KR20040014441A

KR20040014441A - 차분 시공간 블럭 코딩

Info

Publication number: KR20040014441A
Application number: KR10-2003-7008344A
Authority: KR
Inventors: 루이 알. 왕; 밍 지아; 요우리에스. 시나코브; 알렉산더엠. 클로마; 미크하일쥐. 바코울라인; 비탈리비. 크레인델라인
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2000-12-20
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2004-02-14
Also published as: EP1378088A1; EP1378088B1; CN1484899A; CA2432215C; DE60035439T2; KR100721068B1; WO2002052773A1; BR0017394A; US20050063483A1; CA2432215A1; ATE366490T1; DE60035439D1

Abstract

차분 시공간 블럭 코더는 직교 행렬 및 정규화 인자에 따라 인코딩될 심볼들의 M-PSK로부터 심볼들의 연속적인 시공간 블럭을 생성한다. 무선 통신 시스템의 복수의 송신 안테나(16, 18)를 통한 송신을 위해, 시공간 블럭 코더(40)로부터의 각 시공간 블럭과 각각의 차분 인코딩된 이전의(44) 시공간 출력 블럭을 승산(42)하여 차분 인코딩된 시공간 출력 블럭들이 생성된다. 디코딩은 채널 추정과는 독립적인 것으로, 이러한 구성은 간단하고, 오류 전달을 회피하며, 다른 수의 송신 안테나에도 적용할 수 있다.

Description

차분 시공간 블럭 코딩{DIFFERENTIAL SPACE-TIME BLOCK CODING}

공지된 바와 같이, 무선 통신 채널은 시변 다중경로 페이딩에 놓이기 쉽기 때문에, 다중경로 페이딩 채널의 품질 향상 또는 유효 에러 레이트의 감소는 매우 어렵다. 다중경로 페이딩의 효과를 경감하기 위한 여러 가지 기술들이 공지되어 있지만, 이들 중 몇몇(예를 들면, 송신기 전력 또는 대역폭의 증가 등)은 무선 통신 시스템의 기타 요건들과 상충하는 경향이 있다. 유익한 것으로 알려진 기술로는 시스템의 송신기 및/또는 수신기에 2개 이상의 안테나(또는 신호 분극화)를 이용하는 안테나 다이버시티가 있다.

셀룰러 무선 통신 시스템에서는, 각 기지국이 통상적으로 복수의 원격 (고정 또는 이동) 유닛을 서비스하고, 그 특성(예를 들어 크기, 위치)이 안테나 다이버시티에 보다 도움이 되므로, 원격 유닛에서 안테나 다이버시티를 구비함과는 무관하게, 적어도 기지국에는 안테나 다이버시티를 구현하는 것이 바람직하다. 적어도 이러한 경우, 기지국으로부터의 통신에 대해서, 이는 송신 다이버시티를 초래한다. 즉, 신호는 2개 이상의 안테나로부터 송신된다.

1998년 10월자 IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 16, No. 8, pages 1451~1458에 게재된 S. M. Alamouti의 "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications"에서는 시공간 코딩(space-time coding : STBC)을 이용하는 간단한 송신 다이버시티 방식을 개시하고 있다. 송신 안테나가 2개인 경우, 한 안테나로부터 복소 심볼 s0 및 -s1^*가 연속하여 송신되고, 이와 동시에, 다른 안테나로부터 복소 심볼 s1 및 -s0^*가 연속하여 송신된다 ("*"는 켤레 복소수를 나타냄). 이들 송신된 심볼은 시공간 블럭으로 참조되는 것을 구성한다.

Alamouti가 설명한 STBC 기술의 단점은 통신 채널의 추정을 필요로 한다는 것이다. 예를 들어, 파일럿 신호의 삽입·추출을 이용하여 이를 해결할 수는 있지만, 이것은, 예를 들어 파일럿 신호는 시스템의 총 송신 전력의 상당 부분을 요구하기 때문에, 바람직하지 못하다.

1998년 IEEE International Conference on Universal Personal Communications에서 발표된 V. Tarokh 등의 "New Detection Schemes for Transmit Diversity with no Channel Estimation"에서는 Alamouti의 STBC 기법에 대한 검출 방식을 개시하고 있는데, 여기에서는 최초에 알려진 송신 심볼들 및 후속하여 검출된 데이터 심볼들로부터 채널이 효과적으로 추정된다. 그러나, 이 기술은 바람직하지 못하게도 에러 전달을 초래한다. 또한, 이 문헌에는 Alamouti의 기법이 2개 이상의 송신 안테나에 대해 일반화된 것임이 언급되어 있다.

