KR101783901B1

KR101783901B1 - 알라무티 기반 코드들을 이용하는 ｍｉｍｏ 환경에서의 심볼들의 송신

Info

Publication number: KR101783901B1
Application number: KR1020177006927A
Authority: KR
Inventors: 로버트 노박; 호세인 니코퍼데일라미; 모-한 퐁; 소피에 브르직
Original assignee: 애플 인크.
Priority date: 2009-09-02
Filing date: 2010-09-01
Publication date: 2017-10-11
Also published as: US20170180081A1; US20200252161A1; CN105553530A; BR112012004799A2; US10044472B2; CN102823156B; KR20170116187A; CN102823156A; US20110069780A1; US20180167167A1; KR101717743B1; US10574396B2; RU2012112120A; CN105553530B; US20190260513A1; WO2011026236A1; US20160248549A1; US9608773B2; US20170324517A1; KR20140019209A

Abstract

시공간 블록 코딩을 이용하여 다중 입력 다중 출력 무선 통신에서 데이터를 송신 또는 재송신하기 위한 방법이 제공되며, 여기서 맵핑 테이블은 타임 슬롯들 또는 OFDM 서브 대역들일 수 있는 송신 리소스들 및 안테나들에 복수의 심볼들을 맵핑한다. 맵핑 테이블은 알라무티 코딩된 1차 세그먼트들의 네스팅, 즉 1차 세그먼트들의 알라무티 코딩을 포함할 수 있는 2차 세그먼트들 내에서, 심볼 레벨에서의 알라무티 코딩을 포함한다.

Description

알라무티 기반 코드들을 이용하는 ＭＩＭＯ 환경에서의 심볼들의 송신{TRANSMISSION OF SYMBOLS IN A MIMO ENVIRONMENT USING ALAMOUTI BASED CODES}

이 출원은 일반적으로 무선 통신 기법들에 관한 것이고, 더욱 구체적으로 알라무티(Alamouti) 코드들을 이용하는 MIMO 스킴에서의 심볼 송신에 관한 것이다.

무선 접속을 통해 데이터가 전달되는 서비스들에 대한 요구가 최근에 성장하였고 계속해서 성장할 것으로 예상된다. 셀룰러 모바일 전화 또는 다른 모바일 전화, PCS(personal communications systems) 및 디지털 또는 고선명 텔레비전(HDTV)을 통해 데이터가 전달되는 응용들이 포함된다. 이들 서비스들에 대한 요구가 성장하고 있지만, 데이터가 전달될 수 있는 채널 대역폭은 제한된다. 따라서, 가격 효율적일 뿐만 아니라 효과적인 방식으로 이 제한된 대역폭을 통해 고속으로 데이터를 전달하는 것이 바람직하다.

채널을 통해 고속 데이터를 효율적으로 전달하기 위한 알려진 접근법이 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM)를 이용하는 것에 의한 것이다. 고속 데이터 신호들은 서브 캐리어 주파수들("서브 캐리어들")로서 알려진 무선 주파수(RF) 신호 내의 각각의 주파수들을 통해 병렬로 송신되는 수십 또는 수백의 더 낮은 속도의 신호들로 분할된다. 서브 캐리어들의 주파수 스펙트럼은 그것들 사이의 간격이 최소화되도록 오버랩된다. 서브 캐리어들은 또한 그것들이 통계적으로 독립적이고 서로 크로스토크(crosstalk)를 생성하지 않거나 그렇지 않으면 간섭하지 않도록 서로 직교한다. 결과로서, 채널 대역폭은 AM/FM(amplitude or frequency modulation)과 같은 종래의 단일 캐리어 송신 스킴들에서보다 훨씬 더 효율적으로 이용된다.

시공간 송신 다이버시티(space time transmit diversity; STTD)는 링크 성능을 상당히 향상시키는 심볼 레벨 다이버시티를 실현할 수 있다. STTD 코드는 그것이 풀 시공간 코딩 레이트(시공간 코딩 레이트=1, rate-1이라고도 함)를 실현하고 그것이 직교한다는 의미에서, 따라서 '완벽'하다고 할 수 있다. 그러나, 송신 안테나의 수가 2보다 많을 때, rate-1 직교 코드들은 존재하지 않는다.

채널 대역폭의 더욱 효율적인 이용을 제공하는 것에 대한 접근법은 복수의 안테나를 갖는 기지국을 이용하여 데이터를 송신하고 그 다음에 복수의 수신 안테나를 갖는 원격국을 이용하여 송신된 데이터를 수신하는 것이며, 다중 입력 다중 출력(Multiple Input-Multiple Output; MIMO)이라고 한다. MIMO 기술들은 3GPP(third generation partnership project) 표준들과 같은 차세대 무선 셀룰러 시스템들을 위해 제안되었다. 복수의 안테나들이 송신기들과 수신기들 둘다에 배치되기 때문에, 더 높은 용량 또는 송신 레이트들이 실현될 수 있다.

패킷들을 송신하기 위해 MIMO 시스템들을 이용할 때, 수신된 패킷이 에러를 갖는다면, 수신기는 동일한 패킷의 재송신을 요구할 수 있다. 원래의 송신과 상이하게 맵핑될 패킷 심볼들을 제공하는 시스템들이 알려져 있다.

MIMO 환경에서 심볼들을 송신하기 위한 방법들은 공개 번호 WO 2006/076787를 가지는 PCT 국제 특허 출원 번호 PCT/CA2005/001976에 설명되었다. 이 출원은 본원에 참고로 포함된다.

폐루프 시스템에서, 패킷 수신기는 또한 재송신 포맷의 최상의 맵핑을 송신기에 표시할 수 있다.

알려진 시스템들에서, 특정 심볼 맵핑들은 간섭을 극복함에 있어서 효과가 없을 가능성이 존재한다.

따라서 MIMO 재송신들을 용이하게 하기 위한 향상된 방법들에 대한 필요성이 존재한다.

제1의 넓은 양태에 따르면, 다중 입력 다중 출력 시공간 코드화 통신에서 데이터를 송신하기 위한 방법이 제공된다. 이 방법은 맵핑 테이블에 따라 공통 복수의 안테나들 및 각자의 송신 리소스들을 통해 복수의 세트들의 심볼들을 송신하는 단계를 포함하고, 맵핑 테이블은 복수의 송신 안테나들 중의 각자의 안테나 및 적어도 하나의 다른 송신 리소스에 통신을 정의하는 복수의 심볼들을 맵핑한다. 송신하는 단계는 맵핑 테이블에서 세그먼트 레벨 알라무티 코드(segment-level Alamouti code)의 적어도 일부분을 형성하는 심볼들을 송신하는 단계를 포함한다.

제2의 넓은 양태에 따르면, 다중 입력 다중 출력 시공간 코드화 통신에서 데이터를 송신하기 위한 방법이 제공된다. 이 방법은 복수의 송신 안테나들 중의 각자의 안테나 및 적어도 하나의 다른 송신 리소스에 통신을 정의하는 복수의 심볼들을 맵핑하기 위한 맵핑 테이블을 정의하는 단계를 포함한다. 이 방법은 맵핑 테이블의 복수의 1차 세그먼트들을 정의하는 단계 - 복수의 1차 세그먼트들 각각은 심볼 레벨 알라무티 코드를 함께 정의하는 개별 심볼 송신들에 대응하는 복수의 성분들을 포함함 - ; 및 맵핑 테이블의 2차 세그먼트를 정의하는 단계 - 2차 세그먼트는 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 함께 정의하는 복수의 1차 세그먼트들을 포함함 - 에 의해 맵핑 테이블을 파퓰레이팅하는(populating) 단계를 더 포함한다. 이 방법은 맵핑 테이블에 따라 복수의 안테나들로 맵핑 테이블 내의 심볼들을 송신하는 단계를 더 포함한다.

본 출원의 양태들 및 특징들은 첨부하는 도면들 및 부록들과 함께 다음의 개시의 특정 실시예들에 대한 설명을 검토하면 이 기술분야의 통상의 기술자들에게 명백하게 될 것이다.

본 출원의 실시예들은 이제 첨부하는 도면들을 참조하여, 오직 예시적으로, 설명될 것이다.
도 1은 셀룰러 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 본 출원의 일부 실시예들을 구현하는 데 이용될 수 있는 예시적인 기지국의 블록도이다.
도 3은 본 출원의 일부 실시예들을 구현하는 데 이용될 수 있는 예시적인 무선 단말기의 블록도이다.
도 4는 본 출원의 일부 실시예들을 구현하는 데 이용될 수 있는 예시적인 중계국의 블록도이다.
도 5는 본 출원의 일부 실시예들을 구현하는 데 이용될 수 있는 예시적인 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적 브레이크다운(logical breakdown)의 블록도이다.
도 6은 본 출원의 일부 실시예들을 구현하는 데 이용될 수 있는 예시적인 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적 브레이크다운의 블록도이다.
도 7은 전체 네트워크 아키텍처의 예인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 1이다.
도 8은 전체 네트워크 아키텍처의 중계국인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 2이다.
도 9는 시스템 참조 모델인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 3이다.
도 10은 IEEE 802.16m 프로토콜 구조인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 4이다.
도 11은 IEEE 802.16m MS/BS 데이터 플레인 프로세싱 흐름인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 5이다.
도 12는 IEEE 802.16m MS/BS 제어 플레인 프로세싱 흐름인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 6이다.
도 13은 멀티캐리어 시스템을 지원하기 위한 일반 프로토콜 아키텍처인, IEEE 802.16m-08/003r1의 도 7이다.
도 14는 심볼 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 15는 2개의 심볼 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 16은 2개의 심볼 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 17a는 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 17b는 세그먼트 레벨 알라무티 코드 및 심볼 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 17c는 세그먼트 레벨 알라무티 코드 및 심볼 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 18은 2개의 레벨들의 세그먼트 레벨 알라무티 코드들 및 심볼 레벨 알라무티 코드들을 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 19는 부분적인 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
도 20은 심볼 레벨 및 세그먼트 레벨 알라무티 코드들을 예시하는 맵핑 테이블의 그래픽도이다.
유사한 요소들을 표시하기 위해 상이한 도면들에서 유사한 참조 번호들이 이용된다.

