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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Übertragen
von Daten in einem Telekommunikationssystem mit wenigstens einem
Sender, der mit wenigstens zwei Sendeantennen versehen ist, und
wenigstens einem Empfänger,
der mit wenigstens einer Empfangsantenne versehen ist, welches Verfahren
einen Symbol-Codierschritt zum Erzeugen von Symbolen enthält, die über Kommunikationskanäle zu übertragen
sind, die zwischen den Sende- und Empfangsantennen eingerichtet
sind.
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Telekommunikationssysteme,
bei welchen eine Vielzahl von Antennen am Empfängerende und/oder am Senderende
einer drahtlosen Verbindung verwendet wird, werden Vielfacheingabe-,
Vielfachausgabe-Systeme (die im weiteren MIMO-Systeme genannt werden)
genannt. MIMO-Systeme sind gezeigt worden, um große Übertragungskapazitäten im Vergleich
mit denjenigen anzubieten, die durch Einzelantennensysteme angeboten
werden. Insbesondere erhöht
sich eine MIMO-Kapazität
linear mit der Anzahl von Sende- oder Empfangsantennen, welche auch
immer die kleinste ist, für
ein gegebenes Signalzu-Rausch-Verhältnis und unter vorteilhaften unkorrelierten
Kanalbedingungen.
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MIMO-Techniken
sind somit wahrscheinlich bei zukünftigen drahtlosen Systemen
zu verwenden, die zum Bereitstellen großer spektraler Effizienzen beabsichtigt
sind, oder alternativ zum Reduzieren der Sendeleistung, die zum
Erhalten einer spektralen Effizienz erforderlich ist, die äquivalent
zu derjenigen ist, die bei gegenwärtigen tele1ssystemen erhalten wird.
Solche MIMO-Techniken werden sehr wahrscheinlich mit Mehrbetreiber-Modulationstechniken kombiniert
werden, wie OFDM-(was für
orthogonale Frequenzmultiplex-) und MC-CDMA-(was für Mehrbetreiber-Codemultiplex-Vielfachzugriffs-
steht)Techniken, deren Verwendung in zukünftigen drahtlosen Systemen
auch berücksichtigt
wird.
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Ein
bestimmter Typ von MIMO-Systemen verwendet eine bitverschachtelte
codierte Modulationstechnik, die im weiteren BICM genannt wird,
gemäß welcher
der Sender einen Kanalcodierer enthält, der zum Anwenden einer
Codierung z.B. mittels eines Faltungscodes oder eines Turbocodes
auf uncodierte Datenbits und zum Liefern eines binären Stroms
zu einem Verschachteler beabsichtigt ist. Dieser Verschachteler
wird dann permutierte Bits liefern, die in Wortsequenzen aufzuteilen
sind, die dazu beabsichtigt sind, in eine Reihe von codierten Symbolen
transformiert zu werden, die jeweils die Eigenschaft einer Vielzahl
von realen oder komplexen Komponenten haben, wobei die Komponenten
eines selben Symbols dazu beabsichtigt sind, während eines selben Zeitschnipsels
durch jeweilige Sendeantennen gesendet zu werden. Es sollte hier
beachtet werden, dass Information entsprechend zweier unterschiedlicher
Zeitschnipsel zu zwei unterschiedlichen Zeitmomenten gesendet werden
können,
aber auch bei einem selben Moment durch zwei unterschiedliche Trägersignale
mit geeigneten unterschiedlichen Frequenzen gesendet werden können, wie
beispielsweise zu dem Zwecke eines Spreizens der Symbole im Spektralbereich,
wie es in OFDM-Telekommunikationssystemen durchgeführt werden kann.
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Gesendete
Symbole sind am Empfängerende
zu decodieren, was in MIMO-Systemen
vom BICM-Typ mittels eines iterativen Raum-Zeit-Decodierers durchgeführt werden
kann, welcher Decodierer dazu beabsichtigt ist, Schätzungen
von codierten Bits zu erzeugen, die die gesendeten Symbole bilden.
Die durch die Verwendung von mehreren Sende- und Empfangsantennen
induzierte räumliche Verschiedenheit
vereinfacht ein solches Decodieren, da diese Verschiedenheit eine
größere Menge
an Information als diejenige zur Verfügung stellt, die durch ein
einziges Signal zur Verfügung
gestellt werden würde,
das durch einen einzelnen Kommunikationskanal gesendet wird.
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Die
Erfinder haben beobachtet, dass ein Erhöhen der Verschiedenheit bzw.
der Diversity von Eingangsdaten, die durch einen Vorstufendetektor wahrgenommen
werden, der in einem Raum-Zeit-Decodierer enthalten ist, ermöglicht,
dass der Decodierer schneller in Richtung zu zuverlässigen Schätzungen
der codierten Bits konvergiert, auf deren Basis die Daten erzeugt
worden sind. Dies kann derart analysiert werden, dass durch Zuführen von
Daten mit einer höheren
Qualität,
d.h. einem reicheren Inhalt, zum Codierer eine bessere Decodierleistungsfähigkeit
erhalten wird.
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Die
durch die Empfangsantennen wahrgenommene räumliche Diversity, welche unter
Verwendung von mehreren Kommunikationskanälen erhalten wird, ist, obwohl
die oben angegebenen Vorteile erzeugt werden, durch die Anzahl von
Empfangsantennen beschränkt,
was infolge davon die Leistungsfähigkeit
des Raum-Zeit-Decodierers beschränkt.
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Die
Erfinder haben auch beobachtet, dass, während die Verwendung von mehreren
Sende- und/oder Empfangsantennen ermöglicht, eine größere Menge
an Information zu senden, und somit den Durchsatz des Telekommunikationssystems
zu erhöhen,
der Durchsatz ungünstige
Kommunikationsbedingungen berücksichtigen
sollte, die die Kommunikationskanäle beeinflussen, die zwischen
irgendeinem gegebenen Sender und irgendeinem gegebenen Empfänger gebildet
sind. Solche ungünstigen Bedingungen
könnten
veranlassen, dass gesendete Daten während ihrer Übertragung
auf eine solche Weise abgeändert
werden, dass die Daten durch den Empfänger nicht sicher ausgelesen
werden könnten, in
welchem Fall ein gewisses Maß an
Redundanz vorzugsweise zwischen dem Symbol-Codierschritt und der
tatsächlichen Übertragung
der Symbole eingeführt
werden sollte.
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Das
Dokument US 2003/0235147 offenbart einen Technik zum Übertragen
von Daten, wobei eine feste Anzahl von Symbolen über einige Zeitschnipsel gespreizt
wird, bevor sie übertragen
werden.
