CN102325111A - 一种产生gfsk基带信号的方法 - Google Patents

一种产生gfsk基带信号的方法 Download PDF

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CN102325111A CN201110127607A CN201110127607A CN102325111A CN 102325111 A CN102325111 A CN 102325111A CN 201110127607 A CN201110127607 A CN 201110127607A CN 201110127607 A CN201110127607 A CN 201110127607A CN 102325111 A CN102325111 A CN 102325111A
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Abstract

本发明涉及一种产生GFSK基带信号的方法。现有的方法实现的复杂度较大。本发明首先将所需调制的二进制序列输入至三比特的移位寄存器，其次在采样量化值表格组中查寻二进制值所对应的
Figure DEST_PATH_IMAGE002
采样量化值，将采样量化值与
Figure DEST_PATH_IMAGE004
相乘，得到各采样时刻的相位变化值；然后将
Figure DEST_PATH_IMAGE006
与
Figure DEST_PATH_IMAGE008
相加得
Figure DEST_PATH_IMAGE010
；最后根据
Figure 852301DEST_PATH_IMAGE010
查sin表和cos表得到同相分量I，正交分量Q，从而产生GFSK的基带信号。本发明具有较好的精度，同时实现复杂度也较低。

Description

一种产生GFSK基带信号的方法
技术领域
本发明属于数字调制技术领域，涉及一种产生GFSK基带信号的方法。
背景技术
GFSK调制方式对输入二进制序列                                                
Figure 189216DEST_PATH_IMAGE001
进行调制，调制后的信号为:
             （公式1）
式中
Figure 241540DEST_PATH_IMAGE003
为瞬时相位，
Figure 227951DEST_PATH_IMAGE004
为载波频率， 
Figure 658932DEST_PATH_IMAGE005
为最大频偏，
Figure 756201DEST_PATH_IMAGE006
为二进制序列所对应的不归零码经过高斯低通滤波器后的输出。将公式1其展开，得到
    （公式2）
其中同相分量I ＝ 
Figure 762652DEST_PATH_IMAGE008
，正交分量Q＝,I和Q即为GFSK调制的基带信号。GFSK调制基带信号产生的理论框图见图1。
目前，GFSK调制基带信号产生大都按照图1所示的流程进行实现，先将需调制的二进制数据在生成方波后，通过高斯低通滤波器，得到输出信号
Figure 565577DEST_PATH_IMAGE010
,然后对
Figure 252911DEST_PATH_IMAGE010
再进行积分，得到附加相位，最后
Figure 189960DEST_PATH_IMAGE011
去查sin、cos表格得到同相分量I，正交分量Q。由于在经过高斯滤波器、积分器时，都会引入量化误差、运算误差，而积分器还会将误差积累，同时按此方法实现的复杂度较高。
而Alfredo Linz和Alan Hendrickson 在《Efficient Implementation of an I-Q GMSK Modulator》中，推荐了一种GMSK（最小移频键控，它可以看作GFSK在调制指数为0.5时的特例）的实现方法，该方法不按GFSK调制基带信号产生的理论框图流程来调制二制序列a(n),而是由需要调制的二进制序列直接得到I，Q，其实现框图如图3所示。该方法的核心思想是从二进制码元输入直到最后生成同相分量I、正交分量Q的中间一系列计算过程都是在理论上进行，而实现时存入表格的是最后浮点模型计算得到I、Q在码元时间内的各采样点的量化值。文中设开始初相为0，且
Figure 629031DEST_PATH_IMAGE012
（在调制指数为0.5时得到），
Figure 639713DEST_PATH_IMAGE013
为码元传输速率。通过推导，发现码元内8种可能的相位曲线，（
Figure 516850DEST_PATH_IMAGE015
为码元时间长度），不仅相位变化部分
Figure 759612DEST_PATH_IMAGE016
（
Figure DEST_PATH_IMAGE017
,为当前3比特码元信息
Figure 421538DEST_PATH_IMAGE018
的十进制数值）之间可以相互推导，而且初相也全为0或，则16条I、Q曲线（sin,cos各8条）全部可以由4条固定的sin曲线得到。《Efficient Implementation of an I-Q GMSK Modulator》中按采样率存储的是
Figure 705123DEST_PATH_IMAGE021