도면들을 참조하면, 도 1은 다수의 셀(12) 내에서의 무선 통신들을 제어하는 기지국 제어기(BSC)(10)를 도시하며, 셀들은 대응하는 기지국들(BS)(14)에 의해 서비스된다. 일부 구성들에서, 각각의 셀은 다수의 섹터(sector)(13) 또는 존(zone)(도시되지 않음)으로 더 분할된다. 일반적으로, 각각의 BS(14)는 가입자국들(SS)(16)과의 OFDM을 이용한 통신들을 용이하게 하며, 가입자국들은 기지국과 통신할 수 있는 임의의 엔티티일 수 있고, 대응하는 BS(14)와 관련된 셀(12) 내에 있는 이동 및/또는 무선 단말기들 또는 고정 단말기들을 포함할 수 있다. SS들(16)이 BS들(14)에 대해 이동하는 경우, 이러한 이동은 채널 조건들의 상당한 변동을 유발한다. 도시된 바와 같이, BS들(14) 및 SS들(16)은 통신들을 위한 공간 다이버시티를 제공하기 위해 다수의 안테나를 포함할 수 있다. 일부 구성들에서, 중계국들(15)은 BS들(14)과 무선 단말기들(16) 간의 통신들을 지원할 수 있다. SS(16)는 임의의 셀(12), 섹터(13), 존(도시되지 않음), BS(14) 또는 중계국(15)으로부터 다른 셀(12), 섹터(13), 존(도시되지 않음), BS(14) 또는 중계국(15)으로 핸드오프(18)될 수 있다. 일부 구성들에서, BS들(14)은 백홀 네트워크(11)를 통해 서로 그리고 (모두 도시되지 않은 코어 네트워크 또는 인터넷과 같은) 다른 네트워크와 통신한다. 일부 구성들에서는, 기지국 제어기(10)가 필요하지 않다.

도 2를 참조하면, BS(14)의 일례가 도시되어 있다. BS(14)는 일반적으로 제어 시스템(20), 기저대역 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다수의 안테나(28) 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 (도 3에 도시된) SS들(16) 및 (도 4에 도시된) 중계국들(15)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기들로부터 정보를 보유하는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 처리를 위해 신호를 증폭하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거할 수 있다. 이어서, 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환한 후에 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화할 것이다.

기저대역 프로세서(22)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작들을 포함한다. 따라서, 기저대역 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 주문형 집적 회로(ASIC) 내에 구현된다. 이어서, 수신된 정보는 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크를 걸쳐 전송되거나, BS(14)에 의해 서비스되는 다른 SS(16)로 직접 또는 중계국(15)의 도움으로 전송된다.

송신측에서, 기저대역 프로세서(22)는 제어 시스템(20)의 제어하에 네트워크 인터페이스(30)로부터 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하며, 전송을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)로 출력되고, 여기서 데이터는 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 캐리어 신호들에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 변조된 캐리어 신호들을 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호들을 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(28)로 전송할 것이다. 변조 및 처리 상세들이 아래에 더 상세히 설명된다.

도 3을 참조하면, 가입자국(SS)(16)의 일례가 도시되어 있다. SS(16)는 예를 들어 이동국일 수 있다. BS(14)와 유사하게, SS(16)는 제어 시스템(32), 기저대역 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다수의 안테나(40) 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 BS들(14) 또는 중계국들(15)로부터 정보를 포함하는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여 처리를 위해 신호를 증폭하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거할 수 있다. 이어서, 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환한 후에 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화할 것이다.

기저대역 프로세서(34)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작들을 포함한다. 기저대역 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 주문형 집적 회로(ASIC) 내에 구현된다. 전송을 위해, 기저대역 프로세서(34)는 제어 시스템(32)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 전송을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)로 출력되며, 변조기가 이 데이터를 이용하여, 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 캐리어 신호들을 변조한다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 변조된 캐리어 신호들을 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호를 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(40)로 전송할 것이다. 이 분야의 기술자들이 이용 가능한 다양한 변조 및 처리 기술들이 직접 또는 중계국을 통한 SS와 기지국 사이의 신호 전송에 사용된다.

OFDM 변조에서, 송신 대역은 다수의 직교 서브캐리어로 분할된다. 각각의 서브캐리어는 전송될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 다수의 서브캐리어로 분할하므로, 캐리어당 대역폭은 감소하고, 캐리어당 변조 시간은 증가한다. 다수의 서브캐리어가 병렬로 송신되므로, 임의의 주어진 서브캐리어 상에서의 디지털 데이터 또는 심벌들(후술함)에 대한 송신 레이트는 단일 캐리어가 사용될 때보다 낮다.

OFDM 변조는 전송될 정보에 대한 고속 푸리에 역변환(IFFT)의 수행을 이용한다. 복조를 위해, 수신 신호에 대한 고속 푸리에 변환(FFT)의 수행은 전송된 정보를 복원한다. 실제로, IFFT 및 FFT는 이산 푸리에 역변환(IDFT) 및 이산 푸리에 변환(DFT)을 각각 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특성화 특징은 송신 채널 내의 다수의 대역에 대해 직교 서브캐리어들이 생성된다는 것이다. 변조된 신호들은 비교적 낮은 송신 레이트를 갖고 그들 각각의 대역들 내에 머무를 수 있는 디지털 신호들이다. 개별 서브캐리어들은 디지털 신호들에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신에, 모든 서브캐리어들이 IFFT 처리에 의해 동시에 변조된다.

동작시에, OFDM은 적어도 BS들(14)로부터 SS들(16)로의 다운링크 송신에 바람직하게 사용된다. 각각의 BS(14)는 "n"개의 송신 안테나(28)(n>=1)를 구비하고, 각각의 SS(16)는 "m"개의 수신 안테나(40)(m>=1)를 구비한다. 특히, 각각의 안테나들은 적절한 듀플렉서들 또는 스위치들을 이용하는 수신 및 송신에 사용될 수 있으며, 단지 명료화를 위해 그렇게 라벨링된다.

중계국들(15)이 사용될 때, OFDM은 BS들(14)로부터 중계국들(15)로의 그리고 중계국들(15)로부터 SS들(16)로의 다운링크 송신에 바람직하게 사용된다.

도 4를 참조하면, 중계국(15)의 일례가 도시되어 있다. BS(14) 및 SS(16)와 유사하게, 중계국(15)은 제어 시스템(132), 기저대역 프로세서(134), 송신 회로(136), 수신 회로(138), 다수의 안테나(130) 및 중계 회로(142)를 포함할 것이다. 중계 회로(142)는 중계국(15)이 기지국(14)과 SS들(16) 사이의 통신들을 지원할 수 있게 한다. 수신 회로(138)는 하나 이상의 BS들(14) 및 SS들(16)로부터 정보를 포함하는 무선 주파수 신호들을 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)가 협력하여, 처리를 위해 신호를 증폭하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거할 수 있다. 이어서, 하향 변환 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 하향 변환한 후에 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화한다.

기저대역 프로세서(134)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호 내에서 운반된 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 이러한 처리는 통상적으로 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작들을 포함한다. 기저대역 프로세서(134)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 주문형 집적 회로(ASIC) 내에 구현된다.

송신을 위해, 기저대역 프로세서(134)는 제어 시스템(132)으로부터 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하고, 전송을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(136)로 출력되고, 변조기가 이 데이터를 이용하여, 원하는 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 캐리어 신호들을 변조한다. 전력 증폭기(도시되지 않음)가 변조된 캐리어 신호들을 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호를 매칭 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나들(130)로 전송할 것이다. 전술한 바와 같이, 직접 또는 중계국을 통해 간접적으로 SS와 기지국 사이에 신호를 전송하기 위해 이 분야의 기술자들이 이용가능한 다양한 변조 및 처리 기술들이 이용된다.

도 5를 참조하여, 논리적인 OFDM 송신 아키텍처가 설명된다. 먼저, 기지국 제어기(10)는 다양한 SS들(16)로 전송될 데이터를 직접 또는 중계국(15)의 도움으로 BS(14)로 전송할 것이다. BS(14)는 SS들과 관련된 채널의 품질에 관한 정보를 이용하여, 송신을 위해 데이터를 스케줄링하는 것은 물론, 스케줄링된 데이터를 전송하기 위해 적절한 코딩 및 변조를 선택할 수 있다. 채널의 품질은 아래에 더 상세히 설명되는 바와 같이 제어 신호들을 이용하여 발견된다. 그러나, 일반적으로, 각각의 SS(16)에 대한 채널의 품질은 채널 진폭(또는 응답)이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 변하는 정도의 함수이다.

비트들의 스트림인 스케줄링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링 논리(46)를 이용하여 데이터와 관련된 피크 대 평균 전력 비를 줄이는 방식으로 스크램블링된다. 스크램블링된 데이터에 대한 순환 중복 검사(CRC)가 CRC 추가 논리(48)를 이용하여 결정되고, 스크램블링된 데이터에 첨부될 수 있다. 이어서, 채널 인코더 논리(50)를 이용하여 채널 코딩을 수행하여, 데이터에 중복을 효과적으로 추가함으로써, SS(16)에서의 복원 및 에러 정정을 용이하게 한다. 게다가, 특정 SS(16)에 대한 채널 코딩은 채널의 품질에 기초할 수 있다. 일부 구현들에서, 채널 인코더 논리(50)는 공지된 터보 인코딩 기술들을 이용한다. 이어서, 레이트 매칭 논리(52)가 인코딩된 데이터를 처리하여, 인코딩과 관련된 데이터 확장을 보상한다.

비트 인터리버 논리(54)가 인코딩된 데이터 내의 비트들을 체계적으로 재배열하여, 연속 데이터 비트들의 손실을 최소화한다. 결과적인 데이터 비트들은 맵핑 논리(56)에 의해 선택된 변조 스킴에 따라 대응 심벌들로 체계적으로 맵핑된다. 변조 스킴은 예를 들어 직교 진폭 변조(QAM), 직교 위상 시프트 키(QPSK) 또는 차동 위상 시프트 키잉(DPSK) 변조일 수 있다. 전송 데이터에 대해, 특정 SS에 대한 채널의 품질에 기초하여 변조의 정도가 선택될 수 있다. 심벌 인터리버 논리(58)를 이용하여 심벌들을 체계적으로 재배열하여, 주파수 선택적 페이딩에 의해 유발되는 주기적인 데이터 손실에 대한 전송 데이터의 면역성을 더 강화할 수 있다.

이 시점에서, 비트들의 그룹들은 진폭 및 위상 성상도(constellation) 내의 위치들을 나타내는 심벌들로 맵핑되었다. 이어서, 공간 다이버시티가 필요할 때, 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 논리(60)가 심벌들의 블록들을 처리하여, 전송 신호들이 간섭에 더 내성이 있고, SS(16)에서 더 쉽게 디코딩되게 하는 방식으로 심벌들을 변경한다. STC 인코더 논리(60)는 인입하는 심벌들을 처리하여, BS(14)에 대한 송신 안테나들(28)의 수에 대응하는 "n"개의 출력을 제공할 것이다. 도 5와 관련하여 전술한 바와 같은 제어 시스템(20) 및/또는 기저대역 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하기 위한 맵핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 시점에서, "n"개의 출력에 대한 심벌들은, 전송되어 SS(16)에 의해 복원될 수 있는 데이터를 나타내는 것으로 가정한다.

