JP4498381B2 - 無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、時間及び周波数のダイバーシチを利用した無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置に関する。

無線通信分野では、旧来よりいくつかのダイバーシチ技術が実用化されている。ダイバーシチとは、複数の無線通信リソースを利用して複数の信号の送受信を行い、受信側において通信状態の良い信号を選択したり、複数の信号を合成したりすることで、受信品質を向上させる技術である。ダイバーシチには、同一の信号を異なる時刻に２回送信する時間ダイバーシチ、同一の信号を異なる２つの周波数で送信する周波数ダイバーシチ、送信されてきた信号を異なる場所に配置された２つのアンテナにより受信するアンテナダイバーシチ、あるいは異なる伝搬経路を経てアンテナへ到達した複数の遅延波を合成するパスダイバーシチなどが知られている。

非特許文献１には、時間ダイバーシチと周波数ダイバーシチを組み合わせた技術が開示されている。非特許文献１では、図１に示されるように同一のデータ信号（非特許文献１では、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号）から中心周波数の異なる２つの送信ＲＦ信号を生成し、これら２つの送信ＲＦ信号を異なる時刻に送信する。２つの送信ＲＦ信号の中心周波数が異なることから、各送信ＲＦ信号がマルチパスチャネルのような周波数選択性を有する伝搬路（チャネルという）を経て送信される場合であっても、両方の送信ＲＦ信号が共に電力減衰の大きい周波数帯を通過する可能性が低くなる（周波数ダイバーシチ）。また２つの送信ＲＦ信号の送信時刻が異なることにより、送信ＲＦ信号がマルチキャリア化してピーク電力が高くなることを抑えることができるようになるだけではなく、両方の送信ＲＦ信号が共に電力減衰の大きい時間帯に送信されることを防ぐことができる（時間ダイバーシチ）。

また、非特許文献２では、同一の拡散系列を用いて符号拡散されたデータ信号を２つに分け、それぞれを中心周波数の異なる送信ＲＦ信号に変換して送信する方法が示されている。中心周波数を異なるものとすることで、２つに分割する前のデータ信号全体が、電力減衰の大きい周波数帯を通過する可能性が低くなる。これは前述の周波数ダイバーシチと同様の効果である。また拡散系列にて拡散することにより、受信機では逆拡散利得を得ることができ、電力減衰がより大きい場合でも受信が可能となる。この送信ＲＦ信号は、まず同一の拡散系列を周波数の異なる２つの周波数に変換し、続いてそれぞれを用いてデータ信号の一部及び残りを拡散することで生成することができる。なお、拡散符号を送信機間、あるいはデータ信号間で異なるものとすることで、符号拡散多重(CDM:Code Division Multiplexing)することもできる。このために用いる拡散符号には様々なものが知られているが、非特許文献２ではCAZAC(Constant Amplitude and Zero Auto-Correlation)系列と呼ばれる、一定振幅かつ系列の時間差が０以外では自己相関が０となる系列を用いている。
NTT DoCoMo, KDDI, Mitsubishi Electric, NEC, Panasonic and Sharp, "Repetition of ACK/NACK in E-UTRA Uplink,"R1-070101, 3GPP TSG-RAN WG1 Meeting, #47bis (2007.01) NTT DoCoMo, Fujitsu, KDDI, Mitsubishi Electric, Sharp, "CDMA-Based Multiplexing Method for Multiple ACK/NACK and CQI in E-UTRA Uplink,"R1-071649, 3GPP TSG-RAN WG1 Meeting, #48bis (2007.03)

非特許文献１に記載の方法では、同一のデータ信号を異なる周波数で異なる時刻に送信するために、周波数変換を２回行わなければならない。周波数変換には、例えば（ａ）正弦波信号を生成、（ｂ）データ信号を変調して得られる送信ベースバンド信号に正弦波信号を乗算、及び（ｃ）乗算された信号にフィルタを掛ける、という処理が必要である。非特許文献１の手法では、このような処理を周波数の異なる正弦波信号を用いて２回行うことになる。

非特許文献２に記載の方法においても、符号拡散されたデータ信号を異なる周波数で異なる時刻に送信するために、周波数変換を２回行わなければならない。先に２つの周波数の拡散系列を用意し、送信データ信号を拡散する方法を用いたとしても、２つの周波数の拡散系列を生成するために周波数変換を２回行う必要がある。

一般に、このような周波数変換の処理にはデータ信号の信号長に応じて増大する演算量が必要になり、ディジタル信号処理であれば信号長に比例した乗算回数が必要になる。従って、周波数変換処理を２回行うことは、消費電力の増大及び回路規模の増大につながるので、小型・軽量及び低消費電力が要求される携帯機器においては好ましくない。

本発明は、少ない処理量と低消費電力の下で効果的なダイバーシチを実現できる無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の一態様によると、第１の複素拡散符号を用いて、送信すべきデータ信号から符号拡散が施された第１の送信ＲＦ信号を生成し、複素平面上で前記第１の複素拡散符号と同じ回転速度を持ちかつ回転方向が反転した第２の複素拡散符号を用いて、前記データ信号から符号拡散が施された第２の送信ＲＦ信号を生成するステップと、前記第１の送信ＲＦ信号を送信アンテナから送信するステップと、前記第１の送信ＲＦ信号のあとに、前記第２の送信ＲＦ信号を前記送信アンテナから送信するステップと、を具備し、前記第１の送信ＲＦ信号は、第１の複素逆拡散符号に従って逆拡散され、前記第２の送信ＲＦ信号は、複素平面上で前記第１の複素逆拡散符号と同じ回転速度を持ちかつ回転方向が反転した第２の複素逆拡散符号に従って逆拡散されることを特徴とする無線通信方法を提供する。

本発明によると、２回の周波数変換を必要としない簡単な処理により、符号拡散及び周波数ダイバーシチを利用した信頼性の高い無線通信を実現できる。

以下、図面を参照しながら本実施形態について詳細に説明する。

（無線通信システム）
図１に示されるように、本発明の一実施形態に従う無線通信システムは、複数の携帯端末のような端末１０１〜１０４と基地局１０５を有する。端末１０１〜１０４は、基地局１０５のカバーエリア１０８内に位置している。ここでは端末１０１〜１０４の数は４、基地局１０５の数は１であるが、これに限られない。例えば、端末の数は１でもよく、基地局の数は複数でもよい。基地局１０５から端末１０１〜１０４への通信には下りリンク１０６が利用され、端末１０１〜１０４から基地局１０５への通信には上りリンク１０７が利用される。

図２に示されるように、下りリンク１０６では基地局１０５に備えられた送信機２０１から送信アンテナ２０２を介してＲＦ送信信号が送信される。送信機２０１では、送信ベースバンド信号生成部２１１によりデータ信号から送信ベースバンド信号が生成される。送信ベースバンド信号は送信ＲＦ部２１２に入力され、ＲＦ処理が施される。送信ＲＦ部２１２のＲＦ処理は、送信ベースバンド信号をＲＦ周波数にアップコンバートする処理及びアップコンバート後の信号に対して電力増幅を行う処理を含み、場合によってはさらにフィルタ処理を含む。このような送信ＲＦ部２１２のＲＦ処理によって、送信ＲＦ信号が生成される。

送信ＲＦ信号は、チャネル（伝搬路）２０３を経て端末１０１〜１０４に備えられた受信アンテナ２０４へ到達し、受信アンテナ２０４から受信ＲＦ信号が出力される。受信ＲＦ信号は受信機２０５に入力され、受信ＲＦ部２２１によりＲＦ処理が施される。受信ＲＦ処理部２２１のＲＦ処理は、受信ＲＦ信号を増幅する処理及び増幅後の受信ＲＦ信号をベースバンド周波数にダウンコンバートする処理を含み、場合によってはさらにフィルタ処理を含む。このような受信ＲＦ部２２１の処理によって、受信ベースバンド信号が生成される。受信ベースバンド信号は、さらにベースバンド信号復調部２２２により復調され、送信データ信号が再生される。

一方、上りリンク１０７では、端末１０１〜１０４に備えられた送信機２０１から送信アンテナ２０２を介して信号が送信され、チャネル２０３を経て基地局１０５に備えられた受信アンテナ２０４へ到達し、受信機２０５に入力される。上りリンク１０７での送信機２０１及び受信機２０５の処理は、下りリンク１０６での処理と同様である。

