DE202008018240U1

DE202008018240U1 - Sende-Diversity für Bestätigung und Kategorie 0-Bits in einem drahtlosen Kommunikationssystem

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Publication number: DE202008018240U1
Application number: DE202008018240U
Authority: DE
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2007-04-26
Filing date: 2008-04-24
Publication date: 2012-03-30
Anticipated expiration: 2018-04-25
Also published as: KR101527699B1; US8483164B2; EP3032758B1; CA2684884A1; EP2140576A1; KR20090128507A; AU2008244896C1; AU2008244896B2; KR20140141670A; JP5596728B2; EP2140576B1; AU2008244896A1; EP2140576A4; CN102857290B; CN101689905A; CN101689905B; KR101518082B1; US7990920B2; CA2684884C; DE202008018270U1

Abstract

Vorrichtung zum Senden eines Signals, wobei die Vorrichtung ausgebildet ist zum: bei einer Basisstation in einer Zelle, die die Basisstation und entsprechende Empfängergeräte umfasst, Multiplexen des zu einem der Empfängergeräte zu sendenden Signals unter Verwendung einer ersten Matrix und einer zweiten Matrix; Abbilden des gemultiplexten Signals auf eine Ressourceneinheit, die ein Paar benachbarter Unterträger und eine vorgegebene Anzahl von Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfasst, durch Raum-Frequenz-Blockcodierung; und wiederholtes Senden des gemultiplexten Signals in einer vorgegebenen Anzahl bei der Basisstation in der Zelle, wobei jede der Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals wiederholt auf mehrere diskrete Ressourceneinheiten abgebildet wird, die in einem Frequenzbereich verteilt sind.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen für das Senden einer Bestätigung (ACK) und von Kategorie-0-Bits in einem drahtlosen Kommunikationssystem und insbesondere auf eine Vorrichtung für das Senden einer Bestätigung (ACK)/negativen Bestätigung (NACK) und von Kategorie-0-Bits, die die Nutzung von Basisstationsressourcen sowohl bei der Sendeleistung als auch bei der Zeit-Frequenz-Sendemöglichkeit für einen bestimmten Zielversorgungsbereich bei einer bestimmten Bitfehlerrate minimieren.
Beschreibung des verwandten Gebiets
Im Folgenden sind zwei Literaturhinweise der folgenden Erfindung aufgelistet:
[1] 3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta; und
[2] R1-050271, "Evaluation of Diversity in Evolved UTRA", Samsung, RANZ#40bis, Beijing, China, April 2005.
Die Sende-Diversity (Diversität) für den ACK(Bestätigungs)-Kanal und für Cat0(Kategorie-0)-Bits ist in der gegenwärtigen Long-Term-Evolution (LTE) Norm-Spezifikation nicht vollständig entwickelt worden. Für den ACK-Kanal ist noch keine vollständige Lösung vorgeschlagen worden, die Multiplexing, Ressourcenzuordnung und Sende-Diversity umfasst. Für Cat0 führt die Grundannahme von SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) zu unnötiger zusätzlicher UE(Teilnehmergeräte)-Komplexität. Dies liegt an der Tatsache, dass die SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) am effizientesten mit zwei modulierten Symbolen gleichzeitig arbeitet, während Cat0-Bits nur ein moduliertes Symbol bilden.
Orthogonales Frequenzmultiplexing (orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) ist eine Technologie zum Multiplexen von Daten im Frequenzbereich. Modulationssymbole werden auf Frequenzunterträgern übermittelt. Die Gesamtbandbreite in einem OFDM-System ist in schmalbandige Frequenzeinheiten aufgeteilt, die Unterträger (sog. Subcarrier) genannt werden. Die Anzahl der Unterträger ist gleich der in dem System verwendeten FFT/IFFT-Größe N. Da einige der Unterträger, die sich am Rand des Frequenzspektrums befinden, als Schutzunterträger reserviert sind, ist die Anzahl der für Daten verwendeten Unterträger in der Regel kleiner als N. Auf Schutzunterträgern können in der Regel keine Informationen übertragen werden.
Ein typisches zellulares Funksystem enthält eine Sammlung fester Basisstationen (BS), die einen Funkversorgungsbereich oder eine Zelle definieren. Üblicherweise gibt es wegen natürlicher und künstlicher Objekte, die sich zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation befinden, zwischen der Basisstation und der Mobilstation einen Nicht-Sichtlinien-Funkausbreitungsweg (NLOS-Funkausbreitungsweg). Als Folge breiten sich die Funkwellen über Reflexionen, Beugungen und Streuung aus. Die bei der Mobilstation (MS) in der Abwärtsstreckenrichtung (bei der BS in der Aufwärtsstreckenrichtung) ankommenden Wellen erfahren wegen unterschiedlicher Phasen der einzelnen Wellen konstruktive und destruktive Additionen. Dies ist eine Folge der Tatsache, dass bei hohen Trägerfrequenzen, die in der drahtlosen Zellenkommunikation üblicherweise verwendet werden, kleine Änderungen der differentiellen Ausbreitungsverzögerungen große Änderungen der Phasen der einzelnen Wellen einführen. Wenn sich die MS bewegt oder in der streuenden Umgebung irgendeine Änderung auftritt, offenbaren sich die räumlichen Änderungen der Amplitude und der Phase des empfangenen zusammengesetzten Signals als die Zeitabweichungen, die als Rayleigh-Schwund (sog. fading) oder schneller Schwund bekannt sind. Um die gewünschte Bitfehler- oder Paketfehlerzuverlässigkeit sicherzustellen, erfordert das zeitlich veränderliche Wesen des Funkkanals ein sehr hohes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR).
Zur Bekämpfung der Wirkungen des schnellen Schwunds wird umfassend die Diversity verwendet. Die Idee ist, für den Empfänger mehrere schwundbehaftete Kopien desselben informationstragenden Signals bereitzustellen. Unter der Annahme unabhängigen Schwunds auf jedem der Antennenzweige ist die Wahrscheinlichkeit, dass das momentane SNR auf jedem Zweig unter einem bestimmten Schwellenwert liegt, näherungsweise p^L, wobei p die Wahrscheinlichkeit ist, dass das momentane SNR auf jedem Antennenzweig unter dem bestimmten Schwellenwert liegt.
Die Verfahren der Diversity, die für die Verwendung geeignet sind, liegen in den folgenden Kategorien: Raum-, Winkel-, Polarisations-, Feld-, Frequenz-, Zeit- und Mehrwege-Diversity. Die Raum-Diversity kann unter Verwendung mehrerer Sende- oder Empfangsantennen erzielt werden. Die räumliche Entfernung zwischen den mehreren Antennen wird so gewählt, dass die Diversity-Zweige während der Übertragung zwischen den Sende- und der Empfangsantennen Schwund mit wenig oder keiner Korrelation der Signale erfahren. Die Sende-Diversity verwendet mehrere Sendeantennen, um für den Empfänger mehrere unkorrelierte Kopien desselben Signals bereitzustellen. Sende-Diversity-Schemata können weiter in Sende-Diversity-Schemata mit offenem Kreis (open loop) und in Sende-Diversity-Schemata mit geschlossenem Kreis (closed loop) unterteilt werden. In einem Sende-Divcrsity-Ansatz mit offenem Kreis ist keine Rückkopplung von dem Empfänger erforderlich. In einer bekannten Anordnung einer Sende-Diversity mit geschlossenem Kreis berechnet der Empfänger den Phasen- und Amplitudenabgleich, der bei den Antennen des Senders angewendet werden sollte, um die Empfangssignalleistung bei dem Empfänger zu maximieren. In einer anderen Anordnung der Sende-Diversity mit geschlossenem Kreis, die als Auswahl-Sende-Diversity (STD) bezeichnet wird, stellt der Empfänger Rückkopplungsinformationen an den Sender über eine Antenne (Antennen), die für die Sendung verwendet werden soll(en), bereit.