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Die
Erfindung zielt auf ein Lösen
der vorgenannten Probleme ab, indem ein Verfahren zum Übertragen
von Daten in einem MIMO-System zur Verfügung gestellt wird, welches
Verfahren ein Codierschema enthält,
das ermöglicht,
eine hohe Datendiversity bzw. Datenverschiedenheit in Bezug auf sowohl
Raum als auch Zeit zur Verfügung
zu stellen, wie sie durch wenigstens eine Empfangsantenne am Empfängerende
eines solchen Telekommunikationssystems wahrgenommen wird, wobei
das Verfahren weiterhin einen zusätzlichen Freiheitsgrad zum
Einstellen des Datendurchsatzes zwischen irgendeinem gegebenen Sender
und irgendeinem gegebenen Empfänger
zur Verfügung
stellt, um ein Abstimmen des Durchsatzes zuzulassen, welches Abstimmen vorzugsweise
in Bezug auf Kommunikationsbedingungen zwischen dem Sender und dem
Empfänger durchgeführt werden
wird.
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Tatsächlich ist
ein Verfahren gemäß dem einleitenden
Absatz gemäß der Erfindung
dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin einen Symbol-Spreizschritt
enthält,
in dessen Verlauf eine abstimmbare ganze Zahl K von aufeinander
folgenden Symbolen über
mehrere Zeitschnipsel zu spreizen ist, bevor sie über die
Kommunikationskanäle übertragen
werden, wobei die abstimmbare Zahl K in Bezug auf physikalische
Eigenschaften der Kommunikationskanäle eingestellt wird.
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Die
Erfindung ermöglicht,
die räumliche
Diversity, die durch die Verwendung von mehrere Kommunikationskanälen erhalten
wird, die zwischen den Sende- und
Empfangsantennen gebildet sind, mit einer Diversity in Bezug auf
eine Zeit von den Daten, die durch die Empfangsantennen wahrgenommen werden,
zusammenzusetzen. Die Auswahl, die mittels der Erfindung angeboten
wird, von dem Wert der Anzahl K von aufeinander folgenden Symbolen,
die über
mehrere Zeitschnipsel zu spreizen sind, ermöglicht ein Abstimmen des Kommunikationsdurchsatzes
zwischen dem Sender und dem Empfänger.
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Gemäß einem
vorteilhaften Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird die abstimmbare ganze Zahl K aufeinander folgender
Symbole, die über
mehrere Zeitschnipsel zu spreizen sind, durch den Sender auf der
Basis von Rückkoppelinformation
dynamisch eingestellt, die durch den Empfänger gesendet wird und die
Qualität
von Kommunikationsbedingungen zwischen dem Sender und dem Empfänger darstellt.
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Die
Rückkoppelinformation
kann aus einem Signal-zu-Rausch-Verhältnis oder aus einem Signal-zu-Interferenz-Verhältnis, das
durch den Empfänger
in Echtzeit berechnet ist, bestehen, kann aber auch durch einen
Wert gebildet werden, der durch den Empfänger für die abstimmbare ganze Zahl
K als Funktion von solchen Signal-zu-Rausch- oder Signal-zu-Interferenz-Verhältnissen
berechnet wird.
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Gemäß einem
möglichen
Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird der Symbol-Spreizschritt durch
Berechnen einer Vielzahl von Linearkombinationen der K aufeinander
folgenden Symbole durchgeführt,
welche Linearkombinationen dafür
beabsichtigt sind, mittels der Sendeantennen über eine vorbestimmte Anzahl
von Zeitschnipseln gesendet zu werden.
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Die über die
mehreren Kommunikationskanäle
zu irgendeinem gegebenen Moment übertragenen
Daten werden somit kein Einzelsymbol darstellen, wie es der Fall
in den meisten bekannten MIMO-Systemen ist, sondern werden eine
Mischung zwischen aufeinander folgenden Symbolen darstellen, die
somit eine Diversity in Bezug auf die Zeit einführt, wobei eine mögliche Datenredundanz,
die für einen
Offset von schwierigen Kommunikationsbedingungen beabsichtigt sind,
durch die Einstellung der abstimmbaren Anzahl K zur Verfügung gestellt
wird, die mittels der Erfindung zugelassen ist.
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Gemäß einem
spezifischen Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird der Symbol-Spreizschritt durch Multiplizieren
eines Vektors, der durch eine Verkettung der K aufeinander folgenden
Symbole gebildet ist, einerseits, mit einer vordefinierten Spreizmatrix
andererseits durchgeführt.
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Dieses
spezifische Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist sehr einfach zu implementieren und ermöglicht somit
eine erhöhte
Diversity mit relativ niedrigen Kosten in Bezug auf Berechnungsbetriebsmittel und
eine Verarbeitungsleistung, die am Senderende erforderlich ist,
zu erhalten, was ein wichtiger Punkt auf dem Gebiet von mobilen
Kommunikationen ist, wobei der Sender durch ein mobiles Endgerät gebildet
sein kann, wie beispielsweise ein Mobiltelefon, das so klein wie
möglich
sein muss und durch eine Batterie mit einer beschränkten Energiespeicherkapazität mit Energie
versorgt werden wird.
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Im
Fall eines Unterschieds zwischen der Größe des Vektors, der durch eine
Verkettung der K aufeinander folgenden Symbole gebildet ist, einerseits,
und einer Anzahl von Spalten der Spreizmatrix andererseits, d.h.
dann, wenn die abstimmbare ganze Zahl K so gewählt ist, dass eine Datenredundanz tatsächlich erhalten
werden wird, kann der durch eine Verkettung der K aufeinander folgenden
Symbole gebildete Vektor mit einer Anzahl von Null Komponenten gleich
der Differenz beendet werden, um die oben beschriebene Matrizenmultiplikation
durchzuführen.
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Alternativ
kann eine Dimension der Spreizmatrix durch Unterdrücken einer
Anzahl von Spalten oder Zeilen gleich der Differenz reduziert werden,
um die Multiplikation durchzuführen.
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Die
Art der vordefinierten Spreizmatrix kann auf der Basis eines bekannten
Wissens gewählt
werden oder auf der Basis von Annahmen, die zu den Kommunikationskanälen gehören, die
zwischen den Sende- und Empfangsantennen einzurichten sind.
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Gemäß einer
ersten Variante des oben beschriebenen spezifischen Ausführungsbeispiels
ist die Spreizmatrix auf eine derartige Weise aufgebaut, dass jede
ihrer Zeilen durch aufeinander folgende Stücke, die jeweils eine Größe entsprechend
der Anzahl von Sendeantennen haben, wobei alle Stücke irgendeiner
gegebenen Zeile jeweilige Vektoren bilden, die alle eine selbe Norm
haben.
