WO2007000964A1

WO2007000964A1 - マルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法

Info

Publication number: WO2007000964A1
Application number: PCT/JP2006/312704
Authority: WO
Inventors: Toshinori Suzuki
Original assignee: Kddi Corporation
Priority date: 2005-06-27
Filing date: 2006-06-26
Publication date: 2007-01-04
Also published as: JPWO2007000964A1; JP4870076B2; US20090129443A1

Abstract

　本発明の送信機１は、調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成部１１と、該拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重部１２とを備え、該拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する。

Description

明細書

マルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法

技術分野

[0001] 本発明は、マルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法に関する。

本願は、 2005年 6月 27日に日本国特許庁に出願された特願 2005— 186571号に基づく優先権を主張し、その内容をここに援用する。

背景技術

[0002] 従来、複数のサブチャネルを用いて信号を多重伝送するマルチチャネル伝送システムとして、例えば、搬送波（キャリア）の周波数分割によりサブチャネルを構成するマルチキャリア伝送システムがあり、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multipl exing)方式、 MC— CDM (Multi Carrier-Code Division Multiplexing)方式および O FCDM (Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)方式などが知られている。

[0003] OFDM方式は直交するサブキャリアで信号を周波数多重するものであり、直交符号を用いた情報の拡散は行わな、。 MC CDM方式は直交符号で周波数方向に拡散した信号をサブキャリアで周波数多重する。 OFCDM方式は、 MC— CDM方式の一種であり、直交符号で周波数方向もしくは時間方向に情報を拡散すると共に直交するサブキャリアで信号を周波数多重する。

[0004] これらの方式のうち、直交符号を用いて周波数方向に拡散する方式 (MC— CDM 、周波数方向に拡散する OFCDM)は、一般に周波数ダイバーシチ効果を得ることができ、変調シンボルの受信特性力いという特長を持つ。し力しながら、無線伝送路の周波数選択性によって符号間の直交性が損なわれると、符号間干渉が発生して受信特性が劣化するという問題がある。例えば、 D. Garg and F. Adachi,「Diversit y— coding— orthogonality trade— off for coded MC— CDMA with high level modulationj , IEICE Trans. Commun.,vol.E88- B, No. 1, pp. 76-83, Jan. 2005.を参照されたい。

[0005] 一方、直交符号を用いて時間方向に拡散する方式（時間方向に拡散する OFCD M)や拡散を行わな!/、OFDM方式は、符号間干渉の影響をあまり受けな、が周波数ダイバーシチ効果を得られな、。

[0006] 上述した従来のマルチチャネル伝送システムでは、周波数方向の拡散によって周波数ダイバーシチ効果を得る場合には符号間干渉の問題があり、一方、周波数方向の拡散を行わな、場合には周波数ダイバーシチ効果が得られな、と、う、二者択一的な伝送品質となっている。このため、伝送路の状態の変化によって伝送品質が不安定となりやす、と、う問題がある。

発明の開示

[0007] 本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整可能とすることにより、伝送品質の安定ィ匕を図ることのできるマルチチャネル伝送システム、送信装置および送信方法を提供することにある。

[0008] 上記の課題を解決するために、本発明に係るマルチチャネル伝送システムは、調整パラメータを引数とする三角関数力成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を有する送信装置と、前記送信装置から送信された複数のサブチャネルの信号を受信する受信手段と、該受信した信号に対して前記送信装置と同じ拡散符号を用いた信号分割処理を行う信号分割手段と、を有する受信装置と、を備えたことを特徴とする。

[0009] 本発明に係るマルチチャネル伝送システムにおいては、前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする。

[0010] 本発明に係るマルチチャネル伝送システムにおいては、前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする。

[0011] 本発明に係るマルチチャネル伝送システムにおヽては、前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする。

[0012] 本発明に係る送信装置は、調整パラメータを引数とする三角関数から成る拡散符号行列内の行ベクトル或、は列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を備えたことを特徴とする。

[0013] 本発明に係る送信装置にお!ヽては、前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする。

[0014] 本発明に係る送信装置においては、前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする。

[0015] 本発明に係る送信装置においては、前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする。

[0016] 本発明に係る送信方法は、調整パラメータを設定する過程と、調整パラメータを引数とする三角関数力成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する過程と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う過程と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する過程と、を含むことを特徴とする。