Hybrid Automatic Repeat reQuestion (HARQ) wird in Kommunikationssystemen umfassend verwendet, um Decodierungsfehler zu bekämpfen und die Zuverlässigkeit der Datenübertragung zu verbessern.
Eine synchrone N-Kanal-Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wird in drahtlosen Kommunikationssystemen wegen ihrer Einfachheit häufig verwendet. Zum Beispiel ist die synchrone Hybrid Automatic Repeat reQuestion (HARQ) als das Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion(HARQ)-Schema für die Long-Term-Evolution(LTE)-Aufwärtsstrecke (sog. Uplink) in 3GPP angenommen worden.
Üblicherweise gibt es mehr als einen Nutzer, der die Aufwärtsstrecken-Ressource in der Aufwärtsstrecke unter Verwendung von HARQ gemeinsam nutzt, was zu einer Notwendigkeit führt, dass die Basisstation mehrere ACK-Signale in der Abwärtsstrecke (sog. Downlink) sendet. Diese DL(Abwärtsstrecken)-ACK-Kanäle sollten unter Verwendung des verfügbaren Sende-Diversity-Schemas bei der Basisstation gemultiplext und gesendet werden, um die Basisstations-Ressourcennutzung sowohl in Bezug auf die Sendeleistung als auch in Bezug auf die Zeit-Frequenz-Sendemöglichkeit für einen gegebenen Zielversorgungsbereich bei einer gegebenen Bitfehlerratenanforderung zu minimieren. Die Lösung beim Erreichen dieses Ziels ist nicht fertiggestellt.
Dynamische Kategorie-0(Cat-0)-Bits sind eine LTE-Terminologie, die in der 3GPP-LTE-Normungsorganisation verwendet wird, wobei sie auch als PCFICH (d. h. physikalischer Steuerformatindikatorkanal) bezeichnet werden können. Die Rolle der Cat0 ist es, durch Angabe der Anzahl von Abwärtsstrecken- und Aufwärtsstrecken-Planungsfreigaben die Dimensionierung (Skalierung) des Abwärtsstreckensteuerkanals zu unterstützen. Die gegenwärtige Arbeitsannahme 3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta, ist, dass die dynamischen Cat0-Bits eine maximale Größe von zwei Bits aufweisen und in jedem Unterrahmen, in dem ein Steuerkanalelement (CCE) vorhanden ist, gesendet werden sollten. Die durch Cat0-Bits übermittelten Informationen enthalten, sind aber nicht beschränkt auf, die Anzahl von OFDM-Symbolen, die für alle Steuerkanäle in dem Unterrahmen (sog. Subframe) verwendet werden. Die Sende-Diversity der Cat0-Bits ist nicht endgültig festgelegt, und es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein einfaches und effizientes Sende-Diversity-Schema zu schaffen, das sowohl die räumliche als auch die Frequenz-Diversity in dem Kanal erfasst.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Somit ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung zum Senden einer Bestätigung (ACK) bereitzustellen, um eine Nutzung von Basisstationsressourcen sowohl in Bezug auf Sendeleistung als auch in Bezug auf Zeit-Frequenz-Sendemöglichkeit für einen bestimmten Zielversorgungsbereich bei bestimmter Bitfehlerrate zu minimieren.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein einfaches und effizientes Sende-Diversity-Schema zu schaffen, das sowohl räumliche als auch Frequenz-Diversity in einem Cat0-Kanal erfasst.
Die Erfindung ist in den unabhängigen Schutzansprüchen angegeben. Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen definiert.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird CDM (Codemultiplexing) in Verbindung mit zellspezifischer Verwürfelung (sog. Scrambling) verwendet, um Interferenzmittelung für eine gegebene Wiederholung/Sendung des ACK-Kanals zu nutzen und die Interferenzrandomisierung über mehrere Wiederholungen/Wiederholungssendungen sicherzustellen. Es kann hier die Spreizlänge von zwei ausgewählt werden, wobei der resultierende Signalvektor nach der Spreizung auf eine 2×1-Ressourceneinheit (RU) abgebildet wird. Eine RU deckt in der Zeit-Frequenz-Ressourcenzuordnung zwei benachbarte Unterträger und ein Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) ab. Zusätzlich zu dem obenerwähnten CDM-Verfahren übermittelt jeder Signalvektor a nach der Spreizung zwei BPSK-modulierte (Binärphasenumtastungs-modulierte) ACK-Bits. Allerdings kann die Multiplexingkapazität verdoppelt werden, falls sowohl der I- als auch der Q-Zweig (der reelle und der imaginäre Zweig) angewendet werden, um unterschiedliche ACK-Bits mit unterschiedlichen Leistungseinstellungen zu übermitteln.
Der Menge der ACK-Kanäle kann ein maximales Leistungsungleichgewicht auferlegt werden. Bei einem sinnvollen Wert des maximalen Leistungsungleichgewichts ist die für ACK-Kanäle mir niedriger Leistung notwendige zusätzliche Leistung minimal. Zusätzlich zu der Beschränkung des Leistungsungleichgewichts kann die Node-B auch versuchen, zwei ACK-Kanäle mit ähnlichen Leistungseinstellungen auf den I- und auf den Q-Zweig desselben komplexen Symbols zu setzen. Die Node-B bedeutet die Basisstation in einer Zelle.
Die CDM-Multiplexingstruktur führt zu einem Ressourcenzuordnungsverfahren, das aus den folgenden Schritten besteht.

1. Jeder mit CDM gemultiplexte Vektor a wird R-mal wiederholt, wobei jede Wiederholung auf eine 2×1-RU abgebildet wird; die Anzahl der Gesamtwiederholungen wird unabhängig von der Anzahl der Steuersymbole des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) N festgesetzt.
2. Falls für die Steuerkanäle N = 1 Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) verwendet wird, werden alle R-vielen Wiederholungen in dem ersten OFDM-Symbol gesendet, wobei die R-vielen Wiederholungen in dem Frequenzbereich verteilt werden sollten, um Frequenz-Diversity zu erfassen. Falls andererseits N = 2 oder N = 3 OFDM-Symbole verwendet werden, können diese R-vielen Wiederholungen sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich verteilt werden, um Leistungsteilung zwischen OFDM-Symbolen zu ermöglichen, während die Frequenz-Diversity erhalten wird.

Es wird eine Technik zum Abbilden unter Verwendung eines CDM-(Codemultiplex-) + SFBC-(Raum-Frequenz-Blockcodierungs-) + Wiederholungsverfahrens vorgeschlagen. Der mit CDM gemultiplexte Vektor a wird R-mal wiederholt gesendet. In jeder Sendung werden die 2 Symbole [a₁, a₂] unter Verwendung der SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) über beide Sendeantennen auf eine 2×1-RU abgebildet. Für die Fälle N = 2 und N = 3 kann ebenfalls dieselbe SFBC mit Wiederholung verwendet werden.
In einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein CDM (Codemultiplex) mit einer Spreizlänge von vier hintereinander mit einem I/Q-Bereichs-Multiplexing verwendet. Es wird ein Beispiel der Abbildung unter Verwendung des CDM-(Codemultiplex-) + SFBC-(Raum-Frequenz-Blockcodierungs-) + Wiederholungsverfahrens vorgeschlagen. In diesem Fall wird ein Vektor a, der vier Symbole aufweist, eine vorgegebene Anzahl von Malen in dem Frequenzbereich wiederholt gesendet. In jeder Sendung kann eine 2×2-Ressourceneinheit (RU) erforderlich sein.
Es wird eine alternative Technik des Abbildens zweier Paare von Symbolen des Vektors a in unterschiedlichen Sendungen und der Vertauschung der Paare über unterschiedliche Paare der Symbole für das Abbildungsverfahren vorgeschlagen. In diesem Fall können die zwei Paare von Symbolen des Vektors a abwechselnd auf unterschiedliche OFDM-Symbole in jeder der Sendeantennen abgebildet werden.