2000년 7월자 IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 18, No. 7, pages 1169~1174에 게재된 S. M. Alamouti의 "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications"에는 2개의 송신 안테나 및 1개 이상의 수신 안테나를 이용하는 STBC 기법에 대한 차분 검출 방식을 개시하고 있는데, 이는 채널 추정 또는 파일럿 심볼 송신을 요구하지 않는다. 이 문헌의 page 1171 및 도 1에 개시된 바와 같이, 2^b-PSK(Phase Shift Keying)(b=1, 2, 3, …) 콘스틸레이션(constellation)에 대하여, 송신기는 2b 비트 블럭들의 바이젝티브 맵핑(bijective mapping) M을 포함하고, 이로부터 차분 인코딩이 송신용 심볼을 생성하게 된다. 수신기는 인버스 맵핑(inverse mapping) M^-1을 포함한다. 이러한 방식은 에러 전달의 문제점을 회피하지만, 이는 상당히 복잡하여 구현하기는 더욱 복잡하므로, 그 적용은 2개의 송신 안테나만으로 제한된다. 이러한 관점에서, 이 문헌은 page 1174에서 : "본 논문에 설명된 차분 검출 송신 다이버시티 방법을 2 이상의 송신 안테나에까지 확장하는 것은 용이하지 않은 작업이다(It is a nontrivial task to extend the differential detection transmit diversity method described in ths paper to n > 2 transmit antennas)"라고 언급하고 있다.

따라서, 차분 시공간 블럭 코딩에 대한 개선된 방법 및 코더와, 이에 대응하는 디코딩에 대한 방법 및 디코더를 제공할 필요가 있다.

본 발명은 예를 들어 무선 통신 시스템용 차분 시공간(differential space-time) 블럭 코딩에 관한 것이다.

도면을 참조하는 이하 실시예의 설명으로부터 본 발명이 보다 명확히 이해될 것이다.

도 1은 종래의 시공간 블럭 코드(STBC) 송신기 부분을 나타내는 도면.

도 2는 종래의 대응 수신기 부분을 나타내는 도면.

도 3은 맵핑 및 차분 인코딩을 이용하는 종래의 STBC 송신기 부분을 나타내는 도면.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 차분 인코딩을 사용하는 STBC 송신기의 일부를 도시하는 도면.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 대응하는 수신기의 일부를 도시하는 도면.

본 발명의 일 특성에 따르면, 인코딩될 심볼들로부터, T × T 직교 행렬 H_x에 따라 T 경로들 각각 상에 연속적인 심볼 간격으로 T 심볼들의 연속적인 시공간 블럭 H_x(X_i) 각각을 생성하는 단계 - T는 1보다 큰 정수이고, X_i는 시공간 블럭에서 인코딩될 심볼들을 나타내며, i는 각각의 시공간 블럭을 식별하는 정수임 -; T개 출력 경로 각각 상에 연속적인 심볼 간격으로 T 심볼들의 차분 인코딩된 연속하는 시공간 출력 블럭 H_z,i각각을 생성하는 단계; 및 상기 차분 인코딩된 시공간 출력 블럭 H_z,i를 지연시켜 각각의 지연된 블럭 H_z,i-1을 생성하는 단계를 포함하고, 각각의 차분 인코딩된 시공간 출력 블럭 H_z,i는 블럭 H_x(X_i)와 지연 블럭 H_z,i-1의 행렬 승산에 의해 생성되는 차분 시공간 블럭 코딩 방법이 제공된다.

예를 들어, 이하 설명되는 일 실시예에서는 T=2이고, 각각의 시공간 블럭에서 2개의 심볼이 인코딩된다. 이하 설명되는 다른 실시예에서는 T=4이고, 각각의 시공간 블럭에서 3개의 심볼이 인코딩된다. 바람직하게는, 각각의 경우, 연속적인 시공간 블럭 H_x(X_i)를 생성하는 상기 단계는 인코딩될 심볼들과 정규화 인자(normalization factor)를 승산하는 것을 포함한다. 편의상, 인코딩될 심볼들은 M-ary 위상 시프트 키 심볼을 포함한다 (M은 1보다 큰 정수임).

본 발명의 다른 특성에 따르면, 인코딩될 심볼들에 응답하여 연속적인 시공간 코딩된 블럭을 생성하는 시공간 블럭 코더; 상기 연속적인 시공간 코딩된 블럭에 대한 제1 입력과, 제2 입력, 및 차분 인코딩된 시공간 블럭을 제공하는 출력을 구비하는 행렬 승산기; 및 상기 행렬 승산기의 출력으로부터의 각각의 차분 인코딩된 시공간 블럭을 1 시공간 블럭 지연시켜 상기 행렬 승산기의 제2 입력에 공급하는 지연 유닛을 포함하고, 상기 행렬 승산기는 각각의 시공간 코딩된 블럭과 직전의 차분 인코딩된 시공간 블럭을 승산하여, 현재의 차분 인코딩된 시공간 블럭을 생성하는 차분 시공간 블럭 코더가 제공된다.

