KR102089664B1

KR102089664B1 - 양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템

Info

Publication number: KR102089664B1
Application number: KR1020180150893A
Authority: KR
Inventors: 정진곤
Original assignee: 중앙대학교 산학협력단
Priority date: 2018-11-29
Filing date: 2018-11-29
Publication date: 2020-03-16
Anticipated expiration: 2038-11-29

Abstract

본 발명은 양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템이 개시된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템의 통신 방법은, 제1 소스노드, 제2 소스노드 및 중계기를 포함하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법에 있어서, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 상기 중계기로 전송하는 단계, 상기 중계기는, 상기 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 STLC(space-time line code) 부호화하고, 상기 부호화된 STLC 심볼을 M개(여기서 M은 1이상의 자연수)의 안테나를 이용하여 순차적으로 브로드캐스팅하는 단계, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 순차적으로 수신되는 수신신호를 결합하고, 상기 결합된 수신신호를 이용하여 상대 소스노드의 정보심볼을 각각 획득하는 단계를 포함한다.

Description

양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템{COMMUNICATION METHOD OF TWO-WAY RELAY SYSTEM AND THEREOF SYSTEM}

본 발명은 양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템에 관한 것으로, 특히 시공간 선형 부호화 기법과 최대의 전송률을 얻기 위한 전력 제어 방식을 이용하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템에 관한 것이다.

최근 제안된 시공간 선형 부호화(STLC: space-time line code) 방식은 송신단에서 알고 있는 채널 정보를 사용하여 정보를 부호화하여 이를 단일 송신안테나를 통해 순차적으로 송신하고, 다중 수신안테나로 수신하여 최대 공간 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. 수신기는 채널 정보 없이 STLC 신호로부터 noncoherent 검파하여 정보 복원이 가능하다. 때문에, IoT, 센서, 웨어러블 디바이스와 같은 저전력 단거리 통신, coherent 검파를 하는 비인가 수신기로 정보가 유출되는 것을 방지하는 보안 통신 등, 폭 넓은 활용이 기대되는 기술이다.

한편, 양방향 중계 시스템이란 두 개의 소스 노드가 각자의 정보를 하나의 중계기 노드를 통하여 정보를 교환하는 통신 시스템이다. 이는 두 소스 노드가 중계기로 각자의 정보를 동시에 전송하고 중계기가 이들을 수신하는 도 1에서 보인 phase-1과 중계기가 phase-1에서 수신한 정보를 두 소스 노드로 재전송해 주는 도 2에 보인 phase-2로 구성된다. 양방향 중계기는 두 phases를 통해 두 소스 노드는 서로의 정보를 교환할 수 있어 정보 교환을 위한 효율적인 중계 방식 가운데 하나이다.

도 1에서는 두 안테나를 갖는 소스 노드가 시공간 블록 부호(STBC: space-time line code)를 통해 M개 안테나를 갖는 중계기로 데이터를 전송하는 예를 보였으며, 도 2에서는 phase-1에 전송한 자신의 신호가 되돌아와 간섭을 일으키는 self interference을 막을 수 있는 시공간다중접속(SDMA: spatial division multiple access) 방식 기술을 사용한 양방향 중계 방식에 phase-2를 나타내고 있다.

그러나, SDMA를 통해 전송되는 중계 신호는 높은 peak-to-average-power ratio (PAPR)을 갖기 때문에, nonlinear 성질을 갖는 실제 전력 증폭기 (PA: power amplifier)를 사용하여 신호를 전송할 경우, 신호의 왜곡이 크게 발생하여, 중계 성능을 크게 저하할 수 있다는 문제가 있다.

이에, 양방향 중계기에서 높은 PAPR을 낮추고, 데이터 전송률을 향상시킬 수 있는 기술 개발이 요구되고 있다.

이에 관련하여, 발명의 명칭이 " ＵＷ(ｕｎｉｑｕｅ－ｗｏｒｄ)를 사용하는 시공간 블록 부호화 기반의 송수신 장치 및 방법"인 한국등록특허 제 10-1275851호가 존재한다.

