JP4044500B2 - ディジタル無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関する。

ディジタル無線通信システムがデータ通信を行う際の最終「通信速度」
（ビットレート）は、周知の、情報理論に関するシャノンの手法（一般に、シャノンの定理又はシャノンの符号化限界定理として知られる）を用いて導出される。最終ビットレートは（ａ）送信装置における全輻射電力、（ｂ）個々の通信現場（サイト）、帯域幅におけるアンテナの個数、（ｃ）受信装置における雑音電力、（ｄ）伝搬環境の特性、等からなるいくつもの異なるパラメータに基づく。

いわゆるレイリーのフェージング環境における無線伝送の場合には、最終ビットレートは膨大な値で、例えば送信装置及び受信装置の両方でそれぞれ３０個のアンテナを用いるシステムについて数百ｂｐｓ／Ｈｚとなり、平均信号対雑音比は２４ｄＢとなる。

今まで、高ビットレート達成を目標に構築されたシステムは、シャノンの最終ビットレートに近い値まで到達していなかった。このようなシステムに連関するビットレートは、多くてもせいぜいシャノンの限界値から１桁又は２桁下の値であった。この現象の主な理由は、従来の技術による開発者が、シャノンの限界値にかなり近いビットレートで通信するシステムを構築するために解決しなければならない問題点を認識していなかったことにある。

シャノンの限界値に近いビットレートのシステムを構築するために解決を要する問題点を認識することにより、無線送受信関連技術が進歩する。これは、本発明の一態様に基づいて、無線通信路の転送（Ｈ行列）特性が送信装置にとって未知の場合に、ｎ次元システムを同一容量（処理能力）のｎ個の１次元システムに分解することによって達成される。

本発明の原理に基づき、具体的に述べると、無線受信装置に連関する複数のアンテナにわたってそれぞれの時間長さの間に受信された信号成分（受信信号成分）が、それぞれの送信アンテナ素子に連関するような空間と、時間との間に、特定の空間・時間関係を有するように形成される。

同じ空間・時間関係を有する信号成分の集合が信号ベクトルを形成し、その信号ベクトルが前処理されて、特定の復号化された信号寄与分がその信号ベクトルから差し引かれ、復号化されなかった信号寄与分がその信号ベクトルからゼロ化される。結果として得られるベクトルが復号化回路に供給されて、原始データストリームが形成される。

以上述べたごとく、本発明によれば、ディジタル無線通信システムにおいてｎ次元システムを同一容量（処理能力）のｎ個の１次元システムに分解して信号間の干渉除去処理を行うようにしたので、従来の技術では多くてもせいぜいシャノンの限界値から１桁又は２桁下の値までしか得られなかったデータ伝送ビットレートを、シャノンの限界値に極めて近い値まで高めることが可能となる。したがって、ディジタル無線通信関連システム及びその運用が改善される。

以下に本発明の実施例を、送信装置及び受信装置の両方に同数のアンテナを用いたポイント・ツー・ポイント（２点間）通信アーキテクチャの形で説明する。更に、下の説明で判るように、本発明のアーキテクチャを用いて得られる容量（帯域幅）は実に膨大である。実際、ビット／周期で表した数値が大きすぎて意味がないように見える。しかし、得られる容量は、受信装置（又は送信装置）におけるｎ個、すなわち個々のアンテナ当たり１個の、より低い等しい成分容量で表される。

下限において、本発明のアーキテクチャの容量は、リンクの両端、すなわち送信装置及び受信装置において等しい個数のアンテナ素子を有する多素子アレイを用いて得られる容量に等しい。

本発明のアーキテクチャの説明を分かりやすくするために、その送信環境が相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を有する固定線形行列通信路であるような複素ベースバンドの態様、に基づいて記述することとし、そのために次のような記号設定及び仮定を行う。この場合、時間は、ｔ＝０、１、２．．．のように正規化された個別ステップで進むものと定義する。

具体的には、ｎt 及びｎr で、送信装置及び受信装置における多素子アレイ（ＭＥＡ）内のアンテナ素子の個数をそれぞれ示す。送信された信号（送信信号）をｓt で表す。この場合、固定狭帯域幅に対しては、総電力はｎt の値に無関係に制約される。受信装置における雑音レベルを、ｎR 次元のベクトル、ｖ(ｔ)で表す。このベクトルの成分は統計的に独立であり、同一の電力レベルＮを有する。

受信された信号（受信信号）を、ｒ(ｔ)で表し、ｎR 次元の１つの信号について、個々の時点において個々の受信アンテナに対して１個の複素ベクトル成分が存在するものとする。電力レベル＾Ｐで送信する１個の送信アンテナについて、１個の受信アンテナによって出力される平均電力レベルを、Ｐで表す。ここで平均とは空間平均を意味する。（＾Ｐは、Ｐの上側に＾をつけた記号の簡略表記である。）

平均信号対雑音比（ＳＮＲ）を、ρで表す。この値は、ｎt に対して独立のＰ／Ｎに等しい。いわゆる通信路インパルス応答行列を、 ｇ(ｔ) で表す。この行列はｎT 及びＮR 個の列を有するものとする。 ｇ(ｔ) を正規化したものを ｈ(ｔ) で表す。ここで、 ｈ(ｔ) の、個々の要素の正規化は、単位「電力損失」の空間平均を有する。

又、信号で作動する通信路を記述する基本ベクトルは次式で定義される。
ｒ＝ｇ*ｓ＋ｖ （１）
ここに、* は畳み込みを意味する。これら３個のベクトル、ｇ、ｓ、及びｖは複素ＮR 次元のベクトル（すなわち２ＮR 実次元）である。