본 예에서는, BS(14)가 2개의 안테나(28)(n=2)를 갖고, STC 인코더 논리(60)가 심벌들의 2개의 출력 스트림을 제공하는 것으로 가정한다. 따라서, STC 인코더 논리(60)에 의해 출력되는 심벌 스트림들의 각각은 이해의 편의를 위해 별개로 도시된 대응하는 IFFT 프로세서(62)로 전송된다. 이 분야의 기술자들은 하나 이상의 프로세서를 이용하여 그러한 디지털 신호 처리를 단독으로 또는 본 명세서에서 설명되는 다른 처리와 함께 제공할 수 있다는 것을 인식할 것이다. IFFT 프로세서들(62)은 각각의 심벌들에 대해 바람직하게 작용하여, 푸리에 역변환을 제공할 것이다. IFFT 프로세서들(62)의 출력은 시간 도메인에서 심벌들을 제공한다. 시간 도메인 심벌들은 프레임들로 그룹화되며, 이 프레임들은 프리픽스 삽입 논리(64)에 의해 프리픽스와 연관된다. 결과적인 신호들의 각각은 대응하는 디지털 상향 변환(DUC) 및 디지털/아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 디지털 도메인에서 중간 주파수로 상향 변환되고, 아날로그 신호로 변환된다. 이어서, 결과적인 (아날로그) 신호들은 RF 회로(68) 및 안테나들(28)을 통해 원하는 RF 주파수로 동시에 변조되고, 증폭되고, 전송된다. 특히, 의도된 SS(16)에 의해 알려진 파일럿 신호들이 서브캐리어들 사이에 분산된다. SS(16)는 채널 추정을 위해 파일럿 신호들을 이용할 수 있다.

이제, SS(16)가 BS(14)로부터 직접 또는 중계국(15)의 도움으로 전송 신호들을 수신하는 것을 도시하는 도 6을 참조한다. SS(16)의 안테나들(40) 각각에 전송 신호들이 도달할 때, 각각의 신호들은 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조 및 증폭된다. 간명화를 위해, 2개의 수신 경로 중 하나만이 상세히 설명되고 도시된다. 아날로그/디지털(A/D) 변환기 및 하향 변환 회로(72)가 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 하향 변환한다. 자동 이득 제어 회로(AGC)(74)가 결과적인 디지털화된 신호를 이용하여, 수신 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70) 내의 증폭기들의 이득을 제어할 수 있다. 먼저, 디지털화된 신호가 동기화 논리(76)에 제공되며, 이 동기화 논리는 개략적 동기화 논리(78)를 포함하고, 이 개략적 동기화 논리는 여러 개의 OFDM 심벌을 버퍼링하고, 2개의 연속하는 OFDM 심벌 간의 자동 상관을 계산한다. 상관 결과의 최대치에 대응하는 결과적인 시간 인덱스가 세부적 동기화 검색 윈도를 결정하며, 세부적 동기화 논리(80)는 이 윈도를 이용하여, 헤더들에 기초하여 정확한 프레이밍(framing) 시작 위치를 결정한다. 세부적 동기화 논리(80)의 출력은 프레임 정렬(frame alignment) 논리(84)에 의한 프레임 취득을 용이하게 한다. 후속 FFT 처리가 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로의 정확한 변환을 제공하기 위해서는 적절한 프레이밍 정렬이 중요하다. 세부적 동기화 알고리즘은 헤더들에 의해 운반된 수신 파일럿 신호들과 공지된 파일럿 데이터의 로컬 사본 사이의 상관에 기초한다. 프레임 정렬 획득이 발생하면, 프리픽스 제거 논리(86)에 의해 OFDM 심벌의 프리픽스가 제거되고, 결과적인 샘플들이 주파수 오프셋 보정 논리(88)로 전송되며, 주파수 오프셋 보정 논리(88)는 송신기 및 수신기 내의 매칭되지 않은 국지적 발진기들에 의해 유발되는 시스템 주파수 오프셋을 보상한다. 바람직하게, 동기화 논리(76)는 주파수 오프셋 및 클럭 추정 논리(82)를 포함하며, 주파수 오프셋 및 클럭 추정 논리(82)는 헤더들에 기초하여, 전송 신호 상의 그러한 효과들을 추정하고, 그러한 추정치들을 보정 논리(88)에 제공하여 OFDM 심벌들을 적절히 처리한다.

이 시점에서, 시간 도메인의 OFDM 심벌들은 FFT 처리 논리(90)를 이용하여 주파수 도메인으로 변환될 준비가 되어 있다. 그 결과들은 주파수 도메인 심벌들이며, 이들은 처리 논리(92)로 전송된다. 처리 논리(92)는 분산 파일럿 추출 논리(94)를 이용하여 분산 파일럿 신호를 추출하고, 채널 추정 논리(96)를 이용하여 추출 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정치를 결정하며, 채널 재구성 논리(98)를 이용하여 모든 서브캐리어들에 대한 채널 응답들을 제공한다. 서브캐리어들 각각에 대한 채널 응답을 결정하기 위하여, 본질적으로 파일럿 신호는 시간 및 주파수 양자에서 공지된 패턴으로 OFDM 서브캐리어들을 통해 데이터 심벌들 사이에 분산되는 다수의 파일럿 심벌이다. 도 6에서 계속하면, 처리 논리는 수신된 파일럿 심벌들을 소정 시간들에서 소정 서브캐리어들에서 예측되는 파일럿 심벌들과 비교하여, 파일럿 심벌들을 전송한 서브캐리어들에 대한 채널 응답을 결정한다. 그 결과들은 파일럿 심벌들을 제공하지 않은 나머지 서브캐리어들 중 전부는 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답을 추정하기 위해 보간된다. 실제 및 보간된 채널 응답들은 전체 채널 응답을 추정하는 데 사용되며, 이 전체 채널 응답은 OFDM 채널 내의 서브캐리어들 중 전부는 아니더라도 대부분에 대한 채널 응답들을 포함한다.

각각의 수신 경로에 대한 채널 응답들로부터 도출된 주파수 도메인 심벌들 및 채널 재구성 정보는 STC 디코더(100)에 제공되며, 이 디코더는 양 수신 경로에 대해 STC 디코딩을 제공하여 전송 심벌들을 복원한다. 채널 재구성 정보는 각각의 주파수 도메인 심벌들을 처리할 때 전송 채널의 영향들을 제거하기에 충분한 등화(equalization) 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다.

복원된 심벌들은 송신기의 심벌 인터리버 논리(58)에 대응하는 심벌 디인터리버 논리(102)를 이용하여 순서대로 다시 배치된다. 이어서, 디인터리빙된 심벌들은 디맵핑 논리(104)를 이용하여 대응하는 비트 스트림으로 복조 또는 디맵핑된다. 이어서, 비트들은 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 논리(54)에 대응하는 비트 디인터리버 논리(106)를 이용하여 디인터리빙된다. 이어서, 디인터리빙된 비트들은 레이트 디매칭 논리(108)에 의해 처리되고, 최초 스크램블링된 데이터 및 CRC 체크섬을 복원하기 위해 채널 디코더 논리(110)에 제공된다. 따라서, CRC 논리(112)는 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블링된 데이터를 전통적인 방식으로 체크하고, 이를 디스크램블링 논리(114)에 제공하며, 이 디스크램블링 논리는 공지된 기지국 디스크램블링 코드를 이용하여 디스크램블링하여 최초 전송 데이터(116)를 복원한다.

데이터(116)를 복원함과 동시에, 채널 품질의 지시를 포함하는 CQI 신호, 또는 적어도, BS(14)에서의 채널 품질에 대한 소정 지식을 도출하기에 충분한 정보가 결정되고, BS(14)로 전송된다. CQI 신호의 전송은 아래에 더 상세히 설명된다. 전술한 바와 같이, CQI는 캐리어 대 간섭 비(CR)는 물론, OFDM 주파수 대역 내의 다양한 서브캐리어들에 걸쳐 채널 응답이 변하는 정도의 함수일 수 있다. 예를 들어, 정보를 전송하는 데 사용되는 OFDM 주파수 대역 내의 각각의 서브캐리어에 대한 채널 이득을 서로에 대해 상대적으로 비교하여, OFDM 주파수 대역에 걸쳐 채널 이득이 변하는 정도를 결정할 수 있다. 변화의 정도를 측정하기 위해 다양한 기술들이 이용 가능하지만, 하나의 기술은 데이터를 전송하는 데 사용되는 OFDM 주파수 대역 전반에서의 각각의 서브캐리어에 대한 채널 이득의 표준 편차를 계산하는 것이다. 일부 실시예들에서, 중계국은 하나의 라디오(radio)만을 이용하여 시분할 방식으로 동작하거나, 대안으로서 다수의 라디오를 포함할 수 있다.

도 1 내지 6은 본원의 실시예들을 구현하는 데 사용될 수 있는 통신 시스템의 하나의 특정 예를 제공한다. 본원의 실시예들은, 그러한 특정 예와 다르지만 본 명세서에서 설명되는 바와 같은 실시예들의 구현과 일관된 방식으로 동작하는 아키텍처들을 갖는 통신 시스템들을 이용하여 구현될 수 있다는 것을 이해해야 한다.

이제, 도 7을 참조하면, 본 발명의 비제한적인 실시예에 따른, 전술한 BS들(14), SS들(16) 및 중계국들(RS)(15) 사이의 무선 통신들을 지원하는 네트워크의 논리적 표현인 예시적인 네트워크 기준 모델이 도시되어 있다. 네트워크 기준 모델은 기능 엔티티들 및 이러한 기능 엔티티들 사이에서 상호 운용성(interoperability)이 달성되게 하는 기준 포인트들을 식별한다. 구체적으로, 네트워크 기준 모델은 SS(16), 액세스 서비스 네트워크(ASN) 및 접속 서비스 네트워크(CSN)를 포함할 수 있다.

