KR19990083226A

KR19990083226A - 송신기 및 수신기에서 멀티-엘리먼트 안테나를 이용하는 시공간 구조의 무선 통신 시스템

Info

Publication number: KR19990083226A
Application number: KR1019990013355A
Authority: KR
Inventors: 포쉬니제랄드요셉; 골든글렌데이비드
Original assignee: 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 1998-04-15
Filing date: 1999-04-15
Publication date: 1999-11-25
Also published as: DE69937268T2; US6317466B1; EP0951091B1; KR100607834B1; US20010050964A1; DE69937268D1; EP0951091A3; JP2000101667A; JP3929639B2; US6763073B2; EP0951091A2

Abstract

디지털 무선 통신 시스템이 데이터를 통신하는 비트 레이트는 송신기 및 수신기 양측에서 다수의 안테나를 사용하여 채널을 동일 주파수 대역에서 동작하는 m 개의 서버채널로 분해하므로서 상당히 증가될 수 있다. 상기 시스템은 m 개의 일차원 신호들을 전송하고 상기 수신기의 검출 과정의 최소 신호대 잡음비를 최대화한다.

Description

송신기 및 수신기에서 멀티-엘리먼트 안테나를 이용하는 시공간 구조의 무선 통신 시스템{Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver}

본 발명은 송신기 및 수신기에서 멀티-엘리먼트 안테나(MEA)를 이용하는 시공간 구조의 무선 통시 시스템에 관한 것이다.

디지털 무선 통신 시스템의 전송 용량(최대 비트 레이트)은 (a) 송신기의 총 방출 파워, (b) 송신기 및 수신기에서의 안테나 엘리먼트의 수, 대역 폭, (c) 수신기에서의 잡음 파워, (d) 전파 환경 등의 특성 등 다수의 상이한 파라미터에 기초한다. 송신기 및 수신기에서 상당한 수의 안테나를 사용하며 레일리 페이딩 환경에서 코딩도 없이 동작하는 무선 전송 시스템에 있어서, 비트 레이트는 예를 들면, 이상적인 신호대 잡음비(SNR)가 18 dB인 Hz 마다 초당 36 비트로 아주 클 수 있다. 지금까지, 통신 시스템이 이러한 레이트의 몇분의 1로 데이터를 교환하는 것은 거의 불가능했다. 그 이유는, 종래의 기술에서는 큰 비트 레이트 시스템을 구현하기 위해 해결되어야 하는 문제점을 인식하지 못했기 때문이다.

본 발명의 일특징에 따르면, 무선 채널의 전송(H 매트릭스) 특성이 송신기에 알려져 있지 않은 경우 m 차원 시스템은 m 개의 1 차원 시스템(상이한 용량을 가질 수도 있음)으로 분해하므로서, 상당한 비트 레이트로 전송하는 무선 통신 시스템이 얻어질 수 있다. 특히 본 발명의 원리에 따르면, 신호 벡터들의 버스트가 상이한 데이터 심벌들로부터 형성되어 멀티 엘리먼트 안테나 어레이를 통하여 송신기에 의해 전송된다. 상기 송신된 벡터 심벌들은 무선 수신기와 관련된 복수의 상이한 안테나에 의해 신호 벡터로서 수신된다. 상기 송신된 벡터 심벌의 심벌 성분들은 (임의의) 순서를 가지며 상기 수신기는 이들 송신된 성분들을 최적으로 재배열하고 상기 수신된 벡터를 처리하여 상기 재배열된 송신 심벌 성분들을 판정한다. 이러한 처리는 상기 재배열된 성분들의 가장 낮은(예를 들면, 제 1) 레벨로부터 시작하며, 각각의 레벨에 대하여 더 낮은 레벨이 존재하는 경우에는 그 레벨로부터 간섭 요인을 소거하고, 더 높은 레벨이 존재하는 경우에는 그 레벨로부터 간섭 요인을 0으로 한다.

본 발명의 일실시예에 따르면, 상기 수신기의 처리과정은 수신된 송신 성분들의 더 강한 성분으로부터 간섭을 먼저 제거하므로서 상기 수신된 송신 신호 성분들의 더 약한 성분을 보상하는 단계와, 그 결과를 처리하여 비트 판정하는 단계를 포함한다.

본 발명의 상기 및 다른 특징은 다음의 상세한 설명과, 첨부한 도면 및 청구범위로부터 이해할 수 있을 것이다.

도 1은 본 발명의 원리에 따른 무선 송신기 및 수신기의 블록도.

도 2는 도 1의 무선 수신기의 상세 블록도.

도 3은 재배열된 송신 요소들 및 κ 벡터의 수신된 버스트의 n 차원 복합 신호 벡터들 중 한 신호 벡터에 대한 대응 판정 통계량을 도시한 도면.

도 4는 도 2의 수신기에 의해 처리되는 신호 벡터로부터 간섭 신호들을 제거하여 얻어지는 처리방법을 도시한 도면.

도 5 및 6은 도 2의 처리기(60)에서 재배열을 행하는 프로그램의 흐름도.

도 7 및 8은 각각의 수신된 벡터 신호를 처리하여 대응하는 송신 심벌을 판정하는 처리기의 프로그램의 흐름도.

하기의 본 발명의 실시예는 m 개의 안테나 엘리먼트로 이루어진 어레이를 가지는 송신기와, n 개의 안테나 엘리먼트로 이루어진 어레이를 가지는 수신기를 사용하는 2 지점간 통신 구조 환경에서 설명한다. 상기 본 발명의 실시예에서, m≤n 이고, 상기 m, n > 1 이다. 예를 들면, 1.9Hz의 전송에 대하여, m≤16 이고 n=16이다. 또한, 하기에 기술되는 바와 같이, 본 발명의 구성을 이용하여 얻어질 수 있는, 비트/사이클 수로 표현되는 비트 레이트/대역폭은 상당히 크다.

명확성을 위하여, 상세한 설명에서는 다음의 조건을 가정한다. 특히, 도 1의 송신기 및 수신기는 예를 들면, 100λ 정도로 공간적으로 아주 멀리 떨어져 있다고 가정한다. 또한, 이러한 송신 및 수신 공간의 체적은 하나 이상의 상관해제(decorrelation) 신호를 충분히 수용할 수 있다. 또한, 상기 송신기 및 수신기의 위치는 반대로 될 수도 있으며, 상기 송신기에 의해 송출된 전자기파로부터 발생하는 실질적으로 공간적으로는 상관해제된 전자기장을 수신하기 위하여 여러개의 안테나가 수신기에서 사용될 수 있다. 이 무작위로 페이드된 매트릭스 채널 특성은 송신기가 알고 있지 않지만 임의의 채널 측정 수단을 사용하는 수신기에 의해 "학습"될 수 있다고 가정한다.