본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 양방향 중계기에서 높은 PAPR을 낮추고, 데이터 전송률을 향상시킬 수 있는 양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명이 해결하고자 하는 다른 기술적 과제는 중계기에서 두 소스 노드로 전송하는 신호의 전력을 제어함으로써, 비대칭 채널 환경에서 양방향 중계기의 전송률을 향상시킬 수 있는 양방향 중계 시스템의 통신 방법 및 그 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 통상의 기술자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템의 통신 방법은, 제1 소스노드, 제2 소스노드 및 중계기를 포함하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법에 있어서, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 상기 중계기로 전송하는 단계, 상기 중계기는, 상기 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 STLC(space-time line code) 부호화하고, 상기 부호화된 STLC 심볼을 M개(여기서 M은 1이상의 자연수)의 안테나를 이용하여 순차적으로 브로드캐스팅하는 단계, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 순차적으로 수신되는 수신신호를 결합하고, 상기 결합된 수신신호를 이용하여 상대 소스노드의 정보심볼을 각각 획득하는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 상기 STLC 부호화는 상기 제1 소스노드와 제2 소스노드의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 이용하여 수행되어, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드에 수신되는 수신신호의 세기가 동일하게 되는 것을 특징으로 할 수 있다.

바람직하게는, 상기 STLC 부호화는 아래 수학식과 같이 수행될 수 있다.

[수학식]

여기서,

은 중계기의 m째 안테나가 시간 t에 전송하는 STLC 심볼, P는 최대 송신 전력, h_n,m은 중계기의 m번째 안테나로부터 제1 소스노드의 n번째 안테나 사이의 채널, g_n,m은 중계기의 m번째 안테나로부터 제2 소스노드의 n번째 안테나 사이의 채널,

및

은 양방향 링크 이득,

는 중계기에서 추정된 제1 정보심볼,

는 중계기에서 추정된 제2 정보심볼을 의미할 수 있다.

바람직하게는, 상기 상대 소스노드의 정보심볼을 각각 획득하는 단계는, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 순차적으로 수신되는 수신신호를 결합하는 단계, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 상기 결합된 수신신호를 유효채널 이득으로 나누어 상대 소스노드의 정보심볼을 획득하는 단계를 포함할 수 있다.

바람직하게는, 상기 STLC 프리코딩 벡터는, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각이 산출한 제1 신호대간섭잡음비 및 제2 신호대간섭잡음비에 기초한 아래 수학식을 이용하여 산출할 수 있다.

[수학식]

여기서,

,

는 STLC 프로코딩 벡터를 의미할 수 있다.

본 발명에 따르면, STLC 기법을 phase-2에 양방향 중계를 적용함으로써, phase-1에 통신 방식에 무관하게 phase-2에 적용하여 중계 성능을 높일 수 있다.,

또한, 양쪽 두 소스 노드로 전송되는 신호의 전력을 제어하고, 두 소스 노드에 수신되는 신호의 세기를 같도록 하는 중계기 전력 제어 방식을 이용함으로써, 비대칭 채널 환경에서 양방향 중계기의 전송률을 향상시킬 수 있다.

또한, STLC 기반 양방향 중계 기법은 양방향 중계 시스템에서 중계기의 PAPR을 줄여 에너지를 효율적으로 쓸 수 있을 뿐만 아니라, 현실적인 시스템에서 고려해야할 안테나별 전력 제어 및 비선형 전력 증폭기를 사용하였을 때 신호의 왜곡이 적기 때문에, 양방향 중계 성능을 크게 향상할 수 있다.

또한, STLC 기반 양방향 중계기는 기존에 복잡한 SDMA 기반의 양방향 중계기보다 저 복잡도로 고성능을 제공할 수 있고, 양방향 중계기를 사용하는 device-to-device (D2D) 통신 등에 적용 할 수 있다.

본 발명의 효과들은 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 통상의 기술자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 종래의 양방향 중계 시스템을 나타낸 도면이다.
도 2는 종래의 SDMA 기반 양방향 중계 시스템을 나타낸 도면이다.
도 3 및 도 4는 본 발명의 일 실시예에 다른 양방향 중계 시스템을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계기의 설명하기 위한 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 소스노드를 설명하기 위한 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템의 통신 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템에서 시공간 선형 부호화 전력 할당 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 9 및 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 제1 소스 노드와 제2 소스 노드의 평균 BER 성능을 비교한 그래프이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 안테나 수(M)에 따른 성능 비교 그래프이다.
도 12는 본 발명의 다른 실시예에 따른 따른 중계기 안테나 수(M)에 따른 성능 비교 그래프이다.

본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.

제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.

본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

도 3 및 도 4는 본 발명의 일 실시예에 다른 양방향 중계 시스템을 설명하기 위한 도면이다.

도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템은 두 개의 소스노드(200a, 200b)와 하나의 양방향 중계기(100)를 포함한다. 이때, 제1 및 제2 소스 노드(200a, 200b)는 2개의 안테나를 가지고, 양방향 중계기(100)는 M개의 안테나를 가진다고 가정하여 설명하기로 한다.

제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)는 각각 2개의 안테나를 가지고, 그들의 데이터를 서로 교환하며, 양방향 중계기(100)와 각각 일정 거리 예컨대, d_A 및 d_B만큼 떨어져 있다.