In einer nochmals anderen Ausführungsform nutzt die Erfindung die folgenden Sende-Diversity-Schemata für die Sendung von Kategorie-0-Bits.

1. Wenn vier Zustände für Cat0-Bits erforderlich sind, kann die QPSK(Quadraturphasenumtastungs)-Modulation verwendet werden; wenn drei Zustände für Cat0-Bits erforderlich sind, kann die 3PSK(Dreiphasenumtastungs)-Modulation verwendet werden. Das modulierte Cat0-Symbol wird durch a dargestellt.
2. Die Cat0-Bits werden immer in dem ersten Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) innerhalb eines Unterrahmens gesendet.
3. Das modulierte Symbol a wird 2K-mal wiederholt, und diese resultierenden 2K Symbole werden auf 2×1-Ressourceneinheiten (RU) abgebildet, wobei jede RU zwei benachbarte Unterträger in einem OFDM-Symbol in der Zeit-Frequenz-Ressourcenzuordnung enthält. K ist die Anzahl der Ressourceneinheiten (RUs).
4. Für zwei Sendeantennen wird eine Technik verwendet, die die frequenzselektive Sende-Diversity (FSTD) und das Wiederholungsverfahren kombiniert.

Zellspezifischer Sprung (sog. Hopping) ist ein Ansatz, um diese beständige Kollision zu vermeiden und einen Interferenzmittelungsgewinn sicherzustellen.
Für die Diversity-Ordnung von 8 ist für ein QPSK(quadraturphasenumtastungs)-moduliertes Cat0-Symbol wahrscheinlich eine Wiederholungsanzahl im Bereich von 12 bis 16 notwendig, um die BER-Leistung des ”ungünstigsten Falls” sicherzustellen.
In einer nochmals anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung brauchen die zwei für eine Wiederholung der Cat0-Bits verwendeten Unterträger in der 2×1-RU keine benachbarten Unterträger zu sein.
In einer nochmals anderen Ausführungsform der Erfindung wird das Cat0-Symbol a für jede Wiederholung unter Verwendung einer Orthonormalmatrix auf die 2×1-RU, die die zwei benachbarten Unterträger aufspannt, über Raum und Frequenz gespreizt. Einige Beispiele der Sendematrix T von dieser Orthonormalspreizung enthalten, sind aber nicht beschränkt auf:
Es wird angemerkt, dass die Versionen mit vertauschten Zeilen der obigen Matrizen ebenfalls mögliche orthonormale gespreizte Matrizen sind.
In einer nochmals anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung nutzt die Erfindung ein anderes Sende-Diversity-Schema für die ACK-Kanäle, so dass:

1. entweder ein ACK-Kanal in ein Symbol BPSK-moduliert wird oder zwei ACK-Kanäle beide BPSK-moduliert werden, aber in ein Symbol a I/Q-gemultiplext werden. Bei dem Multiplexing wird kein CDM verwendet.
2. für das modulierte ACK-Symbol ein (FSTD- + Wiederholungs-)Schema verwendet werden kann.

In einer nochmals anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet die vorliegende Erfindung einen binären linearen (3,2,2)-Code, um die zwei Cat0-Bits auf ein Drei-Bit-Codewort c₁c₂c₃ abzubilden, wobei dieses Codewort zu einem Codebuch der Größe vier mit einer minimalen Hamming-Distanz von zwei zwischen zwei beliebigen Paaren von Codewörtern gehört. Ein Beispiel eines solchen Codebuchs C ist c₁c₂c₃ ∊ C = {111, 100, 010 001}, wenn drei Zustände durch Cat0-Bits übermittelt werden. Wenn das 3-Bit-Codewort spezifiziert wird, wird es wiederholt und ratenangepasst, um zu den 2K Kanalsymbolen zu passen, die für die Cat0-Bits verwendet werden. Für die codierten Kanalbits wird hier die QPSK(Quadraturphasenumtastungs)-Modulation verwendet. Außerdem ist der Ratenanpassungsprozess notwendig, falls 4K nicht durch drei teilbar ist. In diesem Fall wird das Codewort c₁c₂c₃⌊4K/3⌋-mal (d. h. ein Quotient von 4K/3) wiederholt, wobei die resultierende Folge mit den ersten 4K – 3×⌊4K/3⌋ (d. h. einem Rest von 4K/3) Bits in dem Codewort c₁c₂c₃ verkettet wird. Diese verkettete Bitfolge ist die endgültige Kanalbitfolge, die moduliert und auf das Kanalsymbol abgebildet werden soll.
In einer nochmals anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Wahl des Codeworts c₁c₂c₃, wenn drei Zustände durch 2 Cat0-Bits übermittelt werden müssen, auf die Teilmenge des Codebuchs beschränkt, bei der die Größe dieser Teilmenge drei Codeworte ist. Zum Beispiel ist eine mögliche Teilmenge des Codebuchs C c₁c₂c₃ ∊ C_subset = {111, 100, 010}.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Eine umfassendere Würdigung der Erfindung und vieler ihrer begleitenden Vorteile geht leicht hervor, während diese besser verständlich wird anhand der folgenden ausführlichen Beschreibung, wenn sie in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen betrachtet wird, in denen gleiche Bezugszeichen dieselben oder ähnliche Komponenten angeben, wobei:
1 eine Sender-Empfänger-Kette mit orthogonalem Frequenzmultiplexing (OFDM) mit einer Senderkette und mit einer Empfängerkette veranschaulicht;
2 ein Alamouti-2×1-Raum-Zeit-Diversity-Schema zeigt;
3 ein Alamouti-2×1-Raum-Frequenz-Diversity-Schema zeigt;
4 eine Darstellung eines Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion(HARQ)-Betriebs ist;
5 ein Beispiel eines synchronen Vierkanal-Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion(HARQ)-Betriebs zeigt;
6 ein Beispiel der Abbildung codegemultiplexter (mit CDM gemultiplexter) Bestätigungs(ACK)-Kanäle auf RE (Empfängergerät) in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
7 ein Beispiel einer Technik zum Abbilden unter Verwendung eines CDM-(Codemultiplex-) + SFBC-(Raum-Frequenz-Blockcodierungs-) + Wiederholungsverfahrens für den Fall, dass die CDM-Spreizlänge zwei ist und dass die Wiederholungsanzahl sechs ist, in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
8 ein Beispiel der Abbildung unter Verwendung eines CDM-(Codemultiplex-) + SFBC-(Raum-Frequenz-Blockcodierungs-) + Wiederholungsverfahrens für den Fall, dass die CDM-Spreizlänge vier ist und dass die Anzahl der Wiederholungen vier ist, in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
9 ein Beispiel des Abwechselns der Abbildung zweier Paare von Symbolen in unterschiedlichen Sendungen und der Vertauschung der Paare über unterschiedliche Paare der Symbole für das Abbildungsverfahren wie in 8 gezeigt in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
10 ein Beispiel der Abbildung modulierter Kategorie-0-Symbole auf das RE (Empfängergerät), FSTD (mittels frequenzselektiver Sende-Diversity) + Wiederholung für den Fall, dass die Anzahl der Wiederholungen sechs ist, in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;
11 ein Graph in logarithmischem Maßstab ist, der die Bitfehlerratenleistung (BER-Leistung) bei Empfängen mit unterschiedlicher Diversity darstellt;
12 einen Ablaufplan des Sendens von ACK/NACK-Signalen und einen Ablaufplan des Empfangens der ACK/NACK-Signale zeigt; und
13 einen Ablaufplan des Sendens von ACK/NACK-Signalen und einen Ablaufplan des Empfangens der Kategorie-0-(CAT0-)Signale zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die Sende-Diversity für den ACK(Bestätigungs)-Kanal und für Cat0 (Kategorie-0)-Bits ist in der gegenwärtigen Long-Term-Evolution(LTE)-Norm-Spezifikation nicht vollständig entwickelt worden. Für den ACK-Kanal ist noch keine vollständige Lösung, die Multiplexing, Ressourcenzuordnung und Sende-Diversity umfasst, vorgeschlagen worden. Für Cat0 führt die Grundannahme von SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) zu unnötiger zusätzlicher UE(Teilnehmergeräte)-Komplexität. Dies ist eine Folge der Tatsache, dass die SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) am effizientesten mit zwei modulierten Symbolen gleichzeitig arbeitet, während Cat0-Bits nur ein moduliertes Symbol bilden.