送信及び受信ベースバンド信号と送信及び受信ＲＦ信号の周波数関係は、図３及び図４のいずれでもよい。図３によると、送信ベースバンド信号及び受信ベースバンド信号はＤＣを中心周波数とし、また送信ＲＦ信号及び受信ＲＦ信号はキャリア周波数ｆ_cを中心周波数とする。これに対し、図４では送信ベースバンド信号及び受信ベースバンド信号はＤＣを中心周波数とせず、また送信ＲＦ信号及び受信ＲＦ信号はキャリア周波数ｆ_cを中心周波数としていない。

図５は、チャネル２０３が持つインパルス応答（チャネル応答と呼ぶ）の周波数特性の一例を示している。一般的に、チャネル２０３はマルチパスチャネルとなることが多い。マルチパスチャネルにおいては、それぞれのチャネル間で信号の電力を強め合う周波数や、逆に電力を弱め合う周波数が生じる。図３の例では、周波数ｆ₁付近及び−ｆ₂付近の周波数帯域において大きな電力の低下を生じている。このようなマルチパスチャネルの特性は、周波数選択性と呼ばれている。

このような周波数選択性に起因して電力の低下を生じる周波数帯域では、受信電力が低くなることにより、相対的に雑音の影響を受けやすくなり、信号対雑音比（ＳＮＲ）が低下する。そこで、受信電力の低下を生じる周波数帯域をＦＢ_lowSNRと称する。送信ＲＦ信号が狭帯域信号である場合、周波数帯域ＦＢ_lowSNRで信号を送信すると、受信が失敗する可能性が高くなる。一般的には、送信ＲＦ信号を広帯域化することにより、送信ＲＦ信号の帯域全体が周波数帯域ＦＢ_lowSNRに入ってしまうことを防ぎ、もって受信の失敗を避けることができる。
送信機２０１が送信に利用する周波数帯域、または送信可能周波数帯域は、図６に示されるようにｑ個のサブバンドに分割されているものとする。ここでは周波数の低い方から順に、第１サブバンド〜第ｑサブバンドと呼ぶことにする。送信機２０１は１つのサブバンドを用いて信号を送信するものとし、送信の際にどのサブバンド利用するかは、送信機２０１または受信機２０５からの指示により決めるものとする。このように複数のサブバンドを形成することによって、同時に複数の送信ＲＦ信号の送信を行う周波数分割多重（Frequency Division Multiplexing：ＦＤＭ）通信が可能となる。

一方、受信機２０５は送信機２０１からいずれか一つのサブバンドを用いて送信された信号を受信するものとする。サブバンドの数や１サブバンドの周波数幅は、必ずしも固定されていなくてもよい。例えば、送信時に要求される伝送速度や、同時に通信を行う送受信機の数に応じてサブバンド数やサブバンドの周波数幅を可変としてもよい。

ＦＤＭ通信の特殊な例として、直交周波数分割多元アクセス（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：ＯＦＤＭＡ）通信がある。図７は、ＯＦＤＭＡ通信における周波数の利用方法を示している。利用する周波数帯域がｐ個のサブバンドに分割されていることは図６と同様であるが、１つのサブバンドは複数のサブキャリアを含むことが図６と異なる。各サブキャリアは、周波数軸上で互いに直交するように配置されている。すなわち、各サブキャリアは他のサブキャリアに干渉を与えないように配置されている。本実施形態は、このようなＯＦＤＭＡ通信であっても、複数のサブキャリアを１つのサブバンドとみなすことで適用可能である。

本実施形態によると、送信機２０１において符号拡散されたデータ信号から複数の送信ＲＦ信号が生成され、それらの送信ＲＦ信号が異なる時刻に送信アンテナ２０２及びチャネル２０３を介して送信される。チャネル２０３を介して送信された複数の送信ＲＦ信号は、受信アンテナ２０４を介して受信機２０５で受信される。

図８（Ａ）の例によると、送信機２０１から２つの送信ＲＦ信号（第１及び第２の送信ＲＦ信号）が異なる送信時刻に送信される。すなわち、最初に第１の送信ＲＦ信号が送信され、次に第２の送信ＲＦ信号が送信される。第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号は、図８（Ｂ）に示されるようにチャネル２０３を介して受信機２０５で受信され、第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号が得られる。

ここで送信時刻が異なるとは、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の送信開始時刻または送信終了時刻が異なることを意味する。従って、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号が時間軸上で一部重なってもよいし、全く重ならなくてもよい。ＦＤＭ通信を利用した状況では、第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号がそれぞれ異なるサブバンドを利用することにより、それぞれ送信ＲＦ信号の一部が互いに重なる状態で送信を行うことが可能である。この場合、送信開始時刻または送信終了時刻のいずれかが異なればよい。

本実施形態では、周波数ダイバーシチを実現するために第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号が利用され、これらが異なる時刻に送信される。先に送られる第１の送信ＲＦ信号と後に送られる第２の送信ＲＦ信号は、データ信号を変調及び符号拡散して得られる送信ベースバンド信号の一部から生成される。

このように送信機２０１から送信ＲＦ信号を２回送信し、受信機２０５では２つの送信ＲＦ信号を受信することにより、送受信可能なデータ信号の量を増やすことができる。例えば、送受信可能なデータ信号の量が増えた分を誤り訂正による冗長化に利用すれば、受信が失敗する可能性を減らすことができる。同時に符号拡散されたベースバンド信号を送信することで、受信側では逆拡散によるゲインを得ることができ、より受信が失敗する可能性を減らすことができる。

（第１の実施形態の送信機）
次に、図９を参照して第１の実施形態に従う送信機２０１について説明する。図９に示されるように、送信機２０１はタイミングコントローラ３００、拡散系列生成器３０１、メモリ３０２、演算器３０３、信号選択器３０４、送信データブロック生成器３０５、変調器３０６及び送信ＲＦ部３０８を有する。送信ＲＦ部３０８は図２中の送信ＲＦ部２１２に相当し、図２中の送信アンテナ２０２に相当する送信アンテナ３０９に接続される。拡散系列生成器３０１、メモリ３０２、演算器３０３、拡散符号選択器３０４、送信データブロック生成器３０５及び変調器３０６は、図２中の送信ベースバンド信号生成部２１１に相当する。

送信データブロック生成器３０５は、誤り訂正符号化されたデータから一定長のデータを切り出して送信データブロック（送信すべきデータブロック、以下、送信データ信号ともいう）を生成する。送信データ信号は、一例としてＡＣＫ（Acknowledge）／ＮＡＣＫ（Non-Acknowledge）／ＣＱＩ（channel Quality Indicator）信号であるが、勿論これらの信号に限定されるものではない。生成された送信データ信号は、タイミングコントローラ３００からの指示に従って変調器３０６に入力される。

変調器３０６では、送信データブロック生成器３０５から入力される送信データ信号が変調されることにより、変調信号が生成される。変調器３０６においては従来知られている種々のディジタル変調方式、例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、ＡＳＫ(Amplitude Shift Keying）、ＦＳＫ(Frequency Shift Keying）、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）、６４ＱＡＭ、あるいはＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などの変調方式が利用される。

図１０を用いて拡散系列生成器３０１、メモリ３０２、演算器３０３、拡散器３０７について説明する。図１０では、第１の送信ＲＦ信号の元となる第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ＲＦ信号の元と成る第２の送信ベースバンド信号の生成までの様子が示される。図１０の例では、第１及び第２の送信ベースバンド信号によって変調信号がそれぞれ７シンボルずつ伝送される様子を示しており、各シンボルは長さ１２の拡散系列によって拡散されるものとする。

まず、拡散系列生成器３０１によって長さ１２の拡散系列が用意され、これがメモリ３０２に蓄えられる。メモリ３０２からの読み出し動作が７回繰り返され、すなわち拡散系列が７回コピーされることにより、第１の拡散符号が生成される。第１の拡散符号は変調器３０６から出力される変調信号の一部（７シンボル）に乗じられ、これにより符号拡散された第１の送信ベースバンド信号が生成される。

一方、第１の拡散符号に対して演算器３０３によって例えば複素共役演算が施されることにより、第２の拡散符号が生成される。第２の拡散符号は、変調器３０６から出力される変調信号の他の一部（７シンボル）に乗じられ、これにより符号拡散された第２の送信ベースバンド信号が生成される。