[0017] 本発明に係る送信方法にお!ヽては、前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする。

[0018] 本発明に係る送信方法にお!ヽては、前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする。

[0019] 本発明に係る送信方法にお!、ては、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする。

[0020] 本発明によれば、調整パラメータの設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。これにより、伝送品質の安定ィ匕を図ることが可能となる。図面の簡単な説明

[0021] [図 1]本発明の一実施形態に係るマルチチャネル伝送システムのブロック図である。

[図 2A]は時間分割によって 2つのサブチャネルを形成する場合の説明図である。

[図 2B]は周波数分割によって 2つのサブチャネルを形成する場合の説明図である。 [図 2C]は空間分割によって 2つのサブチャネルを形成する場合の説明図である。

[図 3]本発明に係るマルチチャネル伝送システムの一実施例を示すブロック図である

[図 4]QPSK方式の基準信号点 501〜504と受信点 Rの関係を説明するための座標図である。

[図 5]本発明に係るサブキャリア配置方法を説明するための説明図である。

符号の説明

[0022] 1, 100…送信機、 2, 200…受信機、

11, 101…拡散符号生成部、 12, 103…信号多重部、

13, 207…信号分割部、 102…変調器、

105…逆高速フーリエ変換部、 208…復調器

発明を実施するための最良の形態

[0023] 以下、図面を参照し、本発明の一実施形態について説明する。

[0024] 初めに、本発明に係る拡散符号の生成方法を説明する。

まず、拡散符号行列 Rを生成する。拡散率が「2^N」の場合 (但し、 Nは 1以上の整

N

数)の拡散符号行列 R

Nは（1)式で表される。

[0025] [数 1]

[0026] 但し、 p は、調整パラメータである。調整パラメータの範囲（単位はラジアン）は、 q

N

Χ π /4≤ρ ≤ (q+ 1) X π Z4、である (但し、 qは整数)。拡散率が 2^Nの場合、調

N

整パラメータは N個「p、 p、 · · ·、 p」である。

1 2 N

[0027] 拡散符号行列 Rの具体例として、（2)式は「N= 1」の場合 (つまり、拡散率が 2の

N

場合)の拡散符号行列 Rを表している。（3)式は「N = 2」の場合 (つまり、拡散率が 4 の場合)の拡散符号行列 Rを表している。そして、拡散率が 2の場合 (N= l)の（2)

2

式では、調整パラメータは 1個「p」である。拡散率力の場合 (N = 2)の（3)式では、調整パラメータは 2個「p、p」である。 [0028] [数 2] cos(p,) sin(^)

R (2)

-sin^) cos ( ）

[0029] [数 3] cos(p₂ ) R, sin(p₂ )

R

-R, sin ₂ ) R, cos(p₂)

f cos ( ) cos ₂ ) sin(^, ) cos(j¾ ) cos( >,)sin(p₂) sin(/?,)sin(/?₂)

-sin^^cos^) cos(_p,)cos(p，―) -sin( ,)sin(/?₂) cos^^sinC^)

-COSOXA)

一 sin /^cos ^) cosi ^cos^)

(3)

[0030] 次いで、拡散符号行列 Rの行ベクトルもしくは列ベクトルを拡散符号とする。例え

N

ば、拡散率が 2の場合 (N=l)、上記（2)式の拡散符号行列 Rの行ベクトルより、その拡散符号 V、 Vは (4)式となる。

1 2

[0031] [数 4]

Vi

sinO )

v₂ -(-sin( ,), cos(p,)) (4)

[0032] 上述した拡散符号行列 R は直交行列であり、その行ベクトル同士は直交ベクトル

N

である。同様に列ベクトル同士は直交ベクトルである。従って、得られる拡散符号は直交符号となる。

[0033] また、上記（2)式で表される拡散符号行列 Rは、回転行列であり、調整パラメータ p はその回転角である。

[0034] 本発明に係る拡散符号は、調整パラメータによって拡散の程度を制御することが可能なものである。例えば、拡散率が 2の場合 (Ν=1)、 Γ_ρ =0」ならば、上記 (4)式より、

