DE60123282T2

DE60123282T2 - Übertragen eines digitalen signals

Info

Publication number: DE60123282T2
Application number: DE60123282T
Authority: DE
Inventors: Olav Tirkkonen
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Callahan Cellular LLC
Priority date: 2000-12-22
Filing date: 2001-12-19
Publication date: 2007-10-11
Anticipated expiration: 2021-12-20
Also published as: WO2002058311A1; ATE340449T1; FI20002845A0; FI20002845A; EP1350354A1; US20040081254A1; EP1350354B1; US8031800B2; DE60123282D1; WO2002058311A8

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Das Gebiet der Anwendung der Erfindung ist die Übertragung eines Digitalsignals, wobei die Erfindung insbesondere die Blockcodierung eines Signals zur Übertragung über mehr als eine Antenne betrifft.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Wie allgemein bekannt, verursacht der Übertragungsweg, der für die Übertragung von Signalen in Telekommunikationsverbindungen benutzt wird, für die Telekommunikation eine Interferenz. Dies geschieht unabhängig von der physikalischen Form des Übertragungswegs, sei es eine Funkverbindung, ein Lichtwellenleiter, oder ein Kupferkabel. Insbesondere bei der Funkkommunikation kommt es häufig zu Situationen, in denen die Qualität des Übertragungswegs von Verbindung zu Verbindung und sogar während einer Verbindung schwankt. Ein Schwund des Funkwegs ist ein typisches Phänomen, das zu Veränderungen im Übertragungskanal führt. Andere gleichzeitige Verbindungen können ebenfalls Interferenz hervorrufen, die sich ja nach Zeit und Ort verändern kann. In einer typischen Funkkommunikationsumgebung breiten sich Signale zwischen einem Sender und einem Empfänger auf mehreren Wegen aus. Diese Mehrwegeausbreitung tritt vor allem deshalb auf, weil das Signal von den Flächen der Umgebung zurückgeworfen wird. Die Signale, die sich auf mehreren Wegen fortgepflanzt haben, treffen aufgrund ihrer unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerung zu unterschiedlichen Zeitpunkten bei dem Empfänger ein. Es wurden verschiedene Verfahren entwickelt, um den von der Mehrwegeausbreitung verursachten Schwund („Fading") zu kompensieren.
Eines der effektivsten Verfahren zum Kompensieren des Schwunds auf dem Funkweg ist die Steuerung der Übertragungsleistung des Senders. Wenn die Eigenschaften des Funkwegs bekannt sind, kann die Leistung des Senders so gesteuert. werden, dass der Effekt des Schwunds eliminiert werden kann. In der Praxis ist eine solche Lösung allerdings sehr schwer zu implementieren, da erstens der Sender die Qualität des Kanals kennen muss, wobei das Übertragen dieser Information an den Sender in Echtzeit schwierig ist. Zweitens setzen Beschränkungen der Übertragungsleistung von Sendern sowie die dynamische Reichweite der Sender ihre eigenen Grenzen. Außerdem kann die Leistungssteuerung selbst zu einer ineffektiven Übertragung führen, indem zunehmende Leistung zu einem hohen Pegel von Schwundabfällen führt. Eine zweite Lösung des Problems ist es, in dem Sender Diversität zu benutzen. Zeitdiversität verwendet Verschränkung und Codierung, um Zeitdiversität für das übertragene Signal bereitzustellen. Dies weist jedoch den Nachteil auf, dass es zu Verzögerungen in der Übertragung kommt, insbesondere dann, wenn der Kanal einen langsamen Schwund aufweist. Bei der Frequenzdiversität wird das Signal gleichzeitig auf mehreren Frequenzen übertragen. Dies ist jedoch ein ineffektives Verfahren, wenn die Kohärenzbandbreite des Kanals hoch ist.
Bei der Sendeantennendiversität werden mit Hilfe von zwei oder mehr Antennen dasselbe Signal oder unterschiedliche Teile desselben Signals an den Empfänger übertragen. Die Signalkomponenten, die sich auf mehrere Wege über verschiedene Kanäle ausgebreitet haben, leiden dann wahrscheinlich nicht unter Interferenz durch einen gleichzeitigen Schwund. Veröffentlichung WO 99/14871 offenbart ein Diversitätsverfahren, das insbesondere für zwei Antennen geeignet ist, wobei die zu übertragenden Symbole aus Bits bestehen, die in Blöcken bestimmter Länge codiert sind, und wobei jeder Block codiert ist, um eine bestimmte Anzahl von Kanalsymbolen gemäß Formel (1) zu enthalten.
In der Formel zeigen die horizontalen Linien der Matrix Übertragungszeitpunkte, so dass die obere horizontale Linie Information zeigt, die zu einem Zeitpunkt t übertragen wird, und die untere horizontale Linie Information zeigt, die zu einem Zeitpunkt t+T übertragen wird, wobei T einen Symbolzyklus bezeichnet. Die vertikale Linie der Matrix wiederum zeigt Antennen, so dass die erste vertikale Linie Information zeigt, die über Antenne 1 übertragen wird, und die zweite vertikale Linie Information zeigt, die über Antenne 2 übertragen wird. Allerdings existiert ein Blockcode von komplexer Modulation, wie in Formel (1) gezeigt, nur für maximal zwei Antennen. Eine maximale Datenübertragungsrate, d.h. Codierungsrate, die an mehr als zwei Antennen übertragen wird, wird gemäß Formel (2) berechnet, wobei N die Zahl der Übertragungsantennen ist, und die eckigen Klammern die kleinste ganze Zahl anzeigen, die größer als oder gleich dem Ausdruck in Klammern ist. Es ist zu beachten, dass die Codierungsrate hier eine Symbolcodierungsrate bezeichnet, d.h. die Anzahl der Symbole, die während eines Symbolzyklus T übertragen werden. Für eine dritte und vierte Antenne beträgt die maximale Codierungsrate für einen orthogonalen Code ¾.
Die Veröffentlichung Tirkkonen, Boariu, Hottinen, IEEE 6. Symposium on Spread-Spectrum Tech. & Appli., NJIT, New Jersey, USA, Sep. 2000, offenbart einige Lösungen für eine vollständige Codierungsrate 1. Die Veröffentlichung beschreibt ein Codierungsverfahren, wobei ein nicht-orthogonaler Blockcode gemäß Formel (3) mit vier Antennen gebildet wird, indem eine orthogonale Alamout-Matrix gemäß Formel (1) benutzt wird.
Die Matrix weist gemäß dem Darstellungsverfahren (4) die Form ABBA auf, wobei die A-Matrix für die Symbole z₁ und z₂ dar Alamout-Matrix folgt, während B der Alamout-Matrix für die Symbole z₃ und z₄ folgt.
Bekannte nicht-orthogonale Blockcodes weisen jedoch einen wesentlichen Nachteil auf. Die Blockcodes weisen keine vollständige Diversität auf, d.h. die Anzahl unabhängig decodierter Kanäle ist geringer als die Anzahl der Antennen, wodurch die von den Antennen bereitgestellte Übertragungskapazität verloren geht. Die Diversität. des Blockcodes ist die kleinste Zahl von Nichtnull-Eigenwerten. Hce = DHce Dce, (5)wobei D_ce durch Formel (6) definiert ist. Dce = Cc – Ce (6)
In den vorangehenden Ausführungen ist C_c eine übertragene Codematrix, und C_e eine ermittelte fehlerhafte Codematrix. Im Fall eines Kanalsymbolpaars, wobei derselbe Fehler Δ für die Symbole z₁ und z₃ auftritt, und kein Fehler für die Symbole z₂ und z₄ auftritt, ergibt sich gemäß Formel (7) eine Matrix als die Differenzmatrix D_ce.
