DE112006003834T5 - Dekodieren von frequenzkanalisierten Signalen - Google Patents

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Abstract

Verfahren zum Dekodieren eines Datensignals aus Analogsignalen, welche mit einer oder mehreren Empfangsantennen empfangen werden, wobei das Dekodieren auf der Grundlage von Bitfehlerwahrscheinlichkeiten durchgeführt wird, welche von einem effektiven Signal/Rauschverhältnis (Effective Signal to Noise Ratio, ESNR) und einem entsprechenden Symbolfehlerwert (Symbol Error Value, SEV) für alle der einen oder mehreren Empfangsantennen abgeleitet werden, wobei das ESNR unter Verwendung von Signal/Rauschverhältnissen (SNRs) pro Unterkanal und gemessenen Unterkanalübertragungsfunktionen für jede der ein oder mehreren Empfangsantennen berechnet wird, und wobei die SEVs unter Verwendung der Übertragungsfunktionen berechnet werden.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft den digitalen Kommunikationsbereich und insbesondere ein Dekodieren von frequenzkanalisierten Signalen, welche von einer oder mehreren Antennen empfangen werden, auf der Grundlage von Bitwertwahrscheinlichkeiten.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Drahtlose Kommunikationssysteme werden weithin zur Übertragung von digitalen Signalen verwendet, zum Beispiel bei einer Kommunikation von zellularen Telefonen und der Übertragung von digitalem Fernsehen. Ein Verfahren einer Realisierung eines drahtlosen Kommunikationssystems dieser Art ist, eine einzelne Antenne an jedem Sender- und Empfängerende zu verwenden. Derartige Systeme arbeiten im Allgemeinen in Umgebungen im freien Raum zufriedenstellend, wo ein direkter Weg (eine direkte Sichtlinie) von dem Sender zu dem Empfänger besteht. In einigen Umgebungen, wie zum Beispiel einem städtischen Raum, wo eine Infrastruktur Hindernisse für die Sichtlinie zwischen Sender und Empfänger erzeugt, kann jedoch der direkte Weg teilweise oder vollständig blockiert sein und das übertragene Signal kann durch derartige Behinderungen (Hemmnisse) einer Streuung und Beugung unterworfen sein, bevor es empfangen wird. Wichtigerweise sind die Wirkungen von Streuung und Beugung häufig nicht homogen über der spektralen Bandbreite des Signals, da das Signal zwischen dem Sender und dem Empfänger über mehrere Pfade läuft. Da die Strecke eines jeden Pfades unterschiedlich sein kann, variiert auch die Verzögerung, welcher jede der mehreren Pfadkomponenten des Signals unterliegt. Für die vorliegende Verwendung werden diese Wirkungen als Mehrpfadstreuung (multipath scattering) bezeichnet. Wenn der Sender, der Empfänger und die Hindernisse zu einander in Bewegung sind, dann werden die Ergebnisse einer derartigen Mehrpfadstreuung veränderlich.
  • Die von der Mehrpfadstreuung eingebrachten Verzögerungen können dazu führen, dass ein gesendetes Symbol über einen längeren Zeitraum als den Zeitraum des gesendeten Symbols empfangen wird. Somit wird ein Teil der Symbolenergie die empfangene Energie des benachbarten empfangenen Symbols beeinflussen, was als Intersymbolstörung bekannt ist. Wenn die Wirkungen der Intersymbolstörung hinreichen signifikant sind, können sie Fehler in die Auslegung von benachbarten Symbolen hervorrufen. Da jedes übertragene Symbol für eine Mehrpfadstörung anfällig ist, wird so auch jedes Symbol von einer Intersymbolstörung beeinflusst. Ein in Beziehung stehendes Problem tritt auf, wenn Signalkomponenten, welche unterschiedlichen Pfaden folgen, destruktiv interferieren, was zu einem Signalschwund führt.
  • Ein Ansatz, dieses Problem zu verringern, ist die Kanalisation von Daten bei dem Sender in mehrere nebenläufige Datenströme (Datenunterkanäle). Eine Realisierung, welche eine Mehrpfadtoleranz bereitstellt, ist ein orthogonales Frequenzmultiplexverfahren (orthogonal frequency division multiplex, OFDM), bei welchem ein Signalkanal in Frequenzunterbänder (Unterkanäle) aufgeteilt wird. Ein weiterer Ansatz wird in Systemen mit Code Multiplexverfahren (code division multiplex, CDM) verwendet, welches eine Codevielfalt durch Verwenden mehrerer Spreizcodes erreicht.
  • Drahtlose Kommunikationssysteme mit Mehrfacheingang und Mehrfachausgang (multiple-input multiple-output, MIMO) sind ein weiterer neuer Ansatz, um nicht nur die verschlechternden Wirkungen von Mehrpfadstreuungen zu verringern, sondern um möglicherweise die spektrale Effizienz des Systems zu erhöhen. MIMO-Systeme verwenden die Wirkungen einer räumlichen Trennung mehrerer Antennen an sowohl dem übertragenden als auch dem empfangenden Ende eines Kommunikationssystems. Es gibt mehrere unterschiedliche Verfahren zum Realisieren eines MIMO-Systems, welche unterschiedliche Vorteile maximieren (siehe A. J. Paulraj, D. A. Gore, R. U. Nabar und H. Bolcskei, „An overview of MIMO communications – A key to gigabit wireless", Veröffentlichung der IEEE, Band 92, Nummer 2, Seiten 198–218, Februar 2004). Zum Beispiel kann ein Diversity-Gewinn durch übereinstimmendes Übertragen unterschiedlich kodierter Versionen der gleichen Daten von jedem der räumlich getrennten Sender realisiert werden. Idealerweise erzeugt jede der Sender-Empfängerkombinationen einen Ausbreitungsunterkanal, welcher sich unabhängig von den anderen Kombinationen abschwächt. Durch geeignetes Kombinieren und Dekodieren der empfangenen Signale an jeder der Empfängerantennen zeigt der resultierende Datenstrom eine geringere Beeinträchtigung aufgrund einer Abschwächung als die äquivalente Einzeleingang-Einzelausgangrealisierung (single-input single-output, SISO), ohne eine Übertragungszeit oder Bandbreite zu erhöhen.
  • Bei einer weiteren Realisierung kann ein MIMO-System den Vorteil eines räumlichen Multiplexens ausnutzen, um eine Kapazität zu erhöhen, ohne eine Übertragungsleistung oder Bandbreitenanforderungen zu erhöhen. Ein derartiger Gewinn wird durch Teilen eines seriellen Signals in mehrere unabhängige Signale erreicht, welche dann parallel von jedem der unabhängigen Sender übertragen werden. Die Datenrate eines jeden der parallelen Übertragungssignale ist geringer als die ursprüngliche Datenrate des seriellen Signals, was den zusätzlichen Vorteil einer Verringerung der Wirkungen einer Intersymbolstörung innerhalb des parallelen Kanals aufweist. Bei dieser Realisierung kombiniert das Empfängersystem die Information von den parallel empfangenen Signalen, um die übertragenen Daten von der ursprünglichen (höheren) Datenrate wieder herzustellen.