Das orthogonale Frequenzmultiplexing (OFDM) ist eine Technologie zum Multiplexen von Daten im Frequenzbereich. Modulationssymbole werden auf Frequenzunterträgern übermittelt. 1 veranschaulicht eine Sender-Empfänger-Kette für das orthogonale Frequenzmultiplexing (OFDM) mit einer Senderkette und mit einer Empfängerkette. In 1 ist ein Beispiel einer Sender-Empfänger-Kette für das orthogonale Frequenzmultiplexing (OFDM) gezeigt. Bei einer Senderkette 100 werden Steuersignale oder Datensignale durch einen Modulator 101 moduliert, und die modulierten Signale werden durch einen Seriell-parallel-Umsetzer 112 von seriell in parallel umgesetzt. Eine Einheit 114 für inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) wird zum Überführen des modulierten Signals oder der modulierten Daten aus dem Frequenzbereich in den Zeitbereich verwendet, und die in den Zeitbereich überführten modulierten Signale werden durch einen Parallel-seriell-Umsetzer 116 von parallel in seriell umgesetzt. Bei einer CP-Einfügestufe 118 wird zu jedem OFDM-Symbol ein zyklisches Präfix (sog. cyclic prefix, CP) oder ein Null-Präfix (sog. zero prefix, ZP) hinzugefügt, um die Wirkung von Multipfad-Schwund bei einem schwundbehafteten Multipfadkanal 122 zu vermeiden oder alternativ zu mildern. Signale von der Einfügestufe 118 für zyklisches Präfix (CP) werden z. B. an eine Sendereingangsteil-Verarbeitungseinheit 120 und an Sendeantennen (in 1 nicht gezeigt) angelegt. Somit werden die durch die Senderkette 100 gesendeten Signale von der Empfängerkette 140 empfangen. Bei einer Empfängerkette 140 werden die z. B. über Empfangsantennen (in 1 nicht gezeigt) von der Empfängereingangsteil-Verarbeitungseinheit 124 empfangenen Signale unter der Annahme, dass eine ideale Zeit- und Frequenzsynchronisation erzielt wird, in einer Stufe 126 zum Entfernen des zyklischen Präfixes (CP) verarbeitet, die das zyklische Präfix (CP) des empfangenen Signals entfernt. Die in der Stufe 126 zum Entfernen des zyklischen Präfixes (CP) verarbeiteten Signale werden durch einen Seriell-parallel-Umsetzer 128 weiter von seriell in parallel umgesetzt. Eine Einheit 130 für schnelle Fourier-Transformation (FFT) überführt die empfangenen Signale zur Weiterverarbeitung einschließlich Parallel-seriell-Umsetzung durch einen Parallel-seriell-Umsetzer 132 und dafür, dass sie durch den Signaldemodulator 134 demoduliert werden, aus dem Zeitbereich in den Frequenzbereich.
Die Gesamtbandbreite in einem OFDM-System ist in schmalbandige Frequenzeinheiten aufgeteilt, die Unterträger genannt werden. Die Anzahl der Unterträger ist gleich der in dem System verwendeten FFT/IFFT-Größe N. Im Allgemeinen ist die Anzahl der für Daten verwendeten Unterträger kleiner als N, da einige der Unterträger, die sich am Rand des Frequenzspektrums befinden, als Schutzunterträger reserviert sind. In der Regel können keine Informationen auf Schutzunterträgern übertragen werden.
Ein typisches zellulares Funksystem enthält eine Sammlung fester Basisstationen (BS), die einen Funkversorgungsbereich oder eine Zelle definieren. Üblicherweise gibt es wegen natürlicher und künstlicher Objekte, die sich zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation befinden, zwischen der Basisstation und der Mobilstation einen Nicht-Sichtlinien-Funkausbreitungsweg (NLOS-Funkausbreitungsweg). Als Folge breiten sich die Funkwellen über Reflexionen, Beugungen und Streuung aus. Die bei der Mobilstation (MS) in der Abwärtsstreckenrichtung (bei der BS in der Aufwärtsstreckenrichtung) ankommenden Wellen erfahren wegen unterschiedlicher Phasen der einzelnen Wellen konstruktive und destruktive Additionen. Dies ist eine Folge der Tatsache, dass bei den hohen Trägerfrequenzen, die in der drahtlosen Zellenkommunikation üblicherweise verwendet werden, kleine Änderungen der differentiellen Ausbreitungsverzögerungen große Änderungen der Phasen der einzelnen Wellen einführen. Wenn sich die MS bewegt oder in der streuenden Umgebung Änderungen auftreten, offenbaren sich die räumlichen Änderungen der Amplitude und der Phase des empfangenen zusammengesetzten Signals außerdem als die Zeitabweichungen, die als Rayleigh-Schwund oder schneller Schwund bekannt sind. Um die gewünschte Bitfehler- oder Paketfehlerzuverlässigkeit sicherzustellen, erfordert das zeitlich veränderliche Wesen des Funkkanals ein sehr hohes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR).
Zur Bekämpfung der Wirkung des schnellen Schwunds wird umfassend die Diversity verwendet. Die Idee ist, für den Empfänger mehrere schwundbehaftete Kopien desselben informationstragenden Signals bereitzustellen. Unter der Annahme unabhängigen Schwunds auf jedem der Antennenzweige ist die Wahrscheinlichkeit, dass das momentane SNR auf jedem Zweig unter einem bestimmten Schwellenwert liegt, näherungsweise p^L, wobei p die Wahrscheinlichkeit ist, dass das momentane SNR auf jedem Antennenzweig unter einem bestimmten Schwellenwert liegt.
Die Verfahren der Diversity, die für die Verwendung geeignet sind, liegen in den folgenden Kategorien: Raum-, Winkel-, Polarisations-, Feld-, Frequenz-, Zeit- und Mehrwege-Diversity. Die Raum-Diversity kann unter Verwendung mehrerer Sende- oder Empfangsantennen erzielt werden. Die räumliche Entfernung zwischen den mehreren Antennen wird so gewählt, dass die Diversity-Zweige während der Übertragung zwischen den Sende- und Empfangsantennen Schwund mit wenig oder keiner Korrelation der Signale erfahren. Die Sende-Diversity verwendet mehrere Sendeantennen, um für den Empfänger mehrere unkorrelierte Kopien desselben Signals bereitzustellen. Die Sende-Diversity-Schemata können weiter in Sende-Diversity-Schemata mit offenem Kreis und in Sende-Diversity-Schemata mit geschlossenem Kreis unterteilt werden. In einem Sende-Diversity-Ansatz mit offenem Kreis ist keine Rückkopplung von dem Empfänger erforderlich. In einer bekannten Anordnung einer Sende-Diversity mit geschlossenem Kreis berechnet der Empfänger den Phasen- und Amplitudenabgleich, der bei den Senderantennen angewendet werden sollte, um die Empfangssignalleistung bei dem Empfänger zu maximieren. In einer anderen Anordnung der Sende-Diversity mit geschlossenem Kreis, die als Auswahl-Sende-Diversity (STD) bezeichnet wird, stellt der Empfänger an den Sender Rückkopplungsinformationen über eine Antenne (Antennen), die für die Sendung verwendet werden soll(en), bereit.