すなわち、拡散系列生成器３０１により得られた拡散系列は、メモリ３０２に記憶される。メモリ３０２に記憶された拡散系列は随時読み出すことができ、またメモリ３０２の記憶内容は変調器３０６より新たな拡散系列が入力されるまで保持されるものとする。メモリ３０２に記憶された拡散系列は、タイミングコントローラ３００によって与えられるタイミングで、繰り返し例えば７回読み出されることによって、第１の拡散符号が生成される。第１の拡散符号は、演算器３０３及び信号選択器３０４へ送られる。

メモリ３０２から読み出される第１の拡散符号に対して、演算器３０３により予め送信機２０１と受信機２０５間で取り決められた演算が施されることによって、第２の拡散符号が生成される。演算器３０３では第１及び第２の拡散符号が周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムを持つようにするための演算、例えば前述したように複素共役演算が行われる。

こうして生成される第１及び第２の拡散符号は、信号選択器３０４へ送られる。信号選択器３０４では、タイミングコントローラ３００からの指示に従ってメモリ３０２から読み出される第１の拡散符号、または演算器３０３から出力される第２の拡散符号のいずれかが選択され、選択された拡散符号は拡散器３０７に入力される。拡散器３０７では、変調器３０６から出力される変調信号の一部（７シンボル）に第１の拡散符号が乗じられることにより、符号拡散された第１の送信ベースバンド信号が生成され、また変調器３０６から出力される変調信号の他の一部（７シンボル）に第２の拡散符号が乗じられることにより、符号拡散された第２の送信ベースバンド信号が生成される。

送信ＲＦ部３０８では、拡散器３０７から出力される送信ベースバンド信号がＲＦ周波数に周波数変換されることによって、送信ＲＦ信号が生成される。すなわち、送信ＲＦ部３０８では第１の送信ベースバンド信号に対応して第１の送信ＲＦ信号が生成され、また第２の送信ベースバンド信号に対応して第２の送信ＲＦ信号が生成される。送信ＲＦ部３０８では、さらに第１及び第２の送信ＲＦ信号が電力増幅されて送信アンテナ３０９へ供給される。送信アンテナ３０９によって、送信ＲＦ部３０８から出力された第１及び第２の送信ＲＦ信号が電波として送信される。

タイミングコントローラ３００は、以下のように各部のタイミングを制御する。まず、タイミングコントローラ３００は、送信データブロック生成器３０５に対しては送信データブロックを生成するタイミングを与える。本実施形態では、一つの送信データブロックに対して第１及び第２の送信ＲＦ信号が送信されるため、第１及び第２の送信ＲＦ信号の生成が終わるまでメモリ３０２の内容を変更しないように、第２の送信ＲＦ信号の送信終了まで次の送信データブロックの出力を待つように制御する。

タイミングコントローラ３００は、メモリ３０２に対してはメモリ３０２に記憶された拡散系列が第１及び第２の送信ＲＦ信号の送信のたびに読み出し動作を行うように指示を与える。さらに、タイミングコントローラ３００は信号選択器３０４に対しては第１の送信ＲＦ信号の送信時刻にはメモリ３０２から読み出される第１の拡散符号を選択し、また第２の送信ＲＦ信号の送信時刻には演算器３０３から出力される第２の拡散符号を選択するように指示を与える。

（第１の実施形態の受信機）
次に、図１１を参照して第１の実施形態に従う受信機２０５について説明する。図１０に示されるように、受信機２０５はタイミングコントローラ４００、受信ＲＦ部４０２、チャネル等化器４０３、チャネル推定器４０４、逆拡散系列生成器４０５、メモリ４０６、受信処理選択器４０７、演算器４０８、逆拡散器４０９及び復調器４１０を有する。受信ＲＦ部４０２は図２中の受信ＲＦ部２２１に相当し、図２中の受信アンテナ２０４に相当する受信アンテナ４０１に接続される。

受信アンテナ４０１は、図９の送信機２０１から送信される第１及び第２の送信ＲＦ信号を受信し、第１及び第２の送信ＲＦ信号にそれぞれ対応する第１及び第２の受信ＲＦ信号を出力する。第１及び第２の受信ＲＦ信号は、受信ＲＦ部４０２に入力される。受信ＲＦ部４０２では第１及び第２の受信ＲＦ信号が増幅された後、ベースバンド周波数に変換されることよって、第１及び第２の受信ベースバンド信号が生成される。第１及び第２の受信ベースバンド信号は、チャネル推定器４０４及びチャネル等化器４０３へ送られる。

チャネル推定器４０４では、第１及び第２の受信ベースバンド信号を利用してチャネル応答、言い換えればチャネル歪み（送信ＲＦ信号がチャネルで受ける歪み）の推定が行われる。ここでいう歪みとは、受信電力の変化及び位相変化を指すものとする。チャネル歪みを推定する一般的な方法としては、送信機から送信機と受信機間で予め取り決められた既知信号（パイロット信号と呼ばれる）を送信する方法が良く知られている。図２に示した送信機２０１も、このようなパイロット信号を送信するものとする。

送信機２０１から送信されるパイロット信号は、データ信号と同様にチャネル２０３上で歪みを受ける。そこで、受信機２０５では送信パイロット信号と受信パイロット信号とを比較することにより、各周波数における受信電力の変化や位相の変化を推定することができる。チャネル推定器４０４からは、こうして推定されたチャネル応答（チャネル歪み）を示す情報がチャネル等化器４０３へ送られる。

チャネル等化器４０３では、受信ＲＦ部４０２から出力される第１及び第２の受信ベースバンド信号からチャネル歪みを抑圧する処理（これをチャネル等化という）が行われ、第１及び第２の等化後ベースバンド信号が出力される。チャネル等化の方法はいくつか知られているが、一般的にはチャネル応答の逆特性を受信ＲＦ信号に乗じることでチャネル歪みを抑圧する方法がよく用いられる。すなわち、送信中に送信ＲＦ信号が弱くなってしまった場合には受信ＲＦ信号を増幅し、逆に送信ＲＦ信号が強くなってしまった場合には受信ＲＦ信号を減衰させる。一方、送信中に送信ＲＦ信号が位相回転を受けた場合には、逆方向の位相回転を乗じる。

チャネル等化器４０３では、上記の処理によりチャネル歪みが抑圧され、送信ＲＦ信号の波形が再生される。但し、チャネル推定の結果は雑音などに起因する誤差を持ち、チャネル等化においても計算による誤差が生じることから、送信ＲＦ信号の波形を完全に再生することは難しい。これらの誤差は、受信ＲＦ信号のＳＮＲが低いほど大きくなる。マルチパスチャネルでは、チャネル応答が周波数特性を持つことから、受信ＲＦ信号の周波数によって誤差の大きさは異なる。すなわち、受信ＲＦ信号のスペクトラム内で誤差の大きい部分や小さい部分が混在する。これは復調時に誤りを生じる原因となる。チャネル等化器４０３から出力される第１及び第２の等化後ベースバンド信号は、逆拡散器４０９へ送られる。逆拡散器４０９については、後述する。

逆拡散系列生成器４０５は、図９の送信機２０１に設けられた拡散系列生成器３０１と同様の働きをする。但し、一般に符号拡散を実施する際には、拡散系列と逆拡散系列は複素共役の関係にある。従って、以下では送信機２０１で用いられた拡散系列の複素共役系列を逆拡散系列と称する。

逆拡散系列生成器４０５によって例えば長さ１２の拡散系列が用意され、これがメモリ４０６に蓄えられる。メモリ４０６に記憶された逆拡散系列は随時読み出すことができ、またメモリ４０６の記憶内容は新たな逆拡散系列が入力されるまで保持される。メモリ４０６に記憶された逆拡散系列は、タイミングコントローラ４００によって与えられるタイミングで繰り返し例えば７回読み出されることによって、第１の逆拡散符号が生成される。第１の逆拡散符号は、受信処理選択器４０７へ送られる。

一方、第１の逆拡散符号に対して演算器４０８によって、予め送信機２０１と受信機２０５間で取り決められた演算が施されることによって、第２の逆拡散符号が生成される。すなわち、演算器４０８では図９の送信機２０１内の演算器３０３による演算（第１及び第２の拡散符号が周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムを持つようにするための演算）と逆の演算、例えば前述したように複素共役演算が行われることにより、第２の逆拡散符号が生成される。