，
Figure 690397DEST_PATH_IMAGE022
，
Figure 531314DEST_PATH_IMAGE023
，
Figure 867617DEST_PATH_IMAGE024
的量化值，然后根据二进制序列的值去取某一条曲线的各个采样点，经过固定的变换，将变换后的曲线采样点输出，实现了GFSK调制基带信号的产生。该方法的好处在于，避免了数据在通过高斯滤波器，积分器等处理时带入的误差，同时也消除了附加相位
Figure 921024DEST_PATH_IMAGE011
量化带来的误差，而且，实现也很简单，代价小。然而，上文的方法仅适用于初相为0，且
Figure 42695DEST_PATH_IMAGE012
的情况，即只适用于GMSK，不具有一般性。对于一般的
Figure 523355DEST_PATH_IMAGE005
值，该种方法的最后的由16条曲线减为固定四条sin曲线的条件就不成立了。
发明内容
本发明的主要目的是，提供一种产生GFSK基带信号的方法（时宽带宽积
Figure 81375DEST_PATH_IMAGE025
>0.4），其精度高，实现复杂度低，且能适应各种初始相位和调制指数
Figure 204052DEST_PATH_IMAGE005
，支持有限个可变的
Figure 163918DEST_PATH_IMAGE025
，适用性广。
本发明方法包括以下步骤：
步骤(1)将所需调制的二进制序列输入至三比特的移位寄存器，得到三比特信息
Figure 346637DEST_PATH_IMAGE026
。
步骤(2)依据由
Figure 126375DEST_PATH_IMAGE026
十进制值所对应的地址，在设定的时宽带宽积所对应的采样量化值表格组中查寻所对应的
Figure 737036DEST_PATH_IMAGE028
采样量化值，其中
Figure 467095DEST_PATH_IMAGE029
为
Figure 135974DEST_PATH_IMAGE026
代表的方波信号在经过高斯低通滤波器之后，其输出在码元时间内的积分，
Figure 660496DEST_PATH_IMAGE005
为最大频偏，
Figure 414825DEST_PATH_IMAGE030
为采样周期。
所述的采样量化值表格可由码元相位关系映射表得到；
码元相位关系映射表
Figure 948575DEST_PATH_IMAGE026
 表达式
000
Figure 471960DEST_PATH_IMAGE031
001
010
Figure 159741DEST_PATH_IMAGE033
011
100
Figure 609494DEST_PATH_IMAGE035
101
Figure 741398DEST_PATH_IMAGE036
110
Figure 735899DEST_PATH_IMAGE037
111
Figure 80293DEST_PATH_IMAGE038
其中表中的函数
Figure 104836DEST_PATH_IMAGE039
定义如下：
，为误差函数，
Figure 889438DEST_PATH_IMAGE042
，
Figure DEST_PATH_IMAGE043
为码元传输速率，
Figure 303102DEST_PATH_IMAGE015
为码元时间长度，
Figure 655586DEST_PATH_IMAGE044
为高斯滤波器的3dB带宽；
步骤(3)将步骤(2)中所得的采样量化值与
Figure 880025DEST_PATH_IMAGE045
相乘，得到
Figure 849118DEST_PATH_IMAGE046
，即为各采样时刻的相位变化部分除以
Figure 535314DEST_PATH_IMAGE047
的结果，其中
Figure 273463DEST_PATH_IMAGE048
为调制指数，Q过采样率；
步骤(4)将
Figure 386913DEST_PATH_IMAGE046
与相加，即得，其中
Figure 175112DEST_PATH_IMAGE019
为当前码元n的初始相位值，
Figure 193884DEST_PATH_IMAGE051
为当前码元中各采样时刻的相位值；
步骤(5)根据
Figure 137569DEST_PATH_IMAGE050
值查sin表和cos表得到同相分量I，正交分量Q，从而产生GFSK的基带信号。
本发明相对于现有技术具有以下有益效果：第一，相比较于依照GFSK调制基带信号产生的理论框图（图1）流程的实现方法，由于本发明在存储
Figure 165568DEST_PATH_IMAGE052
的采样量化值时才开始引入量化误差，而避免了数据在经过前面一系列的处理过程（高斯滤波器、积分器）时所引入的量化和计算误差，具有较好的精度，同时实现复杂度也较低。
第二，而相较于Alfredo Linz和Alan Hendrickson推荐的实现方法（图3），由于本发明所采用的技术方案中的表格存储的不是在特定的条件
Figure 878309DEST_PATH_IMAGE053
下，计算得到的最终结果I、Q在码元时间内的采样点的量化值，而是计算过程的中间变量——，然后以此值去乘以
Figure 498963DEST_PATH_IMAGE045