  • In jedem kanalisierten Kommunikationssystem ist es wünschenswert, dass eine Form einer fehlerresistenten Kodierung verwendet wird, um zu ermöglichen, dass Fehler in dem empfangenen Signal erfasst und korrigiert werden, oder dass der Dateninhalt des zu bestimmenden Datensignals zuverlässiger wird, insbesondere da einige Unterkanäle typischerweise unter einer größeren Beeinträchtigung als andere leiden. Ein Low Density Parity Check Code (LDPC) ist eine derartige Art einer Kodierung (siehe zum Beispiel R. G. Gallager, „Low-density parity-check codes", IRE Transaction an Information Theory, Band 8, Nummer 1, Seiten 21–28, Januar 1962). Als allgemeine Regel arbeiten Paritätsprüfcodes (parity check codes), indem sie einen Block von binären Informationsbits mit einem Block von Prüfbits kombinieren. Jedes Prüfbit stellt eine Modulo 2 Summe einer vorgeschriebenen Auswahl der binären Bits, welche die Informationselemente bilden, dar. Wenn zum Beispiel die Datenbits [x1, x2, ..., x5] die angehängten Paritätsprüfbits [x6, x7, x8] aufweisen, um einen kodierten Block mit 8 Elementen auszubilden, kann x6 definiert sein als x6 = x1⊕x4⊕x5 .
  • Wenn die Paritätsprüfgleichung, welche jedes Paritätsprüfbit definiert, richtig gewählt ist, dann können Fehler erfasst und korrigiert werden. Die obige Paritätsprüfgleichung kann durch die Matrix:
    Figure 00040001
    dargestellt werden.
  • Ein Paritätsprüfcode wird üblicherweise von mehreren derartigen Paritätsprüfgleichungen abgeleitet, welche normalerweise als die einzelnen Zeilen einer Paritätsprüfmatrix dargestellt werden. Der Code kann in Form einer Erzeugermatrix beschrieben werden, welche verwendet wird, um Codewortvektoren aus einer Modulo 2 Matrix Multiplikation mit Datenwortvektoren zu erzeugen (was als auch als Abbilden (mapping) bekannt ist).
  • Ein LDPC-Code umfasst eine Anzahl von Paritätsprüfgleichungen, welche normalerweise als die einzelnen Zeilen einer Pa ritätsprüfmatrix dargestellt werden. Die LDPC-Matrix ist von Nullen dominiert und weist nur eine geringe Anzahl von Einsen auf. Ein regulärer LDPC-Code kann als ein (a, b, c) Code beschrieben werden, wobei die Matrix des Codes eine Blocklänge von a aufweist, jede Spalte der Matrix eine kleine feste Anzahl von b Einsen enthält und jede Zeile eine kleine feste Anzahl von c Einsen enthält. Ein regulärer LDPC-Code weist die gleiche Anzahl von Einsen in jeder Spalte oder Zeile auf, wohingegen bei einem irregulären LDPC-Code eine Abweichung erlaubt ist. Bei einem systematischen Code sind die Datenbits explizit in den Codeworten identifizierbar, aber dies ist nicht immer der Fall. Das Modulo 2 Skalarprodukt eines gültigen Codeworts mit einer der Zeilen in der Paritätsprüfmatrix sollte gleich Null sein.
  • Die zuvor gegebene Kurzdarstellung und die nachfolgende detaillierte Beschreibung betreffen einen systematischen LDPC-Code, bei welchem jedes Paritätsprüfbit nur eine Funktion der Datenbits ist. Es sollte angemerkt werden, dass die allgemeineren Fälle von systematischen Codes, bei welchen Paritätsprüfgleichungen mehr als ein Prüfbit enthalten, oder von nicht systematischen Codes ähnlich behandelt werden können und gleichermaßen anwendbare Codierungsansätze sind.
  • Bei den meisten grundlegenden (Fehlererfassungs-)Realisierungen wird ein Datenpaket, welches aus einem Strom von Bits besteht, welche ein oder mehrere Datenworte bilden, durch Multiplizieren des Datenwortes mit der Erzeugermatrix kodiert. An dem Empfängerende wird die Nachricht auf Richtigkeit durch Überprüfen des Modulo 2 Produkts eines jeden Codeworts und, dass die Paritätsprüfmatrix der Nullvektor ist, überprüft. Wenn keine Fehler aufgetreten sind, können die Codeworte mit einer Inversen der Erzeugermatrix multipliziert werden, um die ursprünglichen Datenworte zu extrahieren. Ein Fehlerkorrekturdecoder verwendet die Paritätsprüfergebnisse, um die gültigen Codeworte zu finden, welche den empfangenen Codeworten „nächstliegend" sind.
  • LDPC-Dekoder mit bewerteten Entscheidungen nehmen eine Folge von Bitwertschätzungen (0, 1) und zugeordneten Richtigkeitswahrscheinlichkeitsschätzungen entgegen, wobei die Paare normalerweise als einzelne Werte kombiniert sind, welche die geschätzten Hauptwahrscheinlichkeiten, dass das zugeordnete Bit eine Eins ist, darstellen. Diese Schätzungen entsprechen den Informations- und Prüfbits (Redundanzbits) der empfangenen Nachricht und können von dem Decoder verwendet werden, um normalerweise über einen iterativen Prozess eine zuverlässigere Schätzung der Nachrichtenbits zu erzeugen.
  • Daher ist es möglich und wünschenswert, die Zuverlässigkeit von Decodern (zum Beispiel LDPC-Decodern) zu erhöhen, indem genauere Wahrscheinlichkeitsschätzungen bereitgestellt werden.
  • Zusammenfassung
  • In einem umfassenden Aspekt wird ein Verfahren und ein Empfänger zum Dekodieren eines Datensignals aus Analogsignalen, welche mit einer oder mehreren Empfangsantennen empfangen werden, bereitgestellt, wobei das Dekodieren rechnerisch auf der Grundlage von Bitwertwahrscheinlichkeiten durchgeführt wird, welche von einem effektiven Signal-Rauschverhältnis (effective signal to noise ratio, ESNR) und einem entsprechenden Symbolfehlerwert (symbol error value, SEV) für alle der einen oder der mehreren Empfangsantennen abgeleitet werden, wobei das ESNR unter Verwendung von Signal-Rauschverhältnissen (SNRs) pro Unterkanal und gemessenen Unterkanalübertragungsfunktionen für jede der einen oder der mehreren Empfangsantennen berechnet wird, und wobei die SEVs unter Verwendung der Übertragungsfunktionen berechnet werden.
  • Es wird ferner ein Verfahren zum Dekodieren eines Digitalsignals offenbart, welches die Schritte umfasst: Empfangen eines oder mehrerer übertragener Signale an jeder von einer oder mehreren Empfangsantennen, wobei jedes übertragene Signal mehrere Frequenzunterkanäle aufweist, welche Datensymbole enthalten; Berechnen eines Signal-Rauschverhältnisses (SNR) pro Unterkanal eines entsprechenden empfangenen Signals für alle der einen oder der mehreren Empfangsantennen; Messen von Kanalübertragungsfunktionen für jede der einen oder der mehreren Empfangsantennnen; Berechnen eines effektiven Signal-Rauschverhältnisses (ESNR) für alle der einen oder der mehreren Empfangsantennen unter Verwendung eines entsprechenden des SNR und der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion; Berechnen von Symbolfehlerwerten (SEVs) für alle der einen oder der mehreren Empfangsantennen unter Verwendung der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion und eines entsprechenden geschätzten Wertes des Datensymbols; Ableiten von Bitwertwahrscheinlichkeiten unter Verwendung des ESNR und des entsprechenden SEV; und Dekodieren des Datensignals unter Verwendung der abgeleiteten Bitwertwahrscheinlichkeiten.