Ein Beispiel eines Sende-Diversity-Schemas mit offenem Kreis ist das Alamouti-2×1-Raum-Zeit-Diversity-Schema. 2 zeigt ein Alamouti-2×1-Raum-Zeit-Diversity-Schema. In diesem Ansatz werden während jeder Symbolperiode von den zwei Sendeantennen ANT1 und ANT2 zwei Datensymbole gleichzeitig gesendet. Es wird angenommen, dass die während des ersten Symbolintervalls t1 von ANT1 und ANT2 gesendeten Symbole wie in 2 gezeigt als S₁ bzw. S₂ bezeichnet sind. Während der nächsten Symbolperiode sind die von ANT1 und ANT2 gesendeten Symbole –S₂* bzw. S₁*, wobei x* das konjugiert Komplexe von x repräsentiert. Mit einer bestimmten Verarbeitung bei dem Empfänger können die ursprünglichen Symbole S₁ und S₂ wiedergewonnen werden. Für die originalgetreue Wiedergewinnung bei dem Empfänger sind hier die momentanen Kanalgewinnschätzwerte h1 und h2 an ANT1 bzw. ANT2 erforderlich. Dies erfordert getrennte Pilotsymbole auf beiden Antennen, um eine Kanalgewinnschätzung bei dem Empfänger bereitzustellen. Der durch Alamouti-Codierung erzielte Diversity-Gewinn ist derselbe wie der, der durch Maximalverhältniskombination (Maximum-Ratio-Combining, MRC) erzielt werden kann.
Ein 2×1-Alamouti-Schema kann ebenfalls in Raum-Frequenz-codierter Form implementiert werden. 3 zeigt ein 2×1-Alamouti-Schema, das in Raum-Frequenz-codierter Form implementiert wird. In diesem Fall werden die zwei Symbole wie in 3 gezeigt auf zwei unterschiedlichen Frequenzen, d. h. Unterträgern f1 und f2, z. B. auf unterschiedlichen Unterträgern in einem System mit orthogonalem Frequenzmultiplexing (OFDM), gesendet. Wenn das durch 3 dargestellte 2×1-Alamouti-Raum-Frequenz-Diversity-Schema in einer Raum-Frequenz-codierten Form in dem Sende-Diversity-Schema mit offenem Kreis implementiert wird, zeigt es ein Alamouti-2×1-Raum-Frequenz-Diversity-Schema, in dem von den zwei Sendeantennen ANT1 und ANT2 während jeder Symbolperiode zwei Datensymbole gleichzeitig gesendet werden. Falls während der ersten Frequenz f1 die von ANT1 und ANT2 gesendeten Symbole wie in 3 gezeigt als S₁ bzw. S₂ bezeichnet sind, sind die von ANT1 und ANT2 gesendeten Symbole während der nächsten Symbolperiode –S2* bzw. S1*, wobei x* das konjugiert Komplexe von x repräsentiert. Die ursprünglichen Symbole S₁ und S₂ können durch den Empfänger wiedergewonnen werden. Für die originalgetreue Wiederherstellung bei dem Empfänger sind hier die momentanen Kanalgewinnschätzwerte h1 und h2 auf ANT1 bzw. ANT2 erforderlich. Dies erfordert getrennte Pilotsymbole auf den beiden Antennen, um eine Kanalgewinnschätzung bei dem Empfänger bereitzustellen. Der durch Alamouti-Codierung erzielte Diversity-Gewinn ist derselbe wie der, der in Maximum-Ratio-Combining (MRC) erzielt werden kann.
Die bei der Mobilstation im Unterträger f1, r1 und im Unterträger f2, r2 empfangenen Signale r1 und r2 können geschrieben werden als: r₁ = h₁s₁ + h₂s₂ + n₁ r₂ = –h₁s * / 2 + h₂s * / 1 + n₂ (1) wobei h1 und h2 Kanalgewinne von ANT1 bzw. ANT2 sind. Die Annahme ist hier, dass sich der Kanal von einer gegebenen Antenne zwischen den Unterträgern f1 und f2 nicht ändert. Die Mobilstation führt an den empfangenen Signalen eine Entzerrung aus und kombiniert die zwei empfangenen Signale (r1 und r2), um die Symbole S1 und S2 wiederzugewinnen. ŝ₁ = h * / 1r₁ + h₂r * / 2 = h * / 1(h₁s₁ + h₂s₂ + n₁) + h₂(–h₁s * / 2 + h₂s * / 1 + n₂)* = (|h₁|² + |h₂|²)s₁ + h * / 1n₁ + h₂n * / 2 ŝ₂ = h * / 2r₁ + h₁r * / 2 = h * / 2(h₁s₁ + h₂s₂ + n₁) + h₁(–h₁s * / 2 + h₂s * / 1 + n₂)* = (|h₁|² + |h₂|²)s₂ + h * / 2n₁ + h₁n * / 2 (2)
Es ist zu sehen, dass die beiden gesendeten Symbole S1 und S2 volle räumliche Diversity erzielen.
Hybrid Automatic Repeat reQuestion (HARQ) wird in Kommunikationssystemen umfassend verwendet, um Decodierungsfehler zu bekämpfen und die Zuverlässigkeit der Datenübertragung zu verbessern. Ein HARQ-Betrieb ist in 4 gezeigt. 4 ist eine Darstellung eines Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion-Betriebs (HARQ-Betriebs). Ein Datenpaket wird unter Verwendung einer Codierungseinrichtung 311 mit einer bestimmten Art Vorwärtsfehlerkorrektur(forward error correction, FEC)-Schema codiert. Das Datenpaket wird durch einen Unterpaketgenerator 312 verarbeitet, und es werden eine Menge von Unterpaketen erzeugt. Ein Unterpaket, z. B. ein Unterpaket k, kann einen Anteil der codierten Bits enthalten. Falls die Sendung durch einen Sender-Empfänger 300 für das Unterpaket k fehlschlägt, wie durch eine durch einen Rückkopplungsbestätigungskanal 314 bereitgestellte NAK negative Bestätigung angegeben wird, wird ein Sendewiederholungs-Unterpaket, das Unterpaket k + 1, bereitgestellt, um dieses Datenpaket erneut zu senden. Falls das Unterpaket k + 1 erfolgreich gesendet/empfangen wird, wird durch den Rückkopplungsbestätigungskanal 314 eine ACK-Bestätigung bereitgestellt. Die Sendewiederholungs-Unterpakete können verschiedene codierte Bits von vorhergehenden Unterpaketen enthalten. Um die Wahrscheinlichkeit der Decodierung zu verbessern, kann der Empfänger alle empfangenen Unterpakete durch eine Decodierungseinrichtung 313 weich kombinieren oder gemeinsam decodieren. Normalerweise wird unter Beachtung sowohl der Zuverlässigkeit als auch der Paketverzögerung und der Implementierungskomplexität eine maximale Anzahl von Sendungen konfiguriert.
Eine synchrone N-Kanal-Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wird in drahtlosen Kommunikationssystemen wegen der Einfachheit häufig verwendet. Zum Beispiel ist die synchrone Hybrid Automatic Repeat reQuestion (HARQ) als das Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion(HARQ)-Schema für die Long-Term-Evolution(LTE)-Aufwärtsstrecke in 3GPP angenommen worden. 5 zeigt ein Beispiel eines synchronen Vierkanal-Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion(HARQ)-Betriebs. Wegen der festen Zeitbeziehung zwischen nachfolgenden Sendungen zeigen die Sendeschlitze in den einzelnen HARQ-Kanälen eine Verschachtelungsstruktur. Zum Beispiel enthält die Verschachtelung 0 die Schlitze 0, 4, 8, ..., 4k, ...; enthält die Verschachtelung 1 die Schlitze 1, 5, 9, ..., 4k + 1, ...; enthält die Verschachtelung 2 die Schlitze 2, 6, 10, ..., 4k + 2, ...; enthält die Verschachtelung 3 die Schlitze 3, 7, 11, ..., 4k + 3, ... Im Schlitz 0 wird ein Paket gesendet. Nach der richtigen Decodierung des Pakets sendet der Empfänger eine ACK-Bestätigung an den Sender zurück. Daraufhin beginnt der Sender in dem nächsten Schlitz in dieser Verschachtelung, d. h. in dem Schlitz 4, ein neues Paket zu senden. Allerdings wird das erste Unterpaket des neuen im Schlitz 4 gesendeten Pakets nicht richtig empfangen. Nachdem der Sender von dem Empfänger eine NAK-negative Bestätigung empfangen hat, sendet der Sender in dem nächsten Schlitz in der Verschachtelung 0, d. h. im Schlitz 8, ein weiteres Unterpaket desselben Pakets. Die Verschachtelungen 1–3 wirken auf ähnliche Weise wie die Verschachtelung 0. Gelegentlich kann der Empfänger Schwierigkeit haben, die Paketgrenze zu erfassen, d. h. zu erfassen, ob ein Unterpaket das erste Unterpaket eines neuen Pakets oder ein Sendewiederholungs-Unterpaket ist. Um dieses Problem zu mildern, kann in einem Steuerkanal ein Indikator für ein neues Paket gesendet werden, der Übertragungsformatinformationen für das Paket übermittelt. Gelegentlich kann eine aufwendigere Version von HARQ-Kanalinformationen wie etwa Unterpaket-ID und/oder HARQ-Kanal-ID bereitgestellt werden, um dem Empfänger das Paket erfassen und decodieren zu helfen.