V =(1, 0)、

V =(0, 1)、

2

となり、信号の拡散は行われない。

また、拡散率が 2の場合 (Ν=1)、 Γρ =πΖ4」ならば、上記 (4)式より、 v = (1/ 2, 1/ 2)、

v = {- l/ 2, 1Z 2)、

2

となり、均等の比率で信号の拡散が行われる。これは、ウオルシュ (Walsh)符号に相当する。

つまり、非拡散力もウオルシュ符号による拡散まで対応することができる。

[0035] なお、上記した拡散符号行列 Rは、三角関数の特徴に基づいた各種の数式上の

N

変形を行うことができる。例えば、 pl→「pl + π」とおけば、上記（2)式は（5)式のように変形することができる。同様に、「sin(_X+ 7u /2) = cos(x)」などの関係を用いれば、全て単一の三角関数 (例えばサイン関数のみ、もしくはコサイン関数のみ)で構成することも可能である。

[0036] [数 5]

[0037] また、拡散符号行列 Rを定数倍する操作や拡散符号行列 R の列ベクトルあるい

N N

は行ベクトルを入れ替える操作を施してもよい。これらの操作の単独、或いは組み合わせによって生成された行列から、拡散符号を生成してもよ、。

[0038] 以下、上記 (4)式で表される拡散率が 2の場合 (N= l)の拡散符号 V、 Vを例に挙

1 2 げて、本発明の一実施形態に係るマルチチャネル伝送システムを説明する。

[0039] 図 1は、本発明の一実施形態に係るマルチチャネル伝送システムのブロック図である。

図 1において、送信機 1は、拡散符号生成部 11と信号多重部 12とを有する。

拡散符号生成部 11には、設定された調整パラメータ pを入力する。拡散符号生成部 11は、入力された調整パラメータ pを用いて (4)式の演算を行い、拡散符号 V、 V

1 1 2 を生成する。

[0040] 信号多重部 12には、変調器出力後の変調シンボル b、 bを入力する。本実施形態

1 2

では、変調器から出力された変調シンボルを 2系統に分け、そのうちの一系統を変調シンボル b、もう一方の系統を変調シンボル bとする。信号多重部 12は、変調シンボル b、 bを拡散符号 v、 Vで拡散する。さらに、拡散

1 2 1 2

後の信号の多重化を行う。その拡散及び多重化の処理では、（6)式の演算を行う。

[0041] 園 i c, , c₂ ) - \^b + v₂b₂ = ί b_x cos( , )一 b₂ sin(p₁ ), >, sin(p_l ) + L cos(p_] ))

…（6 )

[0042] 但し、 c、 cは、サブチャネル信号である。

1 2

なお、（4)式の拡散符号 V、 Vを用いる場合には、本マルチチャネル伝送システム

1 2

は少なくとも 2つのサブチャネルを用意する必要がある力本実施形態では 2つのサブチャネルのみを用いる場合で説明する。サブチャネルは、時間分割、空間分割および周波数分割のうち、いずれか単独、或いは複数の組み合わせによって形成される。

図 2Aは時間分割によって 2つのサブチャネルを形成する場合、図 2Bは周波数分割によつて 2つのサブチャネルを形成する場合、図 2Cは空間分割によって 2つのサブチャネルを形成する場合、の説明図である。

[0043] 上記 (6)式の演算により生成されたサブチャネル信号 c、 cは、送信機 1からそれ

1 2

ぞれ送信される。送信されたサブチャネル信号 c、 cは、それぞれのチャネルを介し

1 2

サブチャネル信号 c'、 c'として受信機 2に到達し受信される。

1 2

[0044] 受信機 2は、拡散符号生成部 11と信号分割部 13とを有する。

受信機 2の拡散符号生成部 11は、送信機 1の拡散符号生成部 11と同じものであり、送信機 1と同じ値の調整パラメータ pを用いて (4)式の演算を行い、拡散符号 V、 V

2を生成する。

[0045] 信号分割部 13は、受信されたサブチャネル信号 c'、 c'に対して、拡散符号 V、 V

1 2 1 2 を用いた信号分割操作を行い、復調シンボル b'、 b'を得る。この信号分割処理では

1 2

、（7)式の演算を行う。

[0046] [数 7] み 1 = V , · (c;， c ₂' )

= v₂ · (£：;, c₂' ) · · · ( 7 ) [0047] 上記 (6)、（7)式から、サブチャネルの受信信号が送信信号と同じ、つまり「」、「c' =b'」ならば、復調シンボルは変調シンボルと同じ、つまり「b' =b」、「b' =