ASN은 가입자(예로서, IEEE 802.16e/m 가입자)에게 무선 액세스를 제공하는 데 필요한 네트워크 기능들의 완전 세트로서 정의될 수 있다. ASN은 하나 이상의 BS들(14) 및 하나 이상의 ASN 게이트웨이들과 같은 네트워크 요소들을 포함할 수 있다. ASN은 둘 이상의 CSN에 의해 공유될 수 있다. ASN은 아래의 기능들을 제공할 수 있다:

□ SS(16)와의 계층 1 및 계층 2 접속;

□ 가입자 세션들에 대한 인증(authentication), 승인(authorization) 및 세션 어카운팅을 위한 가입자의 홈 네트워크 서비스 제공자((H-NSP)로의 AAA 메시지들의 전송;

□ 가입자의 선호 NSP의 네트워크 발견 및 선택;

□ SS(16)와의 계층 3(L-3) 접속(예로서, IP 어드레스 할당)을 설정하기 위한 중계 기능;

□ 무선 자원 관리.

위의 기능들에 더하여, 휴대 및 이동 환경에 대해, ASN은 아래의 기능들을 더 지원할 수 있다:

□ ASN에 의해 지지되는 이동성(ASN anchored mobility);

□ CSN에 의해 지지되는 이동성(CSN anchored mobility);

□ 페이징;

□ ASN-CSN 터널링.

그의 일부에 대해, CSN은 가입자에게 IP 접속 서비스들을 제공하는 네트워크 기능들의 세트로서 정의될 수 있다. CSN은 아래의 기능들을 제공할 수 있다:

□ 사용자 세션들에 대한 MS IP 어드레스 및 엔드포인트 파라미터 할당;

□ AAA 프록시 또는 서버;

□ 사용자 가입 프로필들에 기초하는 정책 및 승인 제어;

□ ASN-CSN 터널링 지원;

□ 가입자 과금 및 운영자간 결산;

□ 로밍을 위한 CSN간 터널링;

□ ASN간 이동성.

CSN은 위치 기반 서비스들, 피어 대 피어를 위한 접속 서비스들, IP 멀티미디어에 대한 프로비저닝(provisioning), 허가 및/또는 접속 서비스들과 같은 서비스들을 제공할 수 있다. CSN은 라우터들, AAA 프록시/서버들, 사용자 데이터베이스들 및 연동 게이트웨이 MS들과 같은 네트워크 요소들을 더 포함할 수 있다. IEEE 802.16m과 관련하여, CSN은 IEEE 802.16m NSP의 일부로서 또는 현존 IEEE 802.16e NSP의 일부로서 배치될 수 있다.

게다가, 향상된 커버리지 및/또는 용량을 제공하기 위해 RS들(15)이 배치될 수 있다. 도 8을 참조하면, 레거시 RS를 지원할 수 있는 BS(14)가 "레거시 존"에서 레거시 RS와 통신한다. BS(14)는 "16m 존"에서 레거시 프로토콜 지원을 제공할 필요가 없다. 중계 프로토콜 설계는 "레거시 존"에서 사용되는 IEEE 802-16j 프로토콜들과 다를 수도 있지만, IEEE 802.16j의 설계에 기초할 수 있다.

이제, 도 9를 참조하면, SS(16) 및 BS(14) 양자에 적용되고, 매체 액세스 제어(MAC) 공통부 부계층, 수렴 부계층, 보안 부계층 및 물리(PHY) 계층을 포함하는 다양한 기능 블록들을 포함하는 시스템 기준 모델이 도시되어 있다.

수렴 부계층은 CS SAP를 통해 수신된 외부 네트워크 데이터의 MAC SAP를 통해 MAC CPS에 의해 수신된 MAC SDU들로의 맵핑, 외부 네트워크 SDU들의 분류 및 이들과 MAC SFID 및 CID의 연관, 페이로드 헤더 억압/압축(PHS)을 수행한다.

보안 부계층은 인증 및 보안 키 교환 및 암호화를 수행한다.

물리 계층은 물리 계층 프로토콜 및 기능들을 수행한다.

이제, MAC 공통부 부계층이 더 상세히 설명된다. 먼저, 매체 액세스 제어(MAC)는 접속 지향적이라는 것을 알 것이다. 즉, SS(16) 상에서의 서비스들에 대한 맵핑 및 QoS의 다양한 레벨들의 연관을 위해, "접속들"과 관련하여 데이터 통신들이 수행된다. 특히, SS(16)가 시스템에 설치될 때 "서비스 흐름들"이 프로비저닝될 수 있다. SS(16)의 등록 직후에, 대역폭을 요청하는 것에 대한 기준을 제공하기 위해 접속들이 이러한 서비스 흐름들과 (서비스 흐름마다 하나의 접속이) 연관된다.

게다가, 고객의 서비스가 변경을 필요로 할 때 새로운 접속들이 설정될 수 있다. 접속은 MAC을 이용하는 피어 수렴 프로세스들 간의 맵핑 및 서비스 흐름 양자를 정의한다. 서비스 흐름은 접속 상에서 교환되는 MAC 프로토콜 데이터 유닛들(PDU)에 대한 QoS 파라미터들을 정의한다. 따라서, 서비스 흐름들은 대역폭 할당 프로세스에 필수적이다. 특히, SS(16)는 (서비스 흐름을 암시적으로 식별하는) 접속별로 업링크 대역폭을 요청한다. 대역폭은 MS로부터의 접속별 요청들에 응답하여 승인들의 집합으로서 BS에 의해 MS에 승인될 수 있다.

도 10을 참조하면, MAC 공통부 부계층(CPS)은 무선 자원 제어 및 관리(RRCM) 기능들 및 매체 액세스 제어(MAC) 기능들로 분류된다.

RRCM 기능들은 아래와 같은 무선 자원 기능들과 관련된 여러 기능 블록을 포함한다:

□ 무선 자원 관리

□ 이동성 관리

□ 네트워크 진입 관리

□ 위치 관리

□ 유휴 모드 관리

□ 보안 관리

□ 시스템 구성 관리

□ 멀티캐스트 및 방송 서비스(MBS)

□ 서비스 흐름 및 접속 관리

□ 중계 기능들

□ 자기 조직화

□ 멀티캐리어

무선 자원 관리

무선 자원 관리 블록은 트래픽 부하에 기초하여 무선 네트워크 파라미터들을 조정하고, 부하 제어(부하 균형화), 승인 제어 및 간섭 제어의 기능도 포함한다.

이동성 관리

이동성 관리 블록은 RAT내/RAT간 핸드오버와 관련된 기능들을 지원한다. 이동성 관리 블록은 광고 및 측정을 포함하는 RAT내/RAT간 네트워크 토폴로지 획득을 처리하고, 후보 이웃 타겟 BS들/RS들을 관리하며, 또한 MS가 RAT내/RAT간 핸드오버 동작을 수행할지를 결정한다.

네트워크 진입 관리

네트워크 진입 관리 블록은 초기화 및 액세스 절차들을 담당한다. 네트워크 진입 관리 블록은 액세스 절차들, 즉 레인징, 기본 능력 협상, 등록 등 동안에 필요한 관리 메시지들을 생성할 수 있다.

위치 관리

위치 관리 블록은 위치 기반 서비스(LBS)의 지원을 담당한다. 위치 관리 블록은 LBS 정보를 포함하는 메시지들을 생성할 수 있다.

유휴 모드 관리

유휴 모드 관리 블록은 유휴 모드 동안에 위치 갱신 동작을 관리한다. 유휴 모드 관리 블록은 유휴 모드 동작을 제어하며, 코어 네트워크 측의 페이징 제어기로부터의 페이징 메시지에 기초하여 페이징 광고 메시지를 생성한다.

보안 관리

보안 관리 블록은 보안 통신을 위한 인증/허가 및 키 관리를 담당한다.

시스템 구성 관리

시스템 구성 관리 블록은 시스템 구성 파라미터들, 및 MS로 전송하기 위한 시스템 파라미터들 및 시스템 구성 정보를 관리한다.

멀티캐스트 및 방송 서비스(MBS)

MBS 블록은 방송 및/또는 멀티캐스팅 서비스와 관련된 관리 메시지들 및 데이터를 제어한다.

서비스 흐름 및 접속 관리

서비스 흐름 및 접속 관리 블록은 액세스/핸드오버/서비스 흐름 생성 절차들 동안에 "MS 식별자들"(또는 국 식별자들 - STID들) 및 "흐름 식별자들"(FID들)을 할당한다. MS 식별자들 및 FID들은 아래에 더 설명된다.

중계 기능들

중계 기능 블록은 멀티홉 중계 메커니즘들을 지원하기 위한 기능들을 포함한다. 이 기능들은 BS와 액세스 RS 사이에 중계 경로들을 유지하기 위한 절차들을 포함한다.

자기 조직화

자기 조직화 블록은 자기 구성 및 자기 최적화 메커니즘들을 지원하기 위한 기능들을 수행한다. 이 기능들은 자기 구성 및 자기 최적화에 대한 측정치들을 보고하도록 RS들/MS들에 요청하고 RS들/MS들로부터 측정치들을 수신하기 위한 절차들을 포함한다.

멀티캐리어

멀티캐리어(MC) 블록은 공통 MAC 엔티티가 다수의 주파수 채널에 걸치는 PHY 스패닝(spanning)을 제어할 수 있게 한다. 채널들은 상이한 대역폭들(예로서, 5, 10, 20 MHz)을 가질 수 있고, 연속 또는 불연속 주파수 대역들 상에 있을 수 있다. 채널들은 동일한 또는 상이한 듀플렉싱 모드들, 예를 들어 FDD, TDD, 또는 양방향 및 방송 전용 캐리어들의 혼합일 수 있다. 연속 주파수 채널들의 경우, 오버랩된 가드 서브캐리어들은 데이터 전송에 사용되기 위해 주파수 도메인에 정렬된다.

매체 액세스 제어(MAC)는 아래와 같은 물리 계층 및 링크 제어들과 관련된 기능 블록들을 포함한다:

□ PHY 제어

□ 제어 시그널링

□ 슬립 모드 관리

□ QoS

□ 스케줄링 및 자원 다중화

□ ARQ

□ 조각화/팩킹

□ MAC PDU 형성

□ 멀티-라디오 공존

□ 데이터 전송

□ 간섭 관리

□ BS간 조정

PHY 제어

PHY 제어 블록은 레인징, 측정/피드백 (CQI) 및 HARQ ACK/NACK와 같은 PHY 시그널링을 처리한다. CQI 및 HARQ ACK/NACK에 기초하여, PHY 제어 블록은 MS에 의해 인식되는 바와 같은 채널 품질을 추정하고, 변조 및 코딩 스킴(MCS) 및/또는 전력 레벨의 조정을 통해 링크 적응을 수행한다. 레인징 절차에서, PHY 제어 블록은 전력 조정, 주파수 오프셋 및 타이밍 오프셋 추정과의 업링크 동기화를 행한다.