이러한 학습은, 예를 들면, 표준 n-폴드 수신 다이버스티의 m 개의 애플리케이션을 이용하여 송신기 안테나마다 하나의 상기 애플리케이션을 이용하여 행해질 수 있다. 상기 학습과정의 일례가 1993년 11월 운송 기술에 대한 IEEE 트랜잭션에서 간행된 J.H. Winters의 "플랫 페이딩을 가지는 디지털 이동 무선 시스템 IS-54에서 적응 어레이에 의한 신호 획득 및 추적"에 개시되어 있으며, 본 명세서에서 참조한다.

다음의 설명은 또한 채널에서의 시간적인 변화가 데이터 버스트의 존속기간에 대하여 무시할 수 있고, 상기 채널의 특성(즉, 전송 환경)이 버스트로부터 버스트로 변화할 수 있는 버스트 모드 통신 환경에 대하여 논의한다. 이 때문에, 얻어질 수 있는 채널 비트 레이트는 랜덤 변수로 취급될 수도 있다. (m, n)과 함께, 주요 시스템 파라미터는 공간적인 신호대 잡음비(SNR)(ρ)이며, 이것은 전송 볼륨의 송신기 말단 및 수신기 말단에서 "프로브" 안테나 엘리먼트를 사용하여 측정될 수 있다. 총 방출 파워는 예를 들어, m 이 증가하면, 이에 비례하여 송신기 안테나마다 파워가 더 낮아지도록 억제되는 것으로 간주된다. (레일리 전파 환경에서, ρ는 전송 안테나의 수와 무관함을 주지하라.)

전술한 바와 같이, 채널의 전송 환경은 정해져 있지 않고, 시간은 불연속적인 것으로 가정한다. 또한, 다음의 표시를 가정한다.

송신된 신호는 s(t)로 표시하고 총 파워는 m 의 값(s(t)의 크기)에 상관없이 P₀로 표시한다. 보다 간단하게 하기 위하여, 대역폭은 채널의 응답이 채널 주파수 대역에 걸쳐서 평탄할 정도록 충분히 좁다고 가정한다.

상기 수신기에서의 잡음 신호는 v(t)로 표시하며, 이것은 동일 파워(N)의 통계적으로 독립적인 성분들(n 개의 수신기 안테나 각각에 대한 하나의 성분)을 가지는 합성 n-D(차원) 상가성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise)(AWGN) 프로세스이다.

수신된 신호는 특정 시간에서 r(t)로 표시되고, 수신된 n-D 신호는 수신기 안테나마다 하나의 합성 성분을 포함한다. 단지 하나의 송신기 안테나만 존재하는 경우에는, 송신기가 파워(P₀)를 방출하고, 임의의 수신기 안테나의 출력에서의 그 결과의 (공간적인) 평균 파워는 P로 표시한다.

각 수신기 안테나에서 상기 공간적인 평균 SNR(ρ)은 P/N과 같고 상기 레일리 전파 경우의 m 과는 무관하다.

데이터 버스트의 존속기간은 κ벡터 심벌이며, 그러한 버스트에서 발생하는 불연속적인 시간 클록의 간격("ticks")의 수와 같은 것으로 추정된다.

매트릭스 채널 임펄스 응답((t))은 m 개의 컬럼과 n 개의 로우를 가진다. G(f)는 g(t)의 퓨리에 변환에 이용된다. 협대역 가정과 일치하도록 하기 위하여, 상기 매트릭스/변환은 대상 대역에 걸쳐서 일정하다고 가정하며, 여기서 G는 주파수 의존이 억제되는 것을 나타낸다. 따라서, g(0)를 제외한 g(t)는 제로 매트릭스이다. 상기 매트릭스 채널의 응답을 정규화된 형태 h(t)로 나타내면 편리할 수도 있다. 또한, G와 관련하여, 매트릭스 H에 대하여, 등식 P^1/2·G=P₀ ^1/2·H는 G와 H 간의 관계를 정의하며, 이에 따라서 g(t)=(P₀/P)^1/2·h(t)가 된다.

또한, 이상적인 레일리 전파 환경에 대한 H 형태가 m×n 매트릭스의 엔트리가 독립적으로 동일하게 분포된 유니트 변수의 합성 가우시안 변수의 결과가 되도록 설계되어 구현될 수 있다.

전술한 사항들과 컨벌루션(convolution)을 나타내는 *를 이용하면, 전송된 신호에 영향을 주는 채널 환경을 나타내는 기본 벡터 방정식은 다음과 같이 표현된다.

상기 방정식의 우항에 더해진 두 개의 벡터는 합성 n-D(차원) 벡터(즉, 제 2의 실제 차원)이다. 상기 협대역 가정에 대하여, 방정식 1은 매트릭스-벡터 곱을 이용하여 상기 컨벌루션을 치환하여 다음과 같이 간단히 할 수 있다.