Die Matrix gemäß Formel (7) ist singulär, d.h. die Matrix besitzt keine inverse Matrix. Die Matrix weist nur zwei Nichtnull-Eigenwerte auf, 2 Δ und 2 Δ*. Auf diese Weise ist der Diversitätsgrad des ABBA-Blockcodes gemäß Formel (3) nur 2. Eine niedrige Diversität beginnt sich in der Codierungsleistung als abnehmende Bitfehlerhäufigkeit zu zeigen, wenn das Verhältnis zwischen Bitenergie und Interferenzpegel 5 dB übersteigt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren sowie eine Vorrichtung bereitzustellen, die das Verfahren so implementiert, dass die Codierung die volle Diversität erreicht, wenn zwei oder mehr Übertragungsantennen benutzt werden. Dies wird durch ein Verfahren zum Übertragen von digitalen Symbolen erreicht, wobei in diesem Verfahren wenigstens zwei komplexe Symbole, die zu demselben Übertragungsblock gehören, in dem Sender gelesen werden. In dem Verfahren wird aus den Symbolen, die zu dem Übertragungsblock gehören, ein nicht-orthogonaler Blockcode gebildet, der Kanalsymbole umfasst, indem wenigstens eine der folgenden Operationen für jedes Symbol durchgeführt wird: Wiederholen, Konjugieren, Multiplizieren mit einem Gewichtungskoeffizienten, Summieren von zwei oder mehr Symbolen, und Multiplizieren wenigstens eines Symbols, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, und wenigstens eines Symbols, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, wobei sich das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von Werten ±1 und ±j unterscheidet, und Übertragen der gebildeten Kanalsymbole über zwei oder mehr Antennenwege.
Die Erfindung betrifft auch eine Anordnung zum Übertragen von digitalen Symbolen, die einen Codierer zum Codieren digitaler Symbole in Kanalsymbole, und eine oder mehrere Sendeantennen umfasst, die mit dem Codierer verbunden sind, um die Kanalsymbole zu übertragen. Der Codierer ist dafür vorgesehen, wenigstens zwei komplexe Symbole zu lesen, die zu demselben Übertragungsblock gehören, und, mit Hilfe des nicht-orthogonalen Blockcodes, der die Codierung definiert, Kanalsymbole aus den Symbolen zu bilden, die zu dem Übertragungsblock gehören, indem wenigstens eine der folgenden Operationen für jedes Symbol durchgeführt wird: Wiederholen, Konjugieren, Multiplizieren mit einem Gewichtungskoeffizienten, Summieren von zwei oder mehr Symbolen, wobei der Codierer dafür vorgesehen ist, wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, und wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten zu multiplizieren, wobei sich das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von Werten ±1 und ±j unterscheidet, und die Anordnung dafür vorgesehen ist, die gebildeten Kanalsymbole über zwei oder mehr Sendeantennenwege zu übertragen, die mit Hilfe der Antenne(n) gebildet werden.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen offenbart.
Die Erfindung betrifft also ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Durchführen einer Raum-Zeit-Blockcodierung in einem Funksender. Eine bestimmte Anzahl von Symbolen wird während der Blockcodierung gelesen und in Kanalsymbole zur Übertragung an unterschiedlichen Zeitpunkten und über wenigstens zwei Sendeantennen codiert. Die Anzahl der Empfangsantennen ist für die Erfindung nicht ausschlaggebend. Die erfindungsgemäße Lösung basiert darauf, dass wenigstens zwei Symbole in dem Übertragungsblock vorhanden sind, die derart mit Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten multipliziert werden, dass das Teilungsverhältnis der Koeffizienten sich von Werten ±1 und ±j unterscheidet.
Die Codematrix der Erfindung erfüllt die Anforderung einer maximalen symbolbezogenen Diversität.
Das bedeutet, dass für den Fall, dass alle anderen Symbole bis auf eines von der Codematrix entfernt würden, die Codematrix in Bezug auf das verbleibende Symbol einheitlich wäre. Die oben genannte Bedingung gilt für alle Codematrixsymbole. Auf diese Weise gilt Gleichung (8) für die symbolbezogene Codematrix C_k der Codematrix C. Die symbolbezogene Codematrix C_k bezeichnet hier eine Codematrix, in der alle anderen Symbole bis auf z_k durch Null ersetzt sind. CHk Ck ≈|zk|2IN (8)
In Gleichung (8) ist C^H eine hermitische Konjugierte von Matrix C, d.h. eine Transponierte einer komplex Konjugierten, |z| ist der Absolutwert von z, und I_N ist eine N-dimensionale Identitätsmatrix. Wenn M = N, ist es das einfachste Verfahren zum Ermitteln einer symbolbezogenen Einheitlichkeit, eine symbolbezogene Matrix C_k zu bilden, wobei in diesem Fall genau ein Symbol jeder horizontalen Zeile und vertikalen Spalte z_k oder dessen komplex Konjugierte ist, während die anderen Elemente null sind.
Eine allgemeine Codematrix, die die vollständige symbolbezogene Diversität erfüllt, kann wie folgt gebildet werden. Eine ganze Zahl n_k zwischen 1 ≤ n_k ≤ N, wobei N eine Anzahl von Sendeantennen ist, wird für jedes Symbol z_k ausgewählt. Es wird eine N×N-Matrix gebildet, wobei n_k z_ks und N – n_k z_k·s sich auf der Diagonalen der Matrix befinden. Wenn die Verzögerung M länger als N ist, wird der Matrix (M – N)×N eine Nullmatrix hinzugefügt. Nennen wir die erzielte Matrix γ_k, und bilden wir eine allgemeine C_k gemäß Gleichung (9). Ck = UkγkVk (9)
Die allgemeine Codematrix C, die die vollständige symbolbezogene Diversität erfüllt, weist die in Formel (10) gezeigte Form auf,
wobei U_k eine einheitliche M×M-Matrix und V_k eine einheitliche N×N-Matrix ist. Bei der erfindungsgemäßen Lösung weisen die Matrizen U_k, V_k wenigstens ein Element auf, das nicht in den Wertebereich {0, ±1, ±j} gehört.
Die Codematrix der Erfindung sollte vorzugsweise derart sein, dass die Nicht-Orthogonalitätsmatrix, die mit Hilfe des hermitischen Quadrats der Codematrix gebildet wird, spurlos ist. Anderenfalls würden Bits, die in einige der Symbole codiert werden, nicht homogen codiert – beispielsweise kann ein Fehler in der Erfassung wahrscheinlicher sein, wenn Bit 0 anstelle von Bit 1 übertragen wird. Die Codematrix muss außerdem vorzugsweise eine Homogenität auf Symbolebene aufweisen, d.h. alle Symbole in der Codematrix weisen in Bezug aufeinander eine gleichwertige Position auf.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden alle Symbole des Blockcodes mit Hilfe derselben Modulationskonstellation gebildet, wobei jedoch für wenigstens ein Symbol die Modulationskonstellation im Verhältnis zu den anderen Symbolen in dem Block phasengedreht ist. Für QPSK-Symbole beispielsweise liegt die Phasendrehung von Codes gemäß Gleichung (3) vorzugsweise zwischen 25 und 65 Grad. In einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden zwei oder mehr Symbole summiert, wenn das Kanalsymbol einer Blockcodierungsmatrix gebildet wird. In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Symbol mit einem Gewichtungskoeffizienten multipliziert und dann mit einem anderen Symbol von einem oder mehreren Blöcken summiert, um das Kanalsymbol zu bilden.
Vorzugsweise werden wenigstens zwei Symbole, die zu dem Übertragungsblock gehören, orthogonal zueinander codiert, obwohl der Blockcode der Erfindung insgesamt nicht-orthogonal ist. Beispielsweise ist im Fall eines Blocks mit vier Symbolen eine bevorzugte Ausführungsform eine nicht-orthogonale 2+2-Matrix, wobei zwei Symbole orthogonal zueinander codiert sind, und die zwei verbleibenden Symbole entsprechend orthogonal zueinander codiert sind. Eine andere bevorzugte Ausführungsform ist ein 3+1-Blockcode, wobei drei Symbole orthogonal zueinander codiert sind. Die Erfindung ist nicht dadurch beschränkt, ob die Blockmatrix leistungsausgeglichen ist oder nicht.