제어 시그널링

제어 시그널링 블록은 자원 할당 메시지들을 생성한다.

슬립 모드 관리

슬립 모드 관리 블록은 슬립 모드 동작을 처리한다. 슬립 모드 관리 블록은 또한 슬립 동작과 관련된 MAC 시그널링을 생성할 수 있으며, 슬립 기간에 따라 적절히 동작하기 위하여 스케줄링 및 자원 다중화 블록과 통신할 수 있다.

QoS

QoS 블록은 각각의 접속에 대해 서비스 흐름 및 접속 관리 블록으로부터 입력된 QoS 파라미터들에 기초하여 QoS 관리를 처리한다.

스케줄링 및 자원 다중화

스케줄링 및 자원 다중화 블록은 접속들의 특성들에 기초하여 패킷들을 스케줄링하고 다중화한다. 접속들의 특성들을 반영하기 위하여, 스케줄링 및 자원 다중화 블록은 각각의 접속에 대한 QoS 블록으로부터의 QoS 정보를 수신한다.

ARQ

ARQ 블록은 MAC ARQ 기능을 처리한다. ARQ-인에이블드 접속들에 대해, ARQ 블록은 MAC SDU를 ARQ 블록들로 논리적으로 분할하고, 각각의 논리적 ARQ 블록을 넘버링한다. ARQ 블록은 또한 피드백 메시지(ACK/NACK 정보)와 같은 ARQ 관리 메시지들을 생성할 수 있다.

조각화/팩킹

조각화/팩킹 블록은 스케줄링 및 자원 다중화 블록으로부터의 스케줄링 결과들에 기초하여 MSDU들의 조각화 또는 팩킹을 수행한다.

MAC PDU 형성

MAC PDU 형성 블록은 BS/MS가 사용자 트래픽 또는 관리 메시지들을 PHY 채널 내로 전송할 수 있도록 MAC PDU를 형성한다. MAC PDU 형성 블록은 MAC 헤더를 추가하며, 서브헤더들을 추가할 수 있다.

멀티-라디오 공존

멀티-라디오 공존 블록은 동일 이동국 상에 공존하는 IEEE 802.16m 및 비-IEEE 802.16m 라디오들의 동시 동작들을 지원하기 위한 기능들을 수행한다.

데이터 전송

데이터 전송 블록은 RS들이 BS와 MS 사이의 경로 상에 존재할 때 전송 기능들을 수행한다. 데이터 전송 블록은 스케줄링 및 자원 다중화 블록 및 MAC PDU 형성 블록과 같은 다른 블록들과 협력할 수 있다.

간섭 관리

간섭 관리 블록은 셀/섹터간 간섭을 관리하기 위한 기능들을 수행한다. 이러한 동작들은 다음을 포함할 수 있다:

□ MAC 계층 동작

□ MAC 시그널링을 통해 전송되는 간섭 측정/평가 보고

□ 스케줄링 및 유연한 주파수 재사용에 의한 간섭 완화

□ PHY 계층 동작

□ 송신 전력 제어

□ 간섭 무작위화(Interference randomization)

□ 간섭 제거

□ 간섭 측정

□ Tx 빔형성/사전코딩

BS간 조정

BS간 조정 블록은 정보, 예로서 간섭 측정치를 교환함으로써 다수의 BS의 액션들을 조정하기 위한 기능들을 수행한다. 이러한 기능들은 백본 시그널링에 의해 그리고 MS MAC 메시징에 의해 예를 들어 BS들 간의 간섭 측정에 대한 정보를 교환하기 위한 절차들을 포함한다. 정보는 간섭 특성들, 예로서 간섭 측정 결과 등을 포함할 수 있다.

이제, BS(14) 및 SS(16)에서의 사용자 트래픽 데이터 흐름 및 처리를 나타내는 도 11을 참조한다. 대시 화살표들은 네트워크 계층으로부터 물리 계층으로의 그리고 그 반대로의 사용자 트래픽 데이터 흐름을 나타낸다. 송신 측에서, 수렴 부계층, (존재하는 경우) ARQ 기능, 조각화/팩킹 기능 및 MAC PDU 형성 기능은 네트워크 계층 패킷을 처리하여, 물리 계층으로 전송할 MAC PDU(들)를 형성한다. 수신 측에서, MAC PDU 형성 기능, 조각화/팩킹 기능, (존재할 경우) ARQ 기능 및 수렴 부계층 기능은 물리 계층 SDU를 처리하여, 네트워크 계층 패킷들을 형성한다. 실선 화살표들은 CPS 기능들 사이 및 사용자 트래픽 데이터의 처리와 관련된 CPS와 PHY 사이의 제어 프리미티브들을 나타낸다.

이제, BS(14) 및 MS(16)에서의 CPS 제어 평면 시그널링 흐름 및 처리를 나타내는 도 12를 참조한다. 송신 측에서, 대시 화살표들은 제어 평면 기능들로부터 데이터 평면 기능들로의 제어 평면 시그널링의 흐름 및 무선 전송될 대응하는 MAC 시그널링(예로서, MAC 관리 메시지들, MAC 헤더/서브헤더)을 형성하기 위한 데이터 평면 기능들에 의한 제어 평면 시그널링의 처리를 나타낸다. 수신 측에서, 대시 화살표들은 수신된 무선 MAC 시그널링의 데이터 평면 기능들에 의한 처리 및 대응하는 제어 평면 시그널링의 제어 평면 기능들에 의한 수신을 나타낸다. 실선 화살표들은 CPS 기능들 사이 및 제어 평면 시그널링의 처리와 관련된 CPS와 PHY 사이의 제어 프리미티브들을 나타낸다. M_SAP/C_SAP 및 MAC 기능 블록들 사이의 실선 화살표들은 네트워크 제어 및 관리 시스템(NCMS)으로의/으로부터의 제어 및 관리 프리미티브들을 나타낸다. M_SAP/C_SAP로의/로부터의 프리미티브들은 BS간 간섭 관리, RAT내/간 이동성 관리 등과 같은 네트워크 관련 기능들, 및 위치 관리, 시스템 구성 등과 같은 관리 관련 기능들을 정의한다.

이제, 멀티캐리어 시스템을 지원하기 위한 범용 프로토콜 아키텍처를 나타내는 도 13을 참조한다. 공통 MAC 엔티티는 다수의 주파수 채널에 걸치는 PHY 스패닝을 제어할 수 있다. 하나의 캐리어 상에서 전송되는 일부 MAC 메시지들은 다른 캐리어들에도 적용될 수 있다. 채널들은 상이한 대역폭들(예로서, 5, 10, 20 MHz)을 가질 수 있고, 연속 또는 불연속 주파수 대역들 상에 있을 수 있다. 채널들은 상이한 듀플렉싱 모드들, 예를 들어 FDD, TDD, 또는 양방향 및 방송 전용 캐리어들의 혼합일 수 있다.

공통 MAC 엔티티는 한 번에 단지 하나의 채널 또는 연속 또는 불연속 채널들에 걸치는 집합을 통한 동작과 같은, 상이한 능력들을 갖는 MS들(16)의 동시 존재를 지원할 수 있다.

본 발명의 실시예들은 MIMO 통신 시스템을 참조하여 설명된다. MIMO 통신 시스템은 IEEE 802.16(e) 및 IEEE 802.11(n) 표준들에 따라 이용하기 위한 것일 수 있는 패킷 재송신 스킴들을 구현할 수 있다. 아래 설명되는 패킷 재송신 스킴들은 3GPP(third generation partnership project) 및 3GPP2 표준들에 따라 동작하는 것들과 같은 다른 무선 환경들에 적용가능할 수 있으나, 이것들로 한정되지 않는다.

다음의 설명에서, 'STC 코드 맵핑'이라는 용어는 심볼들의 안테나들에의 맵핑을 표시하는 데 이용된다. 이러한 맵핑에서의 각각의 심볼은 그의 콘주게이트(conjugate)(예를 들어, S1*), 또는 로테이션(rotation)(예를 들어, jS1 , -S1 및 -jS1), 또는 그의 콘주게이트와 로테이션의 결합(예를 들어, jS1*)에 의해 대체될 수 있다. 일부 실시예들에서, 맵핑은 또한 각각의 안테나에 대한 신호 가중화(signal weighting)를 포함한다.

알라무티 코드들이 STC 코드 맵핑들을 위해 이용될 수 있다. 도 14는 알라무티 코드를 위한 코딩 매트릭스(1400)를 예시한다.

도 14에서 Tx-1 및 Tx-2는 각각 제1 및 제2 송신 안테나를 표현한다. 일반적으로, 알라무티 코드는 송신기에서 2개의 안테나를 요구하고 2개의 안테나에 대해 최대 송신 다이버시티 이득을 제공한다. 2개의 안테나 Tx-1 및 Tx-2는 각각 도 14에서 각각의 컬럼(column)으로 표현된다. 이러한 통상적인 4-심볼 알라무티 코드가 심볼 레벨 알라무티 코드로서 고려될 수 있다.

도 14에서 Trans. 1 및 Trans. 2는 각각 안테나당 단일 심볼이 송신되는 제1 및 제2 송신 리소스를 표현한다. 각각의 송신 리소스 Trans. I는 송신 리소스 Trans. i의 로우(row)에 정의된 심볼들의 세트와 연관된다. 도 14에서 2개의 송신들 Trans. 1 및 Trans. 2는 각각의 로우들에 의해 표현된다. 심볼들이 전송되는 송신 리소스들은 임의의 적절한 방식으로 정의될 수 있고, 일반적으로 각각의 안테나는 송신 리소스 Trans. i당 하나의 심볼을 송신할 것이다. 예를 들어, 상이한 송신 리소스들 Trans. 1, Trans. 2, 등은 상이한 시간 간격들을 표현할 수 있다. 이러한 경우에, 도 14에 따르면, 안테나 Tx-1은 제1 시간 간격 Trans. 1에 심볼 A를 송신하고, 안테나 Tx-2는 동일한 시간 간격 Trans. 1에 심볼 B를 송신한다. 후속하는 시간 간격 Trans. 2에서, 안테나 Tx-1은 심볼 -B2*를 송신하고, 동일한 시간 간격 Trans. 2에서, 안테나 Tx-2는 심볼 A1*를 송신한다.