첫 번째 단계에서 제1 소스노드(200a)는 제1 정보심볼

, 제2 소스노드(200b)는 제2 정보심볼

를 동시에 양방향 중계기(100)로 전송한다. 이때, 장애물로 인해 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드 (200b)사이의 직접적인 연결은 고려되지 않을 수 있다. 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)의 n번째 안테나에서 중계기의 m번째 안테나까지의 채널은

와

으로 표시될 수 있다. 여기서, n ∈ {1,2 },

,

는 제1소스노드(200a)와 중계기 사이의 큰 스케일 인자,

는 제2소스노드(200b)와 중계기 사이의 큰 스케일 인자일 수 있다.

,

일 수 있고, μ는 경로 손실 지수,

와

는

분포를 갖는 독립적이고 동일하게 분포된 (i.i.d) 랜덤 변수, 즉 레일리 페이딩 채널(Rayleigh fading channel)인 소규모 페이딩일 수 있다. 시분할 듀플렉스 양방향 중계기(TWR) 시스템을 고려하면, 제1 및 제2 소스노드(200a, 200b)에서 중계기(100)로 그리고 중계기(100)에서 제1 및 제2 소스노드(200a, 200b)로의 채널은 대칭이라고 가정한다. 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)의 각 안테나의 최대 송신 전력은 P로 제한, 즉 안테나별 전력 제약(PAPCs)에 의해 제한된다.

두번째 단계에서 중계기(100)는 첫번째 단계에서 전송된 제1 정보심볼 벡터 a 및 제2 정보심볼 벡터 b에 대응하는

및

를 추정하고, 추정된

및

를 제1 소스노드(200a) 및 제2 소스노드(200b)로 전달한다. 이를 위해 중계기(100)는 아래 수학식 1과 같이 STLC의 구조에 따라

및

를 인코딩한다.

[수학식 1]

여기서,

은 phase-2에서 중계기(100)의 m째 안테나가 시간 t에 전송하는 STLC 심볼,

및

는

인 모든

에 대해 제1 소스노드(A)(200a) 및 제2 소스노드(B)(200b)에 대한 m 번째 안테나의 전력 분배 계수, 복소수 값

및

는 각각

및

에 대한 부호화 가중치일 수 있다.

중계기(100)는 STLC 인코딩이 완료되면, 제1 및 제2 시간 슬롯에서 m번째 안테나를 통해

및

를 순차적으로 브로드캐스팅한다. 여기서

은 PAPC(per-antenna power constraint)를 아래 수학식 2와 같이 수행한다.

[수학식 2]

여기서, P는 각 안테나의 최대 전력일 수 있다.

결과적으로, 모든 M 개의 안테나로부터 제1 소스노드(200a)가 수신한 신호는 아래 수학식 3과 같을 수 있다.

[수학식 3]

여기서,

및

는 각각 시간 슬롯 t∈ {1, 2}에서 제1 소스노드(200a)의 제 1 및 제 2 안테나의 수신 신호이고,

및

는 해당 AWGN일 수 있다.

동시에, 제2 소스노드(200b)에서 수신한 신호는 아래 수학식 4와 같을 수 있다.

[수학식 4]

여기서,

및

는 각각 시간 슬롯 t ∈ {1, 2}에서 제2 소스노드(200b)의 제 1 및 제 2 안테나의 수신 신호이고,

및

는 해당 AWGN일 수 있다.

상기와 같이 STLC를 사용한 양방향 중계 기법은 양방향 중계 시스템의 데이터 전송률을 향상할 수 있다는 장점이 있다. 그러나, 중계기(100)에서 제1 및 제2 소스 노드(200a, 200b)로 전송하는 신호의 전력 제어를 다루고 있지 않았으며, 이는 도 4에서와 같이 제1 소스 노드(200a)와 중계기(100) 사이의 거리 d_A가 제2 소스 노드(200b)와 중계기 사이의 거리 d_B와 다른 일반적인 비대칭 채널 환경에서 최적의 성능을 얻을 수 없다는 문제가 있다. 이를 해결하기 위하여, 수학식 2와 같이 양쪽 두 소스 노드(200a, 200b)로 전송되는 신호의 전력을 제어하고, 두 소스 노드(200a, 200b)에 수신되는 신호의 세기를 같도록 하는 제1 소스노드(200a) 및 제2 소스노드(200b)에 대한 안테나별 전력 제어를 할 필요가 있다.