Üblicherweise gibt es mehr als einen Nutzer, der die Aufwärtsstrecken-Ressource in der Aufwärtsstrecke unter Verwendung von HARQ gemeinsam nutzt, was zur Notwendigkeit führt, dass die Basisstation mehrere ACK-Signale in der Abwärtsstrecke sendet. Um die Basisstations-Ressourcennutzung sowohl hinsichtlich der Sendeleistung als auch der Zeit-Frequenz-Sendemöglichkeit für einen gegebenen Zielversorgungsbereich bei einer gegebenen Bitfehlerratenanforderung zu minimieren, sollten diese DL(Abwärtsstrecken)-ACK-Kanäle unter Verwendung des verfügbaren Sende-Diversity-Schemas bei der Basisstation gemultiplext und gesendet werden. Da die Lösung beim Erreichen dieses Ziels nicht fertig gestellt ist, ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine vollständige Lösung zum Erreichen dieses Ziels, eine optimale Basisstations-Sendesignalisierung für DL-ACK-Kanäle zu erhalten, zu schaffen.
Der Begriff dynamische Kategorie-0(Cat-0)-Bits ist eine LTE-Terminologie, die von der 3GPP-LTE-Normungsorganisation verwendet wird. Die Rolle von Cat0 ist es, durch Angabe der Anzahl der Abwärtsstrecken- und Aufwärtsstreckenplanungsfreigaben die Dimensionierung (Skalierung) des Abwärtsstreckensteuerkanals zu unterstützen. Die gegenwärtige Arbeitsannahme 3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta, ist, dass die dynamischen Cat0-Bits eine maximale Größe von 2 Bits aufweisen und während jedes Unterrahmens gesendet werden sollten, bei dem ein Steuerkanalelement (CCE) vorhanden ist. Die durch Cat0-Bits übermittelten Informationen enthalten, sind aber nicht beschränkt auf, die Anzahl der für alle Steuerkanäle in dem Unterrahmen verwendeten OFDM-Symbole. Die Sende-Diversity der Cat0-Bits ist nicht endgültig festgelegt, und es ist eine der Aufgaben der vorliegenden Erfindung, ein einfaches und effizientes Sende- und Empfangs-Diversity-Schema zu schaffen, das sowohl die räumliche als auch die Frequenz-Diversity in dem Kanal erfassen kann.
Interessierende Artikel sind 3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta; und R1-050271, "Evaluation of Diversity in Evolved UTRA", Samsung, RAN1#40bis, Beijing, China, April 2005.
In einer Ausführungsform der Erfindung wird CDM (Codemultiplexing) in Verbindung mit zellspezifischem Scrambling verwendet, um die Interferenzmittelung für eine gegebene Wiederholung/Sendung des ACK-Kanals zu nutzen und um Interferenzrandomisierung über mehrere Wiederholungen/Sendewiederholungen sicherzustellen. Es wird hier die Spreizlänge von zwei ausgewählt, und der resultierende Signalvektor wird nach der Spreizung auf eine 2×1-Ressourceneinheit (RU) abgebildet. Es wird angemerkt, dass eine RU in der Zeit-Frequenz-Ressourcenzuordnung zwei benachbarte Unterträger und ein Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) abdeckt. b = [b₁, b₂] bezeichnet die zwei ACK-Bits, die BPSK-moduliert (Binärphasenumtastungs-moduliert) werden, S = [s₁, s₂] ist die unitäre Spreizmatrix, wobei jeder Spreizvektor s₁, s₂ die Größe 2×1 hat, worauf das Sendesignal a = [a₁, a₂] nach CDM-Spreizung gegeben ist durch:
wobei W = diag[w₁, w₂] eine Diagonalmatrix ist, die die Sendeamplitude der ACK-Bits angibt.
Zusätzlich zu dem obenerwähnten CDM-Verfahren übermittelt jeder Signalvektor a nach der Spreizung zwei BPSK-modulierte ACK-Bits. Allerdings kann die Multiplexingkapazität verdoppelt werden, falls sowohl der I- als auch der Q-Zweig (der reelle und der imaginäre Zweig) zum Übermitteln unterschiedlicher ACK-Bits mit unterschiedlichen Leistungseinstellungen verwendet werden. Hier sind b_i = [b_1,i, b_2,i] die zwei BPSK-modulierten ACK-Bits, die auf dem I-Zweig (auf dem reellen Zweig) übermittelt werden sollen, und sind b_q = [b_1,q, b_2,q] die zwei BPSK-modulierten ACK-Bits, die auf dem Q-Zweig (auf dem imaginären Zweig) übermittelt werden sollen, ist S = [s₁, s₂] die unitäre Spreizmatrix, wobei jeder der Spreizvektoren s₁, s₂ die Größe 2×1 hat, wobei dann das Sendesignal a = [a₁, a₂] nach der CDM-Spreizung gegeben ist durch:
wobei W_i = diag[w_1,i, w_2,i] und W_q = diag[w_1,q, w_2,q] zwei Diagonalmatrizen sind, die die Sendeamplituden der ACK-Bits auf dem I- bzw. auf dem Q-Zweig angeben.
In dem Ansatz des CDM- und I/Q-Multiplexing werden ACK-Kanäle mit unterschiedlichen Leistungspegeln zusammen gemultiplext. Falls das Leistungsungleichgewicht zwischen unterschiedlichen ACK-Kanälen zu groß wird, neigt jede Unvollkommenheit wie etwa ein Kanalschätzfehler und ein Verlust der CDM-Orthogonalität wegen leichter Kanalschwankung innerhalb der 2×1-RU dazu, die ACK-Kanäle mit niedriger Leistung stärker als die ACK-Kanäle mit hoher Leistung zu benachteiligen.
Um diesen Effekt zu mildern, wird der Menge von ACK-Kanälen ein maximales Leistungsungleichgewicht P_IM (dB) auferlegt. P₁, P₂, ..., P_K sind Leistungen (in dB) der K (K ist gleich oder kleiner als 4 mit einem Spreizgewinn von 2) ACK-Kanäle, die zusammen gemultiplext werden. Ohne Verlust der Allgemeinheit wird P₁ als die höchste Leistung gesetzt. Daraufhin werden die Leistungen des Rests der ACK-Kanäle (in dB) eingestellt durch: P ' / k = max(P_k, P_I – P_IM), k = 2, ..., K.