도 1은 방정식 2로 나타낸 수신된 벡터 신호를 처리하는 통신 시스템의 일반화된 버전을 나타내는 블록 다이어그램을 도시하고 있다. 특히, 소스(50)는 m 차원의 신호를 송신 처리기(100)에 공급하고, 상기 송신 처리기는 안테나들(110-1 내지 110-k) 중 선택된 안테나를 통하여 특정 변조 기술, 예를 들면, 직교 진폭 변조(QAM)의 m 개의 단계를 이용한 결과로서 발생된 m 차원 심벌을 송신한다. 여기서 각각의 심벌 성분은 한 그룹의 순차적인 비트들에 대응한다. 본 발명의 일실시예에서, 상기 m 개의 송신기 안테나들에 대한 선택은 임의적이다. 그러나, 상기 선택이 최상이 아닌 것으로 나타날 수 있다. 따라서, 송신 처리기(100)는 그러한 선택에 "고정"되는 것이 아니라, 임의의 적절한 시간 동안 최상이 아닌 선택에 "고정"되는 것을 회피하기 위하여 안테나의 선택을 체계적으로(또는 임의로) 변화시키도록 배열된다. (본 발명의 일실시예에서, 수신기(200)로부터 송신기(100)까지의 피드백 채널이라는 것이 제공됨을 주지하라. 따라서 송신기 안테나의 선택은 수신기(200)에 의해 상기 피드백 채널(도 1에서 점선으로 표시됨)을 통하여 제공된 정보에 의거하여 다소 최적화될 수 있다. 특히, 송신 처리기(100)는 처음에 심벌들이 안테나(110-1 내지 110-k)의 순서로 발생되는 순차적인 순서와 일치하도록 즉, 상기 심벌들의 첫 번째 심벌은 안테나(110-1)를 통하여 송신되고, 그 다음에 두 번째 심벌이 안테나(110-2)를 통하여 전송되는 방식으로 배열된다. 만약, 그 선택이 상기 수신기의 피드백 정보에 의거하여 최상이 아니라고 밝혀지면, 송신 처리기(100)는 본 발명의 한 특징에 따라서 상기 선택을 변경하거나 상기 송신기 안테나(110-1)의 서브세트를 사용한다. 예를 들면, 상기 피드백의 결과로서, 만약 상기 송신기가 안테나(110-k-1 및 110-k)가 송신하는 채널의 환경을 "학습"하면, 처리기(100)는 안테나들, 예를 들어, 110-1 내지 110-k-2의 정확한 서브세트를 사용할 수 있으며, 상기 피드백 채널을 통하여 보고된 대로 수신기(200)에서 최고의 수신이 가능한 안테나를 선택할 수 있다.)

도 1의 시스템에 있어서, m개의 상이한 QAM 신호는 통계적으로 독립적인 것으로 간주될 수 있지만, 동일하게 변조될 수도 있다(비록 상이한 변조가 허용되긴 하지만). 또한, 설명의 편의를 위하여 q(t)는 다음과 같이, 정의될 수도 있다.

수학식 3을 이용하면 수학식 2는 다음과 같이 간단히 표현할 수 있다.

수신된 벡터 r(t)는 벡터 q(t)의 m개의 QAM 성분들을 추정하는데 사용되며, 신호 벡터 r(t)의 n개의 성분들은 각 수신기(200)의 안테나(120-1 내지 120-n)에 의해 각각 수신된다. 상기 수신된 신호를 처리하여 상기 송신된 심벌을 검출하는 과정이 수신기(200)가 본 발명의 원리에 따라서 해결하는데 필요한 과제이다. 상기 검출된 심벌들은 각 비트 시퀀스에 맵핑되어 원래의 비트 스트림을 재구성한다.

명확성과 편리를 위하여, 수신된 벡터의 처리와 관련된 다음의 설명에서는 독립 변수 (t)를 생략하기로 한다. 예를 들어, r(t)는 r로, q(t)는 q로 간단히 표시하기로 한다.

도 2의 수신기(200)는 특히, 안테나(120-1 내지 120-n)와 인터페이스로 각각 접속하는 종래의 RF 수신부(도시하지 않음)의 뱅크를 포함한다. 상기 수신기는 또한 전처리기(또한 적정 처리기)(60), 심벌 처리기(65) 및 멀티플렉서(70)를 포함한다. 전처리기(60)는 n 개의 안테나(120-1 내지 120-n)로부터 상기 신호들을 각각의 신호 벡터로서 수신하고, 각각의 수신된 신호 벡터를 전처리하여 그 벡터를 형성하는 신호 성분들간의 간섭을 제거한다. 이러한 처리과정은 (a) 상기 벡터로부터 사전에 검출된 송신 심벌로부터 발생하는 간섭을 제거하는 단계와, (b) 아직 처리되지 않고 검출되지 않은 다른 전송된 심벌로부터 간섭이 처리된 벡터를 0으로 하는 단계와, (c) 수신된 신호의 더 강한 엘리먼트를 이용하여 더 약한 엘리먼트를 보상하는 단계를 포함하며, 이들은 모두 본 발명의 원리에 따른 것으로서, 하기에 상세히 설명한다. (상기 처리과정은 도 4의 절차(40-1 내지 407)로서 도시되어 있다.) 본 발명의 일특징에 따르면, 상기 보상은 이들의 검출에 대한 상기 송신된 요소들의 최적 재배열을 결정하고 그 다음에 상기 수신된 벡터를 처리하여 상기 재배열된 송신된 심벌 성분들을 결정하므로서 이루어진다.

상기 송신 성분들의 재배열은 예를 들면, 수직 스택(레벨(1))의 바닥에 가장 큰 SNR을 제공하는 상기 송신된 신호 성분을 추정하는 검출 과정을 두고, 그 다음에 상기 수직 스택(레벨(2))에 나머지 m-1 개의 송신된 성분들의 그 다음으로 큰 SNR을 가지는 상기 송신된 신호 성분을 추정하는 검출 과정을 두는 방식으로 이루어질 수 있으며, 이에 대해서는 하기에 상세히 설명한다. (전술한 것으로부터 다른 스택 장치가 본 발명의 정신 및 범주를 벗어나지 않고 쉽게 이용될 수 있음을 알 수 있을 것이다.)

수신된 벡터는 안테나(120-1 내지 120-n)에 의해 각각 수신된 n 개의 합성 성분들을 가진다. 처리기(60)는 상기 전처리된 신호 벡터들을 처리하여 m 개의 구성성분이 되는 데이터 서브스트림을 검출한다. 심벌 처리기(65)는 상기 심벌을 처리하여 상기 심벌에 대응하는 상기 데이터 서브스트림을 판정(본 명세서에서는 "비트 판정"이라고도 함)한다. 그 다음에 심벌 처리기(65)는 상기 "판정 비트"를 메모리(61)에 기억하여 상기 판정 비트는 상기 수신된 신호 벡터의 처리에서 간섭을 소거하는데 사용될 수 있다. 송신된 벡터의 모든 비트가 검출되면, 멀티플렉서(70)는 상기 다양한 서브스트림으로부터 비트들을 멀티플렉스하여 소스(50)(도 1)에 의해 출력된 원래의 데이터 스트림의 추정을 한다.