  • Es wird ferner ein Empfänger zum Dekodieren eines Datensignals offenbart, welcher umfasst: eine oder mehrere Empfangsantennen, welche ein oder mehrere übertragene Signale empfangen, wobei jedes übertragene Signal mehrere Frequenzunterkanäle aufweist, welche Datensymbole enthalten; einen Schaltkreis, welcher ein Signal-Rauschverhältnis (SNR) pro Unterkanal eines entsprechenden empfangenen Signals für jede der einen oder der mehreren Empfangsantennen berechnet; einen Schaltkreis, welcher Kanalübertragungsfunktionen für jede der einen oder der mehreren Empfangsantennen misst; einen Schaltkreis, welcher ein effektives Signal-Rauschverhältnis (ESNR) für alle der einen oder der mehreren Empfangsantennen unter Verwendung des entsprechenden SNR pro Unterkanal und der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion berechnet; einen Schaltkreis, welcher Symbolfehlerwerte (SEVs) für alle der einen oder der mehreren Empfangsantennen unter Verwendung der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion und eines entsprechenden geschätzten Werts der Datensymbole berechnet; einen Schaltkreis, welcher Bitwertwahrscheinlichkeiten unter Ver wendung des ESNR und des entsprechenden SEV ableitet; und einen Decoder, welcher das Datensignal unter Verwendung der abgeleiteten Bitwertwahrscheinlichkeiten dekodiert.
  • Vorzugsweise weist ein Berechnen der SEVs ein Bestimmen des Abstands der geschätzten Symbolwerte von einem vorbestimmten idealen Konstellationspunkt auf.
  • Weiterhin umfasst ein Berechnen der SNRs pro Unterkanal vorzugsweise ein Abtasten eines empfangenen Signals jeder Empfangsantenne während einer ersten Zeitdauer, wenn keine Datensymbole vorhanden sind, und einer zweiten Zeitdauer, wenn mindestens ein Datensymbol vorhanden ist, ein Bestimmten der Varianz der empfangenen Signale über der Dauer der ersten Zeitdauer und der Varianz der empfangenen Signale über der Dauer der zweiten Zeitdauer für jede Empfangsantenne, und ein Berechnen des SNR pro Unterkanal für jede Empfangsantenne unter Verwendung der Varianzen. Vorteilhafterweise wird das SNR pro Unterkanal durch Bestimmen der Differenz zwischen der Varianz der ersten Zeitdauer und der Varianz der zweiten Zeitdauer und ein Teilen der Differenz durch die Varianz der ersten Zeitdauer bestimmt.
  • Das Dekodieren kann ein Low Density Parity Check Dekodieren verwenden. Alternativ kann das Dekodieren ein Viterbi- oder ein Turbodekodieren sein.
  • Die empfangenen Signale können von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich umgewandelt werden, bevor die SNRs berechnet werden. Die Umwandlung wird gemäß einer Ausführungsform durch ein inverses schnelles Fouriertransformationsverfahren (inverse Fast Fourier transformation, IFFT) durchgeführt.
  • Vorzugsweise werden die Unterkanäle mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexmodulationsverfahren kodiert.
  • Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist eine Blockdarstellung eines MIMO-Kommunikationssystems, welches einen LDPC-Kodierer und einen entsprechenden Dekodierer beinhaltet.
  • 2 ist ein Ablaufdiagramm der Schritte eines Dekodierens eines in einem MIMO-System empfangenen Signals.
  • 3 ist eine QPSK Gray markierte Abbildungskonstellation von Symbolen, welche von einem MIMO-OFDM übertragen werden können.
  • 4 ist ein Bildschirmfoto eines Systems, welches das Verfahren einer LDPC-Dekodierung unter Verwendung des SNR, welches gemäß der Schritte der 2 berechnet wurde, realisiert.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Wo auch immer in einer oder mehreren der beigefügten Zeichnungen Bezug auf Schritte und/oder Merkmale genommen wird, welche die gleichen Bezugszeichen aufweisen, weisen diese Schritte und/oder Merkmale zum Zwecke dieser Beschreibung die gleichen Funktionen und/oder Vorgänge auf, außer eine gegenteilige Absicht wird sichtbar.
  • Einleitung
  • In der nachfolgenden Beschreibung wird eine Realisierung unter Verwendung eines orthogonalen Frequenzmultiplexverfahrens (orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) in einem MIMO-Kommunikationssystem unter Verwendung einer LDPC-Kodierung/Dekodierung gegeben. Es ist jedoch klar, dass die Erfindung im Allgemeinen auch andere frequenzkanalisierende Kommunikationssysteme betrifft, welche auf einer Dekodierung eines empfangenen Signals unter Verwendung von Schätzungen von Bitwahrscheinlichkeiten beruht.
  • OFDM ist eine Kommunikationstechnik, welche häufig in drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet wird. OFDM kann mit Antennenanordnungen bei sowohl übertragenden als auch empfangenden Endgeräten kombiniert werden, um die Systemkapazität auf frequenzselektiven Kanälen zu verbessern, und wird in einem derartigen Fall als ein MIMO-OFDM-System bezeichnet. Die Verwendung eines MIMO-OFDM wird derzeit zur Verwendung in den IEEE 802.11 drahtlos-LAN-Standards betrachtet. Insbesondere wird MIMO-OFDM in einem Nachtrag zu dem als 802.11n bekannten Standard für Verbesserungen für einen höheren Durchsatz für drahtlose Kommunikationsverfahren vorgeschlagen. Der 802.11n Standard wird auf zuvor anerkannten Standards, wie zum Beispiel 802.11a und 802.11g, welche OFDM verwenden, aufbauen.
  • In einem MIMO-OFDM-System wird die für eine Kommunikation verfügbare Bandbreite in Frequenzbereichunterkanäle geteilt, welche bei der gewählten Symbolrate orthogonal zueinander sind. Dies ist vorteilhaft, da es den frequenzselektiven MIMO-Kanal in eine Gruppe von parallelen MIMO-Unterkanälen umwandelt, die jeweils im Wesentlichen frequenzflach sind. Bei OFDM sind die Unterkanalträgerfrequenzen in dem Frequenzbereich beabstandet angeordnet, um sicherzustellen, dass die entsprechenden Zeitbereichsignale orthogonal auf einer Symbol-für-Symbol-Basis sind, während dem Spektrum eines jeden der Unterträgersignale ermöglicht wird, die Spektren von Signalen in benachbarten Unterkanälen zu überlappen.
  • Sender- und Empfängerschaltkreise
  • Bezug nehmend auf 1 ist eine Blockdarstellung des Senderendes 10 und des Empfängerendes 11 eines MIMO-OFDM-Kommunikationssystems gezeigt. In dem Senderende 10 wird das Datensignal, welches aus einer zu übertragenden Binärdatensequenz 13 besteht, von einer Quelle 12 ausgegeben. Ein LDPC-Kodierer 14 wird verwendet, um das zu übertragende Datensignal 13 zu kodieren. Das kodierte Datensignal 15, welches nun zusätzliche Prüfbits enthält, wird in einen Seriell/Parallelwandler (S/P) 16 eingespeist. Das kodierte Datensignal 15 wird von dem S/P-Wandler 16 vor der Übertragung derart aufgespaltet (gedemultiplext), dass jeder gedemultiplexte Komponentendatenstrom 17 nebenläufig von einer anderen der Übertragungsantennen 22 übertragen wird. Jeder der Komponentendatenströme 17 wird von einer entsprechenden Abbildungsvorrichtung 18 in Gruppen von k 2m = M-stufigen QAM Modulationssymbolen 19, welche den OFDM-Trägern entsprechen, unter Verwendung einer Gray-Markierung abgebildet. Die Symbole 19 werden von entsprechenden F/T Transformationsschaltkreisen 20 (zum Beispiel inverse schnelle Fouriertransformation (inverse fast Fourier transformation, IFFT)) in Zeitbereich OFDM-Symbole 21 umgewandelt.