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Eine
Spreizmatrix gemäß dieser
ersten Variante ermöglicht
eine im Wesentlichen homogene Verteilung über einer Zeit einer Energie,
die durch die Symbole getragen wird, die durch ergodische Kommunikationskanäle übertragen
werden, und stellt eine optimale Erfassbarkeit von Änderungen
bezüglich
der Kommunikationsbedingungen von einem Zeitschnipsel zu einem anderen
sicher. Dies ermöglicht
wiederum, eine hohe Diversity in Bezug auf Zeit und Raum der Daten
zur Verfügung
zu, stellen, wie sie durch Empfangsantennen am Empfängerende von
solchen ergodischen Kommunikationskanälen wahrgenommen werden.
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Gemäß einer
zweiten Variante des oben beschriebenen spezifischen Ausführungsbeispiels
ist die Spreizmatrix auf eine solche Weise konstruiert, dass jede
ihrer Zeilen durch aufeinander folgende Stücke ausgebildet ist, die jeweils
eine Größe entsprechend
der Anzahl von Sendeantennen haben, wobei alle Stücke von
irgendeiner gegebenen Zeile jeweilige Vektoren bilden, die alle
eine selbe Norm haben und orthogonal zueinander sind.
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Dank
der Orthogonalität
zwischen Stücken ermöglicht eine
Spreizmatrix gemäß dieser
zweiten Variante, eine Ergodizität
zu im Wesentlichen invarianten Kanälen während des Zeit- und/oder Frequenzintervalls
hinzuzufügen,
welches zum Übertragen der
Linearkombinationen der abstimmbaren ganzen Zahl K von aufeinander
folgenden Symbolen nötig
ist, und stellt zusätzlich
eine im Wesentlichen homogene Verteilung über diesem Zeit- und/oder Frequenzintervall
der Energie zur Verfügung,
die durch die Symbole getragen wird, die durch die Kommunikationskanäle übertragen
werden, was eine optimale Erfassbarkeit von Änderungen bezüglich der
Kommunikationsbedingungen von einem Zeitschnipsel zu einem anderen
sicherstellt. Dies ermöglicht
wiederum, eine hohe Diversity in Bezug auf Zeit und Raum der Daten zur
Verfügung
zu stellen, wie sie durch Empfangsantennen am Empfängerende
von solchen im Wesentlichen invarianten Kommunikationskanälen wahrgenommen
werden.
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Gemäß einer
dritten Variante des oben beschriebenen spezifischen Ausführungsbeispiels
ist die Spreizmatrix auf eine solche Weise konstruiert, dass jede
ihrer Zeilen durch eine Vielzahl von Segmenten gebildet ist, die
jeweilige Vektoren bilden, die alle eine selbe Norm haben, wobei
jedes Segment aufeinander folgende Stücke enthält, die jeweils eine Größe entsprechend
der Anzahl von Sendeantennen haben, wobei alle Stücke von
irgendeinem gegebenen Segment jeweilige Vektoren bilden, die alle
eine selbe Norm haben und orthogonal zueinander sind.
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Eine
Spreizmatrix gemäß dieser
dritten Variante ist insbesondere gut geeignet für so genannte Blockschwund-Kommunikationskanäle, für welche erwartet
wird, dass sie die Eigenschaft von C aufeinander folgenden Gruppen
von Kommunikationsbedingungen über
die gesamte Dauer der Übertragung einer
vorbestimmten Anzahl S von aufeinander folgenden Symbolen haben,
wobei jede Gruppe von Kommunikationsbedingungen der Blockschwund-Kanäle während S/C
Zeitschnipsel somit im Wesentlichen invariant sind.
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Die
Orthogonalität
zwischen allen Stücken eines
selben Segments ermöglicht,
eine Ergodizität zu
den Blockschwund-Kanälen
während
jeder Periode einer Invarianz hinzuzufügen, die durch diese S/C Zeitschnipsel
definiert ist, wobei die Gleichheit der Normen der Stücke zusätzlich eine
im Wesentlichen homogene Verteilung über jeder Periode einer Invarianz
der Energie zur Verfügung
stellt, die durch die Symbole getragen wird, die während der
Periode einer Invarianz durch die Blockschwund-Kanäle übertragen
werden. Da die Kommunikationsbedingungen innerhalb von solchen Blockschwund-Kanälen sich von
einer Periode einer Invarianz zu einer anderen ändern, können Blockschwund-Kanäle auf der
Skala der Perioden einer Invarianz als ergodisch angesehen werden,
so dass die zusätzliche
Gleichheit der Normen der Segmente jeder Zeile der Spreizmatrix ausreichend
ist, um eine im Wesentlichen homogene Verteilung über alle
aufeinander folgenden Perioden einer Invarianz der Energie sicherzustellen,
die durch die Symbole getragen wird, die durch die Blockschwund-Kanäle übertragen
werden. Dies ermöglicht wiederum,
eine hohe Diversity in Bezug auf Zeit und Raum der Daten zur Verfügung zu
stellen, wie sie durch Empfangsantennen am Empfängerende von solchen Blockschwund-Kommunikationskanälen wahrgenommen
werden.
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Gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der oben beschriebenen ersten, zweiten oder dritten Variante wird
die Spreizmatrix zusätzlich
die Eigenschaften einer Rotationsmatrix haben, d.h. eine solche
Spreizmatrix wird durch Zeilen gebildet sein, die orthogonal zueinander
sind und die dieselbe Norm haben.
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Die
Verwendung einer Rotationsmatrix zum Berechnen der Vielzahl von
Linearkombinationen von aufeinander folgenden Symbolen am Senderende
ermöglicht,
eine globale Leistungsfähigkeit
des iterativen Raum-Zeit-Decodierers zu optimieren, der zum Verarbeiten
der Symbole am Empfängerende beabsichtigt
ist, indem die Leistungsfähigkeit
des ersten iterativen Schritts verstärkt wird, der durch den Decodierer
durchgeführt
wird.
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Gemäß einem
ihrer auf die Hardware bezogenen Aspekte betrifft die Erfindung
auch ein Telekommunikationssystem mit wenigstens einem Sender, der
mit wenigstens zwei Sendeantennen versehen ist, und mit wenigstens
einem Empfänger,
der mit wenigstens einer Empfangsantenne versehen ist, welcher Sender
eine Symbol-Codiereinrichtung zum Erzeugen von Symbolen enthält, die über Kommunikationskanäle zu übertragen
sind, die zwischen den Sende- und Empfangsantennen gebildet sind,
wobei
das System dadurch gekennzeichnet ist, dass der Sender weiterhin
eine Symbol-Spreizeinrichtung zum Spreizen über mehrere Zeitschnipsel einer
abstimmbaren ganzen Zahl K von aufeinander folgenden Symbolen vor
einer Übertragung
der Symbole über
die Kommunikationskanäle
enthält,
wobei das System weiterhin eine Abstimmeinrichtung zum Einstellen
der abstimmbaren Zahl K in Bezug auf physikalische Eigenschaften
der Kommunikationskanäle enthält.