2 2 1 1 2 b」になる。

2

[0048] ：で、各サブチャネルの受信信号強度をそれぞれ a、 aとしたときの復調シンボル

2

b'、 b'を上記（6)、（7)式力求めてみると、（8)式になる。なお、簡単のため、背景

2

雑音の影響は省いている。

b = (a Xcos (p ) +a Xsin (p ) Xb

+ (— a +a ) X sin (p ) Xcos(p ) Xb

1 2 1 1 2

b， = (— a +a ) X sin (p ) Xcos(p ) Xb

2 1 2 1 1 1

+ (a X sin² (p ) +a Xcos²(p )) Xb

1 1 2 1 2

•••(8)

[0049] 上記 (8)式力も示されるように、本実施形態の拡散符号 V、 Vによれば、調整パラメ

1 2

ータ Pの設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる

。以下に具体的に説明する。

まず、調整パラメータ pの

1 範囲（単位はラジアン）は、 qX π Z4≤p ≤ (q+ 1) X π

N

/4、である力 (但し、 qは整数）、 q = 0とすると、 0≤_Ρι≤ π/4、となる。そして、「ρ =0」とした場合には、

b' =a Xb、 b' =a Xb、

1 1 1 2 2 2

となり、変調シンボル b'と b'はお互い干渉しあうことはない。し力し、各サブチャネル

1 2

の受信信号強度 a、 aの変動が、そのまま変調シンボル b'、 b'のレベルに影響を与

1 2 1 2

える。

[0050] 一方、「ρ =π/4」とした場合には、

b' =(a +a ) Xb /2+ (i +a ) Xb Z2、

1 1 2 1 1 2 2

b' = (i +a ) Xb Z2+ (a +a ) Xb Z2、

2 1 2 1 1 2 2

となる。この場合は、個々のサブチャネルの受信信号強度 a、 aが平均された強度「（

1 2

a +a )Z2」で目的の変調シンボルが受信されるので、復調シンボルのレベル変動

1 2

は、上記「p =0」とした場合に比べて緩和される（つまり、ダイバーシチ効果が得られる)。しかし、目的としない変調シンボルが、受信信号強度の差分の半分「（一 a +a ) Z2」のレベルで混入する（つまり、符号間干渉が発生する）。

[0051] そして、「0<_Ρι< π /4」とした場合には、上記「ェニ。」とした場合と「ρ_{ι =} π /4」とした場合との間の特性に、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。特に、サブチャネル間の伝送品質にばらつきがある場合には、その調整効果が顕著となる。

[0052] なお、上述した実施形態では、変調シンボル b、 bは、同一のユーザに送信する変

1 2

調シンボルとして説明した力それぞれ異なるユーザに送信する変調シンボルであつてもよい。

[0053] また、変調方式としては、振幅偏移変調 (ASK: Amplitude Shift Keying)、位相偏移変調（PSK: Phase Shift Keying)、周波数偏移変調（FSK: Frequency Shift Keying)及び直交振幅変調 (QAM: Quadrature Amplitude Modulation)などの各種のデジタノレ変調方式が利用可能である。

[0054] また、上述した実施形態では、拡散率が 2であり、且つ、多重数が 2であるマルチチャネル伝送システムを例に挙げて説明したが、本発明は任意の拡散率「2^N」と任意の多重数「M」の組み合わせに対して適用可能である（但し、 M、 Nは 1以上の整数、且つ、 M≤2^N)。その場合、 N個の調整パラメータ p、 p、 · · ·、 pの設定により、ダイバ

1 2 N

ーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。

[0055] 上述したように本実施形態によれば、調整パラメータの設定値によって、ダイバーシチ効果と符号間干渉とを調整することができる。これにより、伝送品質の安定化を図ることが可能となる。

実施例

[0056] 図 3は、本発明に係るマルチチャネル伝送システムの一実施例である。この実施例は、 MC— CDM方式のシステムであり、その拡散率は 2^N、多重数は Mである。

[0057] 図 3において、送信機 100は、拡散符号生成部 101と、変調器 102と、信号多重部 103と、シリアル Zパラレル変換部 104と、逆高速フーリエ変換部 105と、パラレル Z シリアル変換部 106と、ガードインターバル揷入部 107とを有する。