  • Die OFDM-Symbolströme 21 werden in Zeitbereichrekonstruktionsschaltkreise 23 eingegeben, um entsprechende analoge Hochfrequenzsignale (radio frequency, RF) 21A zu erzeugen. Die Rekonstruktionsschaltkreise 23 können einen (nicht gezeigten) Digital/Analogwandler (DAC), einen (nicht gezeigten) Frequenzübersetzer (zum Beispiel einen Mischer) und/oder mindestens ein (nicht gezeigtes) Frequenzbereichfilter umfassen. In einer grundlegenden Realisierung wird die digitale Signalsequenz, welche den OFDM-Symbolen 21 entspricht, zuerst von dem DAC in ein komplexes Analogsignal umgewandelt. Ein (nicht gezeigtes) Tiefpassfilter kann auf die DAC-Ausgabe angewendet werden, um das Signal zu glätten. Das geglättete Signal wird dann zum Beispiel durch einen (nicht gezeigten) Abbildungszurückweisungsmischer (image reject mixer), welcher mit einem lokalen Oszillator gekoppelt ist, frequenzübersetzt. Der Frequenzübersetzungvorgang erzeugt ein Signal in dem gewünschten höheren Frequenzbereich (zum Beispiel Hochfrequenz). Bei einer weiteren Realisierung kann die analoge Komplexität verringert werden, indem der DAC hinter dem Mischer angeordnet wird, so dass die Frequenzübersetzung in dem digitalen Bereich erfolgt, obwohl dies die Rechenkomplexität der Signalrekonstruktion etwas erhöht. Es wird dem Fachmann klar sein, dass verschiedene unterschiedliche Rekonstruktionsschaltkreise 23 verwendet werden können, um das rekonstruierte RF-Signal 21A zu erzeugen. Die rekonstruierten RF-Signale 21A werden dann über die mehreren Antennen 22 übertragen.
  • An dem Empfängerende 11 werden die übertragenen analogen RF-Signale 21A, welche den nebenläufigen OFDM-Symbolen 21 entsprechen, über die mehreren Antennen 24 empfangen und durch entsprechende Zeitbereichabtastschaltkreise 25, deren Funktion nachfolgend beschrieben werden wird, geleitet. Die Abtastschaltkreise führen im Wesentlichen die inverse Aufgabe der Rekonstruktionsschaltkreise 23 aus. Die Abtastschaltkreise 25 können einen (nicht gezeigten) Frequenzübersetzer (wie zum Beispiel einen Mischer), (nicht gezeigte) Filter und/oder einen (nicht gezeigten) Analog/Digitalwandler (ADC) umfassen. Die empfangenen Analog-RF-Signale werden frequenzübersetzt, um niedrige, Zwischen- oder Basisbandfrequenzen von dem Frequenzübersetzer zu erhalten, welcher einen mit einem lokalen Oszillator gekoppelten Mischer umfassen kann. Das frequenzübersetzte Signal wird durch ein Filter geleitet, um ungewünschte Signalkomponenten zu dämpfen. Das übersetzte gefilterte Signal wird durch den ADC in das digitale abgetastete Signal umgewandelt. Es wird einem Fachmann klar sein, dass andere Konfigurationen eines Abtastschaltkreises die Abtastschaltkreise der beschriebenen Ausführungsform ersetzen können.
  • Das Empfängerende 11 verwendet das folgende Verfahren, um das Datensignal 13 aus den von den Senderantennen 22 übertragenen Signalen wieder zu gewinnen. Gemäß der Erfindung in ihrer breitesten Form müssen jedoch nicht alle der folgenden Schritte ausgeführt werden. Das von jeder der Empfängerantennen 24 empfangene Analogsignal wird durch die entsprechenden Abtastschaltkreise 25 während Zeitdauern, in denen keine empfangenen Symbole vorhanden sind (d. h. „nur Rauschen") und in denen empfangene Datensymbole vorhanden sind (d. h. „Daten + Rauschen"), abgetastet. Die resultierenden abgetasteten Sig nale 25A werden von entsprechenden Zeit/Frequenztransformationsschaltkreisen 26 (T/F) in den Frequenzbereich umgewandelt. Die Umwandlung in den Frequenzbereich kann durch Anwenden eines FFT-Verfahrens auf das empfangene abgetastete Zeitbereichsignal ausgeführt werden. Die Gruppen von Frequenzbereichabtastungen 27, welche gemischten Signalen von OFDM-Unterkanälen von allen Sendern entsprechen, werden zu einem MIMO-Dektektor 28 übertragen. Der MIMO-Detektor 28 kann als ein diskreter Schaltkreis, ein programmierter Mikroprozessorschaltkreis oder als ein anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis realisiert werden.
  • Etliche Vorgänge treten während einer MIMO-Detektion (wie sie im Detail unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wird) auf. Insbesondere werden die abgetasteten Frequenzbereichabtastwerte 27 verwendet, um die Varianzen für jede Frequenzkomponente des empfangenen Signals zu berechnen, und nachfolgend verwendet, um die entsprechenden Signal/Rauschverhältnisse (SNRs), Signalfehlerwerte (SEVs) und effektive Signal/Rauschverhältnisse (ESNRs) zu berechnen. Weiterhin werden die Abtastwerte 27 verwendet, um die Symbolfehlerwerte, welche dem einen oder jedem der mehreren möglichen übertragenen Symbolwerte entsprechen, abzuschätzen. Der MIMO-Detektor 28 stellt somit eine bewertete Entscheidung für jedes Komponentenbit eines jeden der nebenläufig empfangenen OFDM-Symbole bereit. Die bewerteten Entscheidungsergebnisse werden zyklisch mit einem Multiplexer 30 (d. h. mit einer Parallel/Seriellwandlung (P/S)) in einen einzelnen gemischten Strom 31 gemultiplext und in einen LDPC-Decoder 32 geleitet.
  • Der LDPC-Decoder 32 nimmt die Ausgabe des MIMO-Detektors 28 entgegen, um Schätzungen der übertragenen Informationsbits zu bilden, welche er als einen binären Strom 33 der empfangenen Datenbits zu einer Senke 34 ausgibt. Diese Schätzungen sind zuverlässiger als bekannte Anordnungen.
  • In dem Beispiel der 1 ist eine Anordnung (10, 11) mit vier Sendeantennen x vier Empfängerantennen gezeigt. Es ist klar, dass eine andere Anzahl von Sendern und Empfängern unterstützt werden kann. Beispielsweise wird in der (später beschriebenen) mathematischen Behandlung gefordert, dass die Anzahl von Empfängerantennen 24 gleich oder größer der Anzahl der Senderantennen 22 ist.
  • Verfahren zum Ableiten von Bitwertwahrscheinlichkeiten
  • Bezug nehmend auf 2 ist ein Ablaufdiagramm 50 der Schritte dargestellt, welche bei einem Dekodieren der empfangenen Signale gemäß einer Ausführungsform der Erfindung durchgeführt werden. Um die übertragene binäre Datensequenz 15 auf der Grundlage des empfangenen und demodulierten Signals 27 richtig zu dekodieren, ist es wichtig, dass der Dekoder 32 eine genaue Schätzung der Zuverlässigkeit (und somit einer Wahrscheinlichkeit einer Richtigkeit) der Schätzung eines jeden Daten- oder Prüfbits empfängt.
  • Wie zuvor unter Bezugnahme auf 1 angemerkt, werden die übertragenen OFDM-Signale (21A) von mehreren Antennen 24 empfangen und über jeden der mehreren Abtastschaltkreise 25 zeitlich abgetastet (Schritt 52). Die empfangenen Signale 25A werden in dem Zeitbereich während Zeitdauern, in denen keine empfangenen Symbole vorhanden sind (d. h. „nur Rauschen") und auch in denen empfangene Symbole vorhanden sind (d. h. „Daten + Rauschen"), abgetastet. Weiterhin kann die Zeitdauer der Abtastung mit nur Rauschen vor oder nach einem empfangenen Paket auftreten. Jedes der parallel empfangenen abgetasteten Signale wird dann durch die entsprechenden T/F-Schaltkreise 26 in den Frequenzbereich transformiert (Schritt 54).