Die Erfindung bietet wesentliche Vorteile. Die Codierungsrate der Codematrix kann höher als die Codierungsrate gesetzt sein, die durch Orthogonalität zugelassen wird, und durch Gewichten von einem oder mehreren Symbolen mit einem komplexen Gewichtungskoeffizienten ermöglicht die Erfindung die Präsentation einer Codematrix, die vollständige Diversität erzielt. Die Lösung der Erfindung bietet im Vergleich zu der Lösung des Stands der Technik wesentliche Vorteile hinsichtlich des Anteils der Bitfehlerhäufigkeit (BFH), insbesondere bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis (SNR).
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Die Erfindung soll nun anhand bevorzugter Ausführungsformen und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren genauer beschrieben werden, wobei
1 ein Beispiel eines Systems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt,
2 ein zweites Beispiel eines Systems gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt,
3 ein Beispiel einer Anordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt,
4A bevorzugte Modulationsphasenfaktoren mittels unterschiedlicher bestimmender Kriterien zeigt,
4B Symbolfehlerquadrate für zwei unterschiedliche Modulationsphasenfaktoren zeigt,
5 Bitfehleranteile, die von einigen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung erzielt werden, als eine Funktion des Signal-Rausch-Verhältnisses beschreibt.
GENAUE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung kann in Funksystemen benutzt werden, wobei es möglich ist, wenigstens einen Teil des Signals durch Benutzen von zwei oder mehr Sendeantennen oder zwei oder mehr Keulen zu übertragen, die durch zwei oder mehr Sendeantennen bereitgestellt werden. Der Übertragungskanal kann mit Hilfe von Zeit-, Frequenz-, oder Codemultiplexverfahren oder dem Mehrfachzugriffsverfahren hergestellt werden. Systeme, die Kombinationen verschiedener Mehrfachzugriffsverfahren benutzen, sind ebenfalls erfindungsgemäße Systeme. Die Beispiele beschreiben die Benutzung der Erfindung in einem UMTS-(Universal Mobile Telephony System)-System, das ein Breitband-Codeteilungs-Mehrfachzugriffsverfahren verwendet, das durch ein Direktsequenzverfahren implementiert wird, ohne dass allerdings die Erfindung darauf beschränkt ist.
Der Aufbau eines Mobilsystems soll beispielhaft unter Bezugnahme auf 1 beschrieben werden. Die Hauptbauteile des Mobilsystems sind ein Hauptnetzwerk CN, ein terrestrisches UMTS-Funkzugriffsnetzwerk UTRAN, und Nutzerausrüstung NA. Die Schnittstelle zwischen CN und UTRAN wird als Iu bezeichnet, und die Luftschnittstelle zwischen UTRAN und UE wird als Uu bezeichnet. UTRAN ist aus Funknetzsubsystemen RNS aufgebaut. Die Schnittstelle zwischen RNSs wird als Iur bezeichnet. RNS ist aus einer Funknetzsteuerung RNC und einem oder mehreren Knoten B aufgebaut. Die Schnittstelle zwischen RNC und B wird als lub bezeichnet. Der Dienstbereich, d.h. die Zelle, des Knotens B ist in der Figur mit C gekennzeichnet.
Die Beschreibung in 1 ist eher allgemein, weshalb sie in 2 anhand eines genaueren Beispiels eines Mobilfunksystems verdeutlicht wird. 2 enthält nur die wichtigsten Blöcke, aber für einen Fachmann ist es offensichtlich, dass ein übliches Mobilfunknetz auch andere Funktionen und Strukturen aufweist, die hier nicht genauer beschrieben zu werden brauchen. Es ist auch zu beachten, dass 2 nur einen beispielhaften Aufbau zeigt. Bei Systemen der Erfindung können die Details von den in 2 gezeigten abweichen, doch diese Unterschiede besitzen keine Relevanz für die Erfindung. Ein Mobilfunknetz weist so üblicherweise eine feste Netzwerkinfrastruktur auf, d.h. einen Netzwerkabschnitt 200, und Nutzerausrüstung 202, die ortsfest installierte Ausrüstung, in einem Fahrzeug installierte Ausrüstung, oder tragbare Ausrüstung sein kann. Der Netzwerkabschnitt 200 weist Basisstationen 204 auf. Die Basisstation 204 entspricht einem Knoten B der vorhergehenden Figur. Eine Funknetzsteuerung 206 steuert in zentralisierter Weise mehrere Basisstationen 204, die mit ihr verbunden sind. Die Basisstation 204 weist Sendeempfänger 408 und eine Multiplexeinheit 212 auf.
Die Basisstation 204 weist außerdem eine Steuereinheit 210 auf, die den Betrieb der Sendeempfänger 208 und des Multiplexers 212 steuert. Der Multiplexer 212 ordnet die Verkehrs- und Steuerkanäle, die von mehreren Sendeempfängern 208 benutzt werden, an einer Übertragungsverbindung 214 an. Die Übertragungsverbindung 214 bildet eine Schnittstelle lub.
Die Sendeempfänger 208 der Basisstation 204 sind mit einer Antenneneinheit 218 verbunden, die eine bidirektionale Funkverbindung 216 zu der Nutzerausrüstung 202 implementiert. Die Struktur der Rahmen, die über die bidirektionale Funkverbindung 216 übertragen werden, ist speziell für jedes System festgelegt, und wird als Luftschnittstelle Uu bezeichnet.
Die Funknetzsteuerung 206 umfasst ein Gruppenvermittlungsfeld 220 und eine Steuereinheit 222.
Das Gruppenvermittlungsfeld 220 wird benutzt, um Sprache und Daten zu vermitteln, und um Signalschaltungen zu verbinden. Ein Funknetzsubsystem 224, das durch die Basisstation 204 und die Funknetzsteuerung 206 gebildet wird, umfasst auch einen Codeumsetzer 226. Der Codeumsetzer 226 ist normalerweise so nah wie möglich an einem Mobilvermittlungszentrum 228 angeordnet, da Sprache dann im Mobilfunknetzformat zwischen dem Codeumsetzer 226 und der Funknetzsteuerung 206 übertragen werden kann, was Übertragungskapazität einspart. Der Codeumsetzer 226 wandelt die verschiedenen digitalen Sprachcodierungsformate um, die zwischen einem öffentlichen Telefonnetz und einem Funktelefonnetz benutzt werden, damit sie miteinander kompatibel sind, beispielsweise aus einem Festnetzformat in ein Mobilfunknetzformat und umgekehrt. Die Steuereinheit 222 übernimmt die Anrufsteuerung, Mobilitätsverwaltung, die Zusammenstellung von Statistiken und die Signalisierung. 2 zeigt das Mobilvermittlungszentrum 228 und ein Gateway-Mobilvermittlungszentrum 230, das die externen Verbindungen des Mobiltelefonsystems verwaltet, in diesem Beispiel zu einem öffentlichen Telefonnetz 232.