帯域幅を狭帯域と仮定するので、通信路フーリエ変換Ｇは、対象となる帯域幅にわたって一定である行列として定義される。その場合、通信路インパルス応答の非ゼロ値を、ｇで表す。この値は、 ｇ(ｔ) の時間依存を抑制する。時間依存は、ｈ及びそのフーリエ変換Ｈに対しても同様に低下する。したがって、式（１）は、正規化された形式で次のように表される。

又、通信路が例えばレイリー通信路としてモデル化され且つ通信リンクの各端における多素子アレイの素子が波長の約１／２だけ分離されている、ものと仮定する。例えば、５ＧＨｚにおいて、波長の１／２は約３ｃｍに過ぎない。したがって、送信装置及び受信装置をそれぞれが多数のアンテナ素子を有するように構成できるので有利である。（尚、各アンテナは２つの偏波状態を有する。）

１／２波長だけ分離した場合、その周波数領域における通信路を表すｎR×ｎT行列Ｈに対するレイリーモデルは、次の式で示すような、「独立し同一に分散された（iid:independant, identically distributed）」複素でゼロ平均、単位分散のエントリを有する行列である。

ここに、｜Ｈij｜2 は、２つの自由度を有するχ2 変量であるが（χ22で表す）Ｅ｜Ｈij｜2＝１となるように正規化された値である。

上記の仮定及び表記を用いると、本発明のアーキテクチャの容量は、いわゆる「長バースト」態様から始まるものと定義する。ここに、「長バースト」とは、非常に多数の記号からなるバーストを意味する。このバーストの時間長さは、バーストの間に通信路が本質的に不変であるような十分に短い長さであると仮定する。

又、通信路の特性は、送信装置には未知であるが、受信装置には追跡によって知られるようになるものと仮定する。更に、このような特性は、１つのバーストと次のバーストとでかなり変化することがあり得るものとする。用語「未知」はここでは、或るバーストの間行列Ｈの実現は未知である、という意味であるが、送信装置は値ｎR を知っているものと仮定する。実際には送信装置に平均信号対雑音比は知られていないけれども、それでもここでは値ρは知られているものと仮定する。

更に又、送信装置がユーザと通信中の場合は必ず少なくともある特定の信号対雑音比が利用可能であるものと仮定する。この場合、この知られているρの値は、その信号対雑音比の最小値であると考える。

従来の技術において知られるように、例え具体的なＨ行列値が未知であっても送信装置は単一のコードを用いる。このことを前提とした場合、システム容量は、統計的に独立の、ガウスのｎR×ｎT行列Ｈの集合（すなわち上記のレイリーモデル）からその分布が導出されるような、ランダム変数であると考えられる。

行列Ｈの実現の各々について、システムは、「ＯＵＴ」（指定のシステム容量Ｘが満足されないことを意味する）又は「ＮＯＴ ＯＵＴ」（指定のシステム容量Ｘが満足されることを意味する）のいずれかの状態となる。

更に、ビットレートを指定する場合、いわゆる「事故率」（すなわち、ランダムＨがそのビットレートをサポートしない場合）のレベルも考慮しなければならない。一般に、「事故率」値は、望むビットレートを確保できるように、例えば１−５％のように小さくする必要がある。「事故率」値（確率）は、下に示すように多素子アレイを用いることによって顕著に改善できる。

これも又従来の技術から知られるように、（ｎR×ｎT）の一般化事例のシステム容量は、次式で表される。
Ｃ＝ｌｏｇ2ｄｅｔ［ＩnR＋（ρ／ｎT）×ＨＨ&］ｂｐｓ／Ｈｚ （４）
ここに、ｄｅｔは確定値を、ＩnRは（ｎR×ｎT）の恒等行列を、そして＆は転置共役を、それぞれ意味する。

上記を考慮すると、事例（ｎ，ｎ）（すなわち、ｎT＝ｎR＝ｎ）についての望むシステム容量の下限は、次式で表される。

式（５）の右側については、標準と異なる表記を用いる。例えば、表記χ22k は２ｋの自由度を有するカイ二乗変量を表す。行列Ｈのエントリはゼロ平均及び定分散である複素ガウス値であるので、この変量の平均はｋである。下の説明で判るように、大きなρ及びｎの値については、下限は或る種の漸近的な意味で得られる。これも又下の説明で判るように、本発明の通信システムの容量は、この下限値を達成する。

以下、本発明の実施例を、送信装置に６個のアンテナを、又受信装置に同数のアンテナをそれぞれ有するシステムに関して述べる。ただし、本発明はこのアンテナ個数によって制約されるものではなく、下の説明から判るように、送信装置及び受信装置により多くの（又は任意の）個数のアンテナを設けたシステムとして実現することが可能である。

一般的事例において、本発明に基づいて実現される無線通信システムの送信装置、例えば図１の送信装置はｎ個のアンテナを有する。具体的には、デマルチプレクサ（多重情報分離器）２０がデータ源１０から受信された原始データストリームをデマルチプレクス（多重情報分離）処理して同一レートのｎ個のデータストリームに分解し、それぞれの変調／符号器３０−１〜３０−Ｎに供給し、これらの変調／符号器がそれぞれのデータストリームを独立的に符号化してから変調する。

例えば、第１のデータストリームを第１層の変調／符号器３０−１に、又第２のデータストリームを第２層の変調／符号器３０−２にそれぞれ供給し、以下同様である。

これらのデータストリームは各々それぞれの符号化器３０において、異なるいくつかの手法のどれかで符号化される。これらの符号化は本発明とは関係ないのでここでは説明しない。しかし、説明の流れを完結させるために、データストリームが例えばブロックコードを用いて符号化されるものとする。各データストリーム内のデータは符号化及び変調が終わると、転換器４０に供給される。