따라서, 송신 리소스 Trans. i는 시간의 단위를 표현할 수 있다. 그러나, 다른 예들에서, 송신 리소스 Trans. i는 심볼들의 별개의 발생들을 구별하도록 허용하는 다른 물리적 또는 논리적 속성들을 가리킬 수 있다. 예를 들어, 맵핑 테이블에서 개별 심볼들이 맵핑되는 송신 리소스 Trans. i는 별개의 서브 캐리어들, 확산 시퀀스들(spreading sequences), OFDM 간격들, 또는 그의 적절한 결합들을 표현할 수 있다. 사실상, 송신들을 분리하는 임의의 적절한 모드가 이용될 수 있다.

테이블의 셀들은 각각 로우 및 컬럼의 교점에 놓이고 개별 안테나에 대한 심볼들의 개별 송신들을 표현한다. 2개의 컬럼 및 2개의 로우를 갖는 맵핑 테이블(1400)은 4개의 성분들(1411, 1412, 1413, 1414)을 갖는 정사각형 세그먼트(1405)를 형성하고, 이들 각각은 맵핑 테이블(1400)에서 단일 셀이고 하나의 심볼에 대응한다. 함께 4개의 성분들은 알라무티 코드를 형성한다. 이 예에서, 성분들(1411, 1412, 1413, 1414)은 정사각형 모양의 세그먼트(1405)의 사분면(quadrant)들이다. 별 "*"은 콘주게이트를 표시한다는 표기법에 따라, A*는 A의 콘주게이트를 표현하고, -B*는 B의 네거티브 콘주게이트(negative conjugate)를 표현한다는 것을 이해할 것이다.

일부 경우들에서, 하나 이상의 송신은 동일한 심볼 또는 프레임 내에서 일어날 수 있고 및/또는 동일한 HARQ 패킷 송신의 부분일 수 있다. 다른 경우들에서, 각각의 송신은 별개의 HARQ 송신에 대응할 수 있다.

4개의 송신 안테나를 이용하고 알라무티 코드로부터 도출되는 2개의 이러한 맵핑들을 이용하여 MIMO 패킷을 재송신시에 이용하기 위한 스킴이 도 15에 도시되고, 도 15는 4개의 심볼들은 4개의 안테나 및 2개의 송신들을 통하는 송신기인 송신 스킴에 대한 심볼 맵핑을 도시하는 맵핑 테이블(1500)을 예시한다. 도 15에 도시된 바와 같이, MIMO 패킷의 제1 및 제2 재송신은 '더블 STTD' STC 코드 맵핑들을 이용하여 발생한다.

더욱 구체적으로, 맵핑 테이블은 2개의 세그먼트들(1505, 1510)로 분할될 수 있고, 각각은 4개의 성분들을 갖고, 각각의 성분은 단일 심볼 성분들이다. 세그먼트들(1505 및 1510) 각각은 알라무티 코딩을 정의한다. 도 15에서, 제1 세그먼트(1505)는 안테나(Tx-1, Tx-2) 및 송신들(Trans. 1 및 Trans. 2)의 접합(conjunction)에 놓인다. 제1 세그먼트(1505)는 4개의 성분(1506, 1507, 1508, 1509)을 포함하고, 각각은 하나의 심볼에 대응한다. 그것들의 4개의 성분(1506, 1507, 1508, 1509)에서, 맵핑은 맵핑 테이블(1400)에서와 유사한 방식으로 알라무티 코드의 형태를 취한다. Tx-3, Tx-4 및 Trans. 1, Trans. 2의 접합에 있는 제2 세그먼트(1510)에서, 4개의 성분은 마찬가지로 심볼들에 대응하고 도 14에 도시된 것과 유사한 방식으로 알라무티 코드의 형태를 취한다.

도 15에 도시된 세그먼트들은 연속적이지만, 이것은 그러할 필요는 없다는 것을 이해해야 한다. 사실상, 세그먼트들의 4개의 성분은 맵핑 테이블(1500)에서 인접하지 않는 방식으로 배열될 수 있다. 예를 들어, 세그먼트들(1505 및 1510)은 수평적으로 불연속일 수 있고 도 16에 도시된 바와 같이 (테이블 표현에서 또는 물리적 실체에서) 인접하지 않는 안테나에 있을 수 있다. 도 16에 도시된 맵핑 테이블(1600)에서, 도 15에서와 유사한 배열이지만, 세그먼트들은 인접하지 않는 안테나 컬럼들에 대해 나누어진다. 여기서, 안테나 Tx-1에 대응하는 성분들(1606, 1608) 및 안테나 Tx-3의 성분들(1607 및 1609)은 제1 세그먼트(1605)에 속하고, 안테나 Tx-2에 대응하는 성분들(1611 및 1613) 및 안테나 Tx-4의 성분들(1612 및 1614)은 제2 세그먼트(1610)에 속한다. 또한, 세그먼트들(1605 및 1610)은 송신 리소스 방향으로도 불연속이다. 더욱 구체적으로, 제1 세그먼트(1605)의 경우에, 성분들 1606 및 1607은 송신 리소스 Trans. 1에 대응하고, 1608 및 1609는 송신 리소스 Trans. 3에 대응하고, 제1 세그먼트(1605)의 어떠한 성분도 송신 리소스 Trans. 2에서 발생하지 않는다. 제2 세그먼트(1610)에 대해서 유사하게, 성분들 1611 및 1612는 송신 리소스 Trans. 1에 대응하고, 1613 및 1614는 송신 리소스 Trans. 3에 대응하고, 제1 세그먼트(1605)의 어떠한 성분도 송신 리소스 Trans. 2에서 발생하지 않는다. 대안적인 예에서, 다양한 심볼들 S1, S2, S3, S4은 또한 동일한 송신 Trans. 1 상에 배치되지 않을 수 있지만, 상이한 송신들 사이에 퍼질 수 있다. 마찬가지로, 그것들의 각각의 콘주게이트 또는 네거티브는 마찬가지로 동일한 송신들 Trans. 3 상에 배치되지 않을 수 있다. 이러한 경우, 심볼들 S1, S2, S3, S4은 송신(예를 들어, 시간) 및 공간 다이버시티를 보장하기 위해 그것들의 콘주게이트들 또는 네거티브 콘주게이트들로서 상이한 송신들 및 안테나 Trans. i 상에 있어야 한다.

도 15에 도시된 맵핑 테이블(1500)에 따르면, 제1 재송신을 넘어서, 표 1에 정의된 2개의 STC 코드 맵핑들은 데이터 패킷이 수신기에서 성공적으로 디코딩될 때까지 재송신하기 위해 교대로 이용될 수 있다. 예를 들어, 심볼들 S1, S2, S3, S4은 (가능하게는 다른 정보 중에서) HARQ 재송신들을 포함할 수 있다.

도 17a는 이 예에서 4개의 셀(도시되지 않은 개별 셀들)의 4 사분면들인 4개의 세그먼트(1705, 1710, 1715, 1720)로 분할되는 맵핑 테이블(1700)을 도시한다. 아래 더 상세히 설명되는 바와 같이, 각각의 세그먼트(1705, 1710, 1715, 1720)는 알라무티 코드 패턴을 따르는 심볼들로 파퓰레이팅되지만, 퍼-세그먼트 레벨(per-segment level)에서 적용된다.

도 17b는 각각의 세그먼트(1705, 1710, 1715, 1720)의 콘텐츠가 도시되어 있는 맵핑 테이블(1700)을 도시한다. 도시된 바와 같이, 각각의 세그먼트(1705, 1710, 1715, 1720)는 4개의 성분을 포함한다. 예를 들어, 세그먼트(1705)는 4개의 단일 심볼 성분들(1706, 1707, 1708 및 1709)을 포함한다.

세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)은 함께 더 큰 세그먼트(1725)를 형성하도록 고려될 수 있다. 더 작은 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)과, 더 작은 세그먼트들로 이루어지는 더 큰 세그먼트(1725)를 구별하기 위해, 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)은 1차(primary) 세그먼트들이라고 할 수 있고, 세그먼트(1725)는 2차(secondary) 세그먼트라고 할 수 있다. 이 예에서, 2차 세그먼트(1725)는 맵핑 테이블(1700)의 전체 콘텐츠를 형성하지만, 다른 예들에서는 몇개의 2차 세그먼트들이 존재할 수 있고, 각각은 1차 세그먼트들로 이루어진다.

2차 세그먼트(1725)는 이 경우에 1차 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)인 4개의 서브 세그먼트들(sub-segments)로 형성된다. 이것들은 2차 세그먼트(1725)의 멀티 심볼 성분들(multi-symbol components)이다. 이 예에서, 1차 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)은 2차 세그먼트(1725)의 사분면들이다. 맵핑 테이블(1700)은 심볼들로 파퓰레이팅된다. (간단함을 위해, 심볼들은 여기서 A, B, C, D, E, F, G, H, 및 그의 네거티브 콘주게이트들로서 표현된다. 그러나, 각각의 1차 세그먼트의 심볼들에 대한 더욱 특정한 설명이 도 17c를 참조하여 아래에서 더 제공될 것이고, 플레이스 홀더(placeholder) 라벨들 A, B, C, ...은 더욱 특정한 심볼 라벨들로 대체되었다.) 더욱 구체적으로, 맵핑 테이블(1700)은 1차 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)의 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 형성하기 위한 그러한 방식으로 파퓰레이팅된다. 알라무티 코드의 패턴을 세그먼트들에 적용하는 임의의 적절한 방식은 세그먼트 레벨 알라무티 코드에 대한 패턴을 도출하기 위해 이용될 수 있다. 이 예에서, 세그먼트 레벨 알라무티 코드의 패턴은 1차 세그먼트(1715)의 심볼들이 1차 세그먼트(1710)의 심볼들의 네거티브 콘주게이트들이고, 1차 세그먼트(1720)의 심볼들이 1차 세그먼트(1705)의 것과 같도록 된다.

이 예에서, 알라무티 코드는 2차 세그먼트(1725)의 심볼들이 특정 패턴을 따르도록 보장함으로써 세그먼트 레벨에서 구현된다. 알라무티 코드로부터 도출된 다른 패턴들도 이용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, 1차 세그먼트(1705)를 복제하기 위해서라기보다는, 1차 세그먼트(1720)의 심볼들은 1차 세그먼트(1705)의 심볼들의 콘주게이트들일 수 있다. 대안적으로, 일부 1차 세그먼트들의 심볼들은 다른 1차 세그먼트들에서 도치 연산들 콘주게이트 도치(transpose operations conjugate transpose) 또는 다른 변환들과 같은 매트릭스 연산들의 결과를 표현할 수 있다. 그것들의 기초에 대한 콘주게이트들 또는 네거티브 콘주게이트들의 위치는 역으로 될 수 있다는 것도 이해해야 한다. 알라무티 패턴에 기초한 임의의 알라무티 기반 코드가 심볼 및 세그먼트 레벨들에서 둘다 이용될 수 있다는 것을 이해해야 한다.