Bei einem sinnvollen Wert von P_IM, z. B. 10 dB, ist die zusätzliche Leistung, die für die ACK-Kanäle mit niedriger Leistung notwendig ist, minimal. Dies liegt an der Tatsache, dass der Gesamtleistungsverbrauch der Node-B durch die ACK-Kanäle mit hoher Leistung dominiert wird. Zusätzlich zu der Beschränkung des Leistungsgleichgewichts kann die Node-B ebenfalls versuchen, zwei ACK-Kanäle mit ähnlichen Leistungseinstellungen auf den I- und auf den Q-Zweig desselben komplexen Symbols zu bringen. Ein komplexes Symbol kann durch eine komplexe Zahl angegeben werden. Eine komplexe Zahl (A + jB) gibt zwei A/N-Signale A und B an. Hier gibt j (oder i) die imaginäre Zahl an. Der Realteil der Zahl (A + jB), A, ist als I-Teil oder als in-Phase-Teil bekannt. Außerdem ist der Imaginärteil der Zahl (A + jB), B, als Q-Teil oder Quadratur-Phase-Teil bekannt. Der Begriff Node-B bezieht sich im Universal-Mobile-Telecommunications-System (UMTS) auf eine BTS (Basis-Sender-Empfänger-Station). Die Node-B bedeutet die Basisstation in einer Zelle.
Die CDM-Multiplexingstruktur führt zu einem Ressourcenzuordnungsverfahren, das aus den folgenden Schritten besteht:

1. Jeder mit CDM gemultiplexte Vektor a wird R-mal wiederholt, jede Wiederholung wird auf eine 2×1-RU abgebildet; die Anzahl der Gesamtwiederholungen wird unabhängig von der Anzahl N der Steuersymbole des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) festgesetzt.
2. Falls für Steuerkanäle N = 1 Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) verwendet wird, werden alle R Wiederholungen in dem ersten OFDM-Symbol gesendet, wobei die R Wiederholungen in dem Frequenzbereich verteilt werden sollten, um Frequenz-Diversity zu erfassen. Falls andererseits N = 2 oder N = 3 OFDM-Symbole verwendet werden, können diese R Wiederholungen sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich verteilt werden, um Leistungsteilung zwischen OFDM-Symbolen zu ermöglichen, während Frequenz-Diversity erhalten wird. 6 veranschaulicht ein Beispiel der Abbildung codegemultiplexter (CDMed) Bestätigungskanäle (ACK-Kanäle) auf RE (Empfängergerät) in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In diesem Beispiel ist die Anzahl der Wiederholungen als sechs festgesetzt. Vektor a wird durch zwei benachbarte Unterträger k₁, k₁ + 1; k₂, k₃ + 1; k₃, k₃ + 1; k₄, k₄ + 1; k₅, k₅ + 1; k₆, k₆ + 1; k₇, k₇ + 1; und k₈, k₈ + 1 wiederholt übermittelt. In den Fällen von N = 2 oder 3 werden die 2×1-RUs auf unterschiedlichen OFDM-Steuersymbolen gestaffelt, um den Frequenz-Diversity-Gewinn zu maximieren. 7 veranschaulicht ein Beispiel eines Verfahrens zum Abbilden unter Verwendung des CDM-(Codemultiplex-) + SFBC-(Raum-Frequenz-Blockcodierungs-) + Wiederholungsverfahrens für den Fall, dass die CDM-Spreizlänge zwei ist und dass die Anzahl der Wiederholungen sechs ist, in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Sende-Diversity-Schema wird hier für den Fall zweier Sendeantennen betrachtet und in 7 ist nur das erste Symbol in dem Unterrahmen gezeigt. Der mit CDM gemultiplexte Vektor a wird R-mal wiederholt gesendet. In jeder Sendung werden die 2 Symbole [a₁, a₂] unter Verwendung von SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) über die beiden Sendeantennen auf eine 2×1-RU abgebildet. Das Schema ist in 7 für den Fall N = 1 OFDM-Steuersymbols dargestellt, wobei R = 6 Wiederholungen verwendet werden. Dieselbe SFBC mit Wiederholung kann ebenfalls für die Fälle N = 2 und N = 3 verwendet werden. Bei der Antenne 1 wird das Symbol a₁ als I-Zweig beim Unterträger k₁ zugeordnet und wird das Symbol –a₂* als Q-Zweig durch den Unterträger k₁ + 1 übermittelt, wobei auf die verbleibenden Wiederholungen dasselbe Szenarium angewendet werden kann. Bei Antenne 2 wird das Symbol a₂ als I-Zweig beim Unterträger k₁ übermittelt und wird das Symbol a₁* als Q-Zweig beim Unterträger k₁ + 1 übermittelt, wobei auf die restlichen Wiederholungen dasselbe Szenarium angewendet wird. In einem normalen CP-Fall (Fall eines zyklischen Präfixes) besteht ein Unterrahmen aus 14 OFDM-Symbolen, wobei die OFDM-Steuersymbole die ersten 1–3 OFDM-Symbole annehmen. Die genaue Anzahl von OFDM-Symbolen wird durch Kategorie0-Bits oder durch den PCFICH-Kanal angegeben.

Unter der Annahme, dass der Kanal an jeder Antenne nicht in jeder 2×1-RU variiert, wird die Orthogonalität der Spreizmatrix S erhalten und erfordert das UE außer dem Standard-SFBC-Diversity-Kombinationsbetrieb nur eine einfache Entspreizung. In diesem Fall wird mit jeder Wiederholung eine Diversity-Ordnung von 2 erreicht und können sechs Wiederholungen eine Diversity-Ordnung von bis zu 12 erreichen, falls es in dem Ausbreitungskanal genug Frequenzselektivität gibt. Die Raum- und Frequenzblockcodierung (SFBC) ist ebenfalls auf ein System mit vier Sendeantennen anwendbar.
In einer Mehrzellenumgebung soll der Fall vermieden werden, dass alle R Wiederholungen eines ACK-Kanals von der Zelle A beständig mit allen R Wiederholungen eines ACK-Kanals von der Zelle B kollidieren. Um diese Kollisionen zu vermeiden, wird in einer Mehrzellenumgebung ein sogenannter Interferenzmittelungsgewinn entwickelt. Zellspezifisches Hopping ist ein Ansatz, um diese beständige Kollision zu vermeiden und um einen Interferenzmittelungsgewinn sicherzustellen. Für einen gegebenen Fall von N Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) ist unter der Annahme, dass die 2×1-Granularität der RU in dem Hopping-Prozess erhalten wird, das einfachste Hopping-Schema das zufallsbasierte Hopping über alle Zeit-Frequenz-Ressourcen.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird eine CDM mit der Spreizlänge 4 hintereinander mit dem I/Q-Bereichs-Multiplexing verwendet. Hier gibt b_i = [b_1,i, ..., b_4,i] 4 BPSK-modulierte ACK/NACK-Bits an, die auf dem i-Zweig (reellen Zweig) übermittelt werden sollen, und gibt b_q = [b_i,q, ..., b_4,q] 4 BPSK-modulierte ACK/NACK-Bits an, die auf dem q-Zweig (imaginären Zweig) übermittelt werden sollen, ist S = [s₁, ..., s₄] die unitäre Spreizmatrix, wobei jeder Spreizvektor s₁, ..., s₄ die Größe 4×1 hat, worauf das Sendesignal a = [a₁, ..., a₄] nach der CDM-Spreizung gegeben ist durch:
wo W_i = diag[w_1,i, ..., w_4,i] und W_q = diag[w_i,q, ..., w_4,q] zwei Diagonalmatrizen sind, die die Sendeamplituden der ACK-Bits auf den I- bzw. Q-Zweigen angeben.