詳しくは、転換器４０が符号器３０ｉのうちの特定の符号器から受信中の符号化され変調されたデータストリームのセグメントをｎ個の送信アンテナ４５−１〜４５−ｎに循環させ、次いでこれらのアンテナがデータを受信装置５０へ送信する。すなわち、変調／符号器３０ｉ、例えば３０−１、がアンテナ４５ｉの各々に連関する。したがって、或る１つのビットストリーム（すなわち、変調／符号器３０ｉ）と或る１つのアンテナ４５ｉとの間の連関は周期的に循環する。

このような「連関」の存続する時間長さはτ秒であり、したがって１つのサイクル全部に要する時間長さはτ秒のｎ倍である。このようにして、或る変調／符号器３０−１からの出力、例えばパス（回線）３１−１を介して供給されたデータストリームは、まず第１のτ秒の間にアンテナ４５−１を用いて送信される。そしてパス３１−１を介して第２のτ秒の間に供給されたデータストリームは、アンテナ４５−２を用いて送信され、以下同様である。各送信ストリームは転換器により期間τ毎に順次隣のアンテナから送信されるよう切り替えられて送信されている。

このようにして、符号化されたｎ個のビットストリームは、受信装置５０へのｎ個の送信パスの全てにわたって均衡のとれた存在を共有することとなり、したがって個々のビットストリームのどれも、ｎ個のパスのうちの最悪状態のパスに次々遭遇しやすいということがない。符号化された送信データは、次いで、受信アンテナ５５−１〜５５−ｎの各々によって受信され、受信装置５０に供給されてそこで更に処理される。

図２の受信装置５０は、特に、一群のＲＦ（無線周波）受信部（図示しない）を有し、これらの受信部はそれぞれアンテナ５５ｉと接続されている。受信装置５０は又、前処理器６０と、復号器６５と、マルチプレクサ（多重化器）７０とを有する。

前処理器６０が信号を信号ベクトルとしてｎ個のアンテナ５５−ｉから受信する。そして、信号ベクトルを形成する信号成分間の干渉を除去するために、これらの受信信号を、下に詳述するように、前に検出された記号の（ａ）ゼロ化及び（ｂ）差し引き算の手法を用いて前処理する。受信ベクトルはアンテナ５５−１〜５５−ｎによってそれぞれ受信されたｎ個の複素成分を有する。

復号器６５が、前処理された信号ベクトルを更に処理して、ｎ個の構成データ・サブストリームを検出し、これから、符号化されたサブストリームを表す記号を検出する。それから復号器６５が、これらの記号を前処理器６０に供給する。供給された記号はメモリ６１に格納され、ここで、既に検出された信号からの干渉分が受信信号ベクトルから差し引かれる。

そしてマルチプレクサ７０が、このようにして得られたサブストリームを多重化して、データ源１０から出力された本来のデータストリームを形成する。

より具体的に、送信装置２５及び受信装置５０の両方がそれぞれ６個のアンテナ４５−１〜４５−６及び５５−１〜５５−６を有すると仮定し、又受信装置５０に、各送信装置に付随する伝搬特性を判断させるための慣らし期間（立ち上げ）が既に完了しているものと仮定する。これらの伝搬特性は、下に詳述するように、ｎ×ｎ複素行列Ｈで表される。

この慣らし期間中、既知の信号がアンテナ４５−１〜４５−６の各々から送信され、受信装置において処理されて受信装置における行列Ｈへのエントリの正確な推定値が得られる（尚、送信装置はこのような特性を知り又は判断する必要がない）。

上記のように、受信信号ベクトルは、アンテナ５５−１〜５５−ｎによってそれぞれ受信されたｎ個の複素成分を有する。すなわち、受信アンテナ５５−１がｎ個の送信信号全てについての組み合わせに相加性雑音を加えたものを受信する。他方、受信アンテナ５５−２は、ｎ個の送信信号全てについての別の組み合わせ（に相加性雑音を加えたもの）を受信し、以下同様である。

図３に、空間及び時間における或る時間長さτ（長さτ秒）の間に受信されたいくつかのｎ次元複素信号ベクトルを示す。具体的には、垂直方向セグメント５６−１〜５６−６（円形）上の各黒点（ドット）が、時間長さτの間の個々のセグメントについての、複素信号ベクトルの成分を表す。このように、６個の成分から構成される互いに異なるベクトルが、セグメント５７−１〜５７−ｍ（ｍ≧１）の各々についてアンテナ５５−１〜５５−６によって受信される。

連続する複数の時間長さτの間に受信された一連の信号ベクトルを前処理するのに用いる時間シーケンス（順序）を図４に示す。特に、８個の時間長さτ（矩形で示す）のシーケンスを図４の頂部に示す。シーケンス内の矩形は各々、これらの時間長さのうちの或る特定の時間長さの間に受信された６次元複素ベクトル（例えば図３）の全てを表す。

或る特定の時間長さτの間に受信された複合信号（ベクトル）は、それから６倍に複製されて図４に示すような矩形の縦列が形成される。例えば、第１の時間長さτの間に受信された６次元複素ベクトルが６倍に複製され（矩形４.１〜４.６を形成）、それぞれ送信アンテナ４５−１〜４５−６（それぞれ図中称呼番号１〜６で示す）に連関するように構成される。（尚、図４に例示する矩形の積み重ねは単に受信信号の前処理説明の目的で用いたものであり、これによって本発明が制約されると解釈すべきものではない。）

そして、空間要素、すなわち送信アンテナ（空間方向（縦座標）に沿った称呼番号１〜６で示す）が、図４に示す壁状に配置された矩形のうちの個々の矩形に連関する。この矩形の分割によって空間・時間の分割が得られる。尚又、時間長さτは各々、何個の単位時間長さにわたってもよい。又既に述べたように、各空間要素はそれぞれ特定の送信素子４５ｉに連関する。