이에, 중계기(100)는 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 산출하고, 산출된 STLC 프리코딩 벡터에 기초하여 할당된 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)의 송신 전력과 STLC를 결합하여 STLC 부호화를 수행한다. 이러한 동작은 STLC 프리코더(PRECODER)에서 수행될 수 있고, STLC 프리코더는 제1 및 제2 소스노드(200a, 200b)로부터 수신한 제1 SINR(

) 및 제2 SINR(

)을 유도하고, 제1 SINR 및 제2 SINR의 곱을 최대화하기 위해 STLC를 이용한다.

먼저 중계기(100)가 SINR를 유도하는 방법에 대해 설명하기로 한다.

제1 소스노드(200a)는 수학식 3에서 수신된 신호, 즉, STLC 디코딩을 위해 아래 수학식 5와 같이 결합한다

[수학식 5]

여기서,

및

는 아래 수학식 6과 같을 수 있다.

[수학식 6]

수학식 5에서 (5a)와 (5f)의 우변(RHS)는 의도된 신호이고, (5b) 및 (5g)는 심볼 간 간섭(ISI), (5c), (5d), (5h) 및 (5i)는 자기 간섭(SI), (5e) 및 (5j)는 제1 소스노드(200a)에서 AWGN일 수 있다. 결합된 간섭 채널의 추정은 부가적인 시그널링 오버 헤드를 필요로 하기 때문에 SI를 제거하는 것이 어렵다.

간단한 파생을 위해 아래 수학식 7과 같은 벡터와 행렬을 정의한다.

[수학식 7]

수학식 7의 벡터 및 행렬 표현을 사용하면, 수학식 5의 결합된 STLC 신호는 아래 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 8]

여기서, (8a)와 (8e)의 RHS는 의도된 신호, (8b) 및 (8f)는 ISI, (8c) 및 (8g)는 SI, (8d) 및 (8h)는 AWGN일 수 있다.

수학식 8로부터 정보 심볼과 잡음이 서로 독립적이며

이면,

과

에 대한 SINR이 서로 동일하다는 것을 보여줄 수 있으며, 아래 수학식 9와 같이 제1 SINR(

)을 유도할 수 있다.

[수학식 9]

제1 소스노드(200a)에서와 동일한 절차에 따라, 제2 소스노드(200b)는 아래 수학식 10과 같이 수학식 4에서 수신된 신호를 결합한다.

[수학식 10]

수학식 10에서 (10c)와 (10h)의 RHS는 의도된 신호, (10d) 및 (10i)는 ISI, (10a), (10b), (10f) 및 (10g)는 SI, (10e) 및 (10j)는 제2 소스노드(200b)에서 AWGN일 수 있다.

간단한 파생을 위해 아래 수학식 11과 같은 벡터와 행렬을 정의한다.

[수학식 11]

수학식 11을 수학식 7과 함께 사용하면, 수학식 10의 결합된 STLC 신호는 아래 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 12]

여기서, (12a) 및 (12e)의 RHS는 의도된 신호, (12b) 및 (12f)는 ISI, (12c) 및 (12g)는 SI, (12d) 및 (12h)는 AWGN일 수 있다.

수학식 8과 같이 수학식 12로부터

과

에 대한 SINR은 서로 동일하다는 것을 보여줄 수 있고, 아래 수학식 13과 같이 제2 소스노드(200b)의 제2 SINR(

)을 유도할 수 있다.

[수학식 13]

상기와 같이 제1 소스노드(200a)의 제1 SINR과 제2 소스노드(200b)의 제2 SINR이 산출되면, STLC 프리코더를 설계할 수 있다. 이를 위해, 중계기(100)는 수학식 9 및 수학식 13에서 수신된 제1 및 제2 SINR에 기초하여 STLC 프리코더(precoder), 즉 w, v, 전력 제어 인자

를 설계한다. 정확하게, w와 v를 설계하여 제1 및 제2 SINR의 곱을 최대화한다.

SINR 곱의 기준은 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)간의 공정성을 제공하며 양방향 중계기 시스템의 총 용량을 최대화하기 위해 조정된다. 즉,

을 찾는 SINR 곱 최대화 문제는 아래 수학식 14와 같이 공식화된다.

[수학식 14]

여기서, 제약 조건 (14b)은 수학식 2의 PAPC로부터 나온다.

수학식 14의 최적 해를 구하기 위해 목적 함수(objective function)의 상한(upper bound )을 유도한다. 수학식 9와 수학식 13에서 제1 및 제2 SINR(

,

)은 아래 수학식 15와 같이 더 유도된다.

[수학식 15]

이때, 수학식 15는 수학식 16 및 수학식 17의 속성을 사용한다.

[수학식 16]

[수학식 17]

수학식 15를 사용하여, 수학식 14에서 목적 함수의 상한은 아래 수학식 18과 같이 유도된다.