8 veranschaulicht ein Beispiel der Abbildung unter Verwendung des CDM-(Codemultiplex-) + SFBC-(Raum-Frequenz-Blockcodierungs-) + Wiederholungsverfahrens für den Fall, dass die CDM-Spreizlänge vier ist und dass die Anzahl der Wiederholungen vier ist, in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In diesem Fall wird der Vektor a N-mal wiederholt in dem Frequenzbereich gesendet. In jeder Sendung werden allerdings die ersten zwei Symbole [a₁, a₂] unter Verwendung der SFBC über beide Sendeantennen auf eine zusammenhängende 2×1 (2 Unterträger, 1 OFDM-Symbol) RU abdebildet; während die nächsten zwei Bits [a₃, a₄], ebenfalls unter Verwendung der SFBC über beide Sendeantennen, auf die benachbarte 2×1 RU in dem nächsten OFDM-Symbol abgebildet werden. Die ersten zwei Symbole [a₁, a₂] werden durch die Unterträger k₁, k₁ + 1 zum Zeitpunkt 1 übertragen und die nächsten zwei Symbole [a₃, a₄] werden durch Unterträger k₁, k₁ + 1 zum Zeitpunkt 2 übertragen. Somit ist eine 2×2 RU erforderlich, um jede Wiederholung des Vektors a zu senden. Eine 2×2 RU umfasst zwei benachbarte Unterträger und zwei OFDM-Symbole. Das Schema ist in 8 dargestellt, wo R = 4 Wiederholungen (die vier 2×2 RUs umfassen) gezeigt sind.
Wegen der Spreizung und unterschiedlichen Leistungseinstellungen haben die Symbole in dem Vektor a = [a₁, ..., a₄] unterschiedliche Amplituden. Falls die Leistungsdifferenz zwischen dem Paar [a₁, a₂] und dem Paar [a₃, a₄] erheblich ist, kann die beständige Abbildung dieser zwei Paare von Symbolen auf die zwei 2×1RUs in allen Wiederholungen in 8 ein Leistungsungleichgewicht in den zwei OFDM-Symbolen verursachen. 9 veranschaulicht ein Beispiel des Abwechselns der Abbildung zweier Paare von Symbolen in unterschiedlichen Sendungen und der Vertauschung der Paare über unterschiedliche Paare der Symbole für das in 8 gezeigte Abbildungsverfahren in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieses Problem kann durch Abwechseln der Abbildung dieser zwei Paare von Symbolen in unterschiedlichen Sendungen, wie in 9 gezeigt ist, leicht behoben werden. Im Vergleich zu dem wie in 8 gezeigten Schema werden bei der vierten Wiederholung wie in 9 gezeigt die nächsten 2 Symbole [a₃, a₄] durch das zum Zeitpunkt 1 sowohl bei Antenne 1 als auch bei Antenne 2 gesendete Symbol übermittelt und werden die ersten 2 Symbole [a₁, a₂] durch das Symbol übermittelt, das zum Zeitpunkt 2 sowohl bei Antenne 1 als auch bei Antenne 2 gesendet wird.
In einer anderen Ausführungsform nutzt die Erfindung das folgende Sende-Diversity-Schema für die Sendung von Cat0-Bits.

1. Wenn vier Zustände für Cat0-Bits erforderlich sind, kann die QPSK(Quadraturphasen)-Modulation verwendet werden; wenn drei Zustände für Cat0-Bits erforderlich sind, kann die 3PSK-Modulation verwendet werden. Das modulierte Cat0-Symbol wird durch a dargestellt.
2. Die Cat0-Bits werden immer in dem ersten Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) innerhalb eines Unterrahmens gesendet. Der Grund für diesen Ansatz ist: Falls die Cat0-Abbildung in Übereinstimmung mit der Anzahl von OFDM-Steuersymbolen variieren darf, können zusätzliche Hypothesentests notwendig sein und sind mehr Sendeleistung und Ressourcen notwendig, um dieselbe BER(Bitfehlerraten)-Leistung zu erzielen. Falls andererseits die Cat0-Abbildung auf mehr als ein OFDM-Symbol, z. B. auf drei OFDM-Symbole in allen Unterrahmen, festgesetzt ist, können Zusammenstoß-Datenpunktierungsprobleme auftreten, falls das tatsächlich benutzte OFDM-Steuersymbol kleiner als 3 ist.
3. Das modulierte Symbol a wird 2K-mal wiederholt, wobei aber diese 2K Symbole auf 2×1 Ressourceneinheiten (RU) abgebildet werden, wobei jede RU zwei benachbarte Unterträger in einem OFDM-Symbol in der Zeit-Frequenz- Ressourcenzuordnung enthält. Somit werden 2K Symbole auf eine Anzahl von K Ressourceneinheiten (RUs) abgebildet. Um einen maximalen Frequenz-Diversity-Gewinn zu erhalten, sollten diese RUs in dem Frequenzbereich verteilt werden. Der Grund für diese 2×1 RU-Granularität ist zuzulassen, dass die Cat0-Ressourcenzuordnung leicht in den Gesamtrahmen der CCE-zu-RE-Abbildung passt.
4. Für zwei Sendeantennen wird frequenzselektive Sende-Diversity (FSTD) mit Wiederholung verwendet. Die SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) wird hier nicht empfohlen, da alle modulierten Symbole gleich sind und die FSTD denselben Gewinn an räumlicher Diversity erreichen kann. Somit kann eine zusätzliche UE-Komplexität der SFBC vermieden werden.

Dieses Verfahren ist in 10 klar dargestellt. 10 veranschaulicht ein Beispiel der Abbildung modulierter Kategorie-0-Symbole auf das RE (Teilnehmergerät), der FSTD (unter Verwendung frequenzselektiver Sende-Diversity) + Wiederholung für den Fall, dass die Wiederholungsanzahl sechs ist, in Übereinstimmung mit dem Prinzip einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In diesem Beispiel ist K gleich sechs. Es wird angemerkt, dass in 10 nur das erste Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) in dem Unterrahmen gezeigt ist. Wie in 10 gezeigt ist, wird der Vektor a bei der Antenne 1 durch einen Unterträger k₁, k₂, k₃, k₄, k₅ und k₆ übermittelt und wird der Vektor a bei der Antenne 2 durch einen Unterträger k₁ + 1, k₂ + 1, k₃ + 1, k₄ + 1, k₅ + 1 und k₆ + 1 übermittelt. Anders als bei den in 7–10 gezeigten Schemata wird der Vektor a in dem wie in 10 gezeigten Schema bei einem bestimmten Unterträger als Ganzes zugeordnet, anstatt in unterschiedlichen Unterträgern zugeordnet zu werden.
In einer Mehrzellenumgebung soll der Fall vermieden werden, dass alle 2K Wiederholungen der Cat0-Symbole von der Zelle A beständig mit allen 2K Wiederholungen der Cat0-Symbole von der Zelle B kollidieren. Um diese Kollisionen zu vermeiden, wird in einer Mehrzellenumgebung ein sogenannter Interferenzmittelungsgewinn vorgeschlagen. Zellspezifisches Hopping ist ein Ansatz, um eine solche beständige Kollision zu vermeiden und um einen Interferenzmittelungsgewinn sicherzustellen.
Ein zu bestimmender Parameter ist die Anzahl der Wiederholungen, die für Cat0-Symbole notwendig sind, die in den vorhergehenden Abschnitten als 2K (K ist die Anzahl der Ressourceneinheiten (RUs)) definiert worden ist. Es wird hier die Leistung des Szenariums des ”ungünstigsten Falls” für die Cat0-Symbole bewertet, wobei für die Netzkonfiguration des LTE(Long-Term-Evolution)-Falls 3 98% des Versorgungsbereichs mit einer BER (Bitfehlerrate) von 0,1% erforderlich sind. Der LTE-Fall 3 ist eines der durch die LTE-Untersuchungen definierten Simulationsszenarien und ist von 3GPP TR 25.814 erfasst. Es ist bekannt, dass der Geometriewert (Ior/Ioc) bei dem Versorgungsbereichspunkt von 98% für den LTE-Fall 3 näherungsweise –6,7 dB beträgt.
Die uncodierte BER für den Diversity-Empfang ist in 11 gezeigt, die aus Literaturhinweis [2] entnommen ist. 11 ist ein Graph im logarithmischen Maßstab, der die Bitfehlerratenleistung (BER-Leistung) bei unterschiedlichen Diversity-Empfängen darstellt. Das AWGN ist ein Modell eines Kanals mit weißem gaußschem Rauschen, wobei in 11 die Systemleistungen mit unterschiedlichen Diversity-Ordnungen gezeigt sind. Unter der