간섭 소거

이하, 상기 수신기(200)는 채널(125)의 환경 및 부가적인 잡음에 의해 손상된 k 의 m-차원 전송 벡터의 송신 버스트를 수신한다고 가정한다. (다음의 설명은 수신된 벡터들 중 단지 하나의 벡터만 처리하는 단계에 대한 것임을 주지하라. 물론 이러한 처리/검출은 상기 수신된 벡터들 각각에 똑같이 관련함을 알 수 있을 것이다.) 각각의 송신된 벡터는 n 개의 수신기 안테나에 의해 수신된다. 예를 들면, 12차원의 송신 벡터가 16개의 안테나를 통하여 수신된다. 또한, 상기 판정 통계치는 도 3에 도시된 (1), (2), ...(m)과 같이 바닥으로부터 윗쪽으로 스택된다고 간주한다. 여기서, 첫 번째(바닥) 레벨에서의 벡터는 검출될 송신 성분의 첫 번째 성분에 대하여 가장 큰 SNR을 제공한다. 상기 벡터 신호의 반복에 대하여, 수신기(200)는 도 3의 "NEXT"로 표시된 레벨까지 상기 레벨들에 대해 첫번째 i-1 의 판정 통계 벡터(d^[.]s)를 구성한다고 가정하고, (1), (2), ...(i-1)의 판정 통계에 의거한 상기 i-1 개의 판정은 에러가 없다고 가정한다. 상기 판정은 이미 판정된 q 의 성분들로부터 발생하는 간섭을 소거하는데 이용될 수 있다. q_(j)(j=1,2,...m)는 레벨 (1),(2)......(m)에 대응하는 재배열된 성분들을 나타낸다. 또한, 하기의 설명에서, m n-D 컬럼들로 (q_(i)를 검출하기 위한 통계적인 판정의 형태를 설명하는데 있어서) h=[h₁h₂... h_m]이 되도록 h를 표현하는 것이 유용하다.

또한 수신된 신호 r은 다음과 같이 표현된 n-D 벡터임을 주지하라.

m 개의 h_(j)각각은 수학식 5를 이용하여 h_I(1≤I≤m)로 정의할 수 있다. 수학식 5로부터, h_(j)는 수학식 5에서 q_(j)를 곱한 첨자가 기입된 h에 의해 정의된다. 또한, r은 다음과 같이 표현될 수 있다.

첫번째 괄호 내의 합, [q₍₁₎·h₍₁₎+ q₍₂₎·h₍₂₎+ ... + q_(i-1)·h_(i-1)] 은 정확하게 검출된 신호 성분들만 포함하는 것으로 추정되며, r로부터 제거되어 다음과 같이 정의된 n-D 벡터 u^[i]를 제공한다.

도 3에서 "next"로 표시되어 있는 것(즉, 스택 레벨 8)과 동일한 수신된 벡터의 처리에 있어서, 처리기(60)는 벡터 r로부터 벡터 [q₍₁₎·h₍₁₎+ q₍₂₎·h₍₂₎+ ... + q₍₇₎·h₍₇₎] 를 소거(제거)하고, 그 결과 이미 판정/검출된 뒷부분의 벡터를 가진다. 그 다음에 처리기(60)는 처리되고 있는 벡터(예를 들어, 레벨 8인 벡터)로부터 아직 검출되지 않은 송신된 신호 성분으로부터의 간섭, 즉, 도 3에 도시된 바와 같이 q₍₉₎내지 q₍₁₂₎의 송신으로부터 발생하는 간섭을 "0으로 한다".

공간 매치 필터를 이용한 간섭 널링(nulling)

아직 판정/검출되지 않은 q의 성분들 (i+1)(i+2), ... (m)에 대하여, u^[i]는 h_(i+1), h_(i+2), ... h_(m)에 의해 스팬된 m-i 차원 공간에 수직으로 투영될 수 있다. 상기 투영의 결과는 v^[i]로서 표시한다. 상기 "간섭 널링 단계"는 어떤 의미로는 q_(i+1), q_(i+2), ... q_(m)의 동시 송신으로부터 발생하는 간섭의 q_(i)에 대한 판정 처리를 "하지 않는다"는 것이다. 상기 공간 매치 필터 벡터 d^[i]의 방향 및 크기는 다음에 고찰된다. q_(i)는 v^[i]의 각 성분을 곱하여 상기 벡터 v^[i]는 벡터 AWGN에서의 [n-(i-1)]-폴드 다이버스티 간섭이 없는 신호와 유사하다는 것을 주지하라. 분명히, q_(i)에 대한 판정 통계치는 스칼라 곱 <v^[i], d^[i]>이며, 여기서 상기 스칼라 곱의 잡음 파워는 ∥d^[i]∥²에 비례한다. 최적 수신 다이버스티에 대한 표준 결과는 최적화된 신호대 잡음비(SNR_(i))를 나타내는데 사용될 수도 있다. 그 결과의 판정 통계치는 또한 ∥d^[i]∥²에 비례하는 신호 파워를 가진다. 따라서, 도 1의 공간(125)에서 부가적인 잡음이 없는 가상적인 상황의 벡터 v^[i]를 표시하기 위해를 정의하는 것이 편리하다. 상기 매체의 SNR_(i)은 d^[i]가 상기 값의 임의의 배수인 경우에 최적이 되며, 이것은 SNR에 대한 식에서의 분자에서 신호 파워항에 코시-슈바르쯔 부등식을 제공하므로서 이루어진다. 공간 필터링을 위한 모든 기회들 가운데 가장 적당한 때는, v^[i]를 컬랩스(collapse)하기 위해 스칼라 판정 통계에 대한 스칼라 곱에 사용된 벡터의 방향이의 방향인 경우이다. 그 이유는 상기 컬랩싱(collapsing) 벡터가에 비례하는 경우에, SNR에 대한 상기 코시-슈바르쯔의 상한이 똑같이 얻어지기 때문이다.는 최적의 SNR의 분자 및 분모에 배수적으로 나타나며, 따라서, 최적의 SNR은에 대하여 불변이다. d^[i]는의 방향을 가지지만, d^[i]의 스케일은 단순히 QAM 판정의 최종 단계에 이용된 판정 영역에 사용된 (임의의) 스케일 팩터에 따라서 설정된다. (전술한 바와 같이, 소거, 널링 및 보상 처리과정은 도 4에 도시되어 있다.)

보상

처리기(60)는 신호 벡터의 버스트를 수신하면, 상기 신호 벡터를 메모리(61)에 기억한다. 종래의 기술에서와 같이, 상기 버스트는 수신기(200)가 전송 환경(125)(도 1)의 전송 특징을 "학습"하는데 사용하는 정보를 포함할 수도 있다. 이러한 종래의 학습(또는 연습) 정보는 공지되어 있는 바와 같이, 예를 들면, 신호 벡터의 버스트의 시작(프리앰블) 또는 중간 지점(미드엠블)에 위치할 수도 있다.