[수학식 18]

여기서, 등식(equality) (a)는 아래 수학식 19와 같을 수 있고, 등식 (b)는 아래 수학식 20과 같을 수 있다.

[수학식 19]

[수학식 20]

여기서, c1 및 c2는 임의의 실수 값일 수 있다.

수학식 (20a)에서 w는 수학식 (19a)를 충족시키고, 수학식 (20b)에서 v는 수학식 (19b)를 충족시킨다는 것을 쉽게 나타낼 수 있다. 따라서, STLC 프리코딩 벡터의 최적 구조는 수학식 20으로부터 각 안테나에 대해 아래 수학식 21과 같이 정의될 수 있다.

[수학식 21]

임의의 실수 값 c1과 c2는 아래 수학식 22와 같이 수학식 (14b)의 전력 제약 조건이 충족되도록 정의된다.

[수학식 22]

수학식 18의 상한이 c1 및 c2에 대해 명백하게 증가하는 함수이기 때문에, 최대 송신 전력, 즉 P가 사용될 것이다. 즉, c1과 c2는 일반성을 잃지 않고 수학식 22의 등식에서 아래 수학식 23과 같이 설계할 수 있다.

[수학식 23]

따라서, 수학식 21과 수학식 23으로부터, 아래 수학식 24와 같이 최적의 STLC 프리코딩 벡터(

,

)를 산출할 수 있다. STLC 프리코딩 벡터는 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)의 전력 할당을 결정하는 요소일 수 있다.

[수학식 24]

그런다음 수학식 24를 수학식 1에 대입하여, PAPC 하에서 SINR 곱을 최대화하는 최적의 STLC 부호화된 심볼을 최종적으로 아래 수학식 25와 같이 설계한다(∀m ∈ M).

[수학식 25]

여기서,

및

은 양방향 링크 이득,

는 중계기에서 추정된 제1 정보심볼,

는 중계기에서 추정된 제2 정보심볼을 의미할 수 있다.

이처럼, STLC 프리코딩 벡터를 이용하여 STLC 부호화를 수행함으로써, 양쪽 두 소스 노드로 전송되는 신호의 전력을 제어할 수 있고, 두 소스 노드에 수신되는 신호의 세기를 같도록 하는 중계기 전력 제어 방식을 이용하므로써, 비대칭 채널 환경에서 양방향 중계기(300)의 전송률을 향상시킬 수 있다.

한편, 수학식 25의 STLC 심볼들은 아래 수학식 26과 같은 종래의 STLC 심볼들과 다르다.

[수학식 26]

수학식 26의 경우, 전력 제어는 공통 스케일링 인자로 STLC 심볼 모두를 스케일링한다. 그러나, 수학식 25에서 제안된 STLC 방식의 전력 제어는 대응하는 양방향 링크 이득, 즉

및

에 따라 2 개의 STLC 심볼을 스케일링한다. 본 발명에 따른 STLC에서의 개별 전력 제어는 양방향 링크가 비대칭 인 경우 중요한 불균형 문제를 해결할 수 있다.

상술한 바와 같이 중계기(100)는 수학식 25와 같이 제1 소스노드(200a)와 제2 소스노드(200b)에 대한 송신전력 할당과 STLC를 결합하여 안테나별 전력 제약하에서 STLC 심볼을 브로드캐스팅한다.

중계기(100)가 수학식 25와 같은 STLC 심볼을 브로드캐스팅하면, 제1 소스노드(200a) 및 제2 소스노드(200b) 각각은 순차적으로 수신되는 신호를 결합하고, 그 결합된 신호를 이용하여 상대 소스노드의 정보심볼을 각각 획득한다.

구체적으로, 중계기(100)가 수학식 25와 같이 최적의 STLC 심볼을 전송하면, 제1 소스노드(200a) 및 제2 소스노드(200b)의 의도된 신호인 수학식 (5a), (5f), (10c) 및 (10h)는 아래 수학식 27과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 27]

여기서

및

는 유효 채널 이득을 의미할 수 있다.

제1 소스노드(200a) 및 제2 소스노드(200b)는 수학식 5와 수학식 10의 결합 신호를 대응하는 유효 채널 이득로 나눔으로써, 각각 상대 정보심볼인

와

의 추정치를 아래 수학식 28과 같이 획득할 수 있다.

[수학식 28]

여기서, z는 ISI, SI 및 AWGN을 포함하는 왜곡 요인을 의미할 수 있다. 수학식 28에서의 추정은 최대 우도 검출에서 독립적으로 사용되며, 제1 소스노드(200a) 및 제2 소스노드(200b)는 각각 b 및 a를 획득할 수 있다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계기의 설명하기 위한 블록도이다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계기(100)는 안테나부(110), STLC 인코더(120)를 포함한다.