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Gemäß einem
möglichen
Ausführungsbeispiel
dieses hardwarebezogenen Aspekts ist die Symbol-Spreizeinrichtung
zum Berechnen einer Vielzahl von Linearkombinationen der K aufeinander
folgenden Symbole beabsichtigt, welche Linearkombinationen dazu
beabsichtigt sind, mittels der Sendeantennen über einer vorbestimmten Anzahl
von Zeitschnipseln übertragen
zu werden.
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Gemäß einem
spezifischen Ausführungsbeispiel
des oben beschriebenen hardwarebezogenen Aspekts ist die Symbol-Spreizeinrichtung
dazu beabsichtigt, einen durch eine Verkettung der K aufeinander
folgenden Symbole gebildeten Vektor einerseits mit einer vordefinierten
Spreizmatrix andererseits zu multiplizieren.
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Gemäß einem
weiteren ihrer hardwarebezogenen Aspekte betrifft die Erfindung
auch eine Kommunikationsvorrichtung, die mit wenigstens zwei Sendeantennen
versehen ist und eine Symbol-Codiereinrichtung zum Erzeugen von
Symbolen enthält, die über die
Sendeantennen zu senden sind, dadurch gekennzeichnet, dass sie weiterhin
eine Symbol-Spreizeinrichtung zum Spreizen über mehrere Zeitschnipsel einer
abstimmbaren ganzen Zahl K von aufeinander folgenden Symbolen vor
einer Übertragung
der Symbole über
die Sendeantennen enthält.
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Die
Charakteristiken der oben angegebenen Erfindung, sowie andere, werden
bei einem Lesen der folgenden Beschreibung deutlicher hervorgehen, die
in Bezug auf die beigefügten
Figuren angegeben ist, unter welchen:
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1 ein
Blockdiagramm ist, das ein stark vereinfachtes MIMO-Telekommunikationssystem zeigt;
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2 ein
Blockdiagramm ist, das einen Raum-Zeit-Codierer zeigt, der in einem
Sender enthalten ist, der in einem MIMO-Telekommunikationssystem gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung enthalten ist;
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3 ein
Diagramm ist, das zeigt, wie ein Spreizschritt gemäß der Erfindung
innerhalb eines solchen Raum-Zeit-Codierers durchgeführt werden kann;
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4 ein
Blockdiagramm ist, das einen Raum-Zeit-Codierer zeigt, der in einem
Sender enthalten ist, der in einem MIMO-Telekommunikationssystem gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel der
Erfindung enthalten ist;
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5 ein
Diagramm ist, das zeigt, wie ein Spreizschritt gemäß der Erfindung
innerhalb eines solchen Raum-Zeit-Codierers durchgeführt werden kann;
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6 ein
Diagramm ist, das eine Kanalmatrix zeigt, die zu ergodischen Kommunikationskanälen gehört;
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7 ein
Diagramm ist, das eine Spreizmatrix zeigt, die für solche ergodischen Kanäle geeignet ist;
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8 ein
Diagramm ist, das eine Kanalmatrix zeigt, die zu Blockschwund-Kommunikationskanälen gehört;
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9 ein
Diagramm ist, das eine Spreizmatrix zeigt, die für solche Blockschwund-Kanäle geeignet
ist; und
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10 und 11 Diagramme
sind, die zeigen, wie eine Spreizmatrix, die für Blockschwund-Kommunikationskanäle geeignet
ist, aufgebaut sein kann.
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1 zeigt
diagrammmäßig ein
Telekommunikationssystem mit wenigstens einem Sender TR und einem
Empfänger
REC, die zum Austauschen von Signalen durch mehrere Kommunikationskanäle CHNL
beabsichtigt sind, die zwischen Nt Sende- und Nr Empfangsantennen
(ta1, ta2, ..., TaNt) bzw. (ra1, ra2, ..., raNr) gebildet sind.
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Der
bei dem hier gezeigten Beispiel gezeigte Sender TR enthält einen
Kanalcodierer CHENC, der zum Anwenden einer Codierung, z.B. mittels
eines Faltungscodes oder eines Turbocodes, auf uncodierte Datenbits
Uncb beabsichtigt ist, und zum Liefern eines Binärstroms Tb, der zu übertragen
ist. Der Sender TR enthält
einen Verschachteler INTL, der zum Erzeugen von permutierten Bits
Pb beabsichtigt ist, wobei eine solche Verschachtelung nützlich für eine spätere Verarbeitung
auf der Empfängerseite
ist, da sie zulassen wird, unkorrelierte Daten zu erhalten. Die
permutierten Bits Pb werden dann in Worte von wenigstens jeweils
einem Bit aufgeteilt, welche Worte dann durch ein Abbildungs- und
Modulationsmodul MAPMD in eine Reihe von codierten Symbolen Zi abgebildet,
d.h. transformiert, werden. Aufeinander folgende Symbole Zi werden
dann zu einer Symbol-Codiereinrichtung zugeführt, die im Wesentlichen durch einen
Raum-Zeit-Codierer SPTENC gebildet ist, der eine Verarbeitung der
Symbole Zi vor ihrer Übertragung
durchführt.
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Im
bekannten Stand der Technik sind die Komponenten von jedem Symbol
Zi normalerweise dafür
beabsichtigt, während
eines selben Zeitschnipsels durch jeweilige Sendeantennen gesendet
zu werden.
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Der
bei dem hier gezeigten Beispiel gezeigte Empfänger REC enthält einen
Raum-Zeit-Decodierer SPTDEC, der zum Erzeugen von decodierten Datenbits
Decb beabsichtigt ist, die letztlich den ursprünglich uncodierten Datenbits
Uncb entsprechen sollten. Dieser Raum-Zeit-Decodierer SPTDEC enthält einen Raum-Zeit-Detektor
DET, der zum Verarbeiten von Daten beabsichtigt ist, die durch Signale
getragen werden, die mittels der Empfangsantennen (ra1, ra2, ...,
raNr) empfangen werden, und zum Erzeugen von realen oder näherungsweise
Wahrscheinlichkeitswerten Rib in Bezug auf Schätzungen der gesendeten bzw. übertragenen
permutierten Bits Pb, welche Wahrscheinlichkeitswerte dafür beabsichtigt
sind, durch einen Entschachteler DINTL entschachtelt zu werden,
der zum Ausgeben von weichen Wahrscheinlichkeitswerten Rb in Bezug
auf Schätzungen von
Bits dient, die in dem Binärstrom
Tb enthalten sind. Ein Bit-Decodierer, der im Empfänger REC
enthalten ist, der weiterhin als Kanaldecodierer CHDEC bezeichnet
ist, ist zum Erzeugen der decodierten Datenbits Decb auf der Basis
der Wahrscheinlichkeitswerte Rb beabsichtigt.