또한, 본 발명은 상술된 방법에 의해 생성된 차분 인코딩된 시공간 블럭의 T개 안테나로부터의 송신에 응답하여 각각의 심볼 간격에서 수신된 심볼들을 디코딩하는 방법을 제공하는데, 이는 : 인코딩된 시공간 블럭의 T개 수신 심볼들을 제공하는 단계; 및에 따라 디코딩된 심볼를 생성하는 단계 - Y_i는 현재 인코딩된 시공간 블럭 i의 T개 심볼들의 벡터이고, Y_i-1은 직전에 인코딩된 시공간 블럭 i-1의 T개 심볼들의 벡터이며, i는 정수이고, k는 스케일 상수(scaling constant)이며, H_x는 T × T 직교 시공간 블럭 코딩 행렬임 - 를 포함한다.

또한, 본 발명은 상술된 코더에 의해 생성된 차분 시공간 블럭의 송신에 응답하여 심볼 간격마다 수신되는 심볼들을 디코딩하는 디코더를 제공하는데, 이는 : 벡터 Y_i로 표현되는 각각의 인코딩된 시공간 블럭 i의 수신된 심볼들을 제공하는 수단; 벡터 Y_i-1로 표현되는 직전의 인코딩된 시공간 블럭 i-1의 수신된 심볼을 제공하도록 1 시공간 블럭의 지연을 제공하는 지연 유닛; 및 식에 따라 디코딩된 심볼를 생성하는 수단 - k는 스케일 상수이고, H_x는 코더에 의한 시공간 블럭 코딩을 표현하는 직교 행렬임 - 을 포함한다.

도면을 참조하면, 도 1은 공지된 시공간 블럭 코드(STBC) 송신기의 일부를 도시하고, 도 2는 공지된 대응 수신기의 일부를 도시한다. 간략화 및 명료화를 위해, 도면 중 상기 도면들과 다른 도면들은 종래 기술 및 본 발명의 실시예를 완전히 이해하는 데 필요한 송신기 및 수신기의 일부만을 도시하고 있으며, 여러 도면에서 사용된 동일한 참조 부호는 동일한 소자를 나타낸다.

도 1의 송신기는 직렬-병렬(S-P) 컨버터(10), M-PSK(M-ary phase shift keing) 변조기 또는 맵핑 함수(12), 및 업-컨버터 등의 송신기 함수를 통해 출력을 제공하는 시공간 블럭 코더(STBC)(14)를 포함하며, 전력 증폭기는 도시하지 않았으나, 송신 다이버시티를 제공하는 2개의 안테나(16 및 18)까지는 적어도 도 1에 점선으로 표시되어 있다. S-P 컨버터(10)에는 통신될 정보의 입력 비트가 제공되며, 병렬 비트로부터 연속하는 M-PSK 심볼 x₁, x₂, …을 생성하는 M-PSK 맵핑 함수(12)로의 2개 이상의 병렬 라인 상에 출력 비트를 생성한다.

예를 들면, 맵핑 함수(12)는 S-P 컨버터(10)로부터의 3개의 입력 비트를 각각의 경우에서의 8-PSK 신호 포인트 콘스틸레이션의 M=8 신호 포인트의 각각으로의 그레이 코드 맵핑을 제공할 수 있다. 일반적으로, 맵핑 함수(12)는 하나 이상의 입력 비트를 임의의 적절한 수 M의 동일-에너지 위상 상태들을 갖는 신호 포인트 콘스틸레이션으로의 임의의 소망의 맵핑을 제공할 수 있다는 것을 알 수 있다 ; 예를 들어, M=2(S-P 컨버터(10)가 불필요한 경우), 4 또는 8이다.

복소수로 나타내는 심볼 x₁, x₂, …은 STBC(14)에 제공되는데, 도 1에서는 간략화를 위해 각각의 송신 안테나(16 및 18)는 2개의 출력을 갖는 것으로 도시되었으나, 보다 많은 수의 송신 안테나에 대응하여 2개 이상의 출력을 가질 수도 있다. 도시되어 있는 2개의 안테나의 경우, STBC(14)는 입력에 공급되는 각각의 연속하는 심볼 쌍 x₁및 x₂로부터, 도 1에 도시된 바와 같이, 심볼의 시공간 블럭을 형성한다.

보다 구체적으로는, STBC 함수는 T × T 직교 행렬 H_x로 나타내어진다 (T는 송신 안테나의 수이고, 따라서 STBC(14)의 심볼 출력임). 도 1에 도시된 바와 같이, T=2인 경우는 다음과 같다 :

이러한 행렬 H_x에 따르면, STBC(14)의 입력에 공급되는 각각의 PSK 심볼 쌍 x₁및 x₂의 경우, 제1 심볼 간격에서, 안테나(16)에는 심볼 x₁이 공급되고, 제2 안테나(18)에는 심볼 x₂가 공급되며, 제2 심볼 간격에서, 제1 안테나(16)에는 심볼 -x₂ ^*이 공급되고, 제2 안테나(18)에는 심볼 x₁ ^*이 공급된다 (여기서, *는 공액 복소수를 나타냄). 따라서, 각각의 쌍에서의 2개의 PSK 심볼은 상이한 안테나로부터 상이한 시간에 상이한 형태로 2번 전송되어, 공간 및 시간 다이버시티 모두를 제공한다. 행렬 H_x의 각각의 열은 각각의 안테나로부터 연속하는 간격으로 전송된 심볼을 나타내며, 각각의 행은 각각의 심볼 전송 간격을 나타낸다.