1차 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720) 사이의 관계를 설명할 목적으로, 그것들의 심볼들은 A, B, C, D, E, F, G, H 및 그의 네거티브 콘주게이트들로서 표현되었다. 그러나, 각각의 1차 세그먼트(1705, 1710, 1715, 1720)의 실제 콘텐츠는 도 17c에 도시된 바와 같이 알라무티 코드의 패턴을 그 자체로 따를 수 있다. 도 17c에서, 라벨들 A, B, C, D, E, F, G, H은 각각 S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7 및 S8로 대체되었다. 도시된 바와 같이, 1차 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)은 알라무티 코드들을 형성할 수 있다. 예를 들어, 1차 세그먼트(1705)는 성분(1706) 내의 S1, 성분(1707) 내의 S2, 성분(1708) 내의 -S2*, 및 성분(1709) 내의 S1*을 포함함으로써, 알라무티 코드를 형성한다. 알라무티 코드 패턴은 또한 다른 1차 세그먼트들에 제공된다는 것을 알 것이다.

따라서, 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 정의하는 2차 세그먼트(1725)는 그 자체로 알라무티 코드들을 정의하는 서브 세그먼트들을 포함한다. 이것은 네스팅된(nested) 알라무티 코드들의 패턴을 야기한다.

맵핑 테이블(1700)의 심볼들은 따라서 심볼 레벨 알라무티 코드들(세그먼트들(1705, 1710, 1715 및 1720)에 정의됨) 및 세그먼트 레벨 알라무티 코드들(세그먼트(1725)에 정의됨)의 부분을 형성하고, 세그먼트 레벨에서, 심볼 레벨 알라무티 스킴으로부터 벗어나기 시작한다는 것을 알 것이다.

따라서 맵핑 테이블(1700)은 4개의 심볼(S1, S2, S3, S4)의 신뢰성 있는 송신을 위해 이용될 수 있다. 맵핑 테이블(1700)에 의해 정의되는 송신 스킴은 심볼들(S1, S2, S3, S4)을 송신하기 위해 임의의 적절한 방식으로 이용될 수 있다. 예를 들어, 각각의 송신 리소스 Trans. 1, Trans. 2, Trans. 3, Trans. 4는 반드시 발생할 수 있거나 그렇지 않을 수 있는 별개의 송신으로 고려될 수 있다. 예를 들어, 송신 리소스들 Trans. 1, Trans. 2, Trans. 3, Trans. 4가 별개의 시간 간격들이라면, 심볼들(S1, S2, S3 및 S4)을 송신하기 위한 스킴은 그것들의 각각의 시간들에서 도 17c에 도시된 모든 4개의 송신들을 성공적으로 거치는 것을 수반할 수 있다.

대안적으로, 맵핑 테이블 17c는 실패한 송신의 이벤트에서 뒤따르게 될 재송신 스킴으로서 이용될 수 있다. 이러한 경우에, 제1 송신은 송신 리소스 Trans. 1을 이용하여 발생할 수 있다. 송신이 성공적이면, 맵핑 테이블에 표시된 나머지 송신은 전혀 발생하지 않을 수 있다. 제1 송신이 성공적이지 않다면, 또는 그것이 성공적이었음을 확인하는 것이 가능하지 않으면, 제2 송신이 송신 리소스 Trans. 2에 대한 맵핑 다음에 일어날 수 있다. 이것은 또한 몇개의 송신들에 대해 한번에 행해질 수 있고, 이로써 몇개의 송신 리소스들을 통한 몇개의 송신들이 맵핑 테이블에 따라 일어나고, 오직 이들 몇개의 송신들이 성공적이지 않은 경우에만 부가적인 송신 리소스들을 통한 부가적인 송신들이 맵핑 테이블에 따라 수행된다. 이 패턴은 송신이 성공적일 때까지 또는 테이블의 바닥에 도달할 때까지 그 자체로 반복할 수 있고, 그 시점에 테이블의 최상부로부터 다시 시작함으로써 추가 시도들이 행해질 수 있거나 또는 송신은 실패인 것으로 결정될 수 있다. 송신 리소스는 시간 이외의 리소스일 수 있기 때문에, 후속하는 송신들/재송신들은 다른 프레임 또는 프레임들에서 일어나는 것이 가능하다.

옵션으로, 미리 설정된 패턴들의 송신들을 반복하는 것은, 송신 리소스들의 부가적인 로우들을 제공하고 그것들을 송신 패턴들의 반복들로 파퓰레이팅하는 것에 의해 테이블 내로 구축될 수 있다. 도 20은 2개의 동일한 세그먼트(2025, 2035)의 블록(2040)을 포함하는 맵핑 테이블(2000)을 예시한다. 송신 리소스들이 시간 간격들인 예에서, 세그먼트(2025) 다음에 그 자체의 동일한 카피인 세그먼트(2030)가 온다.

도 17a-17c의 예에서, 맵핑 테이블은 단일 2차 세그먼트(1725)를 포함한다. 맵핑 테이블은 몇개의 2차 세그먼트(1725)를 포함할 수 있다는 것을 이해해야 한다. 또한, 아래에서 더욱 완전하게 설명되는 바와 같이, 맵핑 테이블은 네스팅된 알라무티 코드들의 부가적인 계층들을 포함할 수 있다.

맵핑 테이블(1700)은 안테나 Tx-1, Tx-2, Tx-3, Tx-4의 수와 매칭되는 4개의 심볼 S1, S2, S3, S4로부터 도출되는 심볼들로 이루어졌지만, 심볼들과 안테나의 수의 이러한 매칭은 필요하지 않다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, 맵핑 테이블은 안테나보다 더 낮은 수의 심볼들로부터 구축될 수 있다. 송신된 심볼들의 부가적인 또는 수정된(예를 들어, 콘주게이트들 및/또는 네거티브들) 카피들을 전송하기 위해 부가적인 안테나가 이용될 수 있다.

도 18은 8개의 안테나 Tx-1, ..., Tx-8를 통해 송신하기 위한 송신 스킴을 위한 맵핑 테이블(1800)을 도시한다. 이 예에서, 맵핑 테이블(1800)의 심볼들은 모두 4개의 심볼 S1, S2, S3, S4로부터 도출된다. 도시된 바와 같이, 이 예에서, 맵핑 테이블은 2차 세그먼트들(1825, 1830, 1835, 1840)로 형성되는 3차(tertiary) 세그먼트(1850)를 포함한다.

도시된 바와 같이, 2차 세그먼트(1825)는 도 17c의 예의 2차 세그먼트(1725)와 동일한 심볼들로 형성된다. 다시 말해, 2차 세그먼트(1725)와 같이, 2차 세그먼트(1825)는 4개의 1차 세그먼트(1805, 1810, 1815, 1820)를 포함하고, 이들 각각은 4개의 단일 심볼 성분을 갖고 알라무티 코드들을 형성한다. 2차 세그먼트(1725) 내의 1차 세그먼트들(1705, 1710, 1715, 1720)와 같이, 2차 세그먼트(1825) 내의 1차 세그먼트들(1805, 1810, 1815, 1820)은 함께 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 형성한다. 8개의 안테나가 존재하기 때문에, 8개의 심볼이 송신 리소스당 송신될 수 있다. 따라서, 송신 리소스 Trans. i당 8개의 심볼 셀이 존재한다. 이들 8개의 셀은 2차 셀(1825)의 카피인 2차 셀(1830)을 맵핑 테이블에 제공함으로써 채워진다. 따라서, 2차 셀(1830)은 또한 그 자체로 알라무티 코드들인 세그먼트 레벨 알라무티 코드로 배열된 1차 세그먼트들로 이루어진다.

2차 세그먼트들(1835 및 1840)은, 2차 세그먼트들(1825, 1830, 1835, 1840) 자체가 (2차) 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 형성하도록 된다. 이와 같이, 3차 세그먼트(1850) 자체는 (2차 세그먼트 레벨에서) 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 정의한다. 따라서, 네스팅된 알라무티 코드들의 3개의 계층이 존재한다: 1차 세그먼트들은 알라무티 코드들이고, 2차 세그먼트들은 (1차 레벨에서) 세그먼트 레벨 알라무티 코드들이고, 3차 세그먼트는 (2차 레벨에서) 세그먼트 레벨 알라무티 코드이다. 2차 세그먼트들(1835 및 1840)은 또한 세그먼트 레벨 알라무티 코드들이고, 그것들은 그 자체로 알라무티 코드들인 4-셀 1차 세그먼트들로 분할될 수 있다는 것에 주목해야 할 것이다. 따라서, 알라무티 코드들을 네스팅하는 것은 더 낮은 계층들의 알라무티 코드들을 보존할 수 있다.

위의 예에서, 맵핑 테이블(1800)의 심볼들은 모두 4개의 심볼 S1, S2, S3, S4로부터 도출된다. 알라무티 코드들의 이러한 3중 네스팅(triple-nesting)은 또한 다른 수의 심볼들로 행해질 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 8개의 심볼 S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8은 제1 송신 리소스 Trans. 1을 형성하고, 맵핑 테이블의 나머지는 전술한 알라무티 코드들의 패턴을 따를 수 있다. 이러한 경우에, 2차 세그먼트(1830)는 2차 세그먼트(1825)와 동일하지 않을 수 있지만, 오히려 심볼들 S5, S6, S7, S8 및 그의 콘주게이트들 및/또는 네거티브들을 포함할 수 있다.

1차 세그먼트들과 관련하여 전술한 바와 같이, 2차 세그먼트들은 또한 연속적일 필요가 없다는 것을 이해해야 한다. 또한, 세그먼트들은 인접할 필요가 없다. 또한, 알라무티 코드들 및 세그먼트 레벨 알라무티 코드들은 그의 특정 부분들을 제거하기 위해 크롭(crop)될 수 있다. 예를 들어, 도 17a를 참조하면, 2차 세그먼트(1725)는 함께 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 형성하는 모두 4개의 1차 세그먼트(1705, 1710, 1715, 1720)를 전부 포함하지만, 2차 세그먼트는 전체 세그먼트 레벨 알라무티 코드의 서브세트만을 포함할 수 있다는 것을 이해해야 한다. 완전한 세그먼트 레벨 알라무티 코드의 일부 심볼들은 도 19에 도시된 바와 같이, 예를 들어 부분적으로 채워진 매트릭스를 생성하기 위해서, 2차 세그먼트로부터 제거될 수 있거나, 또는 그렇지 않으면 생략될 수 있다. 이 예에서, 세그먼트들(1710 및 1715)은 부분적으로 채워진 매트릭스를 생성하기 위해 제거되었다. 도시된 바와 같이, 도 19의 맵핑 테이블(1900)은 부분적인 세그먼트 레벨 알라무티 코드인 세그먼트 레벨 알라무티 코드를 정의하는 2차 세그먼트(1925)에 이러한 부분적으로 채워진 매트릭스를 포함한다. 2차 세그먼트(1925)의 부분적으로 채워진 매트릭스는 빈(empty) 셀들을 포함하지만, 대안적인 실시예들에서, 이들 셀들은 부분적인 알라무티 코드의 부분을 형성하지 않는 다른 심볼들로 채워질 수 있다는 것을 이해해야 한다. 특정 심볼들이 생략된 부분적인 심볼 레벨 알라무티 코드들이 또한 예를 들어 앞서 송신된 심볼들 중 일부가 적절하게 수신되었고 재송신될 필요가 없는 재송신의 경우에 이용될 수 있다는 것을 알 것이다.