，（
Figure 65073DEST_PATH_IMAGE054
）得到各采样时刻的
Figure 648633DEST_PATH_IMAGE046
，然后将
Figure 274786DEST_PATH_IMAGE046
与
Figure 927484DEST_PATH_IMAGE049
相加得
Figure 297286DEST_PATH_IMAGE050
，最终查表得到I，Q。所以本发明能适应于不同的 
Figure 453461DEST_PATH_IMAGE005
，且实现复杂度和图3所述方法相差不大；同时，由于本发明所采用的技术方案中，在存储不同
Figure 781674DEST_PATH_IMAGE055
所对应的曲线组的采样量化值时，表格没有存储每个
Figure 829581DEST_PATH_IMAGE055
下的各组曲线的采样量化值，而是选择了一个特定的下的那组曲线的采样值进行存储，而对于其它可选的
Figure 588645DEST_PATH_IMAGE055
，存的是它们的曲线组中各自曲线相对于那个特定
Figure 684777DEST_PATH_IMAGE055
值下曲线组中的4条曲线的差值，因而以较低的代价实现了对有限个可选的参数
Figure 396381DEST_PATH_IMAGE055
的支持。
附图说明
图1为GFSK的基带信号产生理论框图；
图2 为本发明GFSK的基带信号产生框图；
图3 为Alfredo Linz和Alan Hendrickson推荐方法实现框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的说明。
本发明技术方案中，在每个
Figure 792727DEST_PATH_IMAGE055
下都涉及一组曲线，其中
Figure 46171DEST_PATH_IMAGE029
为
Figure 561466DEST_PATH_IMAGE056
代表的方波信号在经过高斯低通滤波器之后，其输出在码元时间内的积分。以下描述其推导过程。
产生GFSK的基带信号的第一步就是将二进制的输入序列a(n)，映射成双极性不归零的方波，以合乎GFSK调制的要求，方波信号为
Figure 812319DEST_PATH_IMAGE057
，其中，
Figure 122077DEST_PATH_IMAGE058
表示待传输码流映射后的值，
Figure 474692DEST_PATH_IMAGE059
=1时，
Figure 528099DEST_PATH_IMAGE060
；＝0时，
Figure 379697DEST_PATH_IMAGE061
；
Figure 468876DEST_PATH_IMAGE062
为定义在
Figure 591553DEST_PATH_IMAGE015
内的方波信号，其值为
Figure 285839DEST_PATH_IMAGE063
；
Figure 983406DEST_PATH_IMAGE064
。
方波信号
Figure 763143DEST_PATH_IMAGE065
经过高斯滤波器，其输出
Figure 689511DEST_PATH_IMAGE066
，
Figure 503883DEST_PATH_IMAGE042
，
Figure 857504DEST_PATH_IMAGE067
为高斯滤波器的冲击响应，为高斯滤波器传输函数在
Figure 805365DEST_PATH_IMAGE070
＝0时的值。经过计算，
Figure 798729DEST_PATH_IMAGE071
 ，其中为误差函数，其表达式为
Figure 821229DEST_PATH_IMAGE073
。为了描述方便，可以设
Figure 875772DEST_PATH_IMAGE074
，这样不失一般性。
因为高斯滤波器的冲击响应在时域上是在（
Figure 836775DEST_PATH_IMAGE075
）上的，所以一组方波经过高斯滤波器的响应会相互干扰，当
Figure 78401DEST_PATH_IMAGE076
>0.3时，实际中认为此干扰集中体现在相邻左右码元上，其它可以忽略不计。所以，所有的计算都以（
Figure 133950DEST_PATH_IMAGE056
）为单位进行的。特别是当
Figure 777421DEST_PATH_IMAGE076
>0.4，
Figure 112588DEST_PATH_IMAGE077
 此时，在某一个码元时间内，高斯滤波器的输出可以表示为:
Figure 372668DEST_PATH_IMAGE078
，被称为频率迹函数。因为（
Figure 982641DEST_PATH_IMAGE056
）有8种取值，所以
Figure 480618DEST_PATH_IMAGE079
共有8种曲线，记为
Figure 783423DEST_PATH_IMAGE080
~
Figure 734062DEST_PATH_IMAGE081
（如表2）。
                     表2.  频率迹函数表
Figure 898458DEST_PATH_IMAGE056
 表达式 相互关系
000
Figure 250942DEST_PATH_IMAGE082
 
