误差补偿方法及装置。 背景技术
QAM (Quadrature Amplitude Modulation , 正交幅度调制）技术是一种广泛 应用于无线通信的高效率调制技术。 近年来随着数据传输容量的不断增加， 正交幅度调制技术已经被应用到光通信中用以提高传输容量。
在光通信系统中， QAM系统的发射机如图 1所示，基带信号包括同相支路 信号和正交支路信号， 两支路信号分别用正交的两路光载波（两路频率相同、 相位相差 90度的高频正弦信号）进行调制后合波成一路光信号。 QAM系统的相 干接收机如图 2所示， 相干接收机在接收到该光信号后， 将该光信号分别与正 交的两路本振光（两路频率与信号中心频率相同、 相位相差 90度的高频正弦信 号）进行相干，然后经过光电探测器 PD、模数转换器 ADC的处理得到数字基带 信号（图 2中两个 ADC输出的即为表征数字基带信号的两个数字信号： 同相支 路信号和正交支路信号 ), 然后将数字基带信号输入至数字信号处理器 DSP, 由数字信号处理器 DSP进行解调得到发射机所发送的信息。
然而在实际应用中， 由于设备的生产缺陷和环境温度波动等因素， 发射 机侧的两路光载波之间的相位差和接收机侧两路本振光之间的相位差都难免 会偏离 90度， 存在相位误差。 在光通信中， 相位误差将会导致信号质量下降、 信号传输距离减少等， 最终光通信系统性能的降低。
目前在相干接收机中通常釆用的一种相位误差补偿方案的逻辑如图 3所 示， 该补偿方案可以在图 2中的 DSP中实现， I为当前的基带信号的同相支路信 号， Q为当前的基带信号的正交支路信号， e为基带信号的同相支路信号和正 交支路信号的相位误差参数， Γ为补偿处理后的同相支路信号， Q'为补偿处理 后的正交支路信号。 可见该方案中， 在对相位误差参数进行更新的环路中存 在两个乘法单元， 两个乘法单元引起的延时将会直接影响相位误差的跟踪能 力， 从而引起相位误差补偿的延时， 导致相位误差补偿效果较差。 发明内容
本发明实施例提供一种相位误差补偿方法及装置， 用以减小相位误差补 偿的延时， 改善相位误差补偿效果。
第一方面， 提供一种相位误差补偿方法， 包括：
基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号； 其中， A为相位误差信号， I为 当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号的正交支路信号， a为 基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误差参数； 并对所述相 位误差信号进行低通滤波， 得到更新后的相位误差参数；
基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信号进行相位补偿处理。 结合第一方面， 在第一种可能的实现方式中， 对所述相位误差信号进行 低通滤波， 得到更新后的相位误差参数， 具体包括：
基于公式
Figure imgf000004_0001
确定更新后的相位误差参数； 其中， a'为更新后的相 位误差参数， μ为步长迭代因子。
结合第一方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 在基于公式
Figure imgf000004_0002
确定更新后的相位误差参数之前， 还包括：
根据预设量化精度， 对所述相位误差信号进行量化处理。
结合第一方面， 第一方面的第一种可能的实现方式， 或者第一方面的第 二种可能的实现方式， 在第三种可能的实现方式中， 基于更新后的相位误差 参数， 对当前的基带信号进行相位补偿处理， 具体包括：
基于公式 Q'=^ ( Q-Ia' ), 对当前的基带信号的正交支路信号进行处
Vl -a'2
理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
结合第一方面， 第一方面的第一种可能的实现方式， 或者第一方面的第 二种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 基于更新后的相位误差 参数， 对当前的基带信号进行相位补偿处理， 具体包括：
基于公式 Q'=Q-Ia'， 对当前的基带信号的正交支路信号进行处理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
结合第一方面的第四种可能的实现方式， 在第五种可能的实现方式中， 还包括：
基于公式
Figure imgf000005_0001
,对当前的基带信号的同相支路信号进行处理；其中， Γ为处理后的同相支路信号。
第二方面， 提供一种相位误差补偿装置， 包括：
参数更新单元， 用于基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号； 其中， A 为相位误差信号， I为当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号 的正交支路信号， a为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误 差参数； 并对所述相位误差信号进行低通滤波， 得到更新后的相位误差参数； 信号处理单元， 用于基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信号进 行相位补偿处理。