수신한 학습 벡터를 메모리에 기억한 후에, 처리기(60)는 상기 송신된 데이터 심벌이 그들 각각의 SNR의 함수로서 검출되는 스택킹 순서를 판정한다. 이것은 수신된 벡터의 버스트의 처리에서 판정 에러를 만들 확률을 최소로 하도록 행해진다. 상기 판정은 벡터 심벌 내의 상기 전송된 심벌들이 수신된 벡터로부터 검출되는 순서를 반복적으로 판정하므로서, 공간적으로 매칭된 필터 벡터를 형성하는 단계를 포함한다. 이러한 재배열의 목적은 상기 판정 과정의 최소 신호대 잡음비를 최대화하기 위한 것임을 주지하라. 특히, 처리기(60)는 다음의 기준에 따라서 m 개의 성분들에 대한 상기 m 개의 판정 통계를 스택한다.

이 기준이 버스트 에러의 확률의 최소화와 대응하는 이유는, 높은 SNR의 경우(즉, 높은 ρ의 경우)에 버스트가 적어도 하나의 에러를 포함하는 확률이 적어도 SNR_(i)를 가지는 q_(i)에 의해 조절될 수 있기 때문이다(하기에서는 수학식 10 및 수학식 11과 관련하여 기술한다).

처리기는 "근시적인(myopic)" 최적화 과정이라는 것을 이용하여 스택을 구성한다. 이것은 처리기(60)가 상기 스택의 바닥 레벨에서 시작하여, 상기 레벨에 대한 SNR을 최대화하는 옵션들 가운데 그 다음 판정을 항상 선택하면서, m 번째 레벨까지 반복해서 처리하는 것을 나타내는 수학식 8로 표현된 전체적인 최적화 과정으로 나타난다. 근시적인 최적화에 의해, 처리기(60)는 모든 m 개의 스택 레벨을 모두 채우는데 있어서, m!의 스태킹 옵션의 철저한 평가와는 대조적으로 ~m²/2 옵션만 고려하면 된다.

(참고로, 상기 개선된 보상 특징은 다소 계산적인 개선된 반복적인 솔루션을 이용하여 얻어질 수 있음을 주지하라. 특히, 처리기(60)는 i번째 스택 레벨 다음부터 진행한다. 일단, i번째 판정이 이루어지면, 에러가 없다고 추정한다. 이 경우, 처리기(60)는 상기 판정 통계치로부터 상기 배치 포인트에 대응하는 복소수를 공제할 수도 있다. 이 과정은 처리기에 i번째 판정 통계치에 포함된 잡음의 값을 제공한다. 상기 잡음은 상기 스택까지의 판정 통계치의 대응하는 부가적인 잡음과 상관된다. 따라서, 연속하는 판정 통계치에서 각각의 부가적인 잡음 항은 상기 스택에서 더 낮은 판정 통계치의 추정된 부가적인 잡음의 모든 영향에 대해 결정된 상기 잡음의 조건적인 기대값을 공제함으로서 조정될 수 있다.)

도 2의 처리기(60)에서 전술한 수직 배열/적층은 도 5 및 6의 흐름도에 도시되어 있다. 특히, 도 5는 m 개의 스택 레벨 각각에 대해 최적의 판정 통계치 벡터 d^[i](i=1, 2, 3, .... m)가 판정되는 방법을 도시한다. 프로그램이 블록(500)에 입력되면, 수신된 신호 벡터의 버스트의 기억 및 상기 학습 정보의 처리가 이루어지고, 상기 프로그램은 블록(501)으로 진행한다. 상기 블록(501)에서, 변수 i는 1로 설정되고 블록(502)로 진행한다. 블록(502)에서, 처리기(60)는 상기 일반적인 신호 벡터를 처리하여 모든 후보들 가운데 가장 큰 SNR을 가지는 공간 매치 필터 벡터를 식별한다. 처리기(60)가 상기 벡터를 식별하면, 각각의 스케일링 값에 대한 벡터를 비례축소한다(503). 그 다음에 처리기(60)는 상기 비례축소된 벡터를 메모리(61)에 기억한다. 그 다음에 처리기(60)는 모든 공간적으로 매치된 필터 벡터(즉, i=m)의 형성 및 배열을 완료했다고 판정하면 프로그램을 종료한다(블록(505 및 506)). 만약 형성 및 배열 과정을 완료하지 못했다면, 상기 처리기(60)는 i를 증분하고 블록(502)으로 되돌아가서 나머지 후보들 중 어느 후보가 가장 큰 SNR을 제공하는지 찾아서 그 후보를 스택에서 그 다음에 배치한다.

블록(502)의 확대도는 도 6에 도시된다. 특히, 처리기(60)는 채널 매트릭스를 이미 메모리(61)에 기억하였다고 가정한다. 또한, 처리기(60)는 i-1개의 상기 매칭 벡터 후보들을 양호한 순서로 이미 스택하였고, 처리기(60)는 이제 나머지 (m-(i-1))개의 후보 벡터들을 형성하여 상기 후보들 중 어느 것이 상기 스택의 i 번째 레벨에 삽입될 것인지 판정한다고 가정한다. 블록(601)에서, 처리기(60)는 상기 스택 내의 더 낮은 레벨에 위치되어 있으며 (이미 상기 스택에 배열된) 간섭요인을 포함하는 i-1 개의 벡터의 일반적인 선형 조합을 형성한다. 처리기(60)는 상기 조합을 메모리(61)로부터 판독한(블록(602)) 일반적인 잡음이 없는 벡터로부터 제거하여(603), 아직 검출되지 않은 상기 송신된 신호 성분들에 대한 벡터의 표시를 한다. 그 다음에 처리기(60)는 변수 j를 하나의 값으로 초기화하여(블록(608)) 모든 벡터 신호를 처리하도록 한다. 각각의 벡터 후보, 예를 들면, i 번째 후보 벡터에 대하여, 처리기(60)는 i 번째 후보 벡터와 간섭하는 (m-(i-1)) 벡터 신호로부터 대각선 방향으로 떨어져 있는 상기 벡터를 투영하여(블록(605)) 상기 판정 과정으로부터 상기 간섭요인들을 제거한다. 결과 벡터는 상기 수신된 벡터 신호들 중 다른 신호들로부터 간섭이 없는 벡터가 된다. 그 다음에 처리기(60)는 놈(norm)(n 개의 성분들 각각이 0이 되는 원점에 대한 벡터의 길이의 제곱에 대응)을 측정하여(블록(607)) 상기 놈에 대한 값을 판정한다. 상기 놈의 값은 상기 판정 통계치에 대한 SNR에 비례한다. 처리기(60)는 그 다음에 상기 SNR이 이와 같이 처리된 모든 상기 후보들에 대해 최고의(가장 큰) SNR인지의 여부를 판정한다. 만약 그렇다면, 처리기(60)는 그 SNR을 가지는 공간적으로 매치된 필터 벡터 및 상기 스택의 i 번째 레벨에서 상기 벡터와 관련된 놈(norm)을 기억하고(블록(609)), 블록(608)으로 진행하여 나머지 후보들의 처리를 계속한다. 만약, 그렇지 않다면, 처리기(60)는 블록(608)으로 바로 직행한다. 상기 선택된 신호 벡터 후보 및 그것의 놈(norm)을 메모리에 기억한 후에, 처리기(60)는 종료 여부를 검사한다. 만약, 작업이 완료되지 않았다면, 처리기(60)는 j를 증분하고 블록(605)으로 진행하고, 그렇지 않으면, 도 5의 블록(503)으로 진행한다.