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Gemäß einer
Schleifenstruktur, die allgemein im Stand der Technik verwendet
wird, wird der Raum-Zeit-Detektor DET vorzugsweise eine a-priori-Information
Pra verwenden, die im Verlauf von vorherigen Decodierschritten erzeugt
ist, und die in der Form von extrinsischer Information Exd durch
den Kanaldecodierer CHDEC über
einen Verschachteler INTR ausgegeben ist, welcher Verschachteler
identisch zu dem Verschachteler INTL ist, der im Sender TR enthalten
ist.
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Die
Erfinder haben beobachtet, dass ein Erhöhen der Diversity der Daten,
die durch den Raum-Zeit-Detektor DET wahrgenommen werden, ermöglicht,
dass der Decodierer schneller in Richtung zu zuverlässigen Schätzungen
der codierten Bits konvertiert, auf deren Basis die Daten erzeugt worden
sind. Die Erfinder haben somit auf ein Erhöhen der Diversity der durch
die Empfangsantennen (ra1, ra2, ..., raNr) empfangenen Daten abgezielt,
indem die räumliche
Diversity, die durch die Verwendung von mehreren Kommunikationskanälen CHNL erhalten
wird, die zwischen den Sende- und Empfangsantennen (ta1, ta2, ...,
taNt) und (ra1, ra2, ..., raNr) gebildet sind, mit einer Diversity
in Bezug auf eine Zeit der Daten, wie sie durch Empfangsantennen
am Empfängerende
der Kanäle
wahrgenommen werden, zusammengesetzt werden.
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Dafür dient
gemäß der Erfindung
der Raum-Zeit-Codierer SPTENC zum Spreizen einer abstimmbaren ganzen
Zahl K von aufeinander folgenden Symbolen Zi über mehrere Zeitschnipsel vor einem Übertragen
der Symbole über
Kommunikationskanäle
CHNL, wobei die abstimmbare Zahl K in Bezug auf physikalische Eigenschaften
der Kommunikationskanäle
CHNL eingestellt wird.
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Die
Auswahl, die mittels der Erfindung angeboten wird, von dem Wert
der Zahl K von aufeinander folgenden Symbolen Zi, deren Komponenten über mehrere
Zeitschnipsel zu spreizen sind, ermöglicht ein Abstimmen des Kommunikationsdurchsatzes zwischen
dem Sender TR und dem Empfänger
REC.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist der Wert der abstimmbaren ganzen Zahl K von aufeinander
folgenden Symbolen Zi, deren Komponenten über mehrere Zeitschnipsel zu
spreizen sind, durch eine Abstimmeinrichtung TUM dynamisch einzustellen,
die im Sender enthalten ist, und zwar auf der Basis von Rückkoppelinformation
Fbi, die durch den Empfänger
REC gesendet wird und die die Qualität von Kommunikationsbedingungen
zwischen dem Sender TR und dem Empfänger REC darstellt.
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Eine
solche Rückkoppelinformation
Fbi kann mit lokal verfügbarer
Information innerhalb des Senders TR kombiniert werden. Die Rückkoppelinformation
kann beispielsweise einen maximalen Datendurchsatzwert in Bezug
auf die Kommunikationsbedingungen definieren, wohingegen lokal verfügbare Information
anzeigen kann, dass ein noch niedrigerer Datendurchsatz für die laufende
Kommunikation ausreichend sein würde,
was ermöglichen
könnte,
Sendebetriebsmittel und Energie einzusparen.
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Die
Rückkoppelinformation
Fbi kann aus einem Signal-zu-Rausch-Verhältnis oder aus einem Signal-Zu-Interferenz-Verhältnis bestehen,
das durch den Empfänger
REC in Echtzeit berechnet ist, aber sie kann auch durch einen maximalen
Wert von K, der durch den Empfänger
REC selbst berechnet ist, als Funktion von solchen Signal-zu-Rausch-
oder Signal-zu-Interferenz-Verhältnissen
gebildet sein, in welchem Fall die Abstimmeinrichtung TUM nur die Aufgabe
haben kann, den Wert K zum Raum-Zeit-Codierer SPTENC weiterzuleiten.
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2 zeigt
diagrammmäßig einen Raum-Zeit-Codierer
SPTENC gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Bei dem hier gezeigten Beispiel enthält der Raum-Zeit-Codierer SPTENC
einen Seriell/Parallel-Wandler S/P, der zum aufeinander folgenden
Empfangen von Gruppen von K aufeinander folgenden Symbolen Zi (für i = 1
bis K) und zum Liefern eines Vektors, der durch K verkette aufeinander
folgende Symbole [Z1 ... ZK] zu der Symbol-Spreizeinrichtung SPMD beabsichtigt
ist, wobei der Vektor dazu beabsichtigt ist, mit einer Spreizmatrix
SM innerhalb der Symbol-Spreizeinrichtung SPMD multipliziert zu
werden.
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Bei
dem hier gezeigten Beispiel ermöglicht ein
Unterschied zwischen der Größe des Vektors,
der durch eine Verkettung der K aufeinander folgenden Symbole [Z1
... ZK] gebildet ist, einerseits, und einer Anzahl von Spalten der
Spreizmatrix SM andererseits, eine Datenredundanz zu erreichen,
wobei der Vektor [Z1 ... ZK], der durch eine Verkettung der K aufeinander
folgenden Symbole gebildet ist, mit einer Anzahl von Null-Komponenten
gleich dem Unterschied beendet wird, um die oben beschriebene Matrizenmultiplikation
durchzuführen,
was in einem Vektor Z resultiert, der hierin nachfolgend gezeigt
und beschrieben wird.
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Die
Symbol-Spreizeinrichtung SPMD ist wiederum dazu beabsichtigt, Ns
= S.Nt Linearkombinationen der Komponenten Zi (für i = 1 bis K) des Symbolvektors
Z zu berechnen, wobei die Linearkombinationen dazu beabsichtigt
sind, in eine vorbestimmte Anzahl S von aufeinander folgenden Gruppen
von Nt Komponenten durch eine Serialisierungs- bzw. Sequentialisierungseinrichtung
SQM serialisiert bzw. sequentialisiert zu werden, bevor sie durch
die Nt Sendeantennen (ta1, ta2, ..., taNt) über S Zeitschnipsel übertragen
werden. Die abstimmbare Zahl K kann somit von 1 bis Ns reichen.