図４中、実線矢印は一連の受信ベクトルが前処理される順序を示し、点線矢印は、左下隅矩形、すなわち矩形４.１ で始まる前処理のシーケンスを示す。この前処理は、次に上方に向かって矩形４.２ に進み、それから斜線に沿って下向きに矩形４.７ へ移動する。後者の矩形に連関するベクトルが前処理され終わると、プロセスは、図に示すように上向きに移動し、矩形４.３ で始まる次の矩形シーケンスを前処理してから矩形４.８ 及び４.９ を通って斜線に沿って下向きに移動する。

それからプロセスは更に、細線の方向矢印（実際には、方向線を順序に並べたもの）で図４中に示すように、一連の互いに連続する空間・時間層（以下、斜層とも称する））に沿って上向きに移動し、左から右へ移動する。

矩形ブロックに連関するベクトルを前処理する狙いは、信号成分が相互に干渉し合う結果として発生する干渉を避けることである。このような干渉は、干渉のゼロ化又は差し引き算のいずれかによって信号ベクトルのブロックから除去される。下記するように、斜層内の高い方のレベルの矩形においてゼロ化される干渉は僅かしかない。その理由は、これらの矩形について生じる干渉の多くは前処理の結果として差し引かれるからである。

下に述べるように、ゼロ化の代わりに、信号対雑音比を最大化する手法も可能である。この場合、用語「雑音」には、相加性白色ガウス雑音だけでなく、まだ差し引かれていない全ての干渉を含む。（以下、ρで、いずれかの受信アンテナの空間平均を表す信号対雑音比を意味するものとする。又、送信アンテナの全てにわたって合算された輻射電力は、これら送信アンテナの個数に無関係に一定に保たれるものとする。）

次に、信号の前処理を図５に詳しく説明する。ここで、前処理ステップは、関連する斜層に沿って上記の仕方で進行する。これら斜層の１つを点線で示す。図中、英字ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、及びｆは各々、符号化された情報のそれぞれ特定のサブストリームに対応し、上記のように、特定の送信アンテナ及び時間長さに連関する。

説明を簡単且つ分かり易くするために、以下の記述では、点線の斜線で示す第１の斜層「ａ」全部（完体）について述べる。尚、境界層、すなわち符号化されたデータの全バーストが開始又は終了し且つ６個以上の矩形にわたらないような斜層を含む他の斜層も、同様に取り扱われる。例えば、それぞれ最初の２個の時間長さの間に生じ送信アンテナ４５−１及び４５−２に連関する２個の矩形（ブロック）「ｂ」は、矩形「ａ」の斜層と同様の仕方で前処理される。

尚、斜層「ａ」（図５に点線で示す）より左方及び下方の斜層は慣らし期間作業の一部分を構成し、或る特定の通信路に連関する特定の特性を受信装置が判断するのに用いられる。これらの特性は、前に述べた行列Ｈの成分を含み、又例えば（ａ）搬送周波数、（ｂ）最適サンプリング時間、（ｃ）引き続いて受信された記号の間の時間、等を含む。

具体的には、図５から判るように、第１の完全斜層「ａ」は各々長さτを有する６個の時間長さにまたがる。これを、ａjτ(ｔ)で表す。ここに、ｊ＝１、２、．．．６であり又、下付記号全体で、その時間長さが始まる時点を示す。斜層「ａ」より下方の斜層にそれぞれ連関する符号化された記号の、前処理及び復号化手順による検出が成功したと仮定する。他方、斜層「ａ」より上方に設置された斜層に連関し斜層「ａ」の前処理に影響を与える記号は未検出である。

すなわち、これらの記号はまだ検出されておらず、差し引くことができないので、斜層「ａ」の前処理に対するそれらの影響（干渉）はゼロ化される。尚、ゼロ化する必要のある干渉は、斜層「ａ」に連関する６個の時間長さの各々について異なる。その理由は単に、各時間長さτ内に存在する未検出の矩形斜層の個数が異なるためである。

τから２τにまたがる時間長さ内に存在する斜層で斜層「ａ」より下方の５個の斜層は既に検出が行われており、称呼番号１〜５のアンテナから送信された信号成分からの干渉は全て差し引きが終わっているので、ここには干渉はない。その結果、第１の時間長さ「ａ」については、実効的に６重受信ダイバーシチ（多様性）が得られる。すなわち、雑音干渉のない６個の信号成分が最適に線形結合されて、更なる処理に利用される。

次の、２τから３τまでの時間長さの間には、送信アンテナ４５−５に連関する斜層「ａ」の信号からゼロ化する必要のある干渉発生因子が１個だけ存在する。すなわち、送信アンテナ４５−６に連関する上側の斜層「ｂ」である。他の４個の送信アンテナ４５−１〜４５−４に連関する寄与分は差し引きが終わっている。この１個の干渉発生因子のゼロ化プロセスにおいては、受信信号ベクトルを特徴付ける次元数を１つだけ減少させる。

同様に、このような干渉発生因子を２個ゼロ化する場合には、受信信号ベクトルを特徴付ける次元数を２つだけ減少させる。以下も同様である。このプロセスが、６τまでの残りの時間長さに連関する斜層「ａ」のセグメントについて反復される。その次の時間長さ（６τから７τまでの間）については、送信アンテナ４５−２〜４５−６に連関する５個の信号の全てが干渉するので、送信アンテナ４５−１に連関する斜層「ａ」の信号からこれらをゼロ化する必要がある。

斜層「ａ」を前処理することから得られた結果が図２の復号器６５に供給され、復号器６５が、受信記号、したがってこれらの記号によって表されるデータを生成する。上記に続いて、図２の受信装置５０が、次に続く矩形の斜層（斜層「ｂ」）（以下同様）を同様の仕方で前処理して、得られた結果をマルチプレクサ７０に供給する。次いでマルチプレクサ７０が、検出されたサブストリームから原始データストリームを再構築する。