안테나부(110)는 하나 이상의 안테나(예컨대, M개)를 구비할 수 있다.

STLC 인코더(120)는 안테나부(110)를 통해 제1 소스노드 및 제2 소스노드로부터 수신된 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 STLC 부호화하고, 부호화된 STLC 심볼을 안테나부(110)를 이용하여 순차적으로 브로드캐스팅한다. 이때, STLC 인코더(120)는 4개의 정보 심볼 a₁, a_2,b₁ 및 b₂를 2개의 연속적인 시간 간격동안 부호화하여 2개의 STLC 심볼 s₁및 s₂로 부호화하며, 2개의 STLC 심볼 s₁및 s₂을 제1 시간 및 제2 시간동안 연속적으로 안테나부(110)를 통해 전송한다. 이때, STLC 인코더(120)는 STLC 프리코딩 벡터에 기초하여 할당된 제1 소스노드와 제2 소스노드의 송신 전력과 STLC를 결합하여 STLC 부호화를 수행한다.

이에, 양방향 중계기(100)는 제1 소스노드와 제2 소스노드의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 산출하는 STLC 프리코딩 벡터 산출부(130)를 더 포함한다.

STLC 프리코딩 벡터 산출부(130)는 제1 소스노드 및 제2 소스노드로부터 수신한 제1 신호대간섭잡음비 및 제2 신호대간섭잡음비에 기초하여 제1 소스노드와 제2 소스노드의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 산출한다. 이때, STLC 프리코딩 벡터는 개별 전력 제어하에서 제1 신호대간섭잡음비와 제2 신호대간섭잡음비의 곱이 최대화되도록 하는 값일 수 있다.

STLC 프리코딩 벡터 산출부(130)에서 산출된 STLC 프리코딩 벡터를 이용하여 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 STLC 부호화하면, 제1 소스노드 및 제2 소스노드에 수신되는 수신신호의 세기가 동일하게 될 수 있다. 따라서, STLC 부호화는 제1 소스노드 및 제2 소스노드에 수신되는 수신신호의 세기가 같도록 제1 소스노드 및 제2 소스노드에 대한 안테나별 전력 제한 조건을 갖는 STLC 부호화일 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 소스노드를 설명하기 위한 블록도이다.

도 6을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 소스노드(200)는 안테나부(미도시), 신호 결합부(210), 상대 정보 획득부(220)를 포함한다.

신호 결합부(210)는 안테나부를 통해 수신된 STLC 신호를 결합한다. 즉, 신호 결합부(210)는 2개의 안테나를 통해 수신된 4개의 신호를 결합한다. 이때, 결합된 신호는 수학식 5와 같을 수 있다.

상대 정보 획득부(220)는 신호 결합부(210)에서 결합된 신호를 이용하여 상대 소스노드의 정보심볼을 획득한다. 즉, 상대 정보 획득부(220)는 결합된 신호를 유효채널 이득으로 나누어 상대 소스노드의 정보심볼을 획득한다. 이때, 상대 정보 획득부(220)는 수학식 28을 이용하여 상대 소스노드의 정보심볼을 획득할 수 있다.

한편, 본 발명에 따른 소스노드(200)는 신호 결합부에서 결합된 신호를 이용하여 신호대간섭잡음비를 산출하고, 산출된 신호대간섭잡음비를 안테나부를 통해 송신하는 신호대간섭잡음비 산출부(230)를 더 포함할 수 있다. 이때, 신호대간섭잡음비는 수학식 15를 이용하여 산출할 수 있다.

양방향 중계기는 신호대간섭잡음비를 이용하여 STLC 프리코딩 벡터를 산출할 수 있다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템의 통신 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 7을 참조하면, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 양방향 중계기로 동시에 전송한다(S710a, S710b).

그러면, 양방향 중계기는 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 추정(

,

)하고(S720), 추정된 제1 정보심볼(

) 및 제2 정보심볼(

)을 STLC 부호한다(S730). 이때, 양방향 중계기는 제1 소스노드와 제2 소스노드의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 이용하여 제1 정보심볼(

) 및 제2 정보심볼(

)을 STLC 부호한다. STLC 부호화시 STLC 프리코딩 벡터를 이용함으로써, 두 소스노드에 수신되는 신호의 세기를 동일하게 할 수 있다.

단계 S730이 수행되면, 양방향 중계기는 부호화된 STLC 심볼을 M개의 안테나를 이용하여 순차적으로 브로드캐스팅한다(S740).