受信処理選択器４０７は、タイミングコントローラ４００からの指示に従って、入力された第１の逆拡散符号を演算器４０８または逆拡散器４０９のいずれかへ導く。逆拡散器４０９では、第１または第２の拡散符号とチャネル等化器４０３からの等化後ベースバンド信号とを乗算しかつ積分することで等化後ベースバンド信号の逆拡散を行う。

逆拡散器４０９からの逆拡散信号（逆拡散後のベースバンド信号）は、復調器４１０によって図９の送信機２０１内の変調器３０６により施された変調に対応した復調が施される。この結果、復調器４１０により元の送信データが再生される。

タイミングコントローラ４００は、第１及び第２の送信ＲＦ信号の受信時刻に基づいてチャネル等化器４０３、チャネル推定器４０４、逆拡散系列生成器４０５、メモリ４０６及び受信処理選択器４０７に対して処理を指示する。すなわち、タイミングコントローラ４００はチャネル推定器４０４に対しては、送信機２０１からパイロット信号が送信された時刻において推定動作を行うよう指示を与える。

タイミングコントローラ４００は、受信処理選択器４０７に対しては受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号または第２の受信ＲＦ信号のいずれであるかを示す例えば１ビットの選択制御信号を与える。この結果、受信ＲＦ信号選択器４０７からは受信ＲＦ信号が第１の受信ＲＦ信号である場合には、第１の受信ＲＦ信号に対応する第１の拡散符号が逆拡散器４０９へ入力され、受信ＲＦ信号が第２の受信ＲＦ信号である場合には、第２の受信ＲＦ信号に対応する第２の拡散符号が逆拡散器４０９へ入力される。

本実施形態によると、送信機２０１において第１の拡散符号により符号拡散された第１の送信ベースバンド信号から第１の送信ＲＦ信号が生成される。さらに、第１の拡散符号と周波数軸上で対称な形状の電力スペクトラムを有する第２の拡散符号により符号拡散された第２の送信ベースバンド信号から第２の送信ＲＦ信号が生成される。これにより変調器３０６の諸元を変えることなく、第１及び第２の送信ＲＦ信号を異なる時間波形にすることが可能となるため、第１及び第２の送信ＲＦ信号の電力スペクトラムの形状も異なるものとなる。従って、チャネル２０３がマルチパスチャネルであり、第１及び第２の送信ＲＦ信号にチャネル２０３上で同じ周波数選択性が重畳されたとしても、第１及び第２の受信ＲＦ信号がチャネル２０３上で受ける影響は互いに異なる。

一方、受信機２０５においては、第１及び第２の受信ＲＦ信号が前述のようにチャネル２０３上で異なる影響を受けている場合、その影響は第１及び第２の等化後ベースバンド信号にも伝搬される。ここで、第１及び第２の等化後ベースバンド信号は逆拡散器４０９において送信機２０１における第１及び第２の拡散符号と逆の第１及び第２の逆拡散符号によって逆符号拡散された後、復調器４１０によって復調される。

この結果、チャネル２０３上で第１及び第２の受信ＲＦ信号のいずれか一方に影響が大きく与えられる成分を第１及び第２の受信ＲＦ信号の他方によって補完することが可能となる。従って、受信エラーが生じる可能性は時間ダイバーシチの効果に加えてさらに減少し、受信性能が向上する。

（演算器３０３及び４０８について）
次に、演算器３０３及び４０８について具体的に説明する。演算器３０３では、入力である第１の拡散符号に対して例えば複素共役演算（第１の演算）が施され、第２の拡散符号が生成される。複素共役演算とは、例えば入力信号である複素信号の実部（実数成分）の符号を反転するか、あるいは−１を乗じる演算をいう。このような複素共役演算を入力信号に対して施すことにより、信号の周波数を直流に対して線対称の周波数へと移動させることができる。

この原理は、図１２に示される通りである。例えば、入力信号である正の周波数ｆ₀の信号は複素平面上で左回りに回転する信号であるが、これに複素共役演算を施すと、同じ回転速度を持ち、かつ回転方向が反転した出力信号を生成することができる。これは複素共役演算により、周波数−ｆ₀の信号を生成することができることを意味している。

次に、図１３（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）及び（Ｅ）を用いて第１の実施形態に従う処理について説明する。図１の無線通信システムは、ＲＦ周波数で通信が行われるが、図１３（Ａ）〜（Ｅ）では説明の都合上、送信ＲＦ部３０８によるベースバンド周波数からＲＦ周波数への周波数変換（アップコンバート）、及び受信ＲＦ部４０２によるＲＦ周波数からベースバンド周波数への周波数変換（ダウンコンバート）については省略している。また、図１３（Ａ）のチャネル応答ではキャリア周波数ｆ_cの周辺の周波数帯のみ示している。キャリア周波数ｆ_cは、ベースバンド信号ではＤＣに対応する。さらに図１３（Ａ）〜（Ｅ）において、ＦＢ_lowSNRは図５で説明した通り受信電力が低下する低ＳＮＲの周波数帯域を表す。

チャネル２０３は、図１３（Ａ）のチャネル応答に示されるように、周波数ｆ_c＋ｆ₁及びｆ_c−ｆ₂において受信電力が落ち込むような特性を持つと仮定する。この場合、周波数ｆ_c＋ｆ₁及びｆ_c−ｆ₂のＲＦ信号（ベースバンドでは周波数ｆ₁及び−ｆ₂の信号）のＳＮＲが低くなる。図１３（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）及び（Ｅ）は、各拡散符号の電力スペクトラムを示している。

第１の拡散符号のスペクトラムは、例えば図１３（Ｂ）に示される。第１の送信ベースバンド信号は、スペクトラムの一部に低ＳＮＲである周波数ｆ₁の成分を含んでいるとする。一方、第１の拡散符号に対して演算器３０３により複素共役演算を施して得られる第２の拡散符号のスペクトルは、例えば図１３（Ｃ）に示される。図１３（Ｂ）及び（Ｃ）から明らかなように、第１の拡散符号と第２の拡散符号は周波数軸上でＤＣに相当する周波数を中心に線対称な形状を持ったスペクトラムとなる。

第１及び第２の送信ベースバンド信号は、送信機２０１からそれぞれ第１及び第２の送信ＲＦ信号として異なる時刻でチャネル２０３を経て送信される。第１及び第２の送信ＲＦ信号は、チャネル２０３を経て受信機２０５において第１及び第２の受信ＲＦ信号として受信される。これを図１３（Ｄ）及び（Ｅ）に示されるスペクトラムを持つ第１及び第２の逆拡散符号にて逆拡散する。ここで第１及び第２の受信ベースバンド信号のうち、周波数ｆ₁の成分はチャネル２０３上で受信電力が減衰するため、ＳＮＲが低い。従って、チャネル等化処理によりスペクトラム形状は補正されるものの、周波数ｆ₁付近の成分については誤差を多く含んでいる。スペクトラムの一部が誤差を含む場合、時間波形にも誤差が生じるため、復調時に誤りを生じやすくなることは明らかである。

なお、スペクトラム反転の逆演算はやはりスペクトラム反転であり、複素共役演算の逆演算とは、複素共役演算そのものに他ならない。すなわち、受信機２０５において演算器４０８で施す演算（第２の演算）は、送信機２０１において演算器３０３で施した演算（第１の演算）をもう一度行うことにも相当する。

第１の受信ベースバンド信号のうち、周波数ｆ₁の成分のＳＮＲは低いが、その他の周波数の成分のＳＮＲは比較的高い。第２の受信ベースバンド信号については、周波数−ｆ₁の部分のＳＮＲが低いものの、他の周波数の成分は比較的ＳＮＲが高い。従って、もし第１の受信ベースバンド信号は、周波数ｆ₁の電力減衰が原因となり誤りを生じやすい状況であっても、第２の受信ベースバンド信号は周波数ｆ₁のＳＮＲが比較的高いため、誤りを生じにくくなり、復調時に誤りを生じる可能性が低減される。

このように第１の実施形態によると、時刻を異ならせて送信される第１及び第２の拡散符号及び逆拡散符号のスペクトラムを周波数軸上で対称の形状とすることにより、周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。この場合、複素共役演算という非常に簡単な演算を追加するのみでよく、非特許文献１に開示の手法に比較して演算量が小さく、消費電力も格段に低い。特に、第１の送信ベースバンド信号がディジタル信号であり、そのディジタル信号の最上位ビット（ＭＳＢ）は極性（正負の符号）を表し、残りのビットは絶対値を表している場合、複素共役演算はＭＳＢを反転させる操作のみで実現される。