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Die
zu irgendeinem gegebenen Moment über
die mehreren Kommunikationskanäle,
die zwischen den Sendeantennen (ta1, ta2, ..., taNt) und den oben
beschriebenen Empfangsantennen gebildet sind, übertragenen Daten werden somit
kein einzelnes Symbol Zi (für
i = 1 bis K) darstellen, wie es normalerweise bei bekannten MIMO-Systemen
der Fall ist, sondern werden eine Mischung zwischen K aufeinander
folgenden Symbolen darstellen, was somit eine optimale Datendiversity
einführt,
wie sie am Empfängerende
wahrgenommen wird, und zwar in Bezug auf vorliegende Kommunikationsbedingungen.
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3 zeigt,
wie Linearkombinationen der Symbole Zi (für i = 1 bis K) durch die oben
beschriebene Spreizeinrichtung berechnet werden können. Gemäß diesem
ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung wird ein Vektor Z durch eine Verkettung der K aufeinander
folgenden Symbole Zi mit einer geeigneten Anzahl von Null-Komponenten
gebildet. Dieser Vektor Z wird dann mit einer vorde finierten Spreizmatrix
SM multipliziert, die bei diesem Beispiel eine Größe von Ns × Ns hat,
wobei Ns = S.Nt gilt, was ermöglicht,
Ns separate Linearkombinationen von allen Komponenten Zi (für i = 1
bis K) des Symbolvektors Z zu erzeugen, welche Linearkombinationen
während
S aufeinander folgender Zeitschnipsel über Nt Sendeantennen zu senden
sind, und zwar mit einer Redundanz, die um so wichtiger werden wird,
wenn der Unterschied zwischen K und Ns wichtig werden wird.
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4 zeigt
diagrammmäßig einen Raum-Zeit-Codierer
SPTENC gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Bei dem hier gezeigten Beispiel enthält der Raum-Zeit-Codierer SPTENC
einen Seriell/Parallel-Wandler S/P, der zum aufeinander folgenden
Empfangen von Gruppen von K aufeinander folgenden Symbolen Zi (für i = 1
bis K) und zum Liefern eines Vektors Z, der durch K verkettete aufeinander
folgende Symbole [Z1 ... ZK] gebildet ist, zu der Symbol-Spreizeinrichtung
SPMD beabsichtigt ist, wobei der Vektor Z dazu beabsichtigt ist,
innerhalb der Symbol-Spreizeinrichtung SPMD mit einer Spreizmatrix
multipliziert zu werden.
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Bei
dem hier gezeigten Beispiel ermöglicht ein
Unterschied zwischen der Größe des Vektors
Z, der durch die Verkettung der K aufeinander folgenden Symbole
[Z1 ... ZK] gebildet ist, einerseits, und einer Anzahl von Spalten
einer ursprünglichen Spreizmatrix,
andererseits, eine Datenredundanz zu erreichen, erfordert aber,
dass eine Dimension der ursprünglichen
Spreizmatrix durch Unterdrücken
einer Anzahl von Spalten oder Zeilen gleich dem Unterschied auf
K reduziert wird, was in einer reduzierten Spreizmatrix SMr resultiert,
die die oben beschriebene Matrizenmultiplikation durchführen kann,
wie es hierin nachfolgend gezeigt und beschrieben wird.
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Die
Symbol-Spreizeinrichtung SPMD wird somit Ns = S.Nt Linearkombinationen
der Komponenten [Z1 ... ZK] des Symbolvektors Z berechnen, wobei
die Linearkombinationen dazu beabsichtigt sind, durch eine Sequentialisierungseinrichtung
SQM in eine vorbestimmte Anzahl S von aufeinander folgenden Gruppen
von Nt Komponenten sequentialisiert zu werden, bevor sie durch die
Nt Senderantennen (ta1, ta2, ..., taNt) über S Zeitschnipsel gesendet werden.
Die abstimmbare Zahl K kann somit von 1 bis Ns reichen.
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Die
zu irgendeinem gegebenen Moment über
die mehreren Kommunikationskanäle,
die zwischen den Senderantennen (ta1, ta2, ..., taNt) und die oben
beschriebenen Empfangsantennen gebildet sind, übertragenen Daten werden somit
kein Einzelsymbol Zi (für
i = 1 bis K) darstellen sondern werden eine Mischung zwischen K
aufeinander folgenden Symbolen [Z1 ... ZK] darstellen, was somit
eine optimale Datendiversity einführt, wie sie am Empfängerende
wahrgenommen wird, und zwar in Bezug auf bestehende Kommunikationsbedingungen.
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5 zeigt,
wie die Linearkombinationen der Komponenten [Z1 ... ZK] des Symbolvektors
Z durch die oben beschriebene Spreizeinrichtung berechnet werden
können.
Gemäß diesem
zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist der Vektor Z durch eine Verkettung von K aufeinander
folgenden Symbolen Zi gebildet. Dieser Vektor Z wird dann mit einer reduzierten
Spreizmatrix SMr multipliziert, die bei diesem Beispiel eine Größe von Ns
Zeilen und von K Spalten hat, was ermöglicht, Ns = S.Nt separate
Linearkombinationen von allen Komponenten Zi (für i = 1 bis K) des Symbolvektors
Z zu erzeugen, welche Linearkombinationen über Nt Sendeantennen während S
aufeinander folgender Zeitschnipsel zu übertragen sind, und zwar mit
einer Redundanz, die um so wichtiger werden wird, wenn der Unterschied
zwischen K und Ns wichtig werden wird.
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Obwohl
bei diesem Beispiel ein gesamter Block einer Größe Ns × (Ns-K) von einer ursprünglichen
Spreizmatrix SM der Größe Ns × Ns weggeworfen
worden ist, sollte es beachtet werden, dass bei Varianten dieses
zweiten Ausführungsbeispiels
der Erfindung die (Ns-K) Spalten, die wegzuwerfen sind, individuell
ausgewählt
werden könnten.
Weiterhin könnte
bei anderen Varianten der Erfindung der Vektor Z transponiert werden,
bevor er mit der reduzierten Matrix SMr multipliziert wird, in welchem
Fall die reduzierte Matrix SMr durch Wegwerten von (Ns-K) Zeilen
erhalten werden würde,
anstelle von (Ns-K) Spalten, wie es hierin zuvor beschrieben ist,
und zwar von einer ursprünglichen
Spreizmatrix SM.