그러면, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 양방향 중계기로부터 전송된 STLC 심볼을 순차적으로 수신하고(S750a, S750b), 수신된 신호를 결합한다(S760a, S760b).

그런 후, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 결합된 신호를 이용하여 상대 소스노드의 정보를 획득한다(S770a, S770b). 즉, 제1 소스노드는 결합된 신호를 유효채널 이득으로 나누어 제2 소스노드의 정보심볼을 획득하고, 제2 소스노드는 결함된 신호를 유효채널 이득으로 나누어 제1 소스노드의 정보심볼을 획득한다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 중계 시스템에서 시공간 선형 부호화 전력 할당 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 8을 참조하면, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 양방향 중계기로 동시에 전송한다(S810a, S810b).

,

)하고(S820), 추정된 제1 정보심볼(

) 및 제2 정보심볼(

)을 STLC 부호한다(S830). 이때, 양방향 중계기는 수학식 1을 이용하여 STLC 부호화할 수 있다.

단계 S830이 수행되면, 양방향 중계기는 부호화된 STLC 심볼을 M개의 안테나를 이용하여 순차적으로 브로드캐스팅한다(S840).

그러면, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 양방향 중계기로부터 전송된 STLC 심볼을 순차적으로 수신하고(S850a, S850b), 수신된 신호를 결합한다(S860a, S860b).

그런 후, 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 결합된 신호를 이용하여 신호대간섭잡음비를 산출하고(S870a, S870b), 산출된 신호대간섭잡음비를 양방향 중계기로 동시에 전송한다(S880a, S880b). 즉, 제1 소스노드는 결합된 신호를 이용하여 제1 신호대간섭잡음비를 산출하여 양방향 중계기로 전송하고, 제2 소스노드는 결함된 신호를 이용하여 제2 신호대간섭잡음비를 산출하여 양방향 중계기로 전송한다.

그러면, 양방향 중계기는 제1 신호대간섭잡음비 및 제2 신호대간섭잡음비에 기초하여 제1 소스노드와 제2 소스노드의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 산출한다(S890).

이하, 도 9 및 도 13을 참조하여, 본 발명에 따른 양방향 중계 시스템의 성능을 비교 설명하기로 한다. 이때, 비교한 시스템은 SDMA(기존 SDMA 기반 양방향 중계기), STLC w/o PC(전력 제어를 사용하지 않은 STLC 기반 양방향 중계기), STLC w/ PC(전력 제어를 사용한 STLC 기반 양방향 중계기)일 수 있다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 제1 소스 노드와 제2 소스 노드의 평균 BER 성능을 비교한 그래프이다. 이때, M=40, d_A=d_B=400m 일 수 있다. 도 9를 참조하면, STLC 기반 TWR은 PAPC 하에서 SDMA 기반 TWR보다 월등히 뛰어남을 알 수 있다. 종래의 STLC TWR 방법은 제안된 STLC TWR 방법을 약간 능가함을 알 수 있다.

그러나, 이러한 관찰은 양방향 링크가 도 10에 도시 된 바와 같이 불균형 할 때 유효하지 않다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 제1 소스 노드와 제2 소스노드의 평균 BER 성능을 비교한 그래프이다. 이때, M=40, d_A=300m, d_B=500 m일 수 있다. 도 10을 참조하면, 기존의 STLC 기반 TWR 성능은 양방향 링크가 불균일하는 경우 심각하게 저하됨을 확인할 수 있다. 또한, 기존의 STLC 기반 TWR SnB의 BER 성능은 SnA에 비해 상대적으로 큰 경로 손실로 인해 매우 열악하다. 이것은 수학식 26의 종래의 STLC 구조로부터도 확인할 수 있다. 종래의 STLC 심볼들은 양방향 링크 이득 차이와 무관하게 공통 인자에 의해 스케일링된다, 그러나 수학식 25의 새로운 STLC 구조는 링크 게인에 따라 다른 스케일링을 허용한다. 즉, 더 큰 이득 링크에 대해서는 더 작은 가중치를, 더 작은 이득 링크에 대해서는 더 큰 가중치를 부여하여 비대칭 양방향 링크를 직관적인 균형을 제공한다. 따라서, 예상된 바와 같이, 제안된 방법은 SnA의 BER 성능 손실을 최소화하면서 더 작은 링크 이득을 갖는 SnB의 중요한 BER 성능 향상을 제공한다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 중계기 안테나 수(M)에 따른 성능 비교 그래프이다. 이때, P=20 dBm, d_A=d_B=400m 일 수 있다. 도 11을 참조하면, 간섭 억제 및 유효 채널 이득 증가로 인해 M이 증가함에 따라 성능이 개선됨을 확인할 수 있다.