[0058] 図 3の送信機 100において、拡散符号生成部 101は、入力された N個の調整パラメータ p、ρ、 · ' ·、ρを用いて、上記（1)式に基づいた Ν個の拡散符号 ν、ν、 · ' ·、ν を生成する。それら N個の拡散符号 V、 V、 · · ·、 Vのうち、実際に使用するのは、

N 1 2 N

多重数が Mであるので、 M個である。このため、 N個の拡散符号 V、 V、 · · ·、 Vの中

1 2 N 力も M個を任意に選択する。ここでは、 M個の拡散符号 V、 V、 · · ·、 V が選択され

1 2 M

たとする。

[0059] 変調器 102は、送信データ系列 aを M個の変調シンボル b〜b のいずれかにマツ

1 M

ビングする。信号多重部 103は、 M個の拡散符号 V、 V、 · · ·、 V を用いて、 M個の

1 2 M

変調シンボル b〜b の拡散及び多重化の処理を行う。この拡散及び多重化の処理

1 M

では、（9)式の演算を行う。これにより、 2^N個のサブチャネルの信号が得られる。

[0060] [数 8] c₂ , · · · , c₂w ) = v₁6₁ + v₂6₂ +— + v_M6_M . . · ( 9 )

[0061] シリアル Zパラレル変換部 104は、各サブチャネルの信号をパラレルデータに変換する。逆高速フーリエ変換部 105は、そのパラレルデータに対して逆高速フーリエ変換処理を施し、周波数領域から時間領域の信号に変換する。パラレル Zシリアル変換部 106は、逆高速フーリエ変換部 105出力後のパラレルデータをシリアルデータに変換する。このシリアルデータは、ガードインターバル揷入部 107でガードインターバルが挿入されてカゝら送信される。なお、送信信号にはパイロット信号も挿入される。

[0062] 図 3において、受信機 200は、ガードインターバル除去部 201と、シリアル Zパラレル変換部 202と、高速フーリエ変換部 203と、パラレル Zシリアル変換部 204と、伝送路推定 (チャネル (CH)推定），位相補正部 205と、等化器 206と、信号分割部 20 7と、復調器 208とを有する。

[0063] 図 3の受信機 200においては、送信機 100で用いられたのと同じ M個の拡散符号 V 、 V、 · · ·、 V が用意される。送信機 100と同様に拡散符号生成部 101を備えて生

1 2 M

成してもよぐ或いは、送信機 100から受け取ってもよい。

[0064] 受信機 200は、送信機 100から送信された信号を受信する。その受信信号は、ガードインターバル除去部 201でガードインターバルが除去されてから、シリアル Zパラレル変換部 202でパラレルデータに変換される。高速フーリエ変換部 203は、そのパラレルデータに対して高速フーリエ変換処理を施し、時間領域から周波数領域の信号に変換する。これにより、サブチャネルの信号に変換される。ノラレル Zシリアル変換部 204は、高速フーリエ変換部 203出力後のパラレルデータをシリアルデータに変換する。

[0065] CH推定'位相補正部 205は、パラレル Zシリアル変換部 204出力後のサブチヤネル信号力伝送路上で変化した位相量を推定し、その推定結果力サブチャネル信号の位相を補正すると共に、対応する伝送路の振幅値を求める。等化器 206は、位相補正された 2^N個のサブチャネル信号!：、 r、 ···の信号等化処理を伝送路の振幅

1 2

値を用いて行う。信号等化処理では、例えば MMSE (Minimum Mean Squared Error )手法が利用できる。

[0066] 信号分割部 207は、信号等化後の 2^N個のサブチャネル信号 c' '、 ···に対して

1 2

、 M個の拡散符号 V、 V、 · · ·、 V を用いた信号分割操作を行い、 M個の復調シンポ

1 2 M

ル〜b' を得る。この信号分割処理では、（10)式の演算を行う。

1 M

[0067] [数 9] =^v ( ， , …， )、 m=l,2,...,M • • • (10)

[0068] 復調器 208は、その M個の復調シンボル b'〜b' を復調して受信データ系列 a'を

1 M

得る。

[0069] 次に、本発明に係る他の実施例を説明する。

[0070] 拡散符号行列において拡散率と同数分のパラメータを導入することにより、きめ細力べ信号点を決定することができる。例えば、（11)式の回転直交行列を用いるとき、拡散率が 4の場合の拡散符号行列 Tは、（12)式で表すことができる。