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Die
Art der oben angegebenen vordefinierten Spreizmatrizen SM kann auf
der Basis von früherem
Wissen ausgewählt
werden oder auf der Basis von Annah men, die zu den Kommunikationskanälen gehören, die
zwischen den Sende- und
Empfangsantennen zu bilden sind.
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6 stellt
eine Kanalmatrix H dar, die eine Situation zeigt, in welcher angenommen
wird, dass die Kommunikationskanäle
ergodisch sind, d.h. erwartet wird, dass die Kommunikationsbedingungen innerhalb
der Kanäle
sich für
jeden der S Zeitschnipsel ändern,
während
welcher S aufeinander folgende Gruppen von Nt Linearkombinationen
der Symbole Zi (für
i = 1 bis K) zu übertragen
sind. Dies wird durch S unterschiedliche diagonal angeordnete Blöcke H1 ... Hs
modelliert, von welchen jeder eine Größe von Nr × Nt hat.
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Die
Erfinder haben herausgefunden, dass eine hohe Diversity erhalten
werden wird, wenn die Größe von Daten,
die durch solche ergodischen Kommunikationskanäle getragen werden, im Wesentlichen
homogen über
der Zeit ist. Dies ermöglicht,
Situationen zu verhindern, in welchen eine große Menge an Daten zu einem
gegebenen Moment am Ausgang der Kommunikationskanäle vorhanden ist,
nach welchem gegebenen Moment nahezu keine Daten am Ausgang vorhanden
sein werden, was bedeuten würde,
dass zeitbezogene Information zu dem gegebenen Moment auf einfache
Weise erfassbar sein wird und danach kaum erfassbar. Eine im Wesentlichen
homogene Verteilung über
der Zeit der Energie, die durch die Symbole getragen wird, die durch
ergodische Kommunikationskanäle übertragen werden,
stellt eine optimale Erfassbarkeit von Änderungen bezüglich der
Kommunikationsbedingungen von einem Zeitschnipsel zu einem anderen
sicher und ermöglicht
somit, eine hohe Datendiversity in Bezug auf die Zeit und den Raum
zur Verfügung
zu stellen, wie es durch Empfangsantennen am Empfängerende
von solchen Kommunikationskanälen
wahrgenommen wird.
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7 zeigt
eine Spreizmatrix SM gemäß einer
ersten Variante des oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung, gemäß welchem
die Spreizmatrix SM eine Struktur hat, die spezifisch für ergodische
Kommunikationskanäle
geeignet ist. Bei diesem Beispiel ist die Spreizmatrix SM auf eine
solche Weise aufgebaut, dass jede ihrer Zeilen RWk (für k = 1
bis Ns) durch S aufeinander folgende Stücke Chk1, ..., Chks ausgebildet
ist, die jeweils eine Größe entsprechend
der Anzahl Nt von Sendeantennen haben, wobei alle Stücke von
irgendeiner gegebenen Zeile jeweilige Vektoren bilden, die alle diesel be
Norm haben, was ermöglicht,
die oben beschriebene homogene Verteilung von Energie zu erhalten,
die durch die Symbole getragen wird, die über ergodische Kommunikationskanäle übertragen
werden.
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In
Situationen, die nahezu entgegengesetzt zu dem oben beschriebenen
ergodischen Fall sind, können
die Kommunikationskanäle
im Wesentlichen invariant sein, d.h. es wird erwartet, dass die
Kommunikationsbedingungen innerhalb der Kanäle für alle S Zeitschnipsel dieselben
bleiben, während
welcher S aufeinander folgende Gruppen von Nt Linearkombinationen
der Symbole Zi (für
i = 1 bis K) zu übertragen
sind.
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In
einem solchen Fall wird keine Diversity in Bezug auf die Zeit durch
die Kommunikationskanäle induziert
werden, was innerhalb der Kanalmatrix H durch S identische diagonal
angeordnete Blöcke
anstelle der S unterschiedlichen Blöcke H1 ..., Hs, die in 6 gezeigt
sind modelliert werden kann.
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Die
Erfinder haben herausgefunden, dass eine hohe zeitbezogene Diversity,
wie sie durch Empfangsantennen am Empfängerende von solchen im Wesentlichen
Invarianten Kanälen
wahrgenommen wird, durch Bilden der Spreizmatrix auf eine solche Weise
erhalten werden kann, dass jede ihrer Zeilen durch aufeinander folgende
Stücke
gebildet ist, die jeweils eine Größe entsprechend der Anzahl
von Sendeantennen haben, wobei alle Stücke von irgendeiner gegebenen
Zeile jeweilige Vektoren bilden, die alle dieselbe Norm haben und
orthogonal zueinander sind. Eine Spreizmatrix gemäß einer
solchen zweiten Variante des oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung kann somit als die in 7 gezeigte
Matrix SM dargestellt werden, mit der hinzugefügten Bedingung, dass die Stücke Chk1,
..., Chks von irgendeiner gegebenen Zeile RWk orthogonal in Bezug
zueinander sind. Eine solche Orthogonalität ermöglicht, den Effekt zu simulieren,
dass ergodische Kommunikationskanäle darauf übertragene Gruppen von Linearkombinationen von
aufeinander folgenden Symbolen haben würden, und somit derart konstruiert
sein können,
dass sie eine künstliche
Transformation von im Wesentlichen Invarianten Kanälen in ergodische
Kanäle
während des
Zeitintervalls durchführen,
das zum Übertragen von
allen Linearkombinationen der aufeinander folgenden Symbole nötig ist.
Wie es hierin zuvor erklärt ist,
ermöglicht
die Tatsache, dass alle Stücke
Chk1, ..., Chks von irgendeiner gegebenen Zeile RWk alle dieselbe
Norm haben, eine homogene Verteilung über der Zeit der Energie zu
erhalten, die durch die Symbole getragen wird, die durch die künstlich
transformierten Kommunikationskanäle übertragen werden.
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Eine
mögliche
Art zum Aufbauen einer solchen Spreizmatrix besteht im Auswählen einer
gegebenen quadratischen Rotationsmatrix der Dimension Nt × Nt, wobei
Nt größer oder
gleich S ist, für
jede gegebene Zeile dieser Spreizmatrix und im Auswählen von
S Zeilen dieser Rotationsmatrix zum Bilden der S aufeinander folgenden
Stücke
der gegebenen Zeile der Spreizmatrix gemäß dieser zweiten Variante der Erfindung.