각각의 심볼 쌍 x₁및 x₂를 심볼 쌍 개수(또는 동일하게, 시간)를 나타내는 부가적 정수 i 즉, 각각의 심볼 쌍 x_1,i및 x_2,i또는 동일하게 X_i와 같다고 간주하면, 행렬 H_x는 보다 일반적으로 다음과 같이 표현될 수 있다 :

안테나(16 및 18)로부터 전송된 시공간 블럭은 도 2에 도시된 수신기의 안테나(20)에 의해 수신되어, 수신 경로(22) 상에 복소수로 표시된 수신 심볼 y₁, y_{2, …}를 생성한다. 대안적으로 y_i로 표현되는 이들 수신 심볼 쌍 y₁,_i, y₂,_i는 도 2에서 점선 내에 도시된 최대 가능도(maximum likelihood) 디코더(24)에 공급된다. 디코더(24)는 STBC 디코더(26) 및 M-PSK 복조기(28)를 포함한다. STBC 디코더(26)에는 쌍으로 된 심볼 Y_i및 채널 추정치 α₁, α₂가 공급되며, 송신된 PSK 심볼 x₁, x₂의 추정치,, …를 각각 생성한다 (탈자 부호 ^는 추정치를 나타냄). 이들 추정치는 M-PSK 복조기(28)에 공급되며, 원래의 입력 비트의 추정치를 생성한다.

채널 추정치 α₁및 α₂는 각각 송신 안테나(16 및 18)로부터 수신 안테나(20)로의 채널의 파라미터 또는 이득(진폭 및 위상)을 나타내며, 당연히 각각의 시공간 블럭의 구간동안 일정한 것으로 가정된다. 채널 추정치는 예를 들어, 송신기로부터 수신기로 동일한 채널을 통해 또한 통신되는 파일럿 심볼을 사용하는 소망의 공지된 방식으로 생성될 수 있다.

가 각각의 시공간 블럭 i에 대한 채널 추정치의 벡터라면, 다음과 같음을 알 수 있다 :

변환 벡터를 도입하면, 이것은 다음과 같이 Alamouti의 문헌에 개시된 바와 같이 결정될 수 있다 :

여기서, 행렬는 행렬의 켤레 전치 행렬이다.부분이 실수이면, M-PSK 심볼의 위상을 변화시키지 않으므로, 룩업 테이블 처리에 의해 정보 비트로 디코딩될 수 있다.

상술된 바와 같이, Alamouti 문헌은 이러한 송신 다이버시티 구성을 1개 이상의 수신 안테나의 경우까지로 확장하며, 이러한 구성은 또한 2개 이상의 송신 안테나의 경우로도 확장될 수 있다. 이러한 공지된 구성은 단순함 및 다이버시티라는 장점을 제공하지만, 채널 추정이 필요하다는 단점을 갖는다.

도 3은 "A Differential Detection Scheme for Transmit Diversity"라는 표제로서, 앞서 참조된 문헌에서 Tarokh 등에 의해 제안된 STBC 송신기의 일부를 도시한다. 이 방식은 상술된 도 1 및 도 2의 구성에서와 같은 채널 추정이 필요하다는 단점이 없으며, 또한 "New Detection Schemes for Transmit Diversity with no Channel Estimation"이라는 표제로서, 앞서 참조된 문헌에서 Tarokh 등에 의해 제안된 방식에서 발생되는 에러 전달을 회피하기 위한 것이다.

도 3을 참조하면, 송신기는 맵핑 함수(30), 차분 심볼 산출 블럭(32), 지연기(34), 및 블럭(36)으로 나타낸 2개의 송신 안테나를 포함한다. Tarokh 등에 의해 언급된 바와 같이, 2^b-PSK (b=1, 2, …) 신호 포인트 콘스틸레이션의 경우에, 송신기는 2b 비트 B_2t+1의 입력 블럭에 대해 함수(30)의 맵핑 M을 사용하여 M(B_2t+1)=(A(B_2t+1)B(B_2t+1))를 계산한다 (A 및 B는 공보의 page 1171, part Ⅲ.A에 설명되어 있음). 다음으로, 송신기는 지연기(34) 및 계산 블럭(32)을 사용하여 (S_2t+1S_2t+2)=A(B_2t+1)(S_2t-1S_2t)+B(B_2t+1)(-S_2t ^*S_2t-1 ^*)를 계산하고, 시간 2t+1에 제1 및 제2 송신 안테나로부터 각각 S_2t+1및 S_2t+2를 전송하며, 시간 2t+2에 제1 및 제2 송신 안테나로부터 S_2t+2 ^*및 S_2t+1 ^*를 송신한다. 이러한 맵핑, 차분 계산, 및 시공간 블럭 코드 전송은, 전송 시퀀스의 제1의 2개의 심볼이 차분 인코딩 기준을 제공하며 어떠한 정보도 전달하지 않게 하여, 2b 비트의 연속하는 블럭 각각에 대해 반복된다.