ここでは演算器３０３及び４０８の演算として複素共役演算を用いたが、必ずしも複素共役演算でなくてもよい。複素共役演算は、虚部の符号を反転させる演算だが、これに代えて、実部の符号を反転する演算でも同様の結果が得られる。さらに、演算器３０３により入力信号の実部と虚部を入れ替える演算を施すことでも、同様の結果が得られる。この場合、受信機２０５では演算器４０８により入力信号の実部と虚部を入れ替える演算を施すことで、スペクトラム形状を元に戻すことができる。

（第２の実施形態の送信機）
次に、図１４を用いて本発明の第２の実施形態に従う送信機２０１について説明する。図１４に示される送信機２０１では、図９に示した送信機２０１に対して送信周波数変換器３１１が追加されている。

送信周波数変換器３１１では、拡散系列生成器３０１から出力される拡散系列の周波数が変換される。ここでは、一例として拡散系列は中心周波数ｆ₃の信号に変換されるものとする。周波数が変換された拡散系列は、メモリ３０２へと出力される。図１４において送信周波数変換器３１１以外の部分は、第１の実施形態と同様である。また、演算器３０３の演算は複素共役演算であると仮定する。ただし、前述したように必ずしも複素共役演算でなくてもよく、第１の実施形態において述べた他の演算を利用することもできる。

図１５を用いて拡散系列生成器３０１、メモリ３０２、演算器３０３、拡散器３０７及び送信周波数変換器３１１について説明する。図１０では、第１の送信ＲＦ信号の元となる第１の送信ベースバンド信号と第２の送信ＲＦ信号の元と成る第２の送信ベースバンド信号の生成までの様子が示される。図１５の例では、図１０と同様に第１及び第２の送信ベースバンド信号によって変調信号がそれぞれ７シンボルずつ伝送される様子を示しており、各シンボルは長さ１２の拡散系列によって拡散されるものとする。

まず、拡散系列生成器３０１によって長さ１２の拡散系列が用意され、これが送信周波数変換器３１１によって周波数−ｆ３に変換された後、メモリ３０２に蓄えられる。メモリ３０２からの読み出し動作が７回繰り返され、すなわち拡散系列が７回コピーされることにより、第１の拡散符号が生成される。第１の拡散符号は、変調器３０６から出力される変調信号の一部（７シンボル）に乗じられることにより符号拡散が施され、符号拡散された第１の送信ベースバンド信号が生成される。

一方、第１の拡散符号に対して演算器３０３によって例えば複素共役演算が施されることにより、周波数ｆ３の第２の拡散符号が生成される。第２の拡散符号は、変調器３０６から出力される変調信号の他の一部（７シンボル）に乗じられることにより符号拡散が施され、符号拡散された第２の送信ベースバンド信号が生成される。非特許文献２では、第１及び第２の拡散符号を生成するために計２回の周波数変換を施す必要があったのに対して、本実施形態では１回の周波数変換によって第１及び第２の拡散符号を生成することができる。

（第２の実施形態の受信機）
図１６は、本発明の第２の実施形態に従う受信機２０５であり、図１１に示した受信機２０５に対して受信周波数変換器４１１が追加されている。図１６において受信周波数変換器４１１以外の部分は、第１の実施形態と同様である。また、演算器４０８の演算は複素共役演算であると仮定する。ただし、前述したように必ずしも複素共役演算でなくてもよく、第１の実施形態において述べた他の演算を利用することもできる。

受信周波数変換器４１１では、チャネル等化器４０３からの第２の等化後ベースバンド信号に対して周波数変換が施され、変換ベースバンド信号が生成される。周波数変換により周波数はある量（周波数シフト量という）だけある方向（周波数シフト方向という）にシフトする。受信周波数変換器４１１での周波数シフト量は、図１４に示した送信機２０１における送信周波数変換器３１１での周波数シフト量にマイナスを乗じた値とする。すなわち、受信周波数変換器４１１での周波数シフト量は送信周波数変換器３１１での周波数シフト量と同じであり、受信周波数変換器４１１での周波数シフト方向は送信周波数変換器３１１での周波数シフト方向と逆である。例えば、送信周波数変換器３１１における周波数変換シフトがｆ₃（周波数シフト量はｆ₃、周波数シフト方向は正）の場合、受信周波数変換器４１１での周波数シフトを−ｆ₃（周波数シフト量はｆ₃、周波数シフト方向は負）とすることで、送信時の周波数シフトを相殺することができる。

次に、図１７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）及び（Ｅ）を用いて第２の実施形態に従う処理について説明する。ここでは、図１３（Ａ）〜（Ｅ）で説明したと同様に、送信ＲＦ部３０８によるベースバンド周波数からＲＦ周波数へのアップコンバート及び受信ＲＦ部４０２によるＲＦ周波数からベースバンド周波数へのダウンコンバートについては省略している。また、図１７（Ａ）のチャネル応答ではキャリア周波数ｆ_cの周辺の周波数帯のみ示している。キャリア周波数ｆ_cは、ベースバンド信号ではＤＣに対応する。さらに図１７（Ａ）〜（Ｅ）において、ＦＢ_lowSNRは図５で説明した通り受信電力が低下する低ＳＮＲの周波数帯域を表す。

チャネル２０３は、図１７（Ａ）のチャネル応答に示されるように周波数ｆ₁＋ｆ_c及び周波数ｆ_c−ｆ₂において、受信電力が落ち込むような特性を持つと仮定する。この場合、周波数ｆ_c＋ｆ₁及びｆ_c−ｆ₂のＲＦ信号（ベースバンドでは周波数ｆ₁及び−ｆ₂の信号）のＳＮＲが低くなる。図１７（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）及び（Ｅ）は、各ベースバンド信号の電力スペクトラムを示している。

第１の送信ベースバンド信号を符号拡散させる第１の拡散符号に周波数−ｆ₃の周波数変換が施されているため、図１７（Ｂ）に示されるように第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムの中心周波数は周波数−ｆ₃にある。第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムは、周波数−ｆ₂の成分を含んでいる。一方、第２の送信ベースバンド信号を符号拡散させる第２の拡散符号は第１の拡散符号に対して複素共役演算を施した信号であるため、図１７（Ｃ）に示されるように第２の送信ベースバンド信号のスペクトラムはＤＣを中心として第１の送信ベースバンド信号のスペクトラムと対称な周波数に位置しており、中心周波数はｆ₃となる。このように複素共役演算を用いることにより、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の中心周波数を容易に異ならせることができ、これによって周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。

第１及び第２の送信ベースバンド信号は、送信機２０１からそれぞれ第１及び第２の送信ＲＦ信号として異なる時刻でチャネル２０３を経て送信される。第１及び第２の送信ＲＦ信号は、チャネル２０３を経て受信機２０５において第１及び第２の受信ＲＦ信号として受信される。第１の受信ＲＦ信号に対応する第１の送信ベースバンド信号は、図１７（Ｄ）に示されるように周波数−ｆ₃を中心とするスペクトラムを持つ。第１の受信ベースバンド信号のスペクトラムは、低ＳＮＲである周波数−ｆ₂の成分を含む。一方、第２の受信ＲＦ信号に対応する第２の受信ベースバンド信号は、図１７（Ｅ）に示されるように周波数ｆ₃を中心とするスペクトラムを持つため、低ＳＮＲの周波数−ｆ₂の成分を含まず、全体的に比較的高いＳＮＲを有する。

このように第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、複素共役演算という非常に簡素な演算を追加するのみで、周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。また、第２の実施形態では周波数変換を組み合わせることで、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の周波数を大きく離すことにより、より効果的な周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。さらに、第２の実施形態では送信機２０１においては周波数変換を第１及び第２の拡散符号の元となる拡散系列に対してのみ施し、また受信機２０５においては第２の等化後ベースバンド信号に対してのみ施せばよいので、送信機及び受信機においてそれぞれ２回の周波数変換を必要とする非特許文献１及び２に比較して演算量が著しく減少する。

以下、第２の実施形態の利点について詳しく述べる。非特許文献１及び２のような従来の技術によると、中心周波数の異なる第１及び第２の送信ＲＦ信号を生成するために、２回の周波数変換を行わなければならない。前述したように周波数変換のための演算量は大きいため、必要な回路規模が大きくなる。また、このような周波数変換を送信の度に行うことは消費電力の増大を招く。受信側においては、中心周波数の異なる第１及び第２の受信ＲＦ信号に対して異なる周波数シフト量の周波数変換を施すことによって、受信ベースバンド信号を生成する必要がある。