따라서, 전술한 프로그램의 제어하에 동작하는 처리기(60)는 검출을 위해 상기 송신된 신호 성분들을 이들 각각의 SNR에 의거한 최적의 순서로 배치한다. 전술한 바와 같이, 처리기(60)는 각각의 스택된 공간적으로 매치된 필터 벡터를 이용하여 처리된 심벌 신호가 가장 잘 나타내는 비트 조합/판정을 결정한다. 전술한 바와 같이, 심벌을 결정하는 과정은 도 4에 도시되어 있지만, 상기 과정의 설명은 도 7 및 8의 단계에서도 반복된다.

특히, 처리기(60)(때론 처리기(65))에서 도 4에 도시된 상기 널링, 소거 및 매칭 단계(401, 402 및 403)수행하는 프로그램은 도 7 및 도 8에 플로우차트로 도시되어 있다. 도 7에서 처리기(60)는 도 7의 블록(700)에서 프로그램을 입력하므로서 상기 처리를 시작한다. 여기서, 처리기(60)는 변수 i를 1로 초기화하고(블록(701)) i를 이용하여 상기 스택 내의 각 레벨을 지시한다. 다음의 설명에서, 상기 처리기(60)는 상기 스택의 i 번째 레벨을 처리하는 것으로 가정한다. 처리기(60)(블록(702))는 상기 스택의 i 번째 레벨에 위치한 벡터 신호(도 4의 처리 단계(401, 402, 403)로 도시)를 처리하여 상기 신호 벡터에 의해 가장 적절하게 표시된 심벌(q_(i))을 결정한다. 처리기(60)는 q_(i)에 대응하는 비트 판정을 메모리(61)에 기억하고, 그 다음에 i의 값을 검사하여(블록(703)) 상기 수신된 벡터 신호 r의 m 개의 연속적인 처리가 완료되었는지 확인한다. 만약 완료되었다면, 처리기(60)는 상기 프로그램을 종료한다. 그렇지 않으면, 프로세서(60)는 i를 증분하여(블록(705)) 상기 스택 내의 그 다음 레벨을 지시하고 블록(702)으로 진행하여 그 레벨에 대응하는 방식으로 상기 수신된 신호 벡터를 처리한다.

블록(702)의 확대도가 도 8에 도시되어 있다. 특히, 블록(801)에서 처리기(60)는 메모리(61)로부터 상기 수신된 n-차원 벡터 신호 r(t)를 판독하고, 그 다음에 메모리(61)로부터 블록(702)에 따라서 이미 처리/검출된 신호 벡터 성분들, 즉, 상기 스택 내의 i번째 레벨 아래의 성분들을 판독한다(블록(802)). 그 다음에, 전술한 방식으로, 처리기(60)는 r로부터 i-1 개의 인출된 신호 벡터(q₍₁₎·h₍₁₎, q₍₂₎·h₍₂₎, ..., q_(i-1)·h_(i-1))를 소거하고, 상기 i-1 개의 벡터로부터 간섭이 거의 없는 신호 벡터를 가지고 블록(803)으로 진행한다. 그 다음에 처리기(60)는 아직 검출되지 않은 간섭 요인에 없는 그 결과의 벡터를 투영한다. 즉, 처리기(60)는 상기 스택의 i 번째 레벨에 대하여 블록(504)에서 결정된 공간 매치 벡터 d^[i]를 메모리로부터 판독한다. 처리기(60)(처리기(65)와 협력하여)는 상기 공간 매치 벡터와 블록(803)에서 발생된 결과의 스칼라 곱을 취하여 복소수를 발생한다.

그 다음에 처리기(65)(805)는 종래의 멀티포인트 신호 배열, 예를 들면, 16 포인트 신호 배열(도 4의 배열(404)) 중 어느 것이 상기 복소수에 가장 가까운지를 판정한다. 상기 포인트의 일례가 도 4에 도시되어 있는데, 여기서 상기 복소수를 나타내는 포인트(405)가 4분원(406)의 배열 포인트에 가장 가깝다. 그 다음에 처리기(65)는 상기 식별된 배열 포인트로 표시된 상기 데이터 비트 판정을 메모리에 기억하고(블록(805)) 제어를 처리기(60)로 리턴한다. 그 다음에 처리기(60)는 블록(703)으로 진행하여 상기 스택의 그 다음 레벨을 처리한다.

상기 수신된 신호 벡터가 이와 같이 처리되고 모든 심벌이 검출되고, 대응 비트 판정이 메모리에 기억되었다면, 멀티플렉서(70)는 상기 비트 판정들을 멀티플렉스하여 출력단자로 출력한다.