Figure 724649DEST_PATH_IMAGE083
001
Figure 162583DEST_PATH_IMAGE084
Figure 114359DEST_PATH_IMAGE085
010
Figure 118087DEST_PATH_IMAGE086
  
011
Figure 231536DEST_PATH_IMAGE087
  
100
Figure 937193DEST_PATH_IMAGE088
101
Figure 569666DEST_PATH_IMAGE091
110
Figure 982192DEST_PATH_IMAGE092
  
111
Figure 541350DEST_PATH_IMAGE093
  
按GFSK的基带信号产生的步骤，接下来
Figure 4823DEST_PATH_IMAGE094
经过积分器，输出再乘以，即得附加相位
Figure 625477DEST_PATH_IMAGE096
。将
Figure 722746DEST_PATH_IMAGE097
进行积分得：
Figure 24415DEST_PATH_IMAGE098
。
相应地，对于码元内频率迹函数
Figure 916147DEST_PATH_IMAGE099
，考虑某一个码元上的积分曲线
Figure 926435DEST_PATH_IMAGE100
，则总的时间轴上，积分曲线为
Figure DEST_PATH_IMAGE101
，其中称为相位迹，
Figure 999882DEST_PATH_IMAGE103
。
Figure 328095DEST_PATH_IMAGE104
为一个码元的初始相位，
Figure 936931DEST_PATH_IMAGE105
为相位迹的相位变化部分。又
Figure 641582DEST_PATH_IMAGE106
，其中Q为过采样率，即为码元内的采样点数，
Figure 652263DEST_PATH_IMAGE107
，因此有
Figure 412364DEST_PATH_IMAGE108
。在设定的
Figure 508496DEST_PATH_IMAGE109
下，
Figure 751258DEST_PATH_IMAGE052
有8条：
Figure 616446DEST_PATH_IMAGE110
～
Figure 286462DEST_PATH_IMAGE111
。至此，得到了
Figure 401048DEST_PATH_IMAGE112
，为码元内的相位迹除以
Figure 650764DEST_PATH_IMAGE047
的商，以
Figure 917928DEST_PATH_IMAGE112
为根据，查找cos和sin表，即得I和Q，从而完成基带信号的产生。由于
Figure 227687DEST_PATH_IMAGE113
，由表2可以计算得到
Figure 829570DEST_PATH_IMAGE114
，相对于～
Figure 253915DEST_PATH_IMAGE081
，记为
Figure 734575DEST_PATH_IMAGE115
～ ，其表达式如表1。如式
Figure 415272DEST_PATH_IMAGE108
，不同
Figure 889984DEST_PATH_IMAGE005
对应不同的
Figure 541546DEST_PATH_IMAGE048
和Q，将
Figure 118020DEST_PATH_IMAGE052
在码元时间内等间隔采样Q点，将量化值进行存储，其中对应于表1中的t，采样的过程为: 
Figure 513230DEST_PATH_IMAGE117
 K为整数，取值0～N－1。又因频率迹间有相互关系：、
Figure 681223DEST_PATH_IMAGE085
、、
Figure 678315DEST_PATH_IMAGE091
，可推导得
Figure 81614DEST_PATH_IMAGE118
；
Figure 622448DEST_PATH_IMAGE119
；
Figure 376777DEST_PATH_IMAGE120
；，那么在一个
Figure 699491DEST_PATH_IMAGE055
下只需存曲线组
Figure 129336DEST_PATH_IMAGE122
、、
Figure 957669DEST_PATH_IMAGE124
，
Figure 601140DEST_PATH_IMAGE125
，其它几条通过幅度取负得到。