3 zeigt ein Beispiel einer Anordnung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die Figur zeigt eine Situation, in der kanalcodierte Symbole über drei Antennen 314 bis 318 in unterschiedlichen Zeitfenstern übertragen werden. Die Figur zeigt einen Sender 300, der mit einem Empfänger 302 über eine Funkverbindung 320 verbunden ist. Der Sender 300 umfasst einen Modulator 304, der als Eingang ein zu übertragendes Signal 306 liest, das in der Lösung gemäß der bevorzugten Ausführungsform aus Bits besteht. Es ist für die Erfindung nicht von Bedeutung, was diese Bits sind, sie können beispielsweise von einem Quellcodierer über einen Kanalcodierer und/oder einen Bit-Interleaver kommen. Die Bits werden in einem Modulator 304 zu Symbolen moduliert. Die zu übertragenden Symbole werden in Übertragungsblöcke einer bestimmten Länge, wie z.B. von vier Symbolen, gruppiert. Ein Codierer 308 führt Operationen gemäß dem Verfahren der Erfindung an den Symbolen aus, wobei die Operationen beispielsweise Wiederholen, Konjugieren, Ausnullen, Bilden einer Negation, Multiplizieren mit einem Gewichtungskoeffizienten, und Summieren von Symbolen sind. Beim Bilden der Kanalsymbole benutzt der Codierer 308 einen Blockcode, der die Verbindung zwischen den Symbolen, die von dem Modulator 204 gelesen werden, und den Kanalsymbolen definiert, die an den Funkkanal übertragen werden sollen. Der Blockcode umfasst N·M Kanalcodes, wobei N und M positive ganze Zahlen sind, wobei N die Anzahl von Übertragungsantennenwegen, und M die Verzögerung des Blockcodes bedeutet. Entsprechend der erfindungsgemäßen Lösung werden wenigstens zwei Symbole mit einem Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten derart multipliziert, dass das Teilungsverhältnis der Gewichtungskoeffizienten nicht im Wertebereich {0, ±1, ±j} liegt. In einer bevorzugten Ausführungsform, wird das Symbol, das mit einem Gewichtungskoeffizienten multipliziert wird, mit wenigstens einem anderen Symbol summiert, um ein Kanalsymbol zu bilden, und null oder mehr andere Symbole werden in derselben Weise wie das erste Symbol mit einem Gewichtungskoeffizienten multipliziert.
Der Codierer 308 ist über Funkfrequenzabschnitte 312 mit den Sendeantennen 314 bis 318 verbunden. Im Fall von 3 beispielsweise werden die Kanalsymbole 310 über die Funkfrequenzabschnitte 312 zur Übertragung durch die drei Antennen 314 bis 318 geleitet. Zwei oder mehr Sendeantennenwege können mit Hilfe von zwei oder mehr Antennen oder mit Hilfe von zwei oder mehr Antennenkeulen zweier oder mehrerer Antennen, oder mit Hilfe von zwei oder mehr Antennenkeulen erzielt werden, die wiederum unter Benutzung der wenigstens zwei Antennen erzielt werden, und mit Hilfe einer geeigneten Phasenverschiebung oder komplexen Gewichtung. Die Erfindung ist nicht darauf beschränkt, welche Datenübertragungsressourcen benutzt werden, um die Kanalsymbole auf dem Funkweg zu übertragen, und stattdessen können die Datenübertragungsressourcen aus mehreren Zeitfenstern, verschiedenen Verteilungscodes oder verschiedenen Frequenzen bestehen.
Als nächstes soll die Erfindung mit Hilfe eines nicht-orthogonalen Blockcodes beschrieben werden, der für N Antennen ausgelegt ist, und der K Symbole in M Symbolzyklen überträgt, wobei K mehr als das M-fache der maximalen orthogonalen Coderate ist, die nach Gleichung (2) zulässig ist. Die Codematrix muss die vollständige symbolbezogene Diversität aufweisen, die durch Gleichungen (8) und (9) beschrieben ist. Das bedeutet, dass der Code einen vollständigen N-fachen Diversitätsschutz gegen Bitfehler in einem Symbol bietet, was als eine Grundanforderung an den Code betrachtet werden kann, der wenigstens einen annähernd vollständigen Diversitätsschutz bietet.
Die Codierungs- und Modulationsverfahren können als Auswählen von Punkten in einem Punktraum begriffen werden. Abhängig von den benutzten Verfahren und Kanälen liegt stets ein Messwert vor, der die Geometrie des Alphabets definiert. Einige Punkte des Alphabets liegen näher beieinander als andere. Die Leistung hängt stark von den Distanzen zwischen den am engsten benachbarten Punkten ab. Optimal weisen die Punkte gleiche Positionen auf, so dass die Distanz zum nächsten Nachbar nicht von den ausgewählten Punkten abhängig sein sollte. Dies wird als das Homogenitätsprinzip bezeichnet. Aus dem Homogenitätsprinzip ergibt sich, dass spurlose Orthogonalität von einem Blockcode verlangt werden kann. Das hermitische Quadrat des Blockcodes, das die oben beschriebene Einsymbol-Diversitätsanforderung erfüllt, kann als Gleichung (11) dargestellt werden,
Von der bevorzugten Codematrix wird nun verlangt, dass die nicht-orthogonale Matrix X aus Gleichung (12) spurlos ist (13). TrX = 0 (13)
Die obigen Ausführungen lassen sich folgendermaßen belegen. Die Form der Matrix X zeigt, dass es sich um eine hermitische Matrix handelt, was bedeutet, dass ihre diagonalen Elemente reell sind. Da X eine bilineare Kombination von Matrizen C_k ist, die in Bezug auf Symbole z_k linear sind, müssen die reellen diagonalen Werte von X lineare Kombinationen der folgenden sein: Re[z_k z_i], Re[z_k z_i*], Im[z_k z_i], Im[z_k z_i*].
Die Leistung von Blockcodes hängt stark von den Eigenschaften der quadratischen Differenzmatrix (5) der Codewörter ab. Die Spur von Matrix H_ce ist die euklidische Distanz zwischen den Symbolkonstellationen C_e und C_c. In einem linear codierten Code benutzen die Differenzmatrizen (6) der Codewörter die Gleichungen (11, 12), die von den Codematrices ausgefüllt werden, wobei die Symbole z_k durch Symboldifferenzen ersetzt werden: Δ_k = z (c) / k ⋅- z (e) / k(14)
Hier bezeichnet z (c) / k die übertragenen Symbole, und z (e) / k Symbole, die möglicherweise mit Fehlern empfangen wurden. Auf diese Weise erfüllt die Differenzmatrix der Codewörter die Form (14), wobei in diesem Fall die quadratische Matrix H_ce die Form (15) aufweist.
Die Spur von Matrix H_ce weist zwei Teile auf,
von dem ersten Ausdruck und Tr(X(Δ_k)). Letztere ist eine lineare Kombination aus den Folgenden: Re[Δ_k Δ_i], Re[Δ_k Δ_i*], Im[Δ_k Δ_i], Im[Δ_k Δ_i*]. Wenn nun X eine nicht verschwindende Spur aufweist, bedeutet das, dass die euklidische Distanz zwischen den Konstellationen von den Symbolen abhängt. So sind die Modulationspunkte nicht homogen im Coderaum angeordnet, weshalb der Code offensichtlich nicht homogen ist. Der Blockcode kann dann offensichtlich nicht optimal sein. Es ist deshalb vorteilhaft, dass X spurlos sein muss.
Konzentrieren wir uns nun auf die Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen, wenn N = 4, M = 4 und K = 4, d.h., die Codierungsrate ist 1. In der fraglichen bevorzugten Ausführungsform ist eine Homogenität auf Symbolebene erforderlich, d.h. alle Symbole in der Codematrix weisen im Verhältnis zueinander eine gleiche Position auf. Außerdem weist die Codematrix in der bevorzugten Ausführungsform auch eine maximale Restorthogonalität auf. Bei einer Vier-Antennen-2+2-Ausführungsform gemäß diesen Anforderungen sind zwei Symbole z₁ und z₂ orthogonal zueinander in einem Paar codiert, ebenso wie die verbleibenden zwei Symbole z₃ und z₄. QPSK beispielsweise wird als Modulationsverfahren benutzt. In den Ausführungsformen der Erfindung sind die Matrizen U und V derart ausgewählt, dass der Code vollständige Diversität aufweist, im Gegensatz zu dem 2+2-Code des Stands der Technik gemäß Gleichung (3).