4

[0071] [数 10] cos(p) sm^p)

- sin(p) cos(p )_J

[0072] [数 11] T₂ (p₂ )sin p₄ ) 、

T₂ (p₂ +p_i-p_l )cos (p₄ ) _}

• • • (1 2) [0073] また、拡散率が 2のべき乗ではない場合にも、三角関数力も成る拡散符号行列を構成することができる。その一例として、拡散率が 3である場合の拡散符号行列は、 (13 )式で表される。

[0074] [数 12] cos[pj cos[r] - sin[pj sinia] sin[r] cos[q] sin[p] cos[r] sin[p] sin[q] + cos[p] sin[r] -cos[r] sm[p] ~ cos[p] sin[q] sin[r] cos[p] cos[q] cos[p] cos[r] sin[q】—sin[p] sin[r] -cos[q] sin[r] — sin[q] cos[q] cos[r]

, • • ( 1 3 )

[0075] (13)式においては、角度 p、 q、 rの値によらず、各行ベクトル (つまり拡散符号）は直交している。ここで、角度 p、 q、 rを「p = 0、 q = 0、 r = 0」に設定すれば、（13)式は単位行列となり、拡散しない通常の OFDM信号が得られる。角度 p、 q、 rを 0からずらして設定すれば、ずらした量に応じた分だけ、各送信ビットが各サブキャリアに拡散されることになり、その結果として、ダイバーシチ効果が大きくなる一方、符号間干渉も増える。このトレードオフの関係においてダイバーシチ効果と符号間干渉の最適なバランスを実現するように、角度 p、（！、 rの値を設定することで、良好な通信を実現することがでさる。

[0076] このように、三角関数力成る拡散符号行列によって、拡散率が 2のべき乗ではない場合にも柔軟に適用することができる点は、本発明の特徴的な効果の一つである。この効果は、 2のべき乗でのみ定義されるウオルシュ符号を用いた従来技術では、決して得られない。

[0077] また、（14)式に示されるような複素拡散符号では、非拡散である通常の OFDM信号を得ることができないので、符号間干渉の調整範囲は極めて狭い範囲に限定される。

[0078] [数 13]

[0079] (14)式の場合、拡散行列の各要素の大きさが一定値「1/ 2」であるために、角度をどのように設定しても対角行列にはならない。従って、通常の OFDM信号を得ることはできない。このため、複素拡散符号では、符号間干渉の調整範囲は極めて狭い範囲に限定される。なお、（14)式では、角度（単位はラジアン）が π /4と 5 π /4に固定されているが、それらの角度を変化させたとしても、同様に対角行列にはならないので、通常の OFDM信号を得ることはできない。

[0080] しかし、本発明に係る拡散符号行列によれば、三角関数力も構成されるので、調整パラメータにより三角関数の角度を全て 0に設定すれば、対角行列となって非拡散とすることができる。さらには、調整パラメータにより三角関数の角度を 0からずらしていけば、ダイバーシチ効果と符号間干渉のノンスを自由に調節でき、所望のバランスを実現することができる。

[0081] また、複素拡散符号を用いる場合、同じ拡散率であっても、本発明に係る拡散符号を用いる場合に比べて、復調演算処理が複雑になる。この点について、以下に説明する。ここでは、変調方式の一例として QPSK (Quadrature Phase Shift Keying, Quadr i— Phase Shift Keying)方式を用ヽる。

[0082] QPSKシンボルを複素数 bnで表す。複素数 bnの実数部（Iチャネル）と虚数部（Qチヤネル）に、それぞれ 1ビットずつが割り当てられる。本発明に係る拡散符号によれば、拡散率が 2の場合、上記（6)式に示されるように、 2つの QPSKシンボル bl、 b2はサブキャリア cl、 c2に割り当てられる。ここで Xの実数部を Re(x)、虚数部を Im(x)で表すと、サブキャリア cl、 c2の実数部 Re(cl)、 Re(c2)と虚数部 Im(cl)、 Im(c2)はそれぞれ次式で表される。

[0083] Re(cl) = Re(bl)cos(pl) -Re(b2)sin(pl)

Im(cl) = Im(bl)cos(pl)-Im(b2)sin(pl)

Re(c2) = Re(bl)sin(pl) + Re(b2)cos(pl)