본 출원의 전술한 실시예들은 예들인 것으로만 의도된다. 이 기술분야의 통상의 기술자들은 출원의 범위에서 벗어나지 않고 특정 실시예들에 대한 개조들, 수정들 및 변형들을 실시할 수 있다.

Claims

메모리; 및
상기 메모리에 결합된 프로세싱 요소를 포함하는 장치로서,
상기 프로세싱 요소는:
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼 내의 제1 서브캐리어상의 제1 신호를 수신하고 - 상기 제1 신호는 제1 세트의 두 개의 심볼들을 포함하고, 상기 제1 세트의 상기 두 개의 심볼들은 각각의 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신됨 -;
상기 OFDM 심볼 내의, 상기 제1 서브캐리어와 상이한 제2 서브캐리어상의 제2 신호를 수신하고 - 상기 제2 신호는 제2 세트의 두 개의 심볼들을 포함하고, 상기 제2 세트의 상기 두 개의 심볼들은 상기 각각의 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신되고, 상기 제1 및 제2 세트의 심볼들은 제1 심볼-레벨 직교 블록 코드를 형성하고, 상기 제2 세트의 심볼들은 상기 제1 세트의 심볼들의 변환이고, 상기 제1 세트 중 특정 심볼 및 상기 제2 세트 중 상기 특정 심볼의 변환은 상기 제1 및 제2 서브캐리어상의 상기 제1 및 제2 송신 안테나 중 상이한 것으로부터 송신되고, 상기 제1 및 2 서브캐리어는 적어도 하나의 서브캐리어에 의해 분리됨 - ;
상기 OFDM 심볼 내의, 각각의 제3 및 제4 서브캐리어 상의 제3 및 4 신호를 수신하도록 구성되고, 상기 제3 및 제4 신호는 각각의 제3 및 제4 세트의 두 개의 송신된 심볼들을 포함하고, 상기 제3 및 제4 세트의 심볼들은 제2 심볼-레벨 직교 블록 코드를 형성하는, 장치.
제1항에 있어서,
상기 제3 세트의 상기 두 개의 심볼들은 각각의 제3 및 제4 송신 안테나로부터 송신되고, 상기 제4 세트의 상기 두 개의 심볼들은 상기 각각의 제3 및 제4 송신 안테나로부터 송신되는, 장치.
제2항에 있어서,
상기 제1 및 제2 송신 안테나는 인접하지 않고(non-adjacent), 상기 제3 및 제4 송신 안테나는 인접하지 않은, 장치.
제1항에 있어서,
상기 제1 및 제2 직교 블록 코드는 심볼-레벨 알라무티 기반 코드인, 장치.
제1항에 있어서,
주어진 심볼의 상기 변환은 상기 주어진 심볼에 대한 네거티브(negative), 콤플렉스 콘주게이트(complex conjugate), 또는 네거티브 콤플렉스 콘주게이트 중 하나 이상을 포함하는, 장치.
제1항에 있어서,
상기 프로세싱 요소는 제5, 6, 7 및 8 송신 안테나로부터의 복수의 서브캐리어들상의 상기 제1 및 제2 직교 블록 코드의 반복 또는 수정된 반복을 포함하는 신호를 수신하도록 더 구성되는, 장치.
제1항에 있어서,
상기 제1, 2, 3 및 4 신호를 수신하기 위하여, 상기 프로세싱 요소는 완전한 세그먼트-레벨 알라무티 기반 코드의 적어도 일부를 형성하는 심볼들을 수신하도록 더 구성되고, 각각의 직교 블록 코드는 세그먼트를 정의하는, 장치.
제7항에 있어서,
상기 완전한 세그먼트-레벨 알라무티 기반 코드의 심볼들 또는 세그먼트들의 일부가 생략된, 장치.
송신 회로에 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하는 무선국으로서,
상기 적어도 하나의 프로세서는:
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼 내의 제1 서브캐리어상의 제1 신호를 수신하고 - 상기 제1 신호는 제1 세트의 두 개의 심볼들을 포함하고, 상기 제1 세트의 상기 두 개의 심볼들은 각각의 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신됨 -;
상기 OFDM 심볼 내의, 상기 제1 서브캐리어와 상이한 제2 서브캐리어상의 제2 신호를 수신하고 - 상기 제2 신호는 제2 세트의 두 개의 심볼들을 포함하고, 상기 제2 세트의 상기 두 개의 심볼들은 상기 각각의 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신되고, 상기 제1 및 제2 세트의 심볼들은 제1 심볼-레벨 직교 블록 코드를 형성하고, 상기 제2 세트의 심볼들은 상기 제1 세트의 심볼들의 변환이고, 상기 제1 세트 중 특정 심볼 및 상기 제2 세트 중 상기 특정 심볼의 변환은 상기 제1 및 제2 서브캐리어상의 상기 제1 및 제2 송신 안테나 중 상이한 것으로부터 송신되고, 상기 제1 및 2 서브캐리어는 적어도 하나의 서브캐리어에 의해 분리됨 - ;
상기 OFDM 심볼 내의, 각각의 제3 및 제4 서브캐리어 상의 제3 및 4 신호를 수신하도록 구성되고, 상기 제3 및 제4 신호는 각각의 제3 및 제4 세트의 두 개의 송신된 심볼들을 포함하고, 상기 제3 및 제4 세트의 심볼들은 제2 심볼-레벨 직교 블록 코드를 형성하는, 무선국.
제9항에 있어서,
상기 제3 세트의 상기 두 개의 심볼들은 각각의 제3 및 제4 송신 안테나로부터 송신되고, 상기 제4 세트의 상기 두 개의 심볼들은 상기 각각의 제3 및 제4 송신 안테나로부터 송신되는, 무선국.
제10항에 있어서,
상기 제1 및 제2 송신 안테나는 인접하지 않고, 상기 제3 및 제4 송신 안테나는 인접하지 않은, 무선국.
제9항에 있어서,
상기 제1 및 제2 직교 블록 코드는 심볼-레벨 알라무티 기반 코드인, 무선국.
제9항에 있어서,
주어진 심볼의 상기 변환은 상기 주어진 심볼에 대한 네거티브(negative), 콤플렉스 콘주게이트(complex conjugate), 또는 네거티브 콤플렉스 콘주게이트 중 하나 이상을 포함하는, 무선국.
제9항에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 제5, 6, 7 및 8 송신 안테나로부터의 복수의 서브캐리어들상의 상기 제1 및 제2 직교 블록 코드의 반복 또는 수정된 반복을 포함하는 신호를 수신하도록 더 구성되는, 무선국.
제9항에 있어서,
상기 제1, 2, 3 및 4 신호를 수신하기 위하여, 상기 적어도 하나의 프로세서는 완전한 세그먼트-레벨 알라무티 기반 코드의 적어도 일부를 형성하는 심볼들을 수신하도록 더 구성되고, 각각의 직교 블록 코드는 세그먼트를 정의하는, 무선국.
제15항에 있어서,
상기 완전한 세그먼트-레벨 알라무티 기반 코드의 심볼들 또는 세그먼트들의 일부가 생략된, 무선국.
프로그램 명령어들을 저장한 비-일시적 컴퓨터 판독가능 메모리 매체로서, 상기 프로그램 명령어들은:
직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심볼 내의 제1 서브캐리어상의 제1 신호를 수신하고 - 상기 제1 신호는 제1 세트의 두 개의 심볼들을 포함하고, 상기 제1 세트의 상기 두 개의 심볼들은 각각의 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신됨 -;
상기 OFDM 심볼 내의, 상기 제1 서브캐리어와 상이한 제2 서브캐리어상의 제2 신호를 수신하고 - 상기 제2 신호는 제2 세트의 두 개의 심볼들을 포함하고, 상기 제2 세트의 상기 두 개의 심볼들은 상기 각각의 상기 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신되고, 상기 제1 및 제2 세트의 심볼들은 제1 심볼-레벨 직교 블록 코드를 형성하고, 상기 제2 세트의 심볼들은 상기 제1 세트의 심볼들의 변환이고, 상기 제1 세트 중 특정 심볼 및 상기 제2 세트 중 상기 특정 심볼의 변환은 상기 제1 및 제2 서브캐리어상의 상기 제1 및 제2 송신 안테나 중 상이한 것으로부터 송신되고, 상기 제1 및 2 서브캐리어는 적어도 하나의 서브캐리어에 의해 분리됨 - ;
상기 OFDM 심볼 내의, 각각의 제3 및 제4 서브캐리어 상의 제3 및 4 신호를 수신하도록 프로세서에 의해 실행가능하고, 상기 제3 및 제4 신호는 각각의 제3 및 제4 세트의 두 개의 송신된 심볼들을 포함하고, 상기 제3 및 제4 세트의 심볼들은 제2 심볼-레벨 직교 블록 코드를 형성하는, 비-일시적 컴퓨터 판독가능 메모리 매체.
제17항에 있어서,
상기 제3 세트의 상기 두 개의 심볼들은 각각의 제3 및 제4 송신 안테나로부터 송신되고, 상기 제4 세트의 상기 두 개의 심볼들은 상기 각각의 제3 및 제4 송신 안테나로부터 송신되는, 비-일시적 컴퓨터 판독가능 메모리 매체.
제18항에 있어서,
상기 제1 및 제2 송신 안테나는 인접하지 않고(non-adjacent), 상기 제3 및 제4 송신 안테나는 인접하지 않은, 비-일시적 컴퓨터 판독가능 메모리 매체.
제17항에 있어서,
상기 제1 및 제2 직교 블록 코드는 심볼-레벨 알라무티 기반 코드인, 비-일시적 컴퓨터 판독가능 메모리 매체.