In dieser bevorzugten Ausführungsform entsprechen die Codematrizes gemäß Gleichung (10) Gleichung (16),
wobei A und B orthogonale 2·2-Matrizen in der Form der Alamout-Matrix sind. 0 ist eine 2·2-Nullmatrix, und U und V sind einheitliche 4×4-Matrizes, allerdings derart, dass wenigstens ein Matrixelement in U oder V ungleich 0, ±1 und ±j ist. Konzentrieren wir uns nun auf den Beispielfall, wobei Matrix V eine singuläre 4×4-Matrix ist.
In der bevorzugten Ausführungsform kann spurlose Nichtorthogonalität beispielsweise erreicht werden, indem aufgestellt wird:
wobei W eine einheitliche 2×2-Matrix ist, deren Determinante 1 ist, und q und p reelle Zahlen sind, die die Bedingung q2 + p2 = 1 (18)erfüllen.
Die Codes mit unterschiedlichen Werten für q sind vollständig miteinander äquivalent, und die Codes weisen dieselben Eigenwerte der quadratischen Differenzmatrix der Codewörter auf. Um die Leistung zu optimieren, ist es ausreichend, ein Beispiel der oben erwähnten Koeffizienten zu untersuchen, indem q = 0 gesetzt wird, wodurch der Code wie folgt wird:
Anhand der Form der Matrix (19) ist es möglich, sowohl einen leistungsausgeglichenen und einen nicht 1eistungsausgeglichenen Blockcode zu bilden. Der Code mit Leistungsausgleich bedeutet hier, dass jede Antenne zu jeder Zeit bei einer konstanten Leistung sendet, wenn eine Konstantleistungsmodulation wie z.B. QPSK benutzt wird, während bei einem Code ohne Leistungsausgleich die Übertragungsleistung nicht jeder Zeit konstant ist. Bei einem Code mit Leistungsausgleich ist zu erwarten, dass W eine diagonale Matrix ist, beispielsweise
wobei ϕ so ausgewählt ist, dass die Leistung optimiert wird. In den vorangehenden Ausführungen ist W einheitlich, und seine Determinante ist 1. Die Codematrix nimmt dann die Form von Gleichung (3) an, nur dass die Symbole z³ und z⁴ von dem Phasenkoeffizienten l^jϕ multipliziert werden. Jedes ϕ ≠ 0 macht aus dem Code einen erfindungsgemäßen nicht singulären Code mit vollständiger Diversität. Ein zweites Verfahren zur Interpretation dieser erfindungsgemäßen Lösungen ist es, anzunehmen, dass in einem Code gemäß Gleichung (3) die Modulationspunkte der Symbole z₁ und z₂ aus {±1, ±j} ausgewählt werden, während die Symbole z₃ und z₄ aus der phasengedrehten Konstellation l^jϕ {1, j, –1, –j} ausgewählt werden, wobei jedes ϕ ≠ 0 aus dem Code einen erfindungsgemäßen nicht singulären Code mit vollständiger Diversität macht. In einem teilweise nicht leistungsausgeglichenen Blockcode kann die Matrix W als eine allgemeine einheitliche 2×2-Matrix ausgewählt sein, deren Determinante 1 ist. Deren Form ist
wobei α und β zu den komplexen Zahlen gehören, und die Summe der Quadrate ihrer Absolutwerte 1 ist. Durch Kombinieren des oben beschriebenen W mit dem in Formel (19) beschriebenen Alamout-Block B
kann die Codematrix mit Hilfe von Pseudosymbolen wiedergegeben werden:
Die Codematrix kann dann wiedergegeben werden als
Bei den Codematrizes der Erfindung sind entweder α oder β oder beide ungleich 1, ±1 und ±j. Bei Ausführungsformen ohne Leistungsausgleich sind sowohl α als auch β nicht null. Die Nicht-Orthogonalitätsmatrix ist nun
wobei I₂ eine singuläre 2×2-Matrix ist, und offensichtlich spurlos ist.
Bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis bestimmen die Eigenwerte der Quadrate H_ce der Codematrix- Differenzmatrizen gemäß Gleichung (5) explizit die Leistung des Codes. Die wichtigste Eigenschaft der Differenzmatrizen H_ce ist ihre Drehbarkeit, d.h. alle Eigenwerte sind nicht null. Dieses Kriterium ist als das Rangkriterium von Raum-Zeit-Codes bekannt, nämlich, dass alle Codematrixpaare C_c und C_e ein Differenzmatrixquadrat H_ce des höchsten Ranges aufweisen. Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, beispielsweise diejenigen gemäß Gleichung (16), wo U und V erfindungsgemäß sind, erfüllen das Rangkriterium; kein Quadrat H_ce einer Codewortdifferenzmatrix ist singulär, und die Codes stellen vollständige Diversität bereit.
Wenn die Ränge der Matrizes H_ce maximiert sind, kann als nächstes die Verteilung ihrer Eigenwerte maximiert werden, um eine bestmögliche Leistung bereitzustellen. Bei hohen Signal-Rausch-Verhältnissen wird dies durch Maximieren der Determinanten der Matrizes H_ce erreicht. Gemäß dem Determinantenkriterium der Raum-Zeit-Codes sollte die kleinstmögliche Determinante von H_ce maximiert werden, wenn alle Codematrixpaare C_c und C_e berücksichtigt werden. Dabei handelt es sich um ein Kriterium, das als MAX-MIN-DET-Kriterium bekannt ist. In den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung können der Winkel ϕ in Gleichung (20), oder bei Ausführungsformen ohne Leistungsausgleich, die komplexen Zahlen α und β in Gleichung (21), nun in Entsprechung zu dem MAX-MIN-DET-Kriterium ausgewählt werden.
Wenn ein niedrigeres Signal-Rausch-Verhältnis benutzt wird, ist es möglich, die Bitfehlerhäufigkeit zu minimieren, beispielsweise mit Codematrizes einer bestimmten Form, anstelle der Benutzung des Determinantenkriteriums.
Die Eigenwerte der quadratischen H_ce einer Vier-Antennen-Blockcode-Differenzmatrix, und also auch die Determinante und die Bitfehlerhäufigkeit von H_ce, können genau berechnet werden. Die Eigenwerte können von anhand der Spuren der ersten, zweiten, dritten und vierten Potenz von H_ce berechnet werden. Die Invarianten t₁ bis t₄, die sich so für die Codematrizen gemäß den bevorzugten Ausführungsformen der Gleichung (16) ergeben, sind in Gleichungen (27) dargestellt. Die so gebildeten Eigenwerte von Matrix H_ce gemäß Gleichung (5) sind in Gleichungen (28) dargestellt, und die Determinante ist in Gleichung (29) dargestellt.
Oben sind Δ_i = z c / i – z e / i Symboldifferenzen. In einem Fall ohne Leistungsausgleich gemäß Gleichung (22) sollten Δ₃ und Δ₄ als Differenzen der Pseudosymbole z ∼₃ und z ∼₄ interpretiert werden. Gleichung (29) zeigt, dass die Determinanten der Symboldifferenzpaare Δ₁, Δ₃ und Δ₂, Δ₄ separat maximiert werden können. Wenn Δ₂ = Δ₄ = 0, ergibt sich det[H] = |Δ2i – Δ23 |4 (30)
Gemäß dem Rangkriterium sind die Modulationskonstellationen derart ausgewählt, dass die Determinante niemals null ist. Die Determinante ist nur dann null, wenn Δ₁ = Δ₃.