도 3의 송신기는 채널 추정에 대한 필요성을 없애고 에러 전달 문제를 해소할 수 있지만, 상기 문헌에서 알 수 있는 바와 같이, 송신기에 불필요하게 복잡하게 하는 계산을 도입하며, 이러한 방식은 오직 2개의 송신 안테나의 경우로 그 적용이 제한된다. 따라서, 이러한 방식은 그 적용이 제한되며, 그 구현이 불필요하게 복잡하게 된다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 차분 인코딩을 사용하는 2-안테나 STBC 송신기의 일부를 도시한다. 상술된 도 1의 송신기와 같이, 이 송신기는 입력 비트가 공급되며, 복소수로 표현된 연속하는 M-PSK 심볼 x₁, x₂, …을 생성하는 M-PSK 맵핑 함수(12)에 그 출력 비트가 공급되는 S-P 컨버터(10)을 포함한다. 또한, 도1을 참조하여 상술한 바와 같이, 이들 심볼의 쌍 x_1,i, x_2,i즉, x_i는 STBC 함수(40)에 공급되고, 상술된 바와 같이 2 × 2 직교 STBC 행렬 H_x(X_i)를 형성하며, 본 예의 경우에, 상술된 바와 같이, 소정의 정규화 인자 k에 의해 스케일링된다.

STBC 함수(40)의 출력은 행렬 승산기(42)의 한 입력에 공급되고, 행렬 승산기의 출력은 후술되는 STBC 행렬 H_z,i를 형성하며, 2개의 송신 안테나(16 및 18)에 공급되어, 행렬 H_x(X_i)에 대해 도 1을 참조하여 설명한 것과 유사한 방식으로 송신된다. 또한, 행렬 H_z,i는 지연기(44)의 입력에 공급되고, 그것의 출력 행렬 H_z,i-1은 행렬 승산기(42)의 또 다른 입력에 공급된다.

행렬 H_x(X_i)에 대해 사용된 바와 유사한 방식으로 행렬 H_z,_i를 나타내면, 즉 심볼 쌍 z_1,i, z_2,i을 포함할 때, 심볼 쌍 i의 경우 행렬 H_z,i는 다음과 같다 :

상기 행렬의 성분들은 시공간 블럭으로서 2개의 안테나(16 및 18)에 의해 송신된다.

도 4의 송신기에서의 함수(40 및 44)에 의해 다음과 같은 인코더 식을 갖는 STBC 인코더가 구성됨을 알 수 있다 :

즉, 안테나들(16 및 18)에 의해 송신된 각각의 시공간 블럭 H_z,i는, 행렬 승산기(42)에서, 앞서 송신된 시공간 블럭의 행렬 H_z,i-1과 승산되도록 하는 함수(40)에 의해 산출된 정규화 행렬 kH_x(X_i)와 동일하며, 여기서 상기 행렬 H_z,i-1는 지연기(44)를 통해서 승산기(42)로 피드백된다 (이 지연기(44)는 1개의 시공간 블럭 즉, 본 예의 경우에는 2개의 심볼에 대응하는 지연을 제공함).

보다 상세히는, 다음과 같음을 알 수 있다 :

여기서,및이다.및에 의하면, 행렬 H_z,i는 행렬 H_z,i-1과 동일한 특성을 가지므로, 이와 같이 연속하는 행렬들은 상술한 바와 같이 시공간 블럭으로서 각각 송신될 수 있다.

도 4를 참조하여 상술된 바와 같이 안테나들(16 및 18)로부터 송신된 시공간 블럭들은, 수신기에서, 상술된 바와 같이 쌍을 이루어 Y_i로 나타내어지는 심볼 y₁, y₂, …를 수신하게 된다.

채널 파라미터들을 다시, 상술한 채널 추정에 대응하는 벡터 A_i라고 하면, 수신된 신호는 다음과 같은 형태가 된다 :

상기 식 중 적어도 2개의 항은, 이전에 수신된 심볼 쌍 Y_i-1과 거의 동일하므로, 다음과 같이 된다는 것을 알 수 있다 :

상기의 근사는 채널 파라미터들이 2개의 연속하는 시공간 블럭들 간에는 크게 변하지 않는다는 적절한 가정에 기초한 것이다.

수학식 1의 채널 파라미터 벡터 A_i가 수학식 2에서는 kY_i-1로 치환되었다는 점을 제외하면, 수학식 2는 수학식 1과 유사한 형태를 갖는다는 것을 알 수 있다. 이러한 치환에 의해, 전송된 정보를 검출하기 위한 구성이 도 2를 참조하여 상술된 바에 대응할 수 있게 된다. 따라서, 수학식 2를 풀 수 있는 태스크인 디코딩 처리가 본 예의 경우에는 다음과 같다 :

여기서, 변환 벡터는이고, 행렬는 행렬의 켤레 전치 행렬이다.