上記のプロセスを図６に流れ図の形で示す。具体的には、ステップ６００において、送信装置１００からの送信信号の受信に応動して動作を開始後、プロセスがステップ６０１に進み、ここで３個の変数、λ、Ｊ、及びｊに連関する値を初期化する。変数λは上記斜層の指標付けに、変数Ｊは斜層の始点アドレスの指標付けに、そして変数ｊは或る特定の斜層内の矩形の処理開始時点の指標付けに、それぞれ用いられる。

次にプロセスはステップ６０２に進み、ここで、ｊ及びτの値を指標とする矩形に対応する受信信号ベクトルをメモリからアンロードする（読み出し）。ここにτは、上に述べたように、矩形の時間長さである。それからプロセスはステップ６０３に進み、ここで、前に検出された記号からの干渉（もしあれば）を、メモリからアンロードされたベクトルから、上に述べた仕方で差し引く。

次にプロセスがステップ６０４において、受信されたがまだ検出されていない記号（すなわち復号化されていない記号）によって賦課される干渉をゼロ化する。（尚、上に述べたように、最大信号対雑音比を求める手法をゼロ化の代わりに用いることもできる。尚又、ステップ６０３及びステップ６０４の順序を逆にしてもよい。）

上記に続いて、ステップ６０５においてプロセスが、現在の斜層の処理が完了しているかどうかを定める。例えば、或る斜層が６個の矩形から構成されている場合にはプロセスが、ｊの値を点検して、６個の矩形の処理が完了しているかどうか、すなわち、ｊがＪ＋５に等しいかどうかを判断する。

もし等しくない場合、ステップ６１０においてプロセスが、次の矩形を処理するようにｊの値を１つ増値してステップ６０２に戻る。もし等しい場合にはプロセスが、現在の斜層内の前処理済み信号の復号化を開始する（ステップ６０７）。加えてステップ６０６においてプロセスが、前処理を必要とする斜層の全てについて前処理が完了しているかどうかを点検する。すなわちプロセスが、Ｊの値を、前処理を必要とする最後の斜層の前処理開始時点を表示する変数値「ＦＩＮＡＬ」と比較して等しいかどうかを定める。

もし等しくない、すなわち完了していない場合、ステップ６１１においてプロセスが、前処理を要する次の矩形斜層を指すように値λを増値する。それからステップ６０９においてプロセスが、その斜層内の第１の矩形（例えば図５の斜層「ａ」の符号５.１ ）の開始時点を指すようにＪの値を設定する。ここでプロセスは又、Ｊの新しい値によって特定される斜層を形成する矩形を通して循環するようにｊの値を設定する。プロセスはそれからステップ６０２に戻って、その斜層内の第１の矩形の前処理を開始する。

プロセスはステップ６０７において、前処理段階から受領された前処理済み斜層の内容を復号化し、復号化された記号を、前処理機能（ステップ６０３）データ用いるためにメモリに格納する。復号化された結果は又、マルチプレクサ段階（ステップ６０８）に供給され、マルチプレクサ段階においてはいくつもの復号化された斜層からの復号化ビットを用いて、前に述べた原始ビットストリームを形成する（尚、ステップ６０７は前処理機能と並行して作動させてもよい）。

又、もしステップ６０６において行われた比較の結果両者が等しい、すなわち最後の斜層の前処理が完了している場合、次の信号ストリームが送信装置１００から受信されるまで前処理は停止される。

上記の層状アーキテクチャは弱そうに見えるが、実際にはきわめて強固である。すなわち、各斜層の検出が成功するかどうかはそれより下方の斜層の検出の成功不成功に依る。そして、最後の斜層以外のどの斜層の検出が不成功であっても、それによってそれ以降の全ての斜層の検出がきわめて不成功になりやすいことはある。しかし下の定量的説明から判るように、破損しやすさ（易損性）は一般に重大な問題にはならず、巨大な容量が利用可能な場合には特にそうである。

上に述べたように又図７からも判るように、本発明によれば巨大な容量が得られるので、この容量の一部分を、バーストデータ通信モードを用いるシステムにおける誤り発生の確率を低く保つために利用し得るものであることを、本発明者は認識している。したがって、本発明の易損性は論点とはならない。

詳しくは、「ＥＲＲＯＲ」を、理由を問わずパケット（長バースト）が少なくとも１つの誤りを有するようなイベントを表すものとする。もし１つの「ＥＲＲＯＲ」イベントが生じた場合、このイベントは２つの互いに素のイベントに分解される。これを式で表すと次のようになる。
「ＥＲＲＯＲ」＝「ＥＲＲＯＲ_nonsupp」∪「ＥＲＲＯＲ_supp」

用語「ＥＲＲＯＲ_nonsupp」 は、例えもし下方の全ての斜層から干渉を完全に除去することによって受信処理を強化できるようないわゆる「精霊」の助けが得られたとしても、単に通信路実現状態が、必要なビット誤り率（ＢＥＲ）をサポートしないことを意味する。用語「ＥＲＲＯＲ_supp」は、残りの「ＥＲＲＯＲ」イベントを意味する。

もし望むシステム事故率が１％で、パケットサイズ（ペイロード）が１０，０００ビットである場合、ビット誤り率は１０^-7を超えてはならない。しかし、本発明によって得られる巨大通信容量の一部（すなわち、余裕容量）を用いればこれよりも例えば少なくとも１桁低いビット誤り率を達成することができる。１０⁴×１０^-8＝１０ｓｕｐ^-4であるので、１０⁴個のパケットのうち約１個のパケットが誤りを含有する。

このビット誤りの数値は、誤りのあるこのようなパケット内の全てのビットを呼び出すことによって膨張する。しかし、これらの誤りパケットを事故率に連関させても、「ＥＲＲＯＲ_nonsupp」 発生の確率に比較して小さな確率にしかならないので、このような膨張による誇張は無害である。