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8 stellt
eine Kanalmatrix H dar, die eine Situation zeigt, in welcher angenommen
ist, dass die Kommunikationskanäle
so genannte Blockschwundkanäle
sind, für
welche erwartet wird, dass sie die Eigenschaft von C aufeinander
folgenden Gruppen von Kommunikationsbedingungen über die S Zeitschnipsel haben,
während
welcher S aufeinander folgende Gruppen von Nt Linearkombinationen
der Symbole Zi (für
i = 1 bis K) zu übertragen
sind, wobei jede Gruppe von Kommunikationsbedingungen der Blockschwundkanäle jedoch
während
S/C aufeinander folgender Zeitschnipsel, die eine Periode einer
Invarianz bilden, im Wesentlichen invariant sind.
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Die
Kanalmatrix H enthält
in einem solchen Fall C unterschiedliche diagonal angeordnete Blöcke, die
jeweils durch S/C identische diagonal angeordnete Unterblöcke gebildet
sind, und zwar jeweils H1 ... Hc mit jeweils einer Größe von Nr × Nt.
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9 zeigt
eine dritte Variante des oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung, gemäß welcher
die Spreizmatrix SM auf eine derartige Weise aufgebaut ist, dass
jede ihrer Zeilen RWk (für
k = 1 bis Ns) durch C Segmente Sgkn (für n = 1 bis C) gebildet ist,
die jeweilige Vektoren bilden, die alle dieselbe Norm haben, wobei
jedes Segment Sgkn aufeinander folgende Stücke Chkn,1, ..., Chkn,s/c enthält, die
jeweils eine Größe entsprechend
der Anzahl von Sendeantennen haben, wobei alle Stücke Chkn,1,
..., Chkn,s/c von irgendeinem gegebenen Segment jeweilige Vektoren
bilden, die alle dieselbe Norm haben und orthogonal zueinander sind.
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Die
Orthogonalität
zwischen allen Stücken Chkn,1
... Chkn,s/c eines selben Segments Sgkn ermöglicht, eine Ergodizität zu den
Blockschwundkanälen
während
jeder Periode einer Invarianz hinzuzufügen die durch die entsprechenden
S/C Zeitschnipsel definiert ist, wobei die Gleichzeit der Normen
der Stücke
Chkn,1 ... Chkn,s/c zusätzlich
eine im Wesentlichen homogene Verteilung über jede relevante Periode
einer Invarianz der Energie zur Verfügung stellt, die durch die
Symbole getragen wird, die durch die Blockschwundkanäle während der
Periode einer Invarianz übertragen
werden. Da die Kommunikationsbedingungen innerhalb von Blockschwundkanälen sich
von einer Periode einer Invarianz zu einer anderen ändern, können die
Kanäle
auf der Skala der Perioden einer Invarianz als ergodisch angesehen
werden, so dass die zusätzliche
Gleichheit der Normen der C Segmente Sgkn (für n = 1 bis C) jeder Zeile
RWk (für
k = 1 bis Ns) der Spreizmatrix SM ausreichend dafür ist, eine
im Wesentlichen homogene Energieverteilung über den S Zeitschnipseln sicherzustellen,
während
welchen S aufeinander folgende Gruppen von Nt Linearkombinationen
der Symbole Zi (für
i = 1 bis K) zu übertragen
sind. Dies ermöglicht
wiederum, eine hohe Diversity in Bezug auf die Zeit und den Raum
der Daten zur Verfügung zu
stellen, wie es durch Empfangsantennen am Empfängerende von solchen Blockschwund-Kommunikationskanälen wahrgenommen
wird.
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Die 10 und 11 stellen
dar, wie eine Spreizmatrix SM gemäß dieser dritten Variante des oben
beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiels
der Erfindung aufgebaut sein kann.
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In
einer in 10 gezeigten ersten Stufe sind
C Untermatrizen S(w) (für
w = 1 bis C) durch Auswählen
einer quadratischen zyklotomischen Rotationsmatrix CM der Dimensionen
Nt × Nt
aufgebaut, wobei Nt größer als
oder gleich S/C ist, und durch Auswählen von S/C Zeilen der Matrix
CM zum Bilden von S/C aufeinander folgenden diagonalen Stücken der
Länge Nt,
die zum Bilden einer Diagonale jeder Untermatrix S(W) beabsichtigt
sind, wobei alle solchen diagonalen Stücke somit dieselbe Norm haben
und orthogonal zueinander sind.
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Jede
Komponente CM
m,l der zyklotomischen Matrix
CM kann ausgedrückt
werden als:
wobei Φ eine Eulerfunktion darstellt.
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In
einer in
11 gezeigten zweiten Stufe wird
dann die Spreizmatrix SM durch Multiplizieren einer Matrix der Dimension
Ns × Ns,
die durch eine diagonale Anordnung von solchen Untermatrizen S(w)
(für w
= 1 bis C) gebildet ist, mit einer anderen zyklotomischen Rotationsmatrix
B der Dimension Ns × Ns,
deren Komponenten gegeben sind durch:
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Eine
Spreizmatrix SM, die aufgebaut ist, wie es oben erklärt ist,
wird zusätzlich
die Eigenschaft einer Rotationsmatrix haben, d.h. eine solche Spreizmatrix
wird durch Zeilen gebildet sein, die orthogonal zueinander sind
und die dieselbe Norm haben, was als SM × SMH =
I ausgedrückt
werden kann, wobei I die Einheitsmatrix des Rangs Ns × Ns ist
und SMH eine transponierte konjugierte der
Matrix SM ist.
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Die
Verwendung einer Rotationsmatrix zum Berechnen einer Vielzahl von
Linearkombinationen von aufeinander folgenden Symbolen am Senderende
ermöglicht
eine Optimierung einer globalen Leistungsfähigkeit des iterativen Raum-Zeit-Decodierers, der
zum Verarbeiten der Symbole am Empfängerende beabsichtigt ist,
indem die Leistungsfähigkeit
des durch den Decodierer durchgeführten ersten iterativen Schritts
erhöht
wird.
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Diese
Optimierung der Leistungsfähigkeit
ist natürlich
auch bei einem nicht iterativen Raum-Zeit-Decodierer von Interesse,
bei welchem nur ein einziger Decodierschritt durchgeführt wird, welcher
einzige Decodierschritt äquivalent
zu dem oben angegebenen ersten iterativen Schritt ist.
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Die
Auswahl, die mittels der Erfindung angeboten wird, von dem Wert
der Zahl K von aufeinander folgenden Symbolen, die über mehrere
Zeitschnipsel zu spreizen sind, ermöglicht ein dynamisches Einstellen
des Kommunikationsdurchsatzes zwischen dem Sender und dem Empfänger auf
Kommunikationsbedingungen, die in Echtzeit ausgewertet werden.