结合第二方面， 在第一种可能的实现方式中， 所述参数更新单元， 具体 用于基于公式
Figure imgf000005_0002
确定更新后的相位误差参数； 其中， a'为更新后的相 位误差参数， μ为步长迭代因子。
结合第二方面的第一种可能的实现方式， 在第二种可能的实现方式中， 所述参数更新单元，还用于在基于公式
Figure imgf000005_0003
确定更新后的相位误差参数 之前， 根据预设量化精度， 对所述相位误差信号 A进行量化处理。
结合第二方面， 第二方面的第一种可能的实现方式， 或者第二方面的第 二种可能的实现方式， 在第三种可能的实现方式中， 所述信号处理单元， 具 体用于基于公式 Q'=^ ( Q-Ia' ), 对当前的基带信号的正交支路信号进行
Vl - a'2
处理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
结合第二方面， 第二方面的第一种可能的实现方式， 或者第二方面的第 二种可能的实现方式， 在第四种可能的实现方式中， 所述信号处理单元， 具 体用于基于公式 Q'=Q-Ia'，对当前的基带信号的正交支路信号进行处理；其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
结合第二方面的第四种可能的实现方式， 在第五种可能的实现方式中， 所述信号处理单元， 还用于基于公式
Figure imgf000006_0001
, 对当前的基带信号的同相支 路信号进行处理； 其中， Γ为处理后的同相支路信号。
根据第一方面提供的相位误差补偿方法， 第二方面提供的相位误差补偿 装置， 基于当前的基带信号的同相支路信号、 正交支路信号以及当前的相位 误差参数， 更新相位误差参数， 再基于更新后的相位误差参数， 对当前的基 带信号进行相位补偿处理， 能够在进行基带信号的相位调制时减小相位误差， 使同相支路信号和正交支路信号更接近于正交。 并且在对相位误差参数进行 更新的环路中仅存在一个乘法单元， 相比于现有技术减少了一个乘法单元， 能够提高相位误差的跟踪能力， 从而减小相位误差补偿的延时， 改善相位误 差补偿效果。 附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解， 并且构成说明书的一部分， 与本 发明实施例一起用于解释本发明， 并不构成对本发明的限制。 在附图中： 图 1为 QAM系统发射机的结构示意图；
图 2为 QAM系统的相干接收机的结构示意图；
图 3为目前常用的相位误差补偿方法的实现电路的逻辑示意图； 图 4为本发明实施例提供的相位误差补偿方法的流程图；
图 5为本发明实施例提供的相位误差参数更新方法的原理说明示意图； 图 6 为本发明实施例提供的相位误差参数更新方法的实现电路的逻辑示 意图；
图 7为本发明实施例 1提供的相位误差参数更新方法的示意图； 图 8为本发明实施例 1提供的相位误差参数更新方法的实现电路的逻辑 示意图；
图 9为本发明实施例 2提供的相位误差参数更新方法的示意图； 图 10为本发明实施例 2提供的相位误差参数更新方法的实现电路的逻辑 示意图；
图 11为本发明实施例提供的相位补偿处理方式一的实现电路的逻辑示意 图；
图 12为本发明实施例提供的相位补偿处理方式二的实现电路的逻辑示意 图；
图 13为本发明实施例提供的相位补偿处理方式三的实现电路的逻辑示意 图；
图 14为本发明实施例提供的相位误差补偿装置的结构示意图。 具体实施方式
为了给出减小相位误差补偿延时、 改善相位误差补偿效果的实现方案， 本发明实施例提供了一种相位误差补偿方法及装置， 以下结合说明书附图对 本发明的优选实施例进行说明， 应当理解， 此处所描述的优选实施例仅用于 说明和解释本发明， 并不用于限定本发明。 并且在不冲突的情况下， 本申请 中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
本发明实施例提供一种相位误差补偿方法， 如图 4 所示， 具体包括如下 步骤：
步骤 401、 基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号； 其中， A为相位误差 信号， I为当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号的正交支路 信号， a为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误差参数； 并 对该相位误差信号进行低通滤波， 得到更新后的相位误差参数；
步骤 402、基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信号进行相位补偿 处理。
如图 5所示， 当两路信号理想正交时， I0=xcose, Q0=xsin6。 而当存在相 位误差 ΔΘ时, I尸 xcose=I0, Q尸 xsin ( Θ+ΔΘ ) =xsin0cosA0+xcos0sinA0=QocosA0 +I0sinA6。
在本发明实施例中， a=sinA6,在初始时刻， a=0, A=I0 ( QocosA0+ IosinA0 )
Figure imgf000008_0001
其中， IoQ0cosAe为高频信号， 经过低通滤波后被滤除， I0 2a 经过低通滤波后等于 a。