도 4의 송신기에 의한 인코딩에 의해서, 수신된 심볼 Y_i는 미리 정해져 있으며 일정한 값인 정규화 인자 k와, 현재의 시공간 블럭 코드 행렬 H_x(X_i)와, 직전에수신된 심볼 쌍 Y_i-1에만 의존한다.

추정된 디코딩된 심볼를 생성하기 위해 수신된 심볼 쌍 Y_i를 디코딩하는 데에는 채널 파라미터 벡터 A_i에 의존하지 않으며, 따라서 수신기가 송신된 정보를 복원하기 위해 추정하는 데 필요로 하지 않는다. 또한, 다음과 같은 차분 코딩이 있음을 알 수 있다. 즉, 추정된 디코딩된 심볼는 현재의 수신된 심볼 쌍 Y_i와 직전에 수신된 심볼 쌍 Y_i-1에 의존하고, 각각의 수신된 심볼 쌍 Y_i의 디코딩이 이전에 디코딩된 정보에 의존하지 않기 때문에 디코딩된 정보에서의 오류 전달이 회피된다.

도 5는, 도 2의 공지된 수신기와 같이, 도 4의 송신기의 안테나들(16 및 18)로부터 송신된 시공간 블럭들이 안테나(20)에 의해 수신되어, 수신 경로(22) 상에 수신된 심볼 y₁, y₂, …를 생성하는, 대응하는 수신기의 일부를 도시한다. 이러한 수신된 심볼의 쌍 y_1,i및 y_2,i즉, Y_i로부터, 유닛(50)에 의해 변환 벡터가 생성되고, 지연기(52)를 통하여, 유닛(54)에 의해 행렬가 생성된다. 도 5에서 점선의 상자 안에 도시되어 있는 디코더(56)에 있어서, 유닛들(50 및 54)의 출력이 수학식 3의 승산을 실행하는 승산기(58)로 공급됨으로써, 송신된 PSK 심볼 x₁, x₂, …의 추정치,, …가 각각 산출된다. 도 2의 수신기와 같이, 이러한 추정치들은 M-PSK 복조기(28)로 공급되고, 이 복조기에서는 원래의 입력 비트들의 추정치를 산출한다. 디코더(56)는 채널 파라미터 벡터 A_i를 사용하지 않으므로, 채널 추정을 필요로 하지 않고, 의존하지도 않으며, 2개의 연속으로 수신된 신호 블럭들로부터 송신된 PSK 심볼들의 추정치를 산출하므로, 오류 전달이 존재하지 않는다는 것을 알 수 있다.

2개의 안테라를 구비한 송신기와 1개의 안테나를 구비한 송신기의 상황에서 도 4의 송신기 및 도 5의 수신기를 상술하였지만, 본 발명의 실시예는 이러한 경우에 한정되지 않는다는 것을 알 수 있다. 수신기는, 적절한 희망의 방식, 예컨대 최대비 결합을 이용하여 결합된 2개 혹은 그 이상의 안테나를 구비할 수도 있다. 또한, 송신기는 2개 이상의 안테나를 구비하고, STBC 행렬 H_x(X_i)는 T가 송신 안테나의 수인 T ×T 직교 행렬이다. 예를 들면, T=4 즉, 송신기가 4개의 안테나를 구비하고, STBC 행렬 H_x(X_i)가 4 ×4 직교 행렬일 경우에 대하여 이하 설명한다.

코드 레이트가 1인 경우에는 STBC 4 ×4 직교 행렬이 정해지지 않았으므로, 보다 낮은 코드 레이트를 사용할 수 있다. 예를 들면, 3/4 코드 레이트를 사용하여, 4 ×4 직교 행렬이 오직 3개의 연속하는 M-PSK 심볼 x₁, x₂, 및 x₃로부터 도출된다. 그러면, STBC 행렬 H_x(X_i)는 예컨대 다음과 같다 :

상기 행렬은 직교 즉, 다음과 같다 :

여기서, I는 항등 행렬이다. 이 행렬의 정규화 인자 k는이다.

2개가 아닌 4개의 송신 안테나를 제공한다는 점과, 상술한 바와 같이 4 ×4 행렬에 따라 STBC 코더(40)를 변형한다는 점과, 이에 대응하여 유닛들(40 및 44)의 입출력 수가 증가한다는 점을 제외하면, 본 예의 송신기는 도 4를 참조하여 상술한 바와 동일하다.

대응하는 수신기에 있어서, 디코더의 태스크는 다시 다음의 식을 푸는 것이다 :

상술한 수학식 2에 대응하여, 본 경우에 있어서 벡터 Y_i및 Y_i-1각각은 4개의 성분을 갖고, 행렬 H_x(X_i)는 4 ×4 행렬이므로, 상기 수식은 1 세트의 4개의 선형 연립 방정식으로 나타내어진다. 수신기는, 유닛들(50 및 54)과 승산기(58)가 상기 디코더의 수식에 대한 양함수 해를 제공하는 유닛들로 치환된다는 점을 제외하면, 도 5를 참조하여 상술한 바와 대체로 유사한 형태를 가질 수 있다. 상기 디코더 수식으로 나타내어지는 선형 연립 방정식 세트의 크기는 송신 안테나의 수 T 및 대응하는 시공간 블럭의 크기에 대응하며, 이러한 수식의 양함수 해는 송신 안테나의 수 T와 상관없이 항상 구할 수 있다는 것을 알 수 있다.