전술한 본 발명의 이점은 특정 파라미터 세트에 의거한 예, 예를 들면, ρ=18dB, m≤16인 (m, 16)(여기서, 송신기(100) 및 수신기(200)(도 1)가 16 개까지의 안테나로 이루어진 안테나 배열을 가짐)에 의해 이해할 수 있다. 또한, 송신 버스트의 95%는 에러가 없다고 가정하는데(즉, 5% 정도만 에러 발생), 이것은 공간(125)에 대해서 이상적인 레일리 전파 환경이다. 또한, 각각의 버스트는 학습 벡터외에 100 개의 벡터 심벌을 포함한다고 가정한다. 상기 가정된 파라미터 및 16×16 시스템에 대하여, 샤논 용량은 79.1 bps/Hz이다. ("샤논 용량"은 이 기술 분야에서 공지되어 있는 용어이다.)

송신기 안테나의 수 m 및 각 평면 배열의 포인트의 수 K는 bps/Hz의 수를 최대화하도록 최적화될 수도 있다. m-D(또는 n-D) 복소 공간에서 배열 포인트의 수는 다음과 같이 표현될 수 있다.

상기 최적화 과정은 m=1, 2, 3, ... 16을 반복해서 조사하기 위해 다음의 과정을 수행하는 단계를 포함한다. 이들 각각의 경우에 대하여, 2-D 배열마다 다수의 비트가 사용될 수도 있으므로, 하나 더 많은 비트가 상기 5% "고장 억제"를 위반할 수도 있다(배열 포인트의 수가 2보다 더 크고 완전한 정방형이 아닌 경우, 양호한 거리 특성을 가지는 규칙적인 배열을 이용했다. 예를 들면, 8 포인트 배열에 대하여 네 개의 측면에 부착되어 바깥쪽을 향하는 네 개의 정삼각형을 가지는 정사각형을 이용했다. 상기 정사각형의 각각의 네 측면과 대향하는 네 개의 정삼각형의 꼭지점과 상기 정사각형의 꼭지점이 상기 배열을 이룬다).

적어도 κ벡터 심벌을 가지는 블록에서 하나의 에러의 확률에 대한 방정식은 아래의 수학식 10으로 나타낸다. 상기 확률의 평가는 1≤i≤m 에 대한 SNR_(i)를 요구한다. 몬테-카를로 방법에 의해 발생한 H 의 구현은 상기 m 개의 SNR의 샘플을 얻는데 사용될 수 있다. K 개의 포인트 QAM 배열에 대하여 큰 ρ 범위에서 상기 공식은

여기서, P_b(.) 는 SNR의 함수로서, 2-D 배열의 비트 에러의 확률에 대한 공지된 함수이다. 즉,

여기서, a = [(3·SNR_(i))/(2·(K-1))]^1/2이다.

수학식 9 및 수학식 10을 이용하여 m=1부터 시작하면, 도 1의 상기 시스템은 K=128 포인트 배열 또는 7 bps/Hz를 지원한다. m=2인 경우, 상기 시스템은 5 bps/Hz의 32 포인트 평면 배열을 지원할 수 있다. m=7인 경우, 상기 시스템은 4 bps/Hz의 16 포인트 배열들을 지원할 수 있다. m=12인 경우, 상기 시스템은 3bps/Hz를 지원할 수 있으며, 이것은 8¹²=68,719,476,736 포인트의 더 높은 차원의 배열들 중의 하나 또는 36 bps/Hz이다.

전술한 사항은 본 발명의 원리의 단순한 예에 지나지 않는다. 당업자들은 본 발명에서 명시적으로 도시하거나, 설명하지는 않았지만 본 발명의 정신과 범주 내에 있는 그러한 원리를 구현하는 많은 장치들을 고안할 수 있을 것이다. 예를 들면, 일정한 BER 및 고장 확률을 유지하는 대신에, 당업자는 일정하게 송신된 파워를 유지할 수 있으며, 고장 확률의 상이함에 대한 두 가지 방법의 상대적인 장점을 레이트의 함수로서 표현할 수 있다. 다른 예로서, 당업자는 두 시스템에 대해 일정한 상기 BER 및 고장 확률을 유지하여, 송신 파워 또는 휴대용 시스템의 전지의 수명에 대한 상대적인 장점을 표현할 수 있다.

또한, 당업자들은 전술한 설명으로부터 송신기에 송신 라디오보다 더 많은 송신기 안테나를 사용하여 송신할 안테나의 서브세트를 선택한다는 개념은 수신기에도 마찬가지로 적용할 수 있음을 알 수 있을 것이다. 이 경우, 수신 라디오보다 더 많은 수신기 안테나가 배치되어, 송신된 벡터 신호를 수신할 수신기 안테나의 서브세트가 선택된다.

당업자들은 또한 전술한 사항으로부터 본 발명의 청구범위의 청구항들에서 본 발명의 특징들 중 하나의 서브세트만 사용하는 것이 양호할 수도 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들면, 소거 및 재배열없이 단지 널링 단계만 이용하거나 또는 배열없이 널링 및 소거만 이용하는 것이 양호할 수도 있다.

이상과 같이, 디지털 무선 통신 시스템이 통신하는 비트 레이트는 송신기 및 수신기 양측에 다수의 안테나를 사용하고 채널을 동일 주파수 대역에서 동작하는 m 개의 서버채널로 분해하므로서 상당히 증가될 수 있다.

Claims

k 개의 안테나를 가지는 송신기를 포함하는 통신 시스템으로서, 상기 송신기는 소스로부터의 m-차원 송신 심벌 벡터의 수신에 응답하고, 상기 송신 심벌 벡터의 성분들은 QAM 심벌을 포함하고, 상기 송신 심벌 벡터는 소정의 변조 기술을 이용하여 상기 k 개의 안테나들 중 m 개의 안테나를 통하여 송신되며, 여기서 k≥m＞1인 상기 통신 시스템에 있어서,

상기 송신기로부터의 신호들을 n-차원 수신 신호 벡터로 수신하는 n 개의 안테나를 가지는 수신기를 포함하며, n≥m 이며, 상기 수신 신호 벡터는 각각 상기 송신기로부터의 심벌들의 선형 조합 및 부가적인 잡음을 포함하고,

상기 수신기는 상기 n-차원의 수신 신호 벡터를 처리하여 m-차원의 송신 심벌 벡터의 추정치를 형성하는 검출 처리기를 더 포함하고,

상기 검출기는

(a) 상기 송신 심벌 벡터의 m 개의 성분들이 추정되는 순서를 정의하는 정수들(1, 2, ... m)의 양호한 순열을 결정하고, 상기 양호한 순열이 상기 m 개의 성분들의 신호대 잡음비의 함수이며,