可见， 釆用上述相位误差参数更新方法确定的误差参数可以用来表征基 带信号的同相支路信号和正交支路信号之间的相位差偏离 90度的大小， 即相 位误差 ΔΘ的大小。
上述相位误差参数的范围为 [-1,1]; 相位误差参数的正负可以表征基带信 号的同相支路信号和正交支路信号之间的相位差偏离于 90度的方向； 相位误 差参数的绝对值可以表征基带信号的同相支路信号和正交支路信号之间的相 位差偏离于 90度的幅度， 相位误差参数的绝对值越大， 表明基带信号的同相 支路信号和正交支路信号之间的相位差偏离于 90度的幅度越大。
在本发明一实施例中， 可以设定基带信号的同相支路信号和正交支路信 号之间的相位差小于 90度时的偏离方向为正方向， 基带信号的同相支路信号 和正交支路信号之间的相位差大于 90度时的偏离方向为负方向。 即如果基带 信号的同相支路信号和正交支路信号之间的相位差为 80度， 此时偏离 90度 +10 度； 如果基带信号的同相支路信号和正交支路信号之间的相位差为 100 度， 此时偏离 90度 -10度。 在本发明另一实施例中， 也可以设定基带信号的 同相支路信号和正交支路信号之间的相位差大于 90 度时的偏离方向为正方 向， 并不会影响后续的信号处理方式。
上述步骤 401 中的相位误差参数更新方法可以通过软件实现， 也可以通 过硬件电路实现。 当釆用硬件电路实现时， 电路逻辑如图 6所示。
可见， 在对相位误差参数进行更新的环路中仅存在一个乘法单元， 相比 于现有技术减少了一个乘法单元， 因此能够减小环路中的组合延时， 提高相 位误差的跟踪能力。 限定， 可釆用现有技术中的多种实现方式实现对相位误差信号的低通滤波。 较佳的， 可釆用本发明下述实施例 1提供的低通滤波的实现方式。
实施例 1 :
图 7所示， 为本发明实施例 1提供的相位误差参数更新方法。
步骤 701、 基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号 A。
其中， I为当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号的正交 支路信号， a 为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误差参 数。
步骤 702、 基于公式
Figure imgf000009_0001
确定更新后的相位误差参数 a'。
其中， μ为步长迭代因子， 0<μ<1 , 可以根据具体实施时对相位误差补偿 的精度要求和对相位误差补偿的速度要求进行设定。 在要求补偿精度越高时， μ越小； 在要求补偿速度越快时， μ越大。
当釆用硬件电路实现上述实施例 1 提供的相位误差参数更新方法时， 电 路逻辑如图 8所示。
即上述实施例 1中釆用积分算法实现对相位误差信号 Α的低通滤波。 进 一步的， 为提高运算速度， 减少资源占用， 也可以釆用下述实施例 2提供的 相位误差参数更新方法。
实施例 2:
图 9所示， 为本发明实施例 2提供的相位误差参数更新方法。
步骤 901、 基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号 A。
其中， I为当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号的正交 支路信号， a 为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误差参 数。
步骤 902、 根据预设量化精度， 对确定的相位误差信号 A进行量化处理。 即根据预设量化精度， 釆用二电平表示相位误差信号 A, 或者釆用多电 平表示相位误差信号 A。
步骤 903、 基于公式
Figure imgf000009_0002
确定更新后的相位误差参数 a'。 其中，公式 a'=i Adt中的 A为经过步骤 902量化处理后的相位误差信号， μ为步长迭代因子。
当釆用硬件电路实现上述实施例 2提供的相位误差参数更新方法时， 电 路逻辑如图 10所示。
可见， 本发明实施例 2提供的相位误差参数更新方法在进行积分运算之 前， 先根据预设量化精度， 对相位误差信号 Α进行处理， 判定釆用二电平表 示相位误差信号 A, 或者釆用多电平表示相位误差信号 A, 再进行积分运算， 因此， 相比于实施例 1 提供的相位误差参数更新方法， 能够减少运算量及资 源占用。
上述步骤 402 中， 基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信号进行 实施例提出的下述三种处理方式， 其中， Γ为处理后的同相支路信号， Q'为处 理后的正交支路信号。 三种方式具体为：
方式一： 对当前的基带信号的同相支路信号不进行处理， 基于公式
Q'=^= ( Q-Ia' )， 对当前的基带信号的正交支路信号进行处理。
Vl - a'2
上述方式一提供的相位补偿处理方法可以通过软件实现， 也可以通过硬 件电路实现。 当釆用硬件电路实现时， 电路逻辑如图 11所示。
方式一提出的处理方法从理论上来说是最优的， 能够完全消除相位误差， 并且不会影响信号功率。
方式二： 基于公式
Figure imgf000010_0001
, 对当前的基带信号的同相支路信号进行处 理， 以及基于公式 Q'=Q-Ia'， 对当前的基带信号的正交支路信号进行处理。