その上、このように容量が巨大な場合には、「もし誤りが生じた場合にはそのシステムは事故率発生状態にあると考えられる」と結論付けるような贅沢さが得られる。逆に、もし事故率発生状態にないない場合には、そのシステムは誤りなしの通信を提供しているといえる。

ｎ次元の信号の１次元符号化／復号化の手法を用いて本発明によって達成される通信路容量が前に述べたシャノンの容量に非常に近くなるという事実を、以下に線形代数及び確立理論を用いて実証する。

具体的に、Ｈ_j（１≦ｊ≦ｎ）が、Ｈ＝（Ｈ._1，Ｈ._2，．．．．．．Ｈ_n）となるように左から右へ順序付けた行列Ｈのｎ個の列を表すものとする。１≦ｋ≦ｎ＋１であるようなｋの各々について、Ｈ_[k,n]が、ｋ≦ｊ≦ｎを満足させる列ベクトルのまたがるベース空間を表すものとする。ｋ＝ｎ＋１の場合にはこのような列ベクトルは存在しないので、空間Ｈ_[n+1,n]は単にゼロ空間である。

尚、行列Ｈのエントリの結合密度は球面対称（複素）ｎ² 次元のガウス値である。その場合、確率１では、Ｈ_[k,n]は、（ｎ−ｋ＋１）次元である。更に、確率１では、Ｈ_[k,n]に垂直なベクトルの空間（Ｈ_.[k,n]と称する）は（ｋ−１）次元である。ｊ＝１，２，．．．ｎについて、η_jを、サブ空間Ｈ^┴ _.[j+1,n] へのＨ._jの射影、と定義する。次に説明するように、確率１で、各η_j は本質的に、iid Ｎ(０,１) 成分を有する複素ｊ次元ベクトルである（η_n はまさにＨ._nである）。

厳密にいうとηj はｎ次元であるが、正規直交基のηj では第１基のベクトルはＨ┴.[_j+1,n] にまたがるベクトルであり、残りはＨ._[j+1,n]にまたがるベクトルである。したがって、ηj の最初のｊ個の成分はiid 複素ガウス値であり、残りの成分は全てゼロである。

このような射影を、η_n，η_n-1．．．．．．η₁ の順に置くと、「ｎ×（ｎ＋１）／２」個のゼロでない成分の全体が全てiid 基準複素ガウス値であることは明らかである。その結果、２乗長さを順序に並べたシーケンスは、２ｎ,２(ｎ−１),...２ 度の自由度を有する統計的に独立のカイ２乗変量である。本発明者の選択した正規化手法では、η_j の２乗長さの平均はｊである。

図５を参照して説明すると、斜層「ａ」に対する６個の時間長さの各々について、それぞれ異なる個数の干渉発生因子をゼロ化する必要がある。本発明者は、６個の時間長さの各々に対して、対応する仮定システムの容量をあたかも相加性干渉状態が常に存在するかのように表す。

第１の時間長さについては、下方の５個の斜層での検出が既に行われており送信アンテナ（称呼番号１〜５）から送信された信号成分からの全ての干渉が差し引かれているので、干渉は存在しない。その結果、第１の時間長さに対して実効的に６重受信ダイバーシチがある。もし干渉が存在しないのが常であるとした場合、容量はＣ＝ｌｏｇ₂［１＋(ρ/6)×χ₁₂ ²］ｂｐｓ／Ｈｚとなろう。

次の時間長さの間は、他の４個、すなわち送信アンテナ（称呼番号１〜４）からの信号からの干渉が差し引かれているので、１個の干渉が存在する。このようなレベルの干渉が主として存在するようなシステムにおいては、容量はＣ＝ｌｏｇ₂［１＋(ρ/6)×χ₁₀ ²］ｂｐｓ／Ｈｚとなろう。

干渉ゼロ化のプロセスによって、カイ二乗の下付添え字の数字が減少する（χ₁₂ ² の代わりにχ₁₀ ² となる）。最後の６番目の時間長さに到達するまでこのプロセスが反復される。ここでは他のアンテナからの信号５個の全てが干渉するので、対応する容量Ｃ＝ｌｏｇ₂［１＋(ρ/6)×χ₂ ²］ｂｐｓ／Ｈｚ を得るためにゼロ化する必要がある。

６個の送信アンテナ素子によって輻射される信号はそれぞれ異なるＨ._jを増加させるので、６個のχ.²変量は、上に述べた理由から統計的に互いに独立である。これらの６個の状態にわたってそれぞれ等しい時間長さτを費やして循環するシステムに対して、その容量は次の式で与えられる。

もし例えば、システム内にχ_2k ²（ｋ＝１,２．．．６）の同じ実現状態をそれぞれ有するこのような６個のシステムが並行して運転中の場合、容量は前の６重合算で与えられる容量の６倍になり、次の式で与えられる。

この場合、図５に示すように、６番目の斜層ごとに斜層「ａ」があるので、多数の記号の範囲内にある。したがって、上の式は６個の送信アンテナ素子と６個の受信アンテナ素子とを有するシステム（６，６）についての層状アーキテクチャの容量を与える式である。そして明らかに、多数の記号の範囲内において、システム（ｎ，ｎ）の容量は次の式で与えられる。

図７に、上記の導出の結果を、システム容量とアンテナ素子の個数とを縦横各軸に取った線図で示す。図７において、太線（例えば７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ及び７ｅ）は、異なる信号対雑音比に対するシャノンの容量を示す。細線（例えば８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ及び８ｅ）は上の式を用いて生成されたもので、本発明の空間・時間アーキテクチャを用いるとともに、ゼロ化手法（最大信号対雑音比を求める手法でなく）を用いるシステムによって達成される容量を示す。