而对于支持有限个可选的输入参数（要求大于0.4），一种直接的方法是对不同的， 保存每个曲线组采样量化值表格，这必然增加系统的开销。其实不必将每一个
Figure 806360DEST_PATH_IMAGE055
值下的曲线组的采样量化值一一存储下来。参考表3可知，对于相同的
Figure 304337DEST_PATH_IMAGE017
,（表中
Figure 810405DEST_PATH_IMAGE017
＝2，对于其它
Figure 557781DEST_PATH_IMAGE017
值，情况相同），即相同的（
Figure 440286DEST_PATH_IMAGE056
），不同的
Figure 74661DEST_PATH_IMAGE055
参数下所对应的
Figure 17209DEST_PATH_IMAGE126
曲线各自之间的差值相对于曲线本身数值是较小的。特别是当>1.5时，不同的的
Figure 406919DEST_PATH_IMAGE055
值所对应的曲线非常接近，它们之间的差相比较于曲线值非常小。因此，本发明只存了一个
Figure 879489DEST_PATH_IMAGE055
＝1.75值下的四条曲线，而对于其它可选的，存的是它们的曲线组中各自曲线相对于
Figure 183748DEST_PATH_IMAGE055
＝1.75值下曲线组中的4条曲线的差值，这有效减小了表格的大小。如前所说，当
Figure 939215DEST_PATH_IMAGE055
>1.5时，曲线组间非常接近，故选取
Figure 266291DEST_PATH_IMAGE055
＝1.75作为完整曲线存储对于减小表格存储是比较合适的。另外，由前文可知，该表格得查出的值再乘以
Figure 331068DEST_PATH_IMAGE045
后，加上
Figure 743594DEST_PATH_IMAGE049
，即得
Figure 506014DEST_PATH_IMAGE050
，而表格本身和
Figure 674007DEST_PATH_IMAGE045
，即
Figure 104989DEST_PATH_IMAGE005
没有关系，所以对于任意的
Figure 671099DEST_PATH_IMAGE005
，该办法都是有效的。依据表3，可以分析一下，该措施实际上所取得的效果。对不同的，将
Figure 864500DEST_PATH_IMAGE126
曲线各自之间的差值比上曲线本身，比值最大不超过50%，特别是当
Figure 251619DEST_PATH_IMAGE055
>1.5时，比值大都小于10%。因此，在本发明存储
Figure 637732DEST_PATH_IMAGE055
＝1.75下的曲线组的采样值作为完整曲线的情况下，若量化时用的位宽为12比特，则对于
Figure 793907DEST_PATH_IMAGE055
<1.5,按最大的比值50%计算，存差值的比特相对于存曲线值可以减少1比特，即用11比特来表示差值。则在该
Figure 122120DEST_PATH_IMAGE055
下，可以节省1×4×os，os为码元内采样点数。而对于
Figure 730956DEST_PATH_IMAGE055
>1.5，用9比特来表示这此差值足够了，那在该
Figure 904449DEST_PATH_IMAGE055
下，可以节省3×4×os。可以看到，当可选的参数越多，os越大，
Figure 446288DEST_PATH_IMAGE055
>1.5的个数越多，表格的面积节省得越多。
表3不同的
Figure 725829DEST_PATH_IMAGE055
下，
Figure 821961DEST_PATH_IMAGE126
曲线的采样点浮点数值 
图1为GFSK的基带信号产生理论框图，目前GFSK调制基带信号产生大都按照图1所示的流程进行实现。如图所示，先将需调制的二进制序列
Figure 929911DEST_PATH_IMAGE059
经过方波发生器
Figure 599927DEST_PATH_IMAGE128
后，生成双极性不归零的方波
Figure 183355DEST_PATH_IMAGE065
。接下来，将
Figure 964229DEST_PATH_IMAGE065
通过高斯低通滤波器，得到输出信号
Figure 949503DEST_PATH_IMAGE129
,然后对
Figure 541152DEST_PATH_IMAGE129