一方、第２の実施形態によると送信機２０１における周波数変換は拡散系列に対してのみ行えばよい。拡散系列に基づき第１の拡散符号を生成し、また第２の拡散符号は第１の拡散符号に対して複素共役演算、例えば虚数成分の符号を反転させるという簡単な操作を行うのみで生成可能であるから、２回の周波数変換は不要である。受信機２０５における周波数変換については、チャネル等化器４０３から得られる等化ベースバンド信号のうち第２の等化ベースバンド信号に対してのみ行えばよい。

（送信ＲＦ信号の周波数配置について）
次に、図１８を参照して第１及び第２の送信ＲＦ信号の好ましい周波数配置について説明する。送信機２０１による送信可能周波数帯域は、図１８に示されるようにｆ_c−４ｆ₀からｆ_c＋４ｆ₀の間（帯域幅は８ｆ₀）に限定されているものとする。送信可能周波数帯域は８つのサブバンドに分割され、送信機２０１からの送信ＲＦ信号の帯域幅はｆ₀であるとする。１回の送信時間は、Ｔ₀であるとする。

図１８に示すように、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号を送信可能周波数帯域の両端に配置する。すなわち、第１の送信ＲＦ信号の中心周波数をｆ_c−３．５ｆ₀、第２の送信ＲＦ信号の中心周波数をｆ_c＋３．５ｆ₀とする。このようにすることにより、第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号の周波数間隔を最大限に広げることができる。このため、チャネル２０３上で受ける第１及び第２の送信ＲＦ信号のチャネル歪みはより無相関に近くなり、周波数ダイバーシチの効果が最大限に発揮される。図１６の例では第１の送信ＲＦ信号の送信後、時間間隔を空けずに第２の送信ＲＦ信号が送信されているが、第２の送信ＲＦ信号が送信されてから、ある程度の時間間隔を空けて第２のＲＦ信号が送信されるようにしてもよい。

（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡへの適用例）
次に、図１９を用いて送信周波数変換器３１１の好ましい例について説明する。図１９は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡと呼ばれる通信方式に用いられる、周波数変換及びサンプルレート変換装置を示している。ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡのＤＦＴは離散フーリエ変換、ｓはspread、ＯＦＤＭＡは直交周波数分割多元アクセス（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）を表す。図１８に示した周波数配置に従って第１及び第２の送信ＲＦ信号を送信する場合、送信機２０１において第１の送信ＲＦ信号の生成時に周波数変換器３１１によって中心周波数−３．５ｆ₀の信号に周波数変換した第１の拡散符号を生成しなければならない。

図１９の送信周波数変換器３１１では、まず拡散系列生成部３０１からの拡散系列はＤＦＴ（離散フーリエ変換）ユニット５０１に入力される。ＤＦＴユニット５０１の出力として、周波数領域の信号スペクトラムが得られる。ここでは一例として、ＤＦＴユニット５０１におけるＤＦＴサイズは４とする。

ＤＦＴユニット５０１により得られた第１の信号スペクトラムは、第２の変換器であるＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）ユニット５０３によって中心周波数が変換され、かつ時間波形に変換されることにより、第１の拡散符号が生成される。ＤＦＴユニット５０１により得られた信号スペクトラムは、ＩＦＦＴユニット５０３の例えば周波数−４ｆ₀から−３ｆ₀に対応する第１〜第４入力ポートに入力される。ＩＦＦＴユニット５０３の他の第５〜第３２入力ポートには、０値発生ユニット５０３から“０”が入力される。

すなわち、図１９の例ではＩＦＦＴサイズは３２であり、これを周波数−４ｆ₀から４ｆ₀に対応させる場合、周波数−４ｆ₀から−３ｆ₀に対応する入力ポートは第１〜第４入力ポートとなる。ＩＦＦＴユニット５０３の出力をサンプルレート４ｆ₀で観測すると、中心周波数−３．５ｆ₀に変換された時間波形である第１の拡散符号が得られる。

送信周波数変換器３１１を図１９のように構成する場合、第１の送信ＲＦ信号の生成時にのみ、ＤＦＴユニット５０１及びＩＦＦＴユニット５０３を動作させればよい。非特許文献１に従うと第１及び第２の送信ＲＦ信号の生成時にＤＦＴユニット及びＩＦＦＴユニットを動作させなければならないのに対して、第１の送信ＲＦ信号の生成時にのみＤＦＴユニット５０１及びＩＦＦＴユニット５０３を動作させると、消費電力はほぼ１／２に低減されることになる。

（第３の実施形態の送信機）
本発明の第３の実施形態による送信機２０１では、図２０に示されるように図１４に示した送信機に対して誤り訂正符号化器３１２が追加されている。送信データブロック生成器３０５により生成される送信データブロックは、誤り訂正符号化器３１２により誤り訂正符号化が施された後、変調器３０６により変調される。このようにすると、より劣悪な通信路であっても良好な通信が可能となる。

このように本実施形態では、第２の実施形態と同様に周波数ダイバーシチを利用し、第１の送信ＲＦ信号または第２の送信ＲＦ信号の両方が劣化する可能性を低減している。第１及び第２の送信ＲＦ信号のいずれかが良好な状態で受信できれば、本実施形態に従って追加された誤り訂正機能を利用して受信誤りを回復できる。

（第４の実施形態の送信機）
本発明の第４の実施形態による送信機２０１では、図２１に示されるように図１４に示した送信機に対して拡散器３０７と信号選択器３０４の位置が入れ替えられている。このような構成によっても、周波数変換を１回に抑えたまま周波数ダイバーシチを実現することができる。

図２１に示したような拡散器３０７の後に演算器３０３が配置された送信機２０１から送信されるＲＦ信号においては、変調信号についても複素共役処理がなされている。従って、図２１の送信機２０１から送信されるＲＦ信号を受信する際には、受信機２０５において復調器４１０で逆拡散後の第２の等化後ベースバンド信号の複素共役処理を実施する必要がある。

（第５の実施形態の受信機）
図１６に示した受信機では、第２の等化後ベースバンド信号を周波数変換したが、逆拡散系列を周波数変換してもよい。図２２は、このような考えに基づく本発明の第５の実施形態に従う受信機２０５であり、逆拡散系列生成器４０５とメモリ４０６との間に、受信周波数変換器４１１が挿入されている。受信周波数変換器４１１では、拡散系列生成器４０５から出力されるＤＣに位置する逆拡散系列を周波数ｆ３へと変換する。このような周波数変換を行うと、周波数−ｆ３に位置する第１の等化後ベースバンド信号を逆拡散することにより、第１の等化後ベースバンド信号はＤＣを中心とする信号へ変換される。

一方、メモリ４０６に蓄えられた逆拡散系列は演算器４０８の働きによって周波数−ｆ３の信号へ変換されて第２の拡散符号が生成されることから、この第２の拡散符号を用いて中心周波数ｆ３の第２の等化後ベースバンド信号を逆拡散することにより、第２の等化後ベースバンド信号は同様にＤＣを中心とする信号へ変換される。

（第６の実施形態の送信機）
図２３は、本発明の第６の実施形態に従う送信機２０１であり、図１４に示した送信機２０１に対して、拡散系列生成器３０１の位置と送信データブロック生成器３０５及び変調器３０６の位置が入れ替えられている。第１の拡散符号と第２の拡散符号が異なる場合であっても、第１の送信ベースバンド信号によって送信されるデータと、第２のベースバンド信号によって送信されるデータが同一である場合、図２３のような送信機構成が有効である。

すなわち、図２３では送信データブロック生成器３０５により生成される送信ブロックを変調器３０６によって変調して得られる変調信号は、送信周波数変換器３１１により周波数変換された後、メモリ３０２に蓄えられる。メモリ３０２から得られる第１の変調信号と、第１の変調信号に対して演算器３０３により複素共役などの処理を施した第２の変調信号のいずれかが信号選択器３０４により選択され、拡散器３０７に入力される。一方、拡散系列生成器３０１により生成される拡散系列は、そのまま拡散器３０７に与えられる。

このような構成であっても、第１の送信ベースバンド信号によって送信される送信データと、第２の送信ベースバンド信号によって送信されるデータが同一である場合、演算器３０３において複素共役などの処理を施すことにより、第１及び第２の送信ベースバンド信号の一方の信号から他方の信号を生成することが可能となる。