  • Das Ergebnis von Schritt 54 bildet drei nachfolgende Verfahrenszweige in 2. In einem Zweig werden Varianzen pro Empfänger pro OFDM Unterträger der empfangenen Signale aus den transformierten Frequenzbereichsignalen 27 berechnet (Schritt 56). Die Varianzen von jedem pro Empfänger pro OFDM-Unterträger empfangenen Signal werden während der „nur Rauschen" Zeit sowie der „Daten + Rauschen" Zeit berechnet. Die „nur Rauschen" Varianz pro Empfänger pro OFDM-Unterträger kann als N(j, k) ausgedrückt werden, wobei j ein Index des Empfängers und k ein Index der OFDM-Unterträgerfrequenz ist. Ebenso kann die „Daten + Rauschen" Signalvarianz als S(j, k) ausgedrückt werden. Die berechneten Varianzen werden verwendet, um das SNR pro OFDM Unterkanal pro Empfängerantenne zu berechnen (Schritt 58).
  • In einem zweiten Zweig der 2 werden die Frequenzbereichsignale 27 verwendet, um die Unterkanalausbreitungsübertragungsfunktionen zu messen, welche jedem Sender-Empfängerantennenpaar entsprechen (Schritt 60).
  • In dem dritten Zweig werden die Frequenzbereichsignale 27, welche aus Schritt 54 resultieren – zusammen mit den gemessenen Unterkanalausbreitungsübertragungsfunktionen (S-CTFs), welche aus dem Schritt 60 resultieren – verwendet, um die SEVs, welche den LDPC-kodierten Datensymbolen entsprechen, zu schätzen (Schritt 62). Die SEVs sind die Abstände der geschätzten (I, Q) Symbolwerte von den (vorbestimmten/bekannten) idealen Konstellationspunkten.
  • Die aus Schritt 60 resultierenden S-CTFs werden ferner mit dem berechneten SNR pro Empfänger pro OFDM-Unterträger verwendet, um ein effektives Signal/Rauschverhältnis (ESNR) zu berechnen (Schritt 64). Das ESNR ist eine Messung des Signals zu einem Rauschen pro Senderantenne.
  • Die aus Schritt 62 resultierenden SEVs und die aus Schritt 64 resultierenden berechneten ESNRs werden verwendet, um eine Sequenz von Bitwertwahrscheinlichkeiten, welche der Bitwertsequenz der empfangenen OFDM-Signale pro Empfänger entsprechen, abzuleiten (Schritt 66). Die Bitwertwahrscheinlichkeiten werden zu den LDPC-Decoder 32 weitergeleitet und das emp fangene Signal wird dekodiert (Schritt 68), um eine beste Schätzung der übertragenen binären Datensequenz 13 zu erzeugen.
  • Unter Bezugnahme auf die vorhergehende Beschreibung des Verfahrens 50, wird dem Fachmann klar sein, dass weitere Ausführungsformen ausführbar sind. Zum Beispiel kann der Schritt des Messens der Unterträgerausbreitungsübertragungsfunktionen (Schritt 60) zu einer beliebigen Zeit, nachdem die Signale von dem Empfänger 24 empfangen wurden und bevor die SEVs geschätzt werden (Schritt 62) oder das ESNR berechnet wird (Schritt 64), durchgeführt werden. Weiterhin sollte klar sein, dass das Abtasten der „nur Rauschen" und der „Daten + Rauschen" Signale unabhängig voneinander betrachtet werden kann und somit in einer beliebigen Reihenfolge durchgeführt werden kann. Ferner kann ein Transformieren der abgetasteten Signale in den Frequenzbereich (Schritt 54) und ein Berechnen der Varianzen der „nur Rauschen" und der „Daten + Rauschen" Signale nacheinander oder parallel und in einer beliebigen Reihenfolge erfolgen, ohne das berechnete SNR zu beeinflussen. Die Abtastzeitdauern (Schritt 52) sind jeweils gewählt, dass sie lang genug sind, dass Leistungsmittelwerte (Varianzen) eine ausreichend geringe Unsicherheit aufweisen, um SNR-Schätzungen von annehmbarer Genauigkeit zu ergeben.
  • Mathematische Berechnungsverfahren
  • Nachfolgend wird ein mathematisches Berechnungsverfahren dargestellt, wie die Frequenzbereichsignale 27 (Schritt 54) und die gemessenen Übertragungsfunktionen (Schritt 60) bei einem Dekodieren der empfangenen Signale 25A verwendet werden. Obwohl das Berechnungsverfahren nicht genau in der gleichen Reihenfolge wie die Verfahrensschritte der 2 dargestellt wird, wird einem Fachmann klar sein, dass das mathematische Berechnungsverfahren realisiert werden kann, um die in 2 dargestellte bevorzugte Anordnung auszuführen.
  • Es wird angenommen, dass nt Sender und nr Empfänger in einem MIMO-OFDM-System verwendet werden, wobei nr ≥ nt. Ferner wird angenommen, dass nf OFDM Datenunterträger verwendet werden, um ns OFDM-Symbole mit jedem Sender zu übertragen. Das übertragene Signal an dem i-ten Sender, dem k-ten OFDM-Unterträger und dem l-ten OFDM-Symbol ist x(i, k, l), wobei i = 1...nt, k = 1...nf und l = 1...ns. Das empfangene Datensignal und Rauschsignal an dem j-ten Empfänger, dem k-ten OFDM-Unterträger und dem l-ten OFDM-Symbol sind r(j, k, l) bzw. n(j, k, l), wobei j = 1...nr. Die Unterkanalausbreitungsübertragungsfunktion, H(i, j, k), beschreibt die Übertragungsmerkmale zwischen dem i-ten Sender und dem j-ten Empfänger bei dem k-ten OFDM-Unterträger, wobei der Kanal als stationär für die Dauer von ns OFDM-Symbolen angenommen wird. Das empfangene Signal kann dargestellt werden als
    Figure 00170001
  • Die obige Gleichung kann in einer Vektormatrixform beschrieben werden als r(k, l) = H(k)x(k, l) + n(k, l). (2)
  • In Erinnerung rufend, dass nr die Anzahl der Empfänger und nt die Anzahl der Sender ist, ist r(k, l) ein nr|x|1 Spaltenvektor dessen j-tes Element r(j, k, l) ist, ist H(k) eine nr|x|nt Matrix, deren j-tes Zeilen- und i-tes Spaltenelement H(i, j, k) ist, ist x(k, l) ein nt|x|1 Spaltenvektor, dessen i-tes Element x(i, k, l) ist, und ist n(k, l) ein nr|x|1 Spaltenvektor, dessen j-tes Element n(j, k, l) ist.
  • H(k) wird normalerweise durch Messungen der empfangenen Signale, welche durch die Übertragung von bekannten und eindeutigen Referenzsignalen von jedem der Sender erzeugt werden, geschätzt. Wie es häufig geeignet ist, wird in diesem Bei spiel H(k) als normalisiert angenommen, so dass var[x(i, k, l)] gemittelt über l zu Eins (unity) angenommen wird.