上述方式二提供的相位补偿处理方法可以通过软件实现， 也可以通过硬 件电路实现。 当釆用硬件电路实现时， 电路逻辑如图 12所示。
可见， 方式二提出的处理方法是对方式一提出的处理方法的变型， 能够 减小相位误差， 但两路信号的功率均有所减小。
方式三： 对当前的基带信号的同相支路信号不进行处理， 基于公式 Q'=Q-Ia'， 对当前的基带信号的正交支路信号进行处理。
上述方式三提供的相位补偿处理方法可以通过软件实现， 也可以通过硬 件电路实现。 当釆用硬件电路实现时， 电路逻辑如图 13所示。
可见， 方式三提出的处理方法是在方式二提出的处理方法上的进一步简 化， 对当前的基带信号的正交支路信号釆用与方式二中同样的处理方法， 而 对当前的基带信号的同相支路信号不进行处理， 也可以减小相位误差， 并且 可以提升处理速度， 但相比于方式二， 处理后的信号功率略有不平衡。
实际实施时， 可以根据处理速度、 补偿精度、 信号功率等各方面要求进 行综合判断， 选择合适的处理方式。
上述三种处理方式仅为示例， 其它使处理后的基带信号的同相支路信号 和处理后的基带信号的正交支路信号的相位差更接近于 90度的处理方法也可 以作为本发明实施例步骤 402的具体实现方式。
可见， 本发明实施例提供的相位误差补偿方法， 由于提高了相位误差的 跟踪能力， 从而减小了相位误差补偿的延时， 改善了相位误差补偿效果。
基于同一发明构思， 根据本发明上述实施例提供的相位误差补偿方法， 相应地， 本发明实施例还提供一种相位误差补偿装置， 其结构示意图如图 14 所示， 具体包括：
参数更新单元 1401 , 用于基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号； 其中， A为相位误差信号， I为当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信 号的正交支路信号， a为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位 误差参数； 并对该相位误差信号进行低通滤波， 得到更新后的相位误差参数； 信号处理单元 1402, 用于基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信 号进行相位补偿处理。
进一步的， 参数更新单元 1401 , 具体用于基于公式
Figure imgf000011_0001
确定更新 后的相位误差参数； 其中， a'为更新后的相位误差参数， μ为步长迭代因子。
进一步的， 参数更新单元 1401 , 还用于在基于公式
Figure imgf000011_0002
确定更新 后的相位误差参数之前， 根据预设量化精度， 对该相位误差信号 Α进行量化 处理。
进一步的， 信号处理单元 1402, 具体用于基于公式 Q'=^ ( Q-Ia' ),
Vl- a'2
对当前的基带信号的正交支路信号进行处理； 其中， Q'为处理后的正交支路信 号， a'为更新后的相位误差参数。
进一步的， 信号处理单元 1402 , 具体用于基于公式 Q'=Q-Ia'， 对当前的 基带信号的正交支路信号进行处理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a' 为更新后的相位误差参数。
进一步的， 信号处理单元 1402 , 还用于基于公式 Γ=ΙΛ/Ϊ二 对当前的基 带信号的同相支路信号进行处理； 其中， Γ为处理后的同相支路信号。
上述各单元的功能可对应于图 4、图 7或图 9所示流程中的相应处理步骤， 在此不再赘述。
本领域内的技术人员应明白， 本发明的实施例可提供为方法、 系统、 或 计算机程序产品。 因此， 本发明可釆用完全硬件实施例、 完全软件实施例、 或结合软件和硬件方面的实施例的形式。 而且， 本发明可釆用在一个或多个 其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质 (包括但不限于磁盘 存储器、 CD-ROM、 光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、 设备（系统）、 和计算机程序产 品的流程图和 /或方框图来描述的。 应理解可由计算机程序指令实现流程图 和 /或方框图中的每一流程和 /或方框、 以及流程图和 /或方框图中的流程 和 /或方框的结合。 可提供这些计算机程序指令到通用计算机、 专用计算机、 嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器， 使得通 过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流 程图一个流程或多个流程和 /或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的 装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设 备以特定方式工作的计算机可读存储器中， 使得存储在该计算机可读存储器 中的指令产生包括指令装置的制造品， 该指令装置实现在流程图一个流程或 多个流程和 /或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上， 使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的 处理， 从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图 一个流程或多个流程和 /或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步 骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例， 但本领域内的技术人员一旦得知了 基本创造性概念， 则可对这些实施例作出另外的变更和修改。 