同図から、計算による容量が、高い信号対雑音比においてシャノンの容量に近づくことが判る。例えば、８ｂ及び７ｂの容量線図で平均信号対雑音比が１８、アンテナ個数ｎ＝３０の場合を比較すると、本発明の容量は１３５ｂｐｓ／Ｈｚで、シャノンの限界容量は１４１ｂｐｓ／Ｈｚである。このように同図は、本発明がシャノンの容量に近い容量を得られるので有利である（そして、それが１次元符号化／復号化手法を用いて得られる）という事実を例示している。

ゼロ化手法の代わりに最大信号対雑音比を求める手法を用いるアーキテクチャではこれよりもよい結果が得られる。このことは、平均信号対雑音比が低い場合に特にそうである。

上記は単に本発明の原理を例示したに過ぎず、この技術分野の当業者であれば、ここに明示されてはいないが本発明の精神及び範囲内にある原理を実現するような種々の配置例を考えることが可能である。例えば、本発明のアーキテクチャはいわゆる「漏洩フィーダ」の用途にすぐに適用できる。通常の漏洩フィーダ方式の送信装置現場環境と異なり、本発明の現場環境は、多素子アレイとなる。

これとは別に、並行処理方式を用いてベクトルの前処理及び復号化を強化することもできる。３個の並行処理器を用いるシステムを採用すれば、１個の斜層、例えば斜層「ａ」を３個のサブ層に分割することによって、処理を３倍強化することが可能である。この場合、３個の並行処理器がサブ層のうちのそれぞれの層を受け持つことになる。このような処理には、前処理も符号化も含まれる。

別の例として、上に述べたように、上記のゼロ化手法を、信号対雑音比を最適化する周知の手法に置き換えることもできる。この場合の「雑音」には、相加性白色ガウス雑音だけでなく処理中の受信信号ベクトルからまだ差し引かれていない干渉分の全てを含む。信号対雑音比における信号は、特定の前処理段階において望むアンテナによって送信された信号を意味する。

尚、信号対雑音比が例えば１７ｄＢのように大きい場合、ゼロ化のほうが望ましい。他方、信号対雑音比が例えば３ｄＢのように小さい場合には、信号対雑音比最大化の手法が好ましい。その上、上記のアーキテクチャは、ビット・サブストリームの符号化に際し、効率のよい１−Ｄコードを用いるのが望ましい。効率のよい１−Ｄコードとは例えば上記の斜層構造によく適合するようなブロックコードである（この場合１個の矩形斜層が１個の符号化ブロックに対応する）。

一見したところでは、畳み込みコードは層状構造には受け入れ難いように思えるが、そうではない。実は、畳み込み構造は並行処理アーキテクチャによく適合するのである。

更に、いわゆる判定深さ要件を満足する限り、並行処理と畳み込みコードとの組み合わせを用いて、隣接する斜層を同時に復号化することができる。その場合、異なる並行処理器の検出プロセスを時間的にずらせて行い、各斜層の復号化が、その特定の復号化に必要な干渉の検出が既に行われその干渉が差し引かれた後にのみ行われるようにする必要がある。

畳み込み符号化を用いた結果得られる長所は、相加性白色ガウス雑音の分散における周期的変化に効果的に対処できることである。例えば、サブブロック当たり５個の記号があり、送信装置が６個のアンテナを有すると仮定する。又、いくつもの、例えば３０個の、互いに連続する時間長さにわたるサブブロックの送信に用いられる送信アンテナのシーケンス（処理順序）を、６６６６６５５５５５４４４４４３３３３３２２２２２１１１１１と、仮定する。

大抵の場合、番号６のアンテナから送信される記号が受けやすい干渉の量は最も少なく、したがって誤りに対する保護の必要性も最も少ない傾向にある。

番号５の送信アンテナから送信された記号は一般に、番号６よりも多い量の干渉（１個の干渉）を受けやすく、したがって誤りに対する保護をより多く必要とする傾向にある。以下も同様である。したがって、番号１の送信アンテナから送信された記号は一般に、最も多くの量の干渉（５個の干渉）を受けやすく、したがって誤りに対する保護を最も多く必要とする傾向にある。尚、「傾向にある」という表現を用いた理由は、雑音、干渉レベル、及び通信路実現状態が全て、無作為変数だからである。

畳み込みコードを復号化する際に、遭遇する干渉量の最も少ない記号（保護記号）、例えば番号５の送信アンテナから送信された記号と、遭遇する干渉量の最も多い記号（被保護記号）、例えば番号１の送信アンテナから送信された記号とを対にすることによって記号の検出を速めることができる。

例えば、上記の送信アンテナのシーケンスを、６１６１６１６１６１５２５２５２５２５２４３４３４３４３４３に置き換えることによって処理速度が改善される。このシーケンスを実行する場合の符号化（復号化）は、符号化（復号化）プロセスにおける順方向な置換（逆方向置換）によって行われる。

本発明の実施例である無線送信装置及び受信装置のブロック図である。 図１の無線受信装置のより詳細なブロック図である。 特定の時間長さの間に図１の受信装置において受信されたいくつものｎ次元の複素信号ベクトル間の時間・空間関係を示す説明図である。 一連の受信された信号ベクトルを前処理する順序を示す説明図である。 一連の受信された信号ベクトルを前処理する順序を示す説明図である。 図１のシステムにて本発明の原理を実現するプログラムの流れ図である。 本発明に基づいて得られる種々のビットレート容量（ｂｐｓ／Ｈｚ）を対応するシャノン限界値と対比する線図である。