再进行积分，得到附加相位，最后
Figure 665283DEST_PATH_IMAGE096
去查sin、cos表格得到同相分量I，正交分量Q。
图3 为Alfredo Linz和Alan Hendrickson推荐方法实现框图。其实现方法如下，将所需调制的二进制序列
Figure 36221DEST_PATH_IMAGE059
输入至三比特的移位寄存器，得到三比特信息
Figure 516881DEST_PATH_IMAGE056
，后依据的十进制值
Figure 197578DEST_PATH_IMAGE017
和采样计数器产生查寻既定四条sin曲线
Figure 891865DEST_PATH_IMAGE130
、
Figure 74585DEST_PATH_IMAGE131
、
Figure DEST_PATH_IMAGE132
、采样值表格的地址，以此地址去查寻
Figure 826695DEST_PATH_IMAGE130
、
Figure 375488DEST_PATH_IMAGE131
、
Figure 994688DEST_PATH_IMAGE132
、
Figure 261721DEST_PATH_IMAGE133
采样值的表格,得到码元内I和Q。其中，对于8个可能的
Figure 726201DEST_PATH_IMAGE017
值，在生成查表地址和最后所需的I和Q，依据的条件为：
Figure 395079DEST_PATH_IMAGE134
；
Figure 935913DEST_PATH_IMAGE135
；
Figure 424663DEST_PATH_IMAGE136
；；
Figure 12957DEST_PATH_IMAGE138
；； 
Figure 950006DEST_PATH_IMAGE140
； 
Figure 490708DEST_PATH_IMAGE141
； 
Figure 649026DEST_PATH_IMAGE142
；。
图2 为本发明GFSK的基带信号产生框图。如图，所需调制的二进制序列
Figure 244273DEST_PATH_IMAGE059
先经过一个3比特的移位寄存器（图2中（1）），得到3比特信息
Figure 119825DEST_PATH_IMAGE056
，其十进制的值即为
Figure 617802DEST_PATH_IMAGE052
的
Figure 123870DEST_PATH_IMAGE017
,依据
Figure 871246DEST_PATH_IMAGE017
所对应的地址，分别查寻设定
Figure 753751DEST_PATH_IMAGE055
所对应的曲线组相对于参考
Figure 388126DEST_PATH_IMAGE055
＝1.75曲线的差值表格和
Figure 65095DEST_PATH_IMAGE055
＝1.75的曲线组的采样量化表格，两个查表结果相加后，对进行判断，如果判断当前的
Figure 720384DEST_PATH_IMAGE017
为2，3，6，7，则查表相加后的值不需要取反，即为在输入
Figure 927375DEST_PATH_IMAGE055
下的，十进制值
Figure 40824DEST_PATH_IMAGE017
所对应的
Figure 497213DEST_PATH_IMAGE052
采样量化值；如果不是，则要将查表得到的值符号取反，才能得到输入下的，十进制值
Figure 579756DEST_PATH_IMAGE017
所对应的采样量化值。接下来，这些采样量化值乘以，得到
Figure 819479DEST_PATH_IMAGE046
，即各采样时刻的相位变化部分除以
Figure 1062DEST_PATH_IMAGE047
的结果。然后，
Figure 456314DEST_PATH_IMAGE046
与
Figure 887295DEST_PATH_IMAGE049
相加，即得
Figure 453406DEST_PATH_IMAGE050
，其中
Figure 20653DEST_PATH_IMAGE019
为当前码元n的初始相位值，为当前码元各采样时刻的相位值。最后，根据采样时刻的
Figure 768347DEST_PATH_IMAGE050
查sin表和cos表得到同相分量I，正交分量Q，而在码元周期结束时，更新位于锁存器的
Figure 669307DEST_PATH_IMAGE049
。这即是本发明产生GFSK的基带信号的过程。