Im(c2) = Im(bl)sin(pl) + Im(b2)cos(pl)

[0084] ここで、 Re(bl)に割当てられたビットを復調するためには、 Re(bl)が影響を与える受信信号を考慮する。具体的には、 Re(bl)が影響を与えるサブキャリアの信号は Re(cl) と Re(c2)であるので、この 2つを同時に考慮すればよい。分かりやすくするために、図 4を用いて説明する。

図 4は、 QPSK方式の基準信号点 501〜504と受信点 Rの関係を説明するための座標図である。サブキャリア cl、 c2の受信強度を al、 a2とする。説明を簡単にするために、回転角 Θ (単位はラジアン)を π /4とする。また、一般的に受信強度 alと a2は周波数選択性によって異なる値となる力図 4では「a2 > al」としている。

[0085] Re(cl)と Re(c2)に影響を与えるビットは、 Re(bl)と Re(b2)の 2ビットであるので、送信する可能性のある信号点（基準信号点と呼ぶ）としては、 4つの基準信号点 501〜504 がある。受信強度 alと a2はチャネル推定を行うなどして受信側で知ることができる。図 4では、 Re(cl)と Re(c2)の受信した値を受信点 Rで示している。このとき、雑音がなければ、受信点 Rは 4つの基準信号点 501〜504のいずれかに一致するはずであるが、通常は雑音によりいずれの基準信号点 501〜504にも一致しない。

[0086] そこで、一般的な最適な復調方法として、受信点 Rと 4つの基準信号点 501〜504 の間のそれぞれの距離を測り、最も近い基準信号点を送信したものと見なしている。すなわち、 Re(bl)を復調するために、 4つの距離を計算する必要がある。なお、この例の場合は、 Re(b2)が影響を与えるサブキャリア信号も Re(cl)と Re(c2)であるから、同じ距離計算によって Re(b2)も定まることになる。すなわち、 4つの距離計算で 2ビットを復調することができる。さらには、回転角（単位はラジアン）が π /4以外であっても同様である。

[0087] これに対して、複素拡散符号を用いる場合には、変調シンボルとサブキャリアの対応関係は（ 15)式で表される。

[0088] [数 14]

^(Cl，

[0089] ここで、 Re(bl)を復調するためには Re(cl)と Re(c2)を考慮する必要がある力複素拡散符号を用いる場合には、（15)式の関係から、そのサブキャリアの信号 Re(cl)と Re(c 2)に影響を与える他のビットは、 Re(b2)と Im(b2)の 2ビットである。すなわち、基準信号点は 8個（3ビット）存在する。このため、複素拡散符号を用いる場合には、 Re(bl)を復調するために、受信点と 8つの距離を計算する必要がある。しかも、 Re(b2)が影響を与えるサブキャリア信号は、 Re(cl)と Re(c2)だけではなぐ Im(cl)及び Im(c2)にも影響を与えるので、上述の Re(bl)復調時の 8つの距離計算だけでは、 Re(b2)を適切に復調することはできない。

[0090] このように、本発明に係る拡散符号によれば、複素拡散符号を用いる場合に比べて、復調演算処理を簡単にすることができる。これにより、受信機の効率向上を図ることが可能になる。

[0091] 次に、本発明に係る一つの技術的特徴について説明する。

本発明においては、上述のように、ダイバーシチ効果と符号間干渉の所望のバランスを実現することができる。これにより、マルチキャリア伝送システムにおける伝送品質の安定ィ匕を図ることができるという非常に優れた効果が得られる。ここで、特に、本発明の特徴的な点は、制御用のバンドや機能を必要とせず、さらには低遅延が要求される通信や、高速移動環境での通信に適して、ることである。

[0092] 従来技術として、マルチキャリア伝送システムの伝送品質の安定ィヒのために、ダイバーシチ効果によらず、サブバンドの適応割り当てを行う方法が知られている。この方法は、通信に使用できるバンド (複数のサブバンド)の受信状態を測定し、良好なサブバンドを適応的に選択して、そのサブバンドを通信に用いるものである。しかしながら、この方法では、通信開始までに時間が力かる等の問題がある。つまり、通信の開始までには、複数のサブバンドを受信側で測定し、その測定結果を送信側に報告し、その報告に基づいて使用するサブバンドを決定する必要があるので、その測定、報告及びサブバンド決定に要する時間が制御遅延となり、通信の開始が遅れる。さらに、その制御遅延の間に伝送路の状態が変化する環境下、例えば高速移動環境下では、そのサブバンド適応割り当てによる方法は有効に機能しない。さらには、受信側から送信側に測定結果を報告するための新たな伝送路が必要となる。また、ユーザ多重をしない場合は、使用しないサブバンドは遊んだ状態となり、周波数の有効活用が図れない。