도 12는 본 발명의 다른 실시예에 따른 따른 중계기 안테나 수(M)에 따른 성능 비교 그래프이다. 이때, P=20 dBm, d_A=300m, d_B=500 m일 수 있다. 도 12를 참조하면, 양방향 링크가 비대칭일 때, 제안된 방법은 모든 M에 대해 최상의 BER 성능을 달성한다. M이 증가함에 따라 종래의 STLC 및 SDMA 기반의 방법에 비해 성능이 향상됨을 확인할 수 있다.

도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 M = 40, P = 20 dBm 일때 BER의 누적 분포 함수(CDF)를 비교한 그래프이다. 도 13을 참조하면, SnA와 SnB는 TWR과 그 범위 700m 사이에 균일하게 분포한다고 가정한다. 정확하게, d_A와 d_B는 10m와 700m 사이이며, 분포는 균일하며 TWR과 SnA/SnB 사이의 최소 거리는 10m일 수 있다. SnA와 SnB의 위치는 균일하게 10⁵ 번 실현되고, 각 구현마다 100 개의 정보 교환이 시뮬레이션된다. 결과적인 BER은 도 13의 CDF를 그리는데 사용될 수 있다. 이러한 결과로부터 제안된 STLC 기반의 전력 제어를 갖는 TWR은 SnA 및 SnB의 위치, 특히 고성능 시스템에서의 위치에 상관없이 기존의 STLC 및 SDMA 기반의 TWR 방법보다 우수한 성능을 일반적으로 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.

상술한 성능 비교 결과, 제안한 STLC 기반 양방향 중계기는 기존 SDMA 기반 양방향 중계기에 비해 향상된 BER 성능을 제공하며, 특히 제안한 STLC 기반 양방향 중계기의 전력 할당 방식은 비대칭 채널을 갖는 양방향 중계 시스템의 성능을 더욱 향상할 수 있음을 확인할 수 있다.

이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

100 : 양방향 중계기
110 : 안테나부
120 : STLC 인코더
130 : STLC 프리코딩 벡터 산출부
200 : 소스 노드
210 : 신호 결합부
220 : 상대 정보 획득부
230 : 신호대잡음간섭비 산출부

Claims

제1 소스노드, 제2 소스노드 및 중계기를 포함하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법에 있어서,
제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 상기 중계기로 전송하는 단계;
상기 중계기는, 상기 제1 정보심볼 및 제2 정보심볼을 STLC(space-time line code) 부호화하고, 상기 부호화된 STLC 심볼을 M개(여기서 M은 1이상의 자연수)의 안테나를 이용하여 순차적으로 브로드캐스팅하는 단계; 및
상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 순차적으로 수신되는 수신신호를 결합하고, 상기 결합된 수신신호를 이용하여 상대 소스노드의 정보심볼을 각각 획득하는 단계
를 포함하는, 양방향 중계 시스템의 통신 방법.
제1항에 있어서,
상기 STLC 부호화는,
상기 제1 소스노드와 제2 소스노드의 전력 할당을 결정하는 STLC 프리코딩 벡터를 이용하여 수행되어, 상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드에 수신되는 수신신호의 세기가 동일하게 되는 것을 특징으로 하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법.
제2항에 있어서,
상기 STLC 부호화는 아래 수학식과 같이 수행되는 것을 특징으로 하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법.
[수학식]

여기서,
은 중계기의 m째 안테나가 시간 t에 전송하는 STLC 심볼, P는 최대 송신 전력, h_n,m은 중계기의 m번째 안테나로부터 제1 소스노드의 n번째 안테나 사이의 채널, g_n,m은 중계기의 m번째 안테나로부터 제2 소스노드의 n번째 안테나 사이의 채널,
및
은 양방향 링크 이득,
는 중계기에서 추정된 제1 정보심볼,
는 중계기에서 추정된 제2 정보심볼을 의미함.
제1항에 있어서,
상기 상대 소스노드의 정보심볼을 각각 획득하는 단계는,
상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 순차적으로 수신되는 수신신호를 결합하는 단계; 및
상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각은 상기 결합된 수신신호를 유효채널 이득으로 나누어 상대 소스노드의 정보심볼을 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법.
제2항에 있어서,
상기 STLC 프리코딩 벡터는,
상기 제1 소스노드 및 제2 소스노드 각각이 산출한 제1 신호대간섭잡음비 및 제2 신호대간섭잡음비에 기초한 아래 수학식을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 양방향 중계 시스템의 통신 방법.
[수학식]

여기서,
,
는 STLC 프로코딩 벡터를 의미함.