Auf diese Weise wird deutlich, dass die Modulationskonstellationen für die Symbole z₁ und z₃ so ausgewählt werden sollten, dass sie sich nicht überlagern. Dies kann beispielsweise geschehen, indem die Konstellationen mit unterschiedlichen Phasenfaktoren ϕ ausgewählt werden, wie dies in den bevorzugten Ausführungsformen in Gleichungen (19, 20) gezeigt ist. Im Fall der beispielhaft dargestellten QPSK-Modulation sind die Resultate verschiedener Optimierungen in 4A und 4B zu sehen. Die graphische Darstellung 400 aus 4A zeigt eine optimale Phasendrehung ϕ, die nach dem MAX-MIN-DET-Verfahren gesucht wurde. Die MIN-DET von QPSK zeigt, dass die Determinante für einige Zweisymbol-Zweibit- und Vierbit-Fehler verschwindet, wenn ϕ = 0, π/2. Für diese Werte liegt die ABBA-Codediversität nur bei 2. Die optimalen Fhasenfaktoren, die in 4A und 4B gezeigt sind, sind weit von diesen singulären Werten entfernt. Es ist deshab entscheidend für die vorliegende bevorzugte Ausführungsform, dass das Modulationsalphabet eines Symbols fort von den präsentierten singulären Punkten phasengedreht wird. Das MAX-MIN-DET-Kriterium erhält seinen optimalen Wert mit dem Phasenfaktor
Bei dem Phasenfaktor ϕ, der in Gleichung (31) gezeigt ist, ist die Minimaldistanz zwischen Punkten in einem quadratischen Symboldifferenzalphabet für die Symbole z₁ und z₃ höchstens so hoch wie in Darstellung 410 aus 4B. Der Phasenfaktor, der in Darstellung 412 benutzt wird, ist ϕ = π/4. Unter Bezugnahme auf 4A werden die Determinanten nicht nur anhand der Zwei- und Dreibit-Fehler untersucht, die in der graphischen Darstellung 402 gezeigt sind, sondern auch anhand der relativen Anzahl von Fehlervorfällen gemäß der graphischen Darstellung 404. Dies basiert auf der Idee, dass, je höher die Anzahl von Kombinationen ist, die zu einem spezifischen Satz von Eigenwerten führt, Bitfehler, die von dem Vorfall verursacht werden, umso wahrscheinlicher sind. Außerdem ist es möglich, die Tatsache zu berücksichtigen, dass eine unterschiedliche Anzahl von Bitfehlern bei unterschiedlichen Fehlervorfällen auftritt. Deshalb sollte der Schutz, der durch die Determinante bereitgestellt wird, durch die Anzahl von Bitfehlern und die relativ Anzahl von Fehlervorfällen geteilt werden. Das Maximum dieses Kriteriums, MAX-MIN-DET/ERRS/FREQ, wird durch einen Phasenfaktor ϕ ≈ π/5 erzielt. Bei den obigen Ausführungen handelt es sich nur um Beispiele, und es ist auch möglich, andere Kriterien zu benutzen, um den optimalen Phasenfaktor zu ermitteln. Beispielsweise ergibt das Union-Bound-Kriterium, bei dem die Union-Bound-Schranke der Anzahl von Bitfehlern, die von verschiedenen Fehlervorfällen verursacht werden, minimiert wird, ϕ ≈ 0,183π. Mit Ausnahme des MAX-MIN-DET-Kriteriums kann bei anderen Kriterien die Anzahl der Empfangsantennen den Optimalwert beeinflussen. Wenn z.B. L Empfangsantennen vorliegen, sollte das MAX-MIN-DET/ERRS/FREQ-Kriterium die Lte Potenz der Determinante, geteilt durch die Anzahl von Bitfehlern und die relative Anzahl von Fehlervorfällen, maximieren. Die optimalen Drehwinkel für eine Empfangsantenne sind hier gezeigt. Der optimale Drehwinkel liegt für alle Kriterien nah an dem Wert ϕ ≈ 0,183π ≈ 36°. Gemäß 4B hängt die Leistung des Codes nur leicht von dem Wert des Drehwinkels φ um die Optimalwerte ab; ϕ kann zwischen 25 ° und 65 ° variieren, ohne dass es zu einer großen Veränderung in der Leistung des Codes kommt. Also wird in einer populären Ausführungsform ϕ = 45 ° ausgewählt, was die technische Implementierung der Vorrichtung vereinfacht. In diesem Fall kann davon ausgegangen werden, dass alle Symbole derart einer 8-PSK-Modulationskonstellation entnommen werden, dass die Symbole z₁ und z₂ einer QPSK-Subkonstellation von 8-PSK, und die Symbole z₃ und z₄ einem Komplement dieser Subkonstellation entnommen werden.
Ein zweites Verfahren, um sicherzustellen, dass die Determinante (29) niemals verloren geht, besteht darin, eine Ausführungsform ohne Leistungsausgleich (19, 21) auszuwählen. Wenn sowohl α als auch β nicht null sind, können mögliche Fehler, die in den Symbolen z₁ und den Pseudosymbolen z ∼₃ aus Gleichung (23) auftreten, niemals dieselben sein. Die komplexen Variablen α und β in W können mit Hilfe von drei Eulerschen Winkeln wiedergegeben werden. α = ei(ϕ+φ)cosθ β = ei(ϕ+φ)sinθ (32)
Die Union-Bound-Schranke der Bitfehlerhäufigkeit wird minimiert durch Auswählen von ϕ = π/8 ϕ = π/8 θ = π/5 (33)
Es gibt außerdem einige andere Winkel, die dieselbe Leistung bereitstellen, doch ihre Auflistung ist hier nicht zwingend nötig.
Es ist deutlich, dass das hier vorgestellte Verfahren nicht auf das QPSK-Modulationsverfahren beschränkt ist. Beispielsweise wird das MAX-MIN-DET, das für das 16-QAM-Modulationsverfahren berechnet wird, durch den Phasenfaktor ϕ ≈ 0,172π erzielt. Eine zweite vorteilhafte Phasendrehung für das 16-QAM-Modulationsverfahren liegt bei etwa ϕ ≈ π/4 ≈ 45 °, was wiederum technisch leichter zu implementieren ist als das optimale ϕ ≈ 0,172π.
Die obigen Ausführungen beschreiben die Phasendrehung eines Symbols im Fahl eines 2+2-ABBA-Codes. Gleichung (34) zeigt einen Blockcode der nicht-orthogonalen 3+1-Form, wobei die Symbole z₁, z₂ und z₃ orthogonal zueinander codiert sind, während Symbol z₄ im Verhältnis zu allen anderen Symbolen nicht orthogonal codiert ist.
Der Code in Formel (34) ist auf der Symbolebene deshalb nicht homogen. In der Codematrix (34) gehören die Modulationspunkte der Symbole z₁, z₂, und z₃ vorzugsweise in den Wertebereich {0, ±1, ±j}. Die optimalen Modulationspunkte von Symbol z₄ hängen von dem gewünschten SNR ab, wenn die Bitfehlerhäufigkeit minimiert ist. Es wurde festgastellt, dass durch Minimieren der Union-Bound-Schranke der Bitfehlerhäufigkeit die optimale Phasenverschiebung für das Symbol z₄ bei einem mittleren Signal-Rausch-Verhältnis von 10 dB bei +/– 29 Grad liegt. In der Praxis kann die Phasenverschiebung des Alphabets von Symbol z₄ frei zwischen 25 und 65 Grad ausgewählt werden, ohne dass es zu einer signifikanten Beeinflussung der Leistung kommt.
Ein nicht-orthogonaler 2+2-Code, der anhand der Resultate optimiert wird, die durch Simulationen erzielt wurden, ist mit Blick auf die Minimierung der Fehlerhäufigkeit stets besser als der bekannte ABBA-Code aus Formel (3). 5 zeigt beispielhaft ein Simulationsresultat, wobei ein ABBA-Code 502, ein optimierter Code mit Leistungsausgleich 504, und ein optimierter Code ohne Leistungsausgleich 506 miteinander verglichen werden. In der Figur ist die Bitfehlerhäufigkeit der vertikalen Achse als eine Funktion des Signal-Rausch-Verhältnisses der horizontalen Achse gezeigt. Wie aus der Figur deutlich wird, wird das beste Resultat mit dem Code ohne Leistungsausgleich erzielt, doch der Code mit Leistungsausgleich der Erfindung erzeugt ebenfalls etwas bessere Resultate als der ABBA-Code, insbesondere bei einem hohen Signal-Rausch-Verhältnis. Ein optimierter nicht-orhogonaler 3+1-Code, der auf Symbolebene nicht homogen ist, ist bei einem Signal-Rausch-Verhältnis > 6,5 dB besser als der ABBA-Code.