[0093] し力しながら、本発明によれば、ダイバーシチ効果を活用することによって、余計な制御用のバンドや機能を必要としないので、伝送システムの簡略ィ匕が可能である。さらには余計な制御遅延も発生しないことから、本発明は、低遅延が要求される通信や、高速移動環境下での通信に用いて好適である。

[0094] なお、マルチキャリア伝送システムにお、て、本発明によるダイバーシチ効果を効果的に得るためには、拡散した一対のサブキャリアを、周波数軸上で、できるだけ離して配置することが望ましい。ここで、一対のサブキャリアとは、同一の変調シンボルが拡散されているサブキャリアのことであり、例えば（6)式では clと c2である。その clと c2には、同一の変調シンボル bl及び b2が拡散されている。

[0095] 図 5は、本発明に係るサブキャリア配置方法を説明するための説明図である。図 5 に示すように、一対のサブキャリア cl、 c2の周波数軸上の間隔は、伝送路の遅延広 σの逆数程度以上にすることが望ましい。その理由は、周波数軸上で近くにあるサブキャリア同士の受信状態は似ているため、せっかく拡散して送信しても、ダイバーシチ効果が期待できないからである。一般に、市街地の遅延広がりは 1マイクロ秒程度、室内では 0. 1マイクロ秒程度以下といわれている。このため、一対のサブキヤリアの周波数軸上の間隔は、市街地での通信が想定される場合は 1MHz程度以上とし、室内での通信が想定される場合は 10MHz以上とすることが好ましぐ効果的である。

[0096] 以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなぐ本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

例えば、本発明は、伝送形態に限定されず、無線或いは有線のいずれのシステムにも適用可能である。また、デジタル通信システムやデジタル放送等の放送システムなど、各種のデジタル信号伝送システムに適用可能である。

産業上の利用可能性

[0097] 本発明は、伝送品質の安定化達成することのできる送信装置等に適用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 調整パラメータを引数とする三角関数力成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、

前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、を有する送信装置と、

前記送信装置から送信された複数のサブチャネルの信号を受信する受信手段と、該受信した信号に対して前記送信装置と同じ拡散符号を用いた信号分割処理を行う信号分割手段と、を有する受信装置と、

を備えたことを特徴とするマルチチャネル伝送システム。

[2] 前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする請求項 1に記載のマルチチャネル伝送システム。

[3] 前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする請求項 1又は請求項 2に記載のマルチチャネル伝送システム。

[4] 前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする請求項 1から請求項 3のいずれかの項に記載のマルチチヤネル伝送システム。

[5] 調整パラメータを引数とする三角関数力成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する拡散符号生成手段と、

前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う信号多重手段と、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する送信手段と、

を備えたことを特徴とする送信装置。

[6] 前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする請求項 5に記載の送信装置

[7] 前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする請求項 5又は請求項 6に記載の送信装置。

[8] 前記送信手段は、前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする請求項 5から請求項 7のいずれかの項に記載の送信装置。

[9] 調整パラメータを設定する過程と、

調整パラメータを引数とする三角関数力成る拡散符号行列内の行ベクトル或いは列ベクトルから、前記調整パラメータの設定値を用いて拡散符号を生成する過程と、前記拡散符号を用いた情報の拡散及び多重化の処理を行う過程と、

前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置して送信する過程と、

を含むことを特徴とする送信方法。

[10] 前記拡散符号行列は直交行列であることを特徴とする請求項 9に記載の送信方法

[11] 前記拡散符号行列は回転行列であり、前記調整パラメータはその回転角であることを特徴とする請求項 9又は請求項 10に記載の送信方法。

[12] 前記拡散及び多重化の処理後の信号を複数のサブチャネルに配置するときに、拡散した一対のサブキャリアを周波数軸上で、できるだけ離して配置することを特徴とする請求項 9から請求項 11のいずれかの項に記載の送信方法。