（第６の実施形態の受信機）
図２４は、図２３の送信機２０１に対応する受信機２０５を示しており、図１６の受信機２０５における逆拡散器４０９と復調器４１０との間に、受信処理選択器４０７、メモリ４０６、演算器４０８及び加算器４１２が配置されている。チャネル等化器４０３から出力される第１及び第２の等化後ベースバンド信号は、受信周波数変換器４１１によってＤＣへ周波数変換され、さらに逆拡散器４０９により逆拡散された後、受信処理選択器４０７へ送られる。受信処理選択器４０７は、タイミングコントローラ４００からの指示に従って、入力された逆拡散符号を演算器４０８またはメモリ４０６のいずれかへ導く。演算器４０８では、受信処理選択器４０７からの逆拡散符号に対して図２３の送信機２０１内の演算器３０３による演算と逆の演算が施される。

演算器４０８により演算が施された信号は、加算器４１２に入力される。加算器４１２では、メモリ４０６から読み出される信号と演算器４０７から出力される信号が加算される。加算器４１２からの出力信号（合成ベースバンド信号）は、復調器４１０によって復調されることにより、元の送信データが再生される。

（拡散系列）
次に、拡散系列にCAZAC(Constant Amplitude and Zero Auto-Correlation)系列を利用した場合について述べる。CAZAC系列とは、振幅が一定であり、自己相関特性が完全な系列を指す。ある一つの生成方法により得られる複数のCAZAC系列のうちの一つに対して複素共役演算を施すと、他のCAZAC系列になる場合がある。CAZAC系列の一例であるZaddof-Chu系列を用いて詳細を説明する。

Zaddof-Chu系列は、以下の式を用いて生成できる。

ここでｎは系列番号、ｋは系列の要素番号、Ｎは系列長である。ｎはＮの約数であってはならないという制約がある。そこでＮを素数とした場合、長さＮのZaddof-Chu系列ではｋが０からＮ−１までのＮ通りを得ることができる。ｋ＝０の場合についてはｋ＝Ｎとなり、これはｋ＝０の場合と同じ系列である。この点も考慮すると、長さＮのZaddof-Chu系列では、ｋ＝０からｋ＝Ｎ−１番目までの系列のうちの任意のｋ＝ｋｃ番目の系列の複素共役をとると、Ｎ−ｋｃ番目の系列が出来上がることが知られている。

そこで、送信機２０１において、複素共役をとることにより他の系列に変換されるZaddof-Chu系列のような拡散系列を用いて第１の拡散符号及び第２の拡散符号を生成することを考える。長さＮのZaddof-Chu系列を第１の拡散符号及び第２の拡散符号として利用する場合、ｋ＝ｋｃのZaddof-Chu系列を第１の拡散符号として利用し、ｋ＝Ｎ−ｋｃのZaddof-Chu系列を第２の拡散符号として利用するものとする。すると、ｋ＝ｋｃのZaddof-Chu系列を周波数変換した第１の拡散符号に対して、前述した複素共役などの演算を施すことで、周波数の符号が反転したｋ＝Ｎ−ｋｃのZaddof-Chu系列を第２の拡散符号として得ることができる。

長さＮのZaddof-Chu系列を途中で打ち切った系列、あるいは長さＮのZaddof-Chu系列を繰り返した系列が拡散系列として用いてもよい。この場合においても、ｋ＝ｋｃの系列の複素共役系列はｋ＝Ｎ−ｋｃとなるので、前述のようにｋ＝ｋｃのZaddof-Chu系列を第１の拡散符号として利用し、ｋ＝Ｎ−ｋｃのZaddof-Chu系列を第２の拡散符号として利用することが可能である。

（第７の実施形態の送信機）
CAZAC系列の自己相関が完全であるという性質から、CAZAC系列とこれをサイクリックシフトした系列との間の相関は０となる。これを利用して、異なるサイクリックシフトが乗じられた１つのCAZAC系列を複数の送信機２０１間で共用する場合が考えられる。

図２５は、このようなサイクリックシフト機能を備えた送信機２０１であり、図１４に示した送信機２０１に対して、信号選択器３０４と拡散器３０７との間にサイクリックシフタ３１３が挿入されている。拡散系列生成器３０１では、複数の送信機２０１間で同一のCAZAC系列が生成される。サイクリックシフタ３１３では、信号選択器３０４から出力される第１または第２の拡散信号にサイクリックシフトが施される。サイクリックシフタ３１３は、タイミングコントローラ３００によって送信機間で異なるサイクリックシフト量が指示される。本実施形態において、周波数の異なる２つの拡散符号を複素共役処理などの演算により容易に生成できるという利点については、これまでの実施形態と同様である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

基地局及び端末を含む無線通信システムの概略を示す図 基地局及び端末に備えられる送受信システムを示すブロック図 送信及び受信ベースバンド信号と送信及び受信ＲＦ信号の周波数関係の一例を示す図 送信及び受信ベースバンド信号と送信及び受信ＲＦ信号の周波数関係の他の例を示す図 チャネル応答の例を示す図 ＦＤＭＡ通信におけるサブバンドの周波数配置の例を示す図 ＯＦＤＭＡ通信におけるサブバンド及びサブキャリアの周波数配置の例を示す図 複数の送信ＲＦ信号及び複数の受信ＲＦ信号の関係を示す図 第１の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第１の実施形態における第１及び第２の拡散符号の生成について説明する図 第１の実施形態に従う受信機を示すブロック図 図９及び図１１における演算器で用いられる複素共役演算について説明する図 第１の実施形態における各部の周波数特性を示す図 第２の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第２の実施形態における第１及び第２の拡散符号の生成について説明する図 第２の実施形態に従う受信機を示すブロック図 第２の実施形態における各部の周波数特性を示す図 第１及び第２の送信ＲＦ信号の周波数配置の例を示す図 図１４における送信周波数変換器の具体例を示すブロック図 第３の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第４の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第５の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第６の実施形態に従う送信機を示すブロック図 第６の実施形態に従う受信機を示すブロック図 第７の実施形態に従う送信機を示すブロック図

符号の説明

１０１〜１０４・・・端末
１０５・・・基地局
１０６・・・カバーエリア
２０１・・・送信機
２０２・・・送信アンテナ
２０３・・・チャネル
２０４・・・受信アンテナ
２０５・・・受信機
３００・・・タイミングコントローラ
３０１・・・拡散系列生成器
３０２・・・メモリ
３０３・・・演算器
３０４・・・信号選択器
３０５・・・送信データブロック生成部
３０６・・・変調器
３０７・・・拡散器
３０８・・・送信ＲＦ部
３０９・・・送信アンテナ
３１１・・・送信周波数変換器
３１２・・・誤り訂正符号化器
３１３・・・サイクリックシフタ
４００・・・タイミングコントローラ
４０１・・・受信アンテナ
４０２・・・受信ＲＦ部
４０３・・・チャネル等化器
４０４・・・チャネル推定器
４０５・・・逆拡散系列生成器
４０６・・・メモリ
４０７・・・受信処理選択器
４０８・・・演算器
４０９・・・逆拡散器
４１０・・・復調器
４１１・・・受信周波数変換器
４１２・・・加算器
５０１・・・ＤＦＴユニット（第１の変換器）
５０３・・・ＩＦＦＴユニット（第２の変換器）

Claims (17)