(b) 그 다음에 상기 수신 신호 벡터로부터 아직 추정되지 않은 송신 심벌 벡터 성분들((i+1), (i+2), ...... (m))에 의한 영향을 제거하고, 상기 수신 신호 벡터로부터 이미 추정된 송신 심벌 벡터 성분들((1), (2), ... (i-1))에 의한 영향을 제거하므로서, 상기 양호한 순열에 의해 정의된 순서로 상기 송신 심벌의 (i) 번째 배열된 성분을 추정하는((i)는 양호한 순열의 i 번째 요소를 나타냄) 처리기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 검출 처리기는 신호 전파 환경을 특징짓는 수신 학습 신호들을 반복해서 처리하여 m 개의 공간적으로 매치된 필터 벡터들의 세트를 발생하고, 상기 m 개의 송신된 심벌들을 검출하기 위한 최고의 신호대 잡음비(SNR)를 제공하도록 배치되는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 m 개의 송신 심벌을 검출하는 순서는 상기 검출 과정의 m 개의 최소 신호대 잡음비를 최대화하는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 송신기 안테나의 선택은 송신 벡터 심벌의 그룹을 전송하기 전에 랜덤하게(무작위로) 변하는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 수신기로부터 상기 송신기로의 피드백 채널을 더 포함하고, 상기 송신기 안테나의 선택은 상기 수신기가 상기 피드백 채널을 통하여 상기 송신기에 공급하는 신호 전파 환경 정보에 의거하여 최적화되는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 수신기로부터 상기 송신기로의 피드백 채널을 더 포함하고, 상기 송신기는 소스에 의해 공급된 심벌들의 디멀티플렉스된 스트림의 서브스트림을 소정 세트의 송신 안테나들 각각을 통해 송신하고 상기 피드백 채널을 통해 상기 수신기에 의해 공급된 신호 전파 환경 정보에 의거하여 상기 세트의 안테나들을 형성하는 안테나들에 대한 선택을 변경하는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 수신기로부터 상기 송신기로의 피드백 채널을 더 포함하고, 상기 송신기는 상기 k 개의 송신기 안테나의 서브세트를 통해 벡터 심벌을 송신하고, 상기 서브세트는 피드백 채널을 통해 상기 수신기에 의해 공급된 신호 전파 환경 정보에 의거하여 선택되는 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 상기 수신기는 n 보다 더 큰 임의의 개수의 수신 안테나를 가지며, 상기 송신기로부터의 신호들을 n-차원의 수신 신호 벡터들로 수신하는데 사용되는 상기 n 개의 안테나는 상기 임의의 개수의 수신 안테나의 서브세트인 통신 시스템.
제 1항에 있어서, 심벌들이 상기 수신기에서 정확히 수신되는 레이트는 상기 심벌들을 송신하는데 사용된 송신 안테나의 수 및 송신 전력의 레벨의 대수에 비례하여, 심벌들이 상기 송신기에서 송신되는 전력 레벨은 송신 안테나의 수를 비교적 적은 수만큼씩 증가시키므로서 실질적으로 감소하는 통신 시스템.
심벌들의 스트림의 소스와,

복수의 송신기 안테나를 포함하는 무선 송신기에 있어서,

상기 심벌 스트림을 m 개의 심벌들의 서브스트림들로 디멀티플렉스하고, 그 다음에 소정의 변조 기술을 이용하여 상기 송신기 안테나들 중 하나의 안테나를 통하여 각각의 심벌들의 서브스트림을 송신하는 송신 처리기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기.
제 10항에 있어서, 상기 복수의 송신기 안테나는 m 보다 더 큰 개수의 안테나이며(m＞1), 상기 m 개의 심벌들의 서브스트림에 사용된 상기 m 개의 송신기 안테나의 선택은 임의적인 무선 송신기.
제 10항에 있어서, 상기 송신기 안테나는 한 그룹의 심벌들을 송신하기 전에 임의로 변화하는 무선 송신기.
제 10항에 있어서,

상기 상기 송신된 심벌을 수신하는 수신기와,

상기 수신기로부터 상기 송신기로의 피드백 채널을 더 포함하고,

상기 송신 처리기는 상기 수신기가 상기 피드백 채널을 통해 상기 송신기에 공급하는 신호 전파 환경에 의거하여 상기 송신기의 선택을 최적화하는 무선 송신기.
제 10항에 있어서, 상기 송신 심벌의 수신기로부터 상기 송신기로의 피드백 채널을 더 포함하고, 상기 송신기는 복수의 송신기 안테나의 서브세트를 통하여 벡터 심벌을 송신하고, 상기 서브세트는 상기 피드백 채널을 통하여 상기 수신기로부터 수신된 신호 전파 환경 정보에 의거하여 선택되는 무선 송신기.
n(n＞1) 개의 신호 성분들을 수신하여 수신된 신호 벡터를 형성하는 복수의 수신기 안테나를 포함하는 무선 수신기에 있어서,

수신된 신호 벡터를 신호 벡터들의 버스트를 형성하는 다른 수신된 신호 벡터들과 함께 메모리에 기억하는 처리기와,

상기 기억된 수신 신호 벡터를 처리하여 특정 판정 통계치에 대해 결정된 각각의 신호대 잡음비의 함수로서 결정된 순서로 송신 신호 벡터의 성분들을 결정하는 검출 처리기를 포함하여,

(a) 처리된 송신 심벌 벡터 성분들로부터 발생하는 간섭이 현재 처리되고 있는 신호 벡터로부터 소거되고,

(b) 아직 처리되지 않은 송신 심벌 벡터 성분들로부터 발생하는 간섭이 이 간섭이 차지하는 공간에 직교하는 신호 벡터를 투영하므로서 현재 처리되고 있는 신호 벡터로부터 제거되고, 그 다음에 소정의 변조 기술에 따라서 상기 투영된 신호 벡터를 처리하여 상기 송신 심벌 벡터의 성분들을 식별하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
제 15항에 있어서, 상기 검출 처리기는 전송 환경을 특징짓는 데이터를 반복적으로 처리하여, 상기 송신 심벌 벡터의 상기 성분들을 검출하기 위해 최고의 신호대 잡음비(SNR)를 제공하는 m 개의 공간적으로 매치된 필터 벡터들의 세트를 발생하는 단계를 포함하는 무선 수신기.
제 15항에 있어서, 상기 송신된 심벌 벡터의 성분들을 검출하는 순서는 상기 검출 과정의 최소 신호대 잡음비를 최대화하는 무선 수신기.