  • Wenn ein zero-forcing Ansatz (ZF) für die MIMO-Detektion verwendet wird, wird die rekonstruierte Schätzung des übertragenen Signals, z(k, l), gegeben durch z(k, l) = W(k)r(k, l) = x(k, l) + W(k)n(k, l), (3)wobei W(k) eine nt|x|nr Matrix ist, dessen i-tes Zeilen- und j-tes Spaltenelement W(i, j, k) ist, und z(k, l) ein nt|x|1 Vektor ist, dessen i-tes Element z(i, k, l) ist. W(k) ist eine Linksinverse von H(k), d. h. W(k)H(k) = 1. (4)
  • Eine mögliche Gruppe von Matrizen W(k) ist gegeben durch W(k) = (H(k)H H(k))–1H(k)H. (5)
  • Die obige Gruppe ist die einzige Gruppe von Inversen, wenn nr = nt. Wenn nr > ns gibt es eine unbegrenzte Anzahl von Linksinversen. In dem letztgenannten Fall ist diese Gruppe (von generalisierten Inversen) optimal für den Fall einer gleichen Rauschleistung an jedem Empfänger.
  • Es wird angenommen, dass nach einer LDPC-Kodierung des zu übertragenden binären Datenstroms eine M-QAM Unterkanalmodulation verwendet wird, und dass an dem Empfängersystem 11 ein zero-forcing MIMO Orthogonalisierungsverfahren (Detektionsverfahren) verwendet wird (d. h. der MIMO-Detektor 28), welchem ein LDPC-Decoder 32 mit bewerteten Entscheidungen folgt.
  • Bitwertwahrscheinlichkeiten
  • Die Bitwertwahrscheinlichkeit (welche aus Schritt 66 resultiert) P(b, i, k, l), dass das b-te Bit innerhalb des M-QAM Symbols, welches von dem i-ten Sender auf dem k-ten OFDM-Unterträger und in dem l-ten OFDM Symbol gesendet wird, eine 1 ist, ist gegeben durch
    Figure 00190001
    wobei A(b) die Gruppe von Indizes in dem Bereich q = 1...2m ist, für welche das b-te Bit in dem entsprechenden Element des M-QAM Alphabets l ist. Ein Beispiel von A(b) ist in 3 gegeben, wobei A(b) für eine Gray-markierte Abbildung eines QPSK gegeben ist. In der obigen Gleichung ist p(i, k, l, q) die Wahrscheinlichkeit, dass das q-te Element von dem i-ten Sender über den k-ten OFDM-Unterträger und in dem l-ten OFDM-Symbol gesendet wurde, und ist gegeben durch
    Figure 00190002
    wobei p'(i, k, l, q) die Wahrscheinlichkeitsdichte der SEVs darstellt.
  • Die Wahrscheinlichkeitsdichte des SEV ist für den Fall eines additiven weißen Gaußschen Rauschens (additive White Gaussian noise, AWGN) bekannt und gegeben durch
    Figure 00190003
  • In der obigen Gleichung ist α(η'(i, k)) ein Skalierungsfaktor. Um die Bitwertwahrscheinlichkeiten P(b, i, k, l) unter Verwendung der obigen Gleichung abzuleiten, ist es daher not wendig, die SEVs d(i, k, l, q) und das ESNR, 1/η' (i, k) zu bestimmen.
  • Symbolfehlerwerte
  • Die SEVs, d(i, k, l, q), des M-QAM Symbols, welches von dem i-ten Sender auf dem k-ten OFDM-Unterträger in den l-ten OFDM-Symbol übertragen wird, welches dem q-ten Element des M-QAM Alphabet entspricht, ist gegeben durch d(i, k, l, q) = |z(i, k, l) – a(q)|. (9)
  • In der obigen Gleichung ist z(i, k, l) die Unterkanalsymbolwertschätzung, welche das zero forcing Verfahren verwendet, und a(q) ist der Wert des q-ten Elements (Symbols) in dem gewählten M-QAM Alphabet, mit q = 1...2m. Unter der Annahme eines normalisierten H(k) sind die a(q) derart skaliert, dass var[a(q)] Eins ist.
  • Effektives Signal-Rauschverhältnis
  • Das ESNR ist der Kehrwert des effektiven Rauschfaktors, welcher die Rauschvarianz pro Dimension des Signalraums übereinstimmend mit der Skalierung der SEVs ist (für ein komplexes skalares QAM-Signal ist die Dimensionalität 2, was den unabhängigen Real- und Imaginärkomponenten entspricht). Da das zero forcing Verfahren gewichtete Summen der Empfängerausgaben bildet, ist der effektive Rauschfaktor gegeben durch:
    Figure 00200001
    wobei n(j, k) die Rauschvarianz pro Dimension eines Signalraums an dem j-ten Empfänger und dem k-ten OFDM-Unterträger ist und gegeben ist durch
    Figure 00210001
    wobei γ (= 2 für diesen Fall von komplexen Skalaren) die Dimensionalität des Signalraums ist. Die Summe in der obigen Gleichung entspricht der gesamten Signalleistung (Signalvarianz) des k-ten OFDM-Unterträgers an dem j-ten Empfänger aufgrund aller Sender. Um die Rauschvarianz gemäß der obigen Gleichung zu bestimmten, ist es ferner notwendig, dass eine Schätzung des SNR, snr(j, k), berechnet wird.
  • Signal/Rauschverhältnis
  • Das SNR pro OFDM-Unterträger pro Empfänger ist gegeben durch
    Figure 00210002
    wobei S(j, k) und N(j, k) zuvor als die Varianz von „Daten + Rauschen" Signalen bzw. einem „Rausch" Signal definiert wurden und die Varianzen von komplexen Signalen sind, welche über der Zeit gemittelt sind.
  • Die Bitwertwahrscheinlichkeiten P(b, i, k, l) der Datenbits und der LDPC-Prüfbits werden in den LDPC-Decoder 32 eingegeben, welcher sie verwendet, um eine bessere Schätzung der Sequenz von tatsächlich übertragenen Datenbits zu erzeugen. Diese Schätzung verwendet die von den LDPC-Prüfbits eingeführte Datenredundanz.
  • Beispiel
  • Bezug nehmend auf 4 sind die Eigenschaften des empfangenen Signals, welches einer MIMO-OFDM-Paketübertragung entspricht, dargestellt. Weiterhin Bezug nehmend auf Anhang A wird eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche in einem MATLABTM Code realisiert ist, bereitgestellt, welche Ergebnisse in Übereinstimmung mit den in 4 gezeigten ergibt, wenn sie ausgeführt wird.
  • In dem gezeigten Beispiel wird eine aggregierte Datenrate einer Übertragung mit 486 Mbps verwendet. Eine Konfiguration aus vier Sendern 22 und vier Empfängern 24 verwendet eine 40 MHz Bandbreite, welche 108 OFDM-Träger umfasst. Die Träger sind unter Verwendung einer 64 QAM moduliert, um 12 bps/Hz zu erreichen. Die 16 Graphen 120, welche links in der 4 gezeigt sind, stellen die Frequenzantwort einer jeden der Verbindungen zwischen Sender-Empfängerpaaren in einer MIMO-Konfiguration von vier Sendern und vier Empfängern dar. Die vier Graphen 130, welche rechts gezeigt sind, sind die 64 QAM-Konstellationen, welche aus den empfangenen Signalen durch das zero forcing Verfahren rekonstruiert wurden. Es ist zu sehen, dass System- und Umgebungsrauschen die empfangenen Symbole schädigt und sie von der richtigen 64 QAM-Symbolkonstellation ablenkt. Das empfangene Signal wurde in der zuvor beschriebenen Ausführungsform verwendet, um das SNR pro Empfänger pro Unterträger zu schätzen, und um aus diesen Schätzungen ESNR pro Datenunterkanal pro Unterträger abzuleiten und somit eine zuverlässigere Schätzung von Bitfehlerwahrscheinlichkeiten für einen LDPC-Decoder bereitzustellen. Die Datenbitfolgen, welche von dem LDPC-Decoder aus dieser Information erzeugt werden, enthielten auf der Grundlage eines Vergleichs mit dem übertragenen Datensignal keine Fehler.