符号の説明

１０ データ源
２０ デマルチプレクサ（多重情報分離器）
２５ 送信装置
３０−１〜３０−Ｎ 変調／符号器
３１−１〜３１−Ｎ パス
４０ 転換器
４５−１〜４５−Ｎ 送信アンテナ
５０ 受信装置
５５−１〜５５−Ｎ 受信アンテナ
５６−１〜５６−６ 垂直方向セグメント
５７−１〜５７−ｍ セグメント
６０ 前処理器
６１ メモリ
６５ 復号器
７０ マルチプレクサ（多重化器）

Claims (12)

1. 一連の複数の複素信号をそれぞれの時間期間τの間に受信するＮ個のアンテナであって（ｎ＞１）、該複素信号の各々がランダムに重畳された複数の信号成分からなり、該受信アンテナ全てによって一つの時点で受信された該信号成分の全てが集合的に信号ベクトルを形成するような、ｎ個のアンテナと、
   前記時間期間の間に受信された前記信号成分を、それぞれの空間と時間関係に形成する手段と、該空間はそれぞれの送信アンテナ素子に関連しており、及び
   空間・時間の斜層に配置された前記複数の複素信号を前処理する手段であって、該前処理は、前処理中の信号ベクトルの１つの斜層成分を表わすグループと同じ時間期間τの間に受信された一連の信号ベクトルへの復号化されなかった寄与分をゼロ化することと、同じ一連の信号ベクトルに対する復号化された寄与分を差し引くこととによって行われ、これらの信号ベクトルのグループが前記時間期間のそれぞれと前記送信アンテナ素子のそれぞれとに関連するような、前記信号ベクトルを前処理するための手段と、からなることを特徴とする、ディジタル無線受信装置。
   
2. 受信回路であって、
   ｎ個（ｎ＞１）の送信アンテナ素子を有する送信装置によって送信されたｎ次元の信号ベクトルのそれぞれを受信するための複数のアンテナ素子と、
   メモリ、及び
   前処理回路とからなり、
   該前処理回路が、（ａ）特定の時間期間に受信され且つ前記送信アンテナ素子のうちの特定の送信アンテナ素子に関連する前記ｎ次元の信号ベクトルの１つを、前記メモリからアンロードし、（ｂ）アンロードされた前記ｎ次元の信号ベクトルから、前記特定の時間期間以外の時間期間と特定の送信アンテナ素子以外の送信アンテナ素子とに関連する前記ｎ次元の信号ベクトルを前処理した結果として得られる検出シンボルを差し引き、（ｃ）アンロードされた前記ｎ次元の信号ベクトルから、まだ処理されていない前記ｎ次元の信号ベクトルに関連するシンボルをゼロ化する、ように作動し、
   該前処理回路が、もし現に処理中の前記ｎ次元の信号ベクトルを含むｎ次元の信号ベクトルの層の前記前処理が完了している場合に前記前処理の結果を出力し、且つ前記層に含まれる次のｎ次元の信号ベクトルを前処理するために前記メモリからアンロードするための手段を含んでいることを特徴とする受信回路。
   
3. 受信回路であって、
   複数の送信アンテナ素子を有する送信装置によって送信された信号ベクトルを受信するための複数のアンテナ素子、
   信号前処理回路、及び
   復号化回路とからなり、
   前記信号前処理回路が、前記信号前処理回路によって処理されて前に検出された送信信号の復号化から得られた復号化結果を、現に処理中の信号ベクトルから差し引き、且つ送信信号の他の検出されていない要素を現に処理中の信号ベクトルからゼロ化するよう、前記信号ベクトル各々を処理するように作動し、それから
   前記信号ベクトルの前処理から得られた結果を復号化していることを特徴とする受信回路。
4. 個々の前記信号ベクトルが、ｎ次元の複素信号ベクトルであり、ｎが前記送信アンテナ素子の個数に等しいことを特徴とする請求項３の受信回路。
   
5. 前記信号前処理回路が、予め定められた時間期間に受信された各信号ベクトルをｎ倍に複製して該複製された結果を前記送信アンテナ素子に応じて時間及び空間に配列するための、そして前記送信アンテナ素子のうちのそれぞれの送信アンテナ素子に関連し且つ前記時間期間の特定の時間期間に受信されたｎ次元の信号ベクトルに関連する複製された結果の斜層を前処理するように提供する手段を有することを特徴とする請求項４の受信回路。
   
6. 前記対斜層の前処理が、前記斜層に沿っての最前の時間点に受信された１個のｎ次元の信号ベクトルの前処理で始まり、前記斜層に沿っての最後の時間点に受信された１個のｎ次元の信号ベクトルの前処理で終わることを特徴とする請求項５の受信回路。
   
7. 前記前処理が、最後の時間点に受信された前記１個のｎ次元の信号ベクトルの前処理に続いて、次に続く斜層において継続されることを特徴とする請求項６の受信回路。
   
8. 前記受信回路が更に、前記復号化回路によって出力された信号を多重化するための多重化回路からなることを特徴とする、請求項３の受信回路。
   
9. 送信装置であって、
   複数のアンテナ素子、
   転換器、
   複数の変調／符号化回路、及び
   データ源から受信されたデータ・ストリームを複数のデータ・サブストリームに多重分離するための、且つ前記データ・サブストリームを前記変調／符号化回路に供給するための多重分離器とからなり、
   前記変調／符号化回路の各々が、前記多重分離器から受信されたデータを符号化するとともに該符号化されたデータを前記転換器に供給し、
   前記転換器は、前記符号化されたデータの送信のため、前記複数のアンテナ素子の各々に前記変調／符号化回路の各々を接続していることを特徴とする、送信装置。
   
10. 前記接続が、予め定められた時間長さの間存在することを特徴とする請求項９の装置。
    
11. 前記データ・サブストリームの各々が、同じデータ速度を有することを特徴とする請求項９の装置。
    
12. 前記符号化は、ブロックコードを用いて、前記データ・サブストリームの少なくとも１つを符号化していることを特徴とする請求項９の装置。

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