보다 구체적인 설명과 예를 들자면, 상술된 4 ×4 직교 행렬 STBC 구성은 QPSK (즉, M=4) 변조 및 그레이(Gray) 코딩을 사용할 수 있으며, QPSK 심볼들은 다음과 같은 형태로 나타내어질 수 있다 :

여기서, m=1, 2, 3이고, θ_r및 θ_j는 각 심볼의 실상 성분 및 허상 성분을 나타낸다. 결론적으로, STBC 행렬 H_x(x₁, x₂, x₃)는 다음과 같은 형태로 기술될 수 있다 :

여기서,

이다.

상기 수식들에 의해서 대응하는 디코딩 알고리즘이 기술된다 :

예를 들어, 상술된 본 발명의 실시예들에 따른 송신기 및 수신기 구성에 대한 시뮬레이션에서는 이들이 비트 에러율(BER) 및 프레임 에러율(FER) 면에서 바람직한 성능을 제공하는 것으로 나타났는데 즉, 본 발명의 실시예들에 따른 송신기 및 수신기 장치의 비트 에러율 및 프레임 에러율이 완전한 채널 추정에 의한 시공간 블럭 코딩 장치의 비트 에러율 및 프레임 에러율보다 3㏈ 이하인 것으로 나타났다. 완전한 채널 추정에 따른 시공간 블럭 코딩 장치의 비트 에러율 및 프레임 에러율은, 실제상의 채널 추정에 있어서, 공지된 STBC 시스템에 대해 큰 성능 저하를 가져올 수 있는 에러가 발생될 수 있으며, 또한 이러한 시스템에서는 동기화 및 채널 추정에 사용되는 파일럿 채널 또는 심볼들을 위한 상당 부분의 자원이 필요로 되는 점에서, 구현될 수 없는 이론상의 이상값인 것을 알 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 구성들은 채널 추정을 이용하는 실제상의 STBC 시스템보다 양호한 BER 성능을 제공할 뿐 아니라, 송신기 및 수신기에 용이하게 구현될 수 있으며, 복수의 송신 안테나를 갖는 송신기에 적용 가능한 해결 방안을 제공할 수 있다.

또한, 본 발명에 따른 구성을 포함하는 시스템의 성능은 상술된 차분 STBC 코딩을, 예를 들어, 공지된 형태의 터보 코더를 구비할 수 있는 채널 인코더에 결합시킴으로써 더욱 개선할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 이 경우의 송신기에서는, S-P 변환기(10)에 직렬로 또는 M-PSK 맵핑 함수(12)의 입력에 평행하게 공급되는 입력 비트는, 예를 들어, 공지된 형태의 블럭 인터리버를 통해, 공지된 형태의 터보 코더의 출력으로부터 유도될 수 있다. 이에 상응하여, 수신기에서는, 디코더(56)로부터 출력된 추정 비트는, 예를 들어, 공지된 형태의 블럭 디인터리버를 통해, 공지된 형태의 채널 디코더에 공급되는 소프트 값(확률 또는 확률비)을 포함할 수 있다. 터보와 STBC 코딩의 결합은, 예를 들어, 1999년 6월 ICC'99, Proceedings of the International Conference on Communications의 pages 1202~1206에 게재된 G. Bauch의 "Concatenation of Space-Time Block Codes and "Turbo"-TCM"에 개시되어 있다.

비록 본 발명을 상기 실시예들에 대해서만 설명하고 도시하였지만, 본 발명의 특허청구범위에 기재된 사상 및 범주를 벗어나지 않는 한, 여러 가지 변형 및 변경된 실시예가 가능하다는 것을 알 수 있다.

Claims

차분 시공간 블럭 코딩 방법에 있어서,

인코딩될 심볼들로부터, T × T 직교 행렬 H_x에 따라 T 경로들 각각 상에 T 심볼들의 연속하는 시공간 블럭 H_x(X_i) 각각을 연속하는 심볼 간격으로 생성하는 단계 - T는 1보다 큰 정수이고, X_i는 시공간 블럭에서 인코딩될 상기 심볼들을 나타내며, i는 시공간 블럭 각각을 식별하는 정수임 -;

T 출력 경로들 각각 상에 T 심볼들의 차분 인코딩된 시공간 출력 블럭 H_z,i각각을 연속하는 심볼 간격으로 생성하는 단계; 및

상기 차분 인코딩된 시공간 출력 블럭 H_z,i를 지연시켜 지연된 각각의 블럭 H_z,i-1을 생성하는 단계

를 포함하고,

상기 각각의 차분 인코딩된 시공간 출력 블럭 H_z,i는 상기 블럭 H_x(X_i)를 상기 지연된 블럭 H_z,i-1와 행렬 승산함으로써 생성되는 차분 시공간 블럭 코딩 방법.
제1항에 있어서,