  • Für den getesteten LDPC-Decoder, welcher den Standard Believe Propagation Dekodieralgorithmus verwendet, wurde empirisch herausgefunden, dass eine Abtastdauer von zwanzig Symbolen ausreichend war, um das übertragene Signal genau zu bestimmen. Hier wurde eine irreguläre LDPC-Matrix der Größe 11664 × 23328 implementiert. Der getestete LDPC-Decoder verwendete den Standard Believe Propagation Dekodieralgorithmus.
  • Erörterung
  • Es sollte angemerkt werden, dass, obwohl sich die Beschreibung der Ausführungsform auf additives weißes Gaußsches Rauschen (additive White Gaussian noise, AWGN) bezieht, andere Ausführungsformen gleichermaßen auf Fälle anwendbar sind, worin das empfangene Signal durch Rauschen oder eine Störung mit anderer Statistik verunreinigt ist.
  • Das vorhergehende beschreibt nur die Verwendung eines LDPC, aber das Verfahren kann gleichermaßen auf ein Dekodieren anderer Formen einer Vorwärtsfehlerkorrektur angewendet werden, wie zum Beispiel eine Verwendung einer Viterbi oder Turbo-Dekodierung. Zum Beispiel kann (nicht gezeigt) der LDPC-Kodierer 14 durch einen Faltungscodekodierer und eine Raumfrequenzverschachtelungsvorrichtung ersetzt werden, während der LDPC-Dekodierer 32 durch eine entsprechende Raumfrequenzentschachtelungsvorrichtung und einen Viterbi Dekodierer mit bewerteten Entscheidungen ersetzt wird. Wenn der Viterbi Dekodierer mit bewerteten Entscheidungen ein logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis als eine Eingabe benötigt, kann die Bitwertwahrscheinlichkeit in das logarithmische Wahrscheinlichkeitsverhältnis L(b, i, k, l) durch
    Figure 00230001
    umgewandelt werden.
  • In einer weiteren (nicht gezeigten) Realisierung kann ein paralleler Verkettungscodekodierer und eine Raumfrequenzverschachtelungsvorrichtung den LDPC-Kodierer 14 ersetzen, während eine entsprechende Raumfrequenzentschachtelungsvorrichtung und ein Turbo-Dekodierer den LDPC-Dekodierer 32 ersetzen.
  • In der vorhergenden Beschreibung beschreiben die bevorzugten Ausführungsformen ein Messen der „nur Rauschen" und „Signal + Rauschen" Varianzen pro Unterträger an jedem Empfänger und ein Berechnen der ESNRs pro Unterträger pro Sender unter Verwendung dieser Varianzen in Kombination mit den (gemessenen) Unterkanalausbreitungsübertragungsfunktionen. Es wird jedoch einem Fachmann klar sein, dass die Reihenfolge der Schritte, welche für die bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, nicht beschränkend ist, und ähnliche Ansätze das gleiche oder ein ähnliches Resultat erzielen können. Vorausgesetzt, dass die Unterkanalausbreitungsübertragungsfunktionsgewinne zuerst bestimmt werden, können z. B. die Varianzen von Rauschen und Signal plus Rauschen an dem Ausgang des zero forcing Verfahren MIMO-Detektors gemessen werden und die effektiven SNRs pro Sender direkt ausgewertet werden. Es ist klar, dass dieser Ansatz äquivalente Berechnungen einbezieht und somit die gleichen Schätzungen für die effektiven SNRs pro Unterträger pro Sender ergeben wird und somit dem Detektor eine gleichermaßen genaue Schätzung von Bitwertwahrscheinlichkeiten bereitstellen wird.
  • Es ist ferner klar, dass Techniken, welche nicht auf der Anwesenheit einer „nur Rauschen" Zeitdauer beruhen, als eine Alternative zu dem zuvor beschriebenen Ansatz zum Schätzen der Rauschvarianzen verwendet werden können, und auch unter den breiten Umfang der Erfindung fallen. Als ein Beispiel können die „nur Rauschen" Varianzen mit Hilfe von Abschnitten des empfangenen Signals geschätzt werden, von welchen bekannt ist, dass sie wiederholend oder vorhersagbar sind, indem die Unterschiede zwischen denjenigen Empfängerabtastwerten gemessen werden, welche verschiedenen eindeutigen Vorkommnissen des (der) gleichen empfangenen Signals (Werte) entsprechen. Dieser Ansatz kann in Situationen nützlich sein, welche eine Stromübertragung (z. B. digitaler Fernsehrundfunk) anstatt einer Blockübertragung verwenden, da fast alle derartigen Übertragungen bereits bekannte Synchronisations/Trainingsinformationen tragen, welche für dieses Rauschvarianzschätzverfahren geeignet sind.
  • Anhang A
  • Der folgende MATLABTM-Code kann verwendet werden, wenn das hierin zuvor beschriebene Verfahren in einem programmierbaren Mikroprozessor realisiert wird.
  • Das Material, welches in dem MATLABTM-Code, welcher nachfolgend dargelegt ist, enthalten ist, unterliegt einem Schutz des Urheberrechts. Der Urheberrechtseigentümer erhebt keinen Einspruch gegen jemanden, welcher eine Kopie des hierin offenbarten Programms zum Zwecke des Verständnisses oder einer Analyse der Erfindung benötigt, behält sich aber ansonsten alle Urheberschutzrechte vor. Dies schließt ein Anfertigen einer Kopie für einen beliebigen anderen Zweck einschließlich des Ladens einer Verarbeitungsvorrichtung mit Code in einer beliebigen Form oder Sprache ein.
    Figure 00250001
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    Figure 00430001
  • Zusammenfassung
  • Ein Verfahren und ein Empfänger zum Dekodieren eines Datensignals aus analogen Signalen, welche mit einer oder mehreren Empfangsantennen (24) empfangen werden, wird offenbart. Das Dekodieren wird auf der Grundlage von Bitwertwahrscheinlichkeiten (66) durchgeführt, welche aus einem effektiven Signal/Rauschverhältnis (ESNR) (64) und einem entsprechenden Symbolfehlerwert (SEV) (62), welche für alle der einen oder mehreren Empfangsantennen berechnet werden, durchgeführt. Das ESNR wird unter Verwendung von Signal/Rauschverhältnissen (SNRs) (58) pro Unterkanal und Unterkanalübertragungsfunktionen (60), welche für jede der einen oder mehreren Empfangsantennen (24) gemessen werden, berechnet. Ferner werden die SEVs unter Verwendung der gemessenen Unterkanalübertragungsfunktionen berechnet.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • - A. J. Paulraj, D. A. Gore, R. U. Nabar und H. Bolcskei, „An overview of MIMO communications – A key to gigabit wireless”, Veröffentlichung der IEEE, Band 92, Nummer 2, Seiten 198–218, Februar 2004 [0005]
    • - R. G. Gallager, „Low-density parity-check codes", IRE Transaction an Information Theory, Band 8, Nummer 1, Seiten 21–28, Januar 1962 [0007]

Claims (22)

  1. Verfahren zum Dekodieren eines Datensignals aus Analogsignalen, welche mit einer oder mehreren Empfangsantennen empfangen werden, wobei das Dekodieren auf der Grundlage von Bitfehlerwahrscheinlichkeiten durchgeführt wird, welche von einem effektiven Signal/Rauschverhältnis (Effective Signal to Noise Ratio, ESNR) und einem entsprechenden Symbolfehlerwert (Symbol Error Value, SEV) für alle der einen oder mehreren Empfangsantennen abgeleitet werden, wobei das ESNR unter Verwendung von Signal/Rauschverhältnissen (SNRs) pro Unterkanal und gemessenen Unterkanalübertragungsfunktionen für jede der ein oder mehreren Empfangsantennen berechnet wird, und wobei die SEVs unter Verwendung der Übertragungsfunktionen berechnet werden.