Nun wollen wir den in 3 gezeigten Empfänger betrachten. Ein Signal 320 wird von einem erfindungsgemäßen Sender unter Benutzung von zwei oder mehr Antennen übertragen, in der Figur sind es drei Antennen 314 bis 318. Das Signal wird von dem Empfänger 320 mit Antenne 322 empfangen und an Funkfrequenzbauteile 324. übermittelt. Die Anzahl der Antennen in dem Empfänger ist für die Erfindung nicht entscheidend. In den Funkfrequenzbauteilen 324 wird das Signal 320 in eine intermediäre Frequenz oder ein Basisband umgewandelt. Das umgewandelte Signal wird an einen Kanalschätzer 326 übermittelt, der Schätzungen für den Kanal bildet, den das Signal durchlaufen hat. Die Schätzungen können mit Hilfe bereits bekannter Bits im Signal gebildet werden, wie z.B. dem Pilotsignal oder der Trainingssequenz. Das Signal wird von den Funkfrequenzbauteilen an eine Decodierbank 328 übermittelt, die eine Gruppe von Decodiereinheiten zum Decodieren der Codierung umfasst, die in einem Codierer 308 am sendenden Ende vorgenommen wurde. Da ein Signal, das über einen Funkweg übertragen wird, sich oft über mehr als einen Weg zwischen dem Sender und Empfänger ausbreitet, umfasst das empfangene Signal mehrere Mehrwegkomponenten. Jede Decodiereinheit verarbeitet eine empfangene Signalkomponente. Die Decodiereinheiten empfangen Symbole, die in unterschiedlichen Zeitfenstern, auf unterschiedlichen Frequenzen oder mit unterschiedlichen Spreizcodes übertragen wurden, speichern sie üblicherweise vorübergehend in einem Zwischenspeicher, und bilden anhand der Kanalschätzungen Schätzungen zu den ursprünglichen Blocksymbolen. Von den Decodiereinheiten werden die decodierten Symbole zu einem Kombinierer 330 übermittelt, wo die Signale der unterschiedlichen Wege kombiniert werden. Der Kombinierer kann beispielsweise mit Hilfe des Rake-Verfahrens implementiert werden, indem ein Maximalverhältnis-Kombinationsverfahren eingesetzt wird. Der Kanalschätzer 326 überträgt Information zu dem geschätzten Kanal an die Decodiereinheiten und den Kombinierer. Der Kanalschätzer und die Funkfrequenzbauteile können mit Hilfe bekannter Verfahren implementiert werden.
Von dem Kombinierer wird das Signal an einen Detektor übermittelt, der mit Hilfe von Detektionsverfahren Symbole erfasst. Es ist beispielsweise möglich, die Euklidische Distanz kombinierter Symbolschätzungen aus möglichen Symbolzustanden zu berechnen, oder die A-posteriori-Wahrscheinlichkeiten empfangener Symbole oder Bits zu bestimmen. Im letzteren Fall muss der Kanalschätzer Information zu dem Kanal erhalten. Von dem Detektor wird das Signal an einen Kanaldecodierer übermittelt, und an andere Bauteile des Empfängers. Symbol- oder Bit-Interleaving und Deinterleaving, die sowohl in dem Sender als auch dem Empfänger durchgeführt werden, und eine mögliche Kanalcodierung fehlen in der obigen Beschreibung. Sie können mit Hilfe bekannter Verfahren durchgeführt werden. Die vorangehende Beschreibung ist nur ein Beispiel eines möglichen Empfängers. Die Berechnung und Benutzung der Kanalschätzungen beispielsweise kann in verschiedener Weise implementiert werden, wie einem Fachmann deutlich sein wird.
Die Vorrichtungen, die die Schritte der Erfindung in dem Codierer und anderen Bauteilen der Ausrüstung ausführen, die zu dem Sender und der Anordnung gehören, sind sowohl am sendenden als auch am empfangenden Ende vorzugsweise durch Programm mit Hilfe eines Prozessors und geeigneter Software implementiert. Die Vorrichtungen können z.B. auch mit Hilfe separater Komponenten oder Schaltungen implementiert sein.
Obwohl die Erfindung oben unter Bezugnahme auf Beispiele gemäß den begleitenden Figuren erläutert wurde, ist es offensichtlich, dass die Erfindung nicht darauf beschränkt ist, sondern in vielfältiger Weise innerhalb des Umfangs des erfinderischen Gedankens modifiziert werden kann, der in den beiliegenden Ansprüchen offenbart ist.

Claims

Verfahren zum Übertragen digitaler Symbole, wobei wenigstens zwei komplexe Symbole, die zu demselben Übertragungsblock gehören, in dem Sender gelesen werden, gekennzeichnet durch Bilden eines nicht orthogonalen Blockcodes, der Kanalsymbole von den Symbolen umfasst, die zu dem Übertragungsblock gehören, indem wenigstens einer der folgenden Schritte für jedes Symbol durchgeführt wird: Wiederholen; Konjugieren, Multiplizieren mit einem Gewichtungskoeffizienten, Summieren von zwei oder mehr Symbolen, und Multiplizieren von wenigstens einem Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, und von wenigstens einem Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, und Abweichenlassen des Teilungsverhältnisses des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von Werten ±1 und ±j, und Übertragen der gebildeten Kanalsymbole über zwei oder mehr Antennenwege.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Übertragen der gebildeten Kanalsymbole durch Benutzen von zwei oder mehr Datenübertragungsressourcen.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenübertragungsressourcen durch Zeit, Frequenz oder Codeteilung aufgestellt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsantennenwege zwei oder mehr Antennenkeulen sind, die unter Benutzung von zwei oder mehr Antennen erzielt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Benutzen von zwei oder mehr Datenübertragungsressourcen für jeden Antennenweg, und Bilden der Kanalsymbole, die über jeden Antennenweg übertragen werden sollen, durch Multiplizieren von wenigstens einem Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, und von wenigstens einem Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, wobei das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von Werten ±1 und ±j abweicht.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Bilden der Kanalsymbole, die an verschiedene Antennenwege übertragen werden sollen, durch Benutzen jeder Datenübertragungsressource derart, dass wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, und unter Benutzung der Datenübertragungsressourcen, mit einem ersten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, und wenigstens ein anderes Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten, wobei das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von Werten ±1 und ±j abweicht.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Codierungsrate des Blockcodes höher ist als die Codierungsrate, die durch Orthogonalität zugelassen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Auswählen des Blockcodes, der die Kanalsymbole definiert, derart, dass der Blockcode volle Diversität aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Multiplizieren von wenigstens einem gelesenen Symbol mit einem Gewichtungskoeffizienten, der von den Koeffizienten ±1 und ±j abweicht.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Bilden der Kanalsymbole des Übertragungsblocks durch Benutzen für wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, einer phasenrotierte Modulationskonstellation im Verhältnis zu einem zweiten Symbol des Übertragungsblocks.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode für den Teil des Symbols einheitlich ist, der zu dem Übertragungsblock gehört.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Nicht-Orthogonalitätsmatrix, die mit Hilfe des hermitischen Quadrats des Blockcodes gebildet wird, spurlos ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode nicht leistungsausgeglichen gemacht wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode nicht leistungsausgeglichen ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Blockcode wenigstens zwei Symbole orthogonal zueinander sind.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Übertragungsblock vier Symbole umfasst, und dass die ersten zwei Symbole orthogonal zueinander codiert werden, und die letzten zwei Symbole orthogonal zueinander codiert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Bilden komplexer Kanalsymbole der gelesenen Symbole mit Hilfe von Blockcode C, der die Form
aufweist, wobei k ein Symbolindex ist, U_k eine einheitliche M×M-Matrix ist, wobei M die Verzögerung der Übertragung bezeichnet, und V_k eine einheitliche N×N-Matrix ist, wobei N die Anzahl der Antennen bezeichnet, und wobei jedes Matrixelement der primären Diagonalen von γ_k entweder ein übertragenes Symbol z_k oder seine komplexe Konjugierte ist, und die Matrizes U_k, V_k wenigstens ein Element aufweisen, das von den Werten des Wertebereichs {0, ±1, ±j} abweicht.
Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Bilden komplexer Kanalsymbole der gelesenen Symbole mit Hilfe von Blockcode C, der die Form
aufweist, wobei A und B orthogonale 2·2-Matrizes in der Form der Alamout-Matrix sind, 0 eine 2·2-Nullmatrix ist, und U und V einheitliche Matrizes sind, derart, dass wenigstens ein Matrixelement in U oder V ungleich zu 0, +1, –1, +j, –j ist.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine der Matrizes U, V die Form
aufweist, wobei W eine einheitliche 2·2-Matrix ist, deren Determinante 1 ist, und q und p reelle Zahlen sind, die die Gleichung q2 + p2 = 1erfüllen.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix W
ist.
Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Winkel ∅ aus dem Bereich: etwa 34°, etwa 45° ausgewählt ist.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix W
ist, wobei α und β zu den komplexen Zahlen gehören und die Bedingung |α|2 + |β|2 = 1erfüllen.
Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass
Anordnung zum Übertragen von digitalen Symbolen, umfassend einen Codierer (308) zum Codieren digitaler Symbole in Kanalsymbole, und eine oder mehrere Sendeantennen (314 bis 318), die mit dem Codierer (308) verbunden sind, um die Kanalsymbole zu übertragen, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierer (308) dazu angeordnet ist, wenigstens zwei komplexe Symbole zu lesen, die zu demselben Übertragungsblock gehören, und mit Hilfe eines nicht orthogonalen Blockcodes, der die Codierung definiert, Kanalsymbole der Symbole zu bilden, die zu dem Übertragungsblock gehören, indem wenigstens einer der folgenden Schritte für jedes Symbol durchgeführt wird: Wiederholen, Konjugieren, Multiplizieren mit einem Gewichtungskoeffizienten, Summieren von zwei oder mehr Symbolen, und dass der Codierer (308) dazu angeordnet ist, wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten zu multiplizieren, und wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Nichtnull-Gewichtungskoeffizienten zu multiplizieren, wobei das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungsköeffizienten von den Werten ±1 und ±j abweicht, und die Anordnung dazu angeordnet ist, die gebildeten Kanalsymbole über zwei oder mehr Übertragungsantennenwege (314 bis 318) zu übertragen, die mit Hilfe der Antenne(n) erzeugt werden.
Anordnung nach Anspruch 24, gekennzeichnet durch Übertragen der gebildeten Kanalsymbole durch Benutzen von zwei oder mehr Datenübertragungsressourcen.
Anordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass die Datenübertragungsressourcen durch Zeit-, Frequenz- oder Codeteilung aufgestellt werden.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsantennenwege zwei oder mehr Antennenkeulen sind, die durch Benutzen von zwei oder mehr Antennen erzielt werden.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung dazu angeordnet ist, zwei oder mehr Datenübertragungsressourcen für jeden Antennenweg zu benutzen, und die Kanalsymbole, die über jeden Antennenweg übertragen werden sollen, durch Multiplizieren von wenigstens einem Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Gewichtungskoeffizienten, und von wenigstens einem Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Gewichtungskoeffizienten, zu bilden, und dass das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von den Werten ±1 und ±j abweicht.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung dazu angeordnet ist, die Kanalsymbole, die an verschiedene Antennenrouten übertragen werden sollen, durch Benutzen jeder Datenübertragungsressource gebildet werden, indem wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem ersten Gewichtungskoeffizienten multipliziert wird, und unter Benutzung der Datenübertragungsressource, und wenigstens ein anderes Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, mit einem zweiten Gewichtungskoeffizienten, und dass das Teilungsverhältnis des ersten und des zweiten Gewichtungskoeffizienten von den Werten ±1 und ±j abweicht.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Codierungsrate des Blockcodes höher ist als die durch Orthogonalität zugelassene Codierungsrate.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode volle Diversität aufweist.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierer dazu angeordnet ist, wenigstens ein gelesenes Symbol mit einem Gewichtungskoeffizienten zu multiplizieren, der von den Koeffizienten ±1 und ±j abweicht.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung dazu angeordnet ist, jedes Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, an wenigstens zwei Zeitmomenten an den Funkweg zu übertragen.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierer dazu angeordnet ist, Kanalsymbole des Übertragungsblocks zu bilden, indem für wenigstens ein Symbol, das zu dem Übertragungsblock gehört, eine im Verhältnis zu einem zweiten Symbol des Übertragungsblocks phasenrotierte Modulationskonstellation benutzt wird.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode für den Teil jedes Symbols einheitlich ist, der zu dem Übertragungsblock gehört.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass eine Nicht-Orthogonalitätsmatrix, die mit Hilfe des hermitischen Quadrats des Blockcodes gebildet ist, spurlos ist.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode nicht leistungsausgeglichen gemacht ist.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode nicht leistungsausgeglichen ist.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Blockcode wenigstens zwei Symbole orthogonal zueinander codiert sind.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Blockcode ein Blockcode mit dem Zweck ist, vier Symbole zu übertragen, wobei die ersten zwei Symbole orthogonal zueinander codiert sind, und die letzten zwei Symbole orthogonal zueinander codiert sind.
Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierer dazu angeordnet ist, komplexe Kanalsymbole der gelesenen Symbole mit Hilfe von Blockcode C zu bilden, der die Form
aufweist, wobei k ein Symbolindex ist, U_k eine einheitliche M×M-Matrix ist, wobei M die Verzögerung der Übertragung bezeichnet, und V_k eine einheitliche N×N-Matrix ist, wobei N die Anzahl der Antennen bezeichnet, und wobei jedes Matrixelement der primären Diagonalen von γ_k entweder ein übertragenes Symbol z k oder seine komplexe Konjugierte ist, und die Matrizes U_k, V_k wenigstens ein Element aufweisen, das von den Werten des Wertebereichs {0, ±1, ±j} abweicht.
Anordnung nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet, dass der Codierer dazu angeordnet ist, komplexe Kanalsymbole der gelesenen Symbole mit Hilfe von Blockcode C zu bilden, der die Form
aufweist, wobei A und B orthogonale 2·2-Matrizes in der Form der Alamout-Matrix sind, 0 eine 2·2-Nullmatrix ist, und U und V einheitliche Matrizes sind derart, dass wenigstens ein Matrixelement in U oder V ungleich zu 0, +1, –1, +j, –j ist.
Anordnung nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine der Matrizes U, V die Form
aufweist, wobei W eine einheitliche 2·2-Matrix ist, deren Determinante 1 ist, und q und p reelle Zahlen sind, die die Gleichung q2 + p2 = 1erfüllen.
Anordnung nach Anspruch 43, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix W
ist.
Anordnung nach Anspruch 44, dadurch gekennzeichnet, dass der Winkel ∅ aus dem Bereich: etwa 34°, etwa 45° ausgewählt ist.
Anordnung nach Anspruch 43, dadurch gekennzeichnet, dass die Matrix W
ist, wobei α und β zu den komplexen Zahlen gehören und die Bedingung |α|2 + |β|2 = 1erfüllen.
Anordnung nach Anspruch 46, dadurch gekennzeichnet, dass