T=2이고, 상기 각각의 시공간 블럭에서 2개의 심볼이 인코딩되는 차분 시공간 블럭 코딩 방법.
제1항에 있어서,

T=4이고, 상기 각각의 시공간 블럭에서 3개의 심볼이 인코딩되는 차분 시공간 블럭 코딩 방법.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 연속하는 시공간 블럭 H_x(X_i)를 생성하는 상기 단계는 인코딩될 상기 심볼들을 정규화 인자와 승산하는 것을 포함하는 차분 시공간 블럭 코딩 방법.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,

인코딩될 상기 심볼들은 M-ary 위상 시프트 키 심볼들을 포함하고, M은 1보다 큰 정수인 차분 시공간 블럭 코딩 방법.
차분 시공간 블럭 코더에 있어서,

인코딩될 심볼들에 응답하여 연속하는 시공간 코딩된 블럭들을 생성하는 시공간 블럭 코더;

상기 연속하는 시공간 코딩된 블럭용 제1 입력, 제2 입력, 및 차분 인코딩된 시공간 블럭들을 제공하는 출력을 포함하는 행렬 승산기; 및

상기 행렬 승산기의 상기 출력으로부터의 각각의 차분 인코딩된 시공간 블럭을 상기 행렬 승산기의 상기 제2 입력에, 1 시공간 블럭 지연하여 공급하는 지연 유닛

을 포함하고,

상기 행렬 승산기는 상기 각각의 시공간 코드화된 블럭을 직전의 차분 인코딩된 시공간 블럭과 승산하여 현재의 차분 인코딩된 시공간 블럭을 생성하는 차분 시공간 블럭 코더.
제6항에 있어서,

상기 시공간 블럭 코더는 인코딩될 2개의 심볼에 응답하여 2개의 경로 각각 상에 2개의 심볼을 갖는 각각의 시공간 코드화된 블럭을 연속하는 심볼 간격으로 생성하도록 구성되는 차분 시공간 블럭 코더.
제6항에 있어서,

상기 시공간 블럭 코더는 인코딩될 3개의 심볼에 응답하여, 4개의 경로 각각 상에 4개의 심볼을 갖는 각각의 시공간 코드화된 블럭을 연속하는 심볼 간격으로 생성하도록 구성되는 차분 시공간 블럭 코더.
제6항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 시공간 블럭 코더는 인코딩될 심볼들을 정규화 인자와 승산하도록 구성되는 차분 시공간 블럭 코더.
제6항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,

인코딩될 상기 심볼들을 생성하도록 구성된 M-ary 위상 시프트 키 함수 - M은 1보다 큰 정수임 -

를 더 포함하는 차분 시공간 블럭 코더.
제1항에 따라 생성된 차분 인코딩된 시공간 블럭들의 T 안테나들로부터의 송신에 응답하여 각각의 심볼 간격으로 수신된 심볼들을 디코딩하는 방법에 있어서,

인코딩된 각각의 시공간 블럭의 수신된 T 심볼들을 제공하는 단계; 및

에 따라 디코드된 심볼들를 생성하는 단계

를 포함하고,

Y_i는 현재의 인코딩된 시공간 블럭 i의 T 심볼들의 벡터이며, Y_i-1은 직전의 인코딩된 시공간 블럭 i-1의 T 심볼들의 벡터이며, i는 정수이고, k는 스케일링 상수이며, H_x는 T × T 직교 시공간 블럭 코딩 행렬인 디코딩 방법.
제11항에 있어서,

T=2이고, y_1,i및 y_2,i는 상기 인코딩된 시공간 블럭 i의 수신된 심볼들이며,

상기 디코드된 심볼들를 생성하는 상기 단계는 행렬를 벡터와 승산하는 단계를 포함하는 디코딩 방법.
제6항에 따른 코더에 의해 생성된 차분 인코딩된 시공간 블럭의 송신에 응답하여 각각의 심볼 간격으로 수신된 심볼들을 디코딩하기 위한 디코더에 있어서,

벡터 Y_i로 표현되는 인코딩된 각각의 시공간 블럭 i의 수신된 심볼들을 제공하는 수단;

1 시공간 블럭의 지연을 제공하여 벡터 Y_i-1로 표현되는 인코딩된 직전의 시공간 블럭 i-1의 수신된 심볼들을 제공하는 지연 유닛; 및

에 따라 디코드된 심볼들을 생성하기 위한 수단 - k는 스케일링 상수이고, H_x는 상기 코더에 의해 시공간 블럭 코딩을 표현하는 직교 행렬임 -

을 포함하는 디코더.
제13항에 있어서,

상기 디코드된 심볼들를 생성하는 상기 수단은 행렬을 벡터와 승산하도록 구성된 승산기 - y_1,i및 y_2,i는 상기 인코딩된 시공간 블럭 i의 수신된 심볼들임 - 를 포함하는 디코더.