  2. Verfahren zum Dekodieren eines Datensignals, umfassend die Schritte: Empfangen eines oder mehrerer übertragener Datensignale an jeder von einer oder mehreren Empfangsantennen, wobei jedes übertragene Signal mehrere Frequenzunterkanäle aufweist, welche Datensymbole enthalten; Berechnen eines Signal/Rauschverhältnisses (Signal to Noise Ratio, SNR) pro Unterkanal für ein entsprechendes empfangenes Signal einer jeden der ein oder mehreren Empfangsantennen; Messen von Kanalübertragungsfunktionen für jede der ein oder mehreren Empfangsantennen; Berechnen eines effektiven Signal/Rauschverhältnisses (Effective Signal to Noise Ratio, ESNR) für alle der ein oder mehreren Empfangsantennen unter Verwendung des entsprechenden SNR pro Unterkanal und der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion; Berechnen von Symbolfehlerwerten (Symbol Error Values, SEVs) für alle der ein oder mehreren Empfangsantennen unter Verwendung der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion und eines entsprechenden geschätzten Wertes des Datensymbols; Ableiten von Bitwertwahrscheinlichkeiten unter Verwendung der ESNR und der entsprechenden SEV; und Dekodieren des Datensignals unter Verwendung der abgeleiteten Bitwertwahrscheinlichkeiten.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Schritt des Berechnens der SEVs ein Bestimmen des Abstandes des geschätzten Symbolwertes von einem idealen vorbestimmten Konstellationspunkt aufweist.
  4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Schritt des Berechnens der SNRs pro Unterkanal ein Abtasten eines jeden empfangenen Signals der Empfangsantennen zu einer ersten Zeitdauer, wenn keine Datensymbole vorhanden sind, und einer zweiten Zeitdauer, wenn mindestens ein Datensymbol vorhanden ist, ein Bestimmen der Varianz der empfangenen Signale über der Dauer der ersten Zeitdauer und der Varianz der empfangenen Signale über der Dauer der zweiten Zeitdauer für jede Empfangsantenne, und ein Berechnen des SNR pro Unterkanal für jede Empfangsantenne unter Verwendung der Varianzen umfasst.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, ferner umfassend ein Bestimmen der Differenz zwischen der Varianz der ersten Zeitdauer und der Varianz der zweiten Zeitdauer, und ein Teilen der Differenz durch die Varianz der ersten Zeitdauer.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 2–5, wobei der Dekodierungsschritt eine Low-Density-Paritätsprüfdekodierung verwendet.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 2–5, wobei der Dekodierungsschritt eine Viterbi-Dekodierung verwendet.
  8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2–5, wobei der Dekodierungsschritt eine Turbo-Dekodierung verwendet.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 2–8, ferner umfassend den Schritt eines Umwandelns des empfangenen Signals von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich, bevor die SNRs berechnet werden.
  10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Umwandlungsschritt mit einem Fast-Fourier-Transformationsverfahren (FFT) durchgeführt wird.
  11. Verfahren nach einem der Ansprüche 2–10, wobei die Unterkanäle mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexmodulationsverfahren kodiert werden.
  12. Empfänger zum Dekodieren eines Datensignals aus analogen Signalen, welche an einer oder mehreren Antennen empfangen werden, wobei das Dekodieren rechnerisch auf der Grundlage von Bitwertwahrscheinlichkeiten ausgeführt wird, welche aus einem effektiven Signal/Rauschverhältnis (Effective Signal to Noise Ratio, ESNR) und einem entsprechenden Symbolfehlerwert (Symbol Error Value, SEV) für alle der einen oder mehreren Empfangsantennen abgeleitet werden, wobei der ESNR unter Verwendung von Signal/Rauschverhältnissen (Signal to Noise Ratios, SNRs) pro Unterkanal und gemessenen Unterkanalübertragungsfunktionen für jede der einen oder mehreren Empfangsantennen berechnet wird, und wobei die SEVs unter Verwendung der Übertragungsfunktionen berechnet werden.
  13. Empfänger zum Dekodieren eines Datensignals, umfassend: eine oder mehrere Empfangsantennen, welche eines oder mehrere Signale empfangen, wobei jedes der übertragenen Signale mehrere Frequenzunterkanäle aufweist, welche Datensymbole enthalten; eine Schaltung, welche ein Signal/Rauschverhältnis (Signal to Noise Ratio, SNR) pro Unterkanal eines entsprechenden empfangenen Signals für jede der einen oder mehreren Empfangsantennen berechnet; eine Schaltung, welche Kanalübertragungsfunktionen für jede der einen oder mehreren Empfangsantennen misst; eine Schaltung, welche ein effektives Signal/Rauschverhältnis (Effective Signal to Noise Ratio, ESNR) für alle der einen oder mehreren Empfangsantennen unter Verwendung des entsprechenden SNR pro Unterkanal und der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion berechnet; eine Schaltung, welche Symbolfehlerwerte (Symbol Error Values, SEVs) für alle der einen oder mehreren Empfangsantennen unter Verwendung der entsprechenden Kanalübertragungsfunktion und einem entsprechenden geschätzten Wert der Datensymbole berechnet; eine Schaltung, welche Bitwertwahrscheinlichkeiten unter Verwendung des ESNR und des entsprechenden SEV ableitet; und einen Decoder, welcher das Datensignal unter Verwendung der abgeleiteten Bitwertwahrscheinlichkeiten dekodiert.
  14. Empfänger nach Anspruch 13, wobei die Schaltung, welche die SEVs berechnet, den Abstand der geschätzten Symbolwerte von einem vorbestimmten idealen Konstellationspunkt bestimmt.
  15. Empfänger nach Anspruch 13 oder Anspruch 14, wobei die Schaltung, welche die SNRs pro Unterkanal berechnet, ein empfangenes Signal einer jeden der Empfangsantennen während einer ersten Zeitdauer, wenn keine Datensymbole vorhanden sind, und einer zweiten Zeitdauer, wenn mindestens ein Datensymbol vorhanden ist, abtastet, die Varianz der empfangenen Signale über der Dauer der ersten Zeitdauer und die Varianz der empfangenen Signale über der Dauer der zweiten Zeitdauer für jede Empfangsantenne bestimmt, und das SNR pro Unterkanal für jede Empfangsantenne unter Verwendung der Varianzen berechnet.
  16. Empfänger nach Anspruch 15, ferner umfassend eine Schaltung, welche die Differenz zwischen der Varianz der ersten Zeitdauer und der Varianz der zweiten Zeitdauer bestimmt und die Differenz durch die Varianz der ersten Zeitdauer teilt.
  17. Empfänger nach einem der Ansprüche 13–16, wobei der Decoder eine Low-Density-Paritätsprüfdekodierung verwendet.
  18. Empfänger nach einem der Ansprüche 13–16, wobei der Decoder eine Viterbi-Dekodierung verwendet.
  19. Empfänger nach einem der Ansprüche 13–16, wobei der Decoder eine Turbo-Dekodierung verwendet.
  20. Empfänger nach einem der Ansprüche 13–19, ferner umfassend eine Schaltung, welche die empfangenen Signale aus dem Zeitbereich in den Frequenzbereich wandelt bevor die SNRs pro Unterkanal berechnet werden.
  21. Empfänger nach Anspruch 20, wobei die Wandlerschaltung eine Fast-Fourier-Transformationsschaltung (FFT) ist.
  22. Empfänger nach einem der Ansprüche 13–21, wobei die Unterkanäle mit einem orthogonalen Frequenzmultiplexmodulationsverfahren kodiert sind.
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