Claims (1)

1.一种产生GFSK基带信号的方法，其特征在于该方法包括以下步骤：
步骤(1)将所需调制的二进制序列输入至三比特的移位寄存器，得到三比特信息                                               
Figure 2011101276072100001DEST_PATH_IMAGE002
；
步骤(2)依据由
Figure 415617DEST_PATH_IMAGE002
十进制值
Figure DEST_PATH_IMAGE004
所对应的地址，在设定的时宽带宽积
Figure DEST_PATH_IMAGE006
所对应的采样量化值表格组中查寻
Figure 720827DEST_PATH_IMAGE004
所对应的
Figure DEST_PATH_IMAGE008
采样量化值，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE010
为
Figure 572240DEST_PATH_IMAGE002
代表的方波信号在经过高斯低通滤波器之后，其输出在码元时间内的积分，
Figure DEST_PATH_IMAGE012
为最大频偏，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为采样周期；
所述的采样量化值表格可由码元相位关系映射表得到；
码元相位关系映射表
Figure 988309DEST_PATH_IMAGE002
 表达式 000
Figure DEST_PATH_IMAGE016
 001
Figure DEST_PATH_IMAGE018
 010
Figure DEST_PATH_IMAGE020
 011 100
Figure DEST_PATH_IMAGE024
 101
Figure DEST_PATH_IMAGE026
 110
Figure DEST_PATH_IMAGE028
 111
其中表中的函数定义如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE034
，
Figure DEST_PATH_IMAGE036
为误差函数，
Figure DEST_PATH_IMAGE038
，
Figure DEST_PATH_IMAGE040
为码元传输速率，
Figure DEST_PATH_IMAGE042
为码元时间长度，
Figure DEST_PATH_IMAGE044
为高斯滤波器的3dB带宽；
步骤(3)将步骤(2)中所得的采样量化值与
Figure DEST_PATH_IMAGE046
相乘，得到
Figure DEST_PATH_IMAGE048
，即为各采样时刻的相位变化部分除以
Figure DEST_PATH_IMAGE050
的结果，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE052
为调制指数，Q过采样率；
步骤(4)将
Figure 883977DEST_PATH_IMAGE048
与相加，即得
Figure DEST_PATH_IMAGE056
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE058
为当前码元n的初始相位值，
Figure DEST_PATH_IMAGE060
为当前码元中各采样时刻的相位值；
步骤(5)根据
Figure 32193DEST_PATH_IMAGE056
值查sin表和cos表得到同相分量I，正交分量Q，从而产生GFSK的基带信号。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102983838A (zh) * 2012-12-05 2013-03-20 天津光电通信技术有限公司 一种基于fpga实现高斯滤波器数字逻辑电路的方法
CN106534013A (zh) * 2016-10-21 2017-03-22 东南大学—无锡集成电路技术研究所 一种低延时低消耗数字基带信号的实现方法
CN107995137A (zh) * 2017-11-23 2018-05-04 安凯(广州)微电子技术有限公司 Gfsk调制方法、装置及终端设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1864380A (zh) * 2003-09-12 2006-11-15 英飞凌科技股份公司 为了基于接收信号的过零点对角度调制信号进行信号检测而计算过零点参考序列的方法和设备

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1864380A (zh) * 2003-09-12 2006-11-15 英飞凌科技股份公司 为了基于接收信号的过零点对角度调制信号进行信号检测而计算过零点参考序列的方法和设备

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102983838A (zh) * 2012-12-05 2013-03-20 天津光电通信技术有限公司 一种基于fpga实现高斯滤波器数字逻辑电路的方法
CN106534013A (zh) * 2016-10-21 2017-03-22 东南大学—无锡集成电路技术研究所 一种低延时低消耗数字基带信号的实现方法
CN106534013B (zh) * 2016-10-21 2019-04-16 东南大学—无锡集成电路技术研究所 一种低延时低消耗数字基带信号的实现方法
CN107995137A (zh) * 2017-11-23 2018-05-04 安凯(广州)微电子技术有限公司 Gfsk调制方法、装置及终端设备

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