1. 第１の複素拡散符号を用いて、送信すべきデータ信号から符号拡散が施された第１の送信ＲＦ信号を生成し、複素平面上で前記第１の複素拡散符号と同じ回転速度を持ちかつ回転方向が反転した第２の複素拡散符号を用いて、前記データ信号から符号拡散が施された第２の送信ＲＦ信号を生成するステップと、
   前記第１の送信ＲＦ信号を送信アンテナから送信するステップと、
   前記第１の送信ＲＦ信号のあとに、前記第２の送信ＲＦ信号を前記送信アンテナから送信するステップと、を具備し、
   前記第１の送信ＲＦ信号は、第１の複素逆拡散符号に従って逆拡散され、
   前記第２の送信ＲＦ信号は、複素平面上で前記第１の複素逆拡散符号と同じ回転速度を持ちかつ回転方向が反転した第２の複素逆拡散符号に従って逆拡散されることを特徴とする無線通信方法。
2. 第１の複素拡散符号を用いて、送信すべきデータ信号から符号拡散が施された第１の送信ＲＦ信号を生成し出力し、複素平面上で前記第１の複素拡散符号と同じ回転速度を持ちかつ回転方向が反転した第２の複素拡散符号を用いて、前記データ信号から符号拡散が施された第２の送信ＲＦ信号を生成し出力するように構成された送信機と、
   前記第１の送信ＲＦ信号を送信し、前記第１の送信ＲＦ信号のあとに第２の送信ＲＦ信号を送信する送信アンテナと、を具備することを特徴とする無線送信装置。
3. 前記第１の送信ＲＦ信号と第２の送信ＲＦ信号は、異なる中心周波数を持つことを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
4. 前記第１の送信ＲＦ信号は送信可能周波数の下限の周波数を持ち、前記第２の送信ＲＦ信号は前記送信可能周波数の上限の周波数を持つことを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
5. 前記送信機は、
   拡散系列を用いて前記第１の複素拡散符号を生成する符号生成器と、
   前記第１の複素拡散符号に第１の演算を施して前記第２の複素拡散符号を生成する第１の演算器と、
   前記データ信号を変調して変調信号を生成する変調器と、
   前記変調信号の一部に対して前記第１の複素拡散符号を用いて拡散処理を施して第１の送信ベースバンド信号を生成し、前記変調信号の一部に対して前記第２の複素拡散符号を用いて拡散処理を施して第２の送信ベースバンド信号を生成する拡散器と、
   前記第１の送信ベースバンド信号及び前記第２の送信ベースバンド信号にＲＦ処理を施して前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を生成するように構成された送信ＲＦ部と、
   前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を送信する送信アンテナと、を有することを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
6. 前記第１の複素拡散符号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記第１の演算は、前記実部及び前記虚部のいずれか一方に−１を乗じる演算であることを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
7. 前記第１の複素拡散符号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記第１の演算は、前記実部と前記虚部とを入れ替える演算であることを特徴とする請求項５記載の無線送信装置。
8. 前記送信機は、
   拡散系列に第１の周波数シフト量及び第１の周波数シフト方向の周波数変換を施して前記第１の複素拡散符号を生成する第１の周波数変換器と、
   前記第１の複素拡散符号に第１の演算を施して複素平面上で前記第１の複素拡散符号と同じ回転速度を持ちかつ回転方向が反転した第２の複素拡散符号を生成する第１の演算器と、
   前記データ信号を変調して変調信号を生成する変調器と、
   前記変調信号の一部を前記第１の複素拡散符号に従って拡散して第１の送信ベースバンド信号を生成し、前記変調信号の他の一部を前記第２の複素拡散符号に従って拡散して第２の送信ベースバンド信号を生成する拡散器と、
   前記第１の送信ベースバンド信号及び前記第２の送信ベースバンド信号にＲＦ処理を施して前記第１の送信ＲＦ信号及び第２の送信ＲＦ信号を生成するように構成された送信ＲＦ部と、
   前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を送信する送信アンテナと、を有することを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
9. 前記第１の複素拡散符号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記第１の演算は、前記実部及び前記虚部のいずれか一方に−１を乗じる演算であることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
10. 前記第１の複素拡散符号は、実部と虚部を持つ複素数信号であり、前記第１の演算は、前記実部と前記虚部とを入れ替える演算であることを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
11. 前記周波数変換器は、
    前記拡散系列を周波数領域の第１の信号スペクトラムに変換する第１の変換器と、
    前記第１の信号スペクトラムの中心周波数を変換すると共に時間波形に変換することにより前記第１の複素拡散符号を生成する第２の変換器と、を有することを特徴とする請求項８記載の無線送信装置。
12. 前記第１の変換器はＤＦＴユニットであり、前記第２の変換器はＩＦＦＴユニットであることを特徴とする請求項１１記載の無線送信装置。
13. 前記第１の複素拡散符号及び第２の複素拡散符号は、系列番号ｋの系列の複素共役系列が系列番号Ｎ−ｋの系列となる長さＮのZaddof-Chu系列のうち、系列番号ｋのZaddof-Chu系列及び系列番号Ｎ−ｋのZaddof-Chu系列からそれぞれ生成されることを特徴とする請求項２乃至１２のいずれか１項記載の無線送信装置。
14. 請求項５に記載の無線送信装置から送信される前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を得る受信アンテナと、
    前記第１の受信ＲＦ信号及び前記第２の受信ＲＦ信号にＲＦ処理を施して第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号を生成する受信ＲＦ部と、
    前記第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号に対してチャネル等化を行って第１の等化後ベースバンド信号及び第２の等化後ベースバンド信号を得るチャネル等化器と、
    第１の複素逆拡散符号を生成する逆符号生成器と、
    前記第１の複素逆拡散符号に対して第２の演算を施して第２の複素逆拡散符号を生成する第２の演算器と、
    前記第１の等化後ベースバンド信号を前記第１の複素逆拡散符号に従って逆拡散し、前記第２の等化後ベースバンド信号を前記第２の複素逆拡散符号に従って逆拡散する逆拡散器と、
    前記逆拡散器の出力を復調して前記データ信号を再生する復調器と、を具備する無線受信装置。
15. 請求項８に記載の無線送信装置から送信される前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を得る受信アンテナと、
    前記第１の受信ＲＦ信号及び前記第２の受信ＲＦ信号にＲＦ処理を施して第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号を生成する受信ＲＦ部と、
    前記第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号に対してチャネル等化を行って第１の等化後ベースバンド信号及び第２の等化後ベースバンド信号を得るチャネル等化器と、
    前記第１の等化後ベースバンド信号に対して前記第１の周波数シフト量及び前記第１の周波数シフト方向と逆の第２の周波数シフト方向の周波数変換を施して第１の変換ベースバンド信号を生成し、前記第２の等化後ベースバンド信号に対して前記第１の周波数シフト量及び前記第１の周波数シフト方向と等しい第２の周波数シフト方向の周波数変換を施して第２の変換ベースバンド信号を生成する周波数変換器と、
    第１の複素逆拡散符号を生成する逆符号生成器と、
    前記第１の複素逆拡散符号に対して第２の演算を施して第２の複素逆拡散符号を生成する第２の演算器と、
    前記第１の変換ベースバンド信号を前記第１の複素逆拡散符号に従って逆拡散し、前記第２の変換ベースバンド信号を前記第２の複素逆拡散符号に従って逆拡散して第１の出力信号及び第２の出力信号を生成する逆拡散器と、
    前記第１の出力信号及び第２の出力信号を復調して前記データ信号を再生する復調器と、を具備する無線受信装置。
16. 請求項８に記載の無線送信装置から送信される前記第１の送信ＲＦ信号及び前記第２の送信ＲＦ信号を受信して第１の受信ＲＦ信号及び第２の受信ＲＦ信号を得る受信アンテナと、
    前記第１の受信ＲＦ信号及び前記第２の受信ＲＦ信号にＲＦ処理を施して第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号を生成する受信ＲＦ部と、
    前記第１の受信ベースバンド信号及び第２の受信ベースバンド信号に対してチャネル等化を行って第１の等化後ベースバンド信号及び第２の等化後ベースバンド信号を得るチャネル等化器と、
    複素逆拡散符号を生成する逆符号生成器と、
    前記複素逆拡散符号に対して前記第１の周波数シフト量及び前記第１の周波数シフト方向と逆の第２の周波数シフト方向の周波数変換を施して第１の複素逆拡散符号を生成する周波数変換器と、
    前記第１の複素逆拡散符号に対して第２の演算を施して第２の複素逆拡散符号を生成する第２の演算器と、
    前記第１の等化後ベースバンド信号を前記第１の複素逆拡散符号に従って逆拡散し、前記第２の等化後ベースバンド信号を前記第２の複素逆拡散符号に従って逆拡散して第１の出力信号及び第２の出力信号を生成する逆拡散器と、
    前記第１の出力信号及び第２の出力信号を復調して前記データ信号を再生する復調器と、を具備する無線受信装置。
17. 前記第１の複素逆拡散符号及び第２の複素逆拡散符号は、系列番号ｋの系列の複素共役系列が系列番号Ｎ−ｋの系列となる長さＮのZaddof-Chu系列のうち、系列番号ｋのZaddof-Chu系列及び系列番号Ｎ−ｋのZaddof-Chu系列からそれぞれ生成されることを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか１項記載の無線受信装置。

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