所以， 所附权 利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。 脱离本发明实施例的精神和范围。 这样， 倘若本发明实施例的这些修改和变 型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内， 则本发明也意图包含这些 改动和变型在内。

Claims

权 利 要 求
1、 一种相位误差补偿方法， 其特征在于， 包括：
基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号； 其中， A为相位误差信号， I为 当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号的正交支路信号， a为 基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误差参数； 并对所述相 位误差信号进行低通滤波， 得到更新后的相位误差参数；
基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信号进行相位补偿处理。
2、 如权利要求 1所述的方法， 其特征在于， 对所述相位误差信号进行低 通滤波， 得到更新后的相位误差参数， 具体包括：
基于公式
Figure imgf000014_0001
确定更新后的相位误差参数； 其中， a'为更新后的相 位误差参数， μ为步长迭代因子。
3、 如权利要求 2所述的方法， 其特征在于， 在基于公式
Figure imgf000014_0002
确定 更新后的相位误差参数之前， 还包括：
根据预设量化精度， 对所述相位误差信号进行量化处理。
4、 如权利要求 1-3任一所述的方法， 其特征在于， 基于更新后的相位误 差参数， 对当前的基带信号进行相位补偿处理， 具体包括：
基于公式 Q'=^ ( Q-Ia' ), 对当前的基带信号的正交支路信号进行处
Vl -a'2
理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
5、 如权利要求 1-3任一所述的方法， 其特征在于， 基于更新后的相位误 差参数， 对当前的基带信号进行相位补偿处理， 具体包括：
基于公式 Q'=Q-Ia'， 对当前的基带信号的正交支路信号进行处理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
6、 如权利要求 5所述的方法， 其特征在于， 还包括：
基于公式
Figure imgf000014_0003
,对当前的基带信号的同相支路信号进行处理；其中， Γ为处理后的同相支路信号。
7、 一种相位误差补偿装置， 其特征在于， 包括： 参数更新单元， 用于基于公式 A=IQ-I2a, 确定相位误差信号； 其中， A 为相位误差信号， I为当前的基带信号的同相支路信号， Q为当前的基带信号 的正交支路信号， a为基带信号的同相支路信号和正交支路信号当前的相位误 差参数； 并对所述相位误差信号进行低通滤波， 得到更新后的相位误差参数； 信号处理单元， 用于基于更新后的相位误差参数， 对当前的基带信号进 行相位补偿处理。
8、 如权利要求 7所述的装置， 其特征在于， 所述参数更新单元， 具体用 于基于公式
Figure imgf000015_0001
确定更新后的相位误差参数； 其中， a'为更新后的相位 误差参数， μ为步长迭代因子。
9、 如权利要求 8所述的装置， 其特征在于， 所述参数更新单元， 还用于 在基于公式
Figure imgf000015_0002
确定更新后的相位误差参数之前， 根据预设量化精度， 对所述相位误差信号 A进行量化处理。
10、 如权利要求 7-9任一所述的装置， 其特征在于， 所述信号处理单元， 具体用于基于公式 Q'=^ ( Q-Ia' ), 对当前的基带信号的正交支路信号进
Vl - a'2
行处理； 其中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
11、 如权利要求 7-9任一所述的装置， 其特征在于， 所述信号处理单元， 具体用于基于公式 Q'=Q-Ia'， 对当前的基带信号的正交支路信号进行处理； 其 中， Q'为处理后的正交支路信号， a'为更新后的相位误差参数。
12、 如权利要求 11所述的装置， 其特征在于， 所述信号处理单元， 还用 于基于公式
Figure imgf000015_0003
, 对当前的基带信号的同相支路信号进行处理； 其中， Γ为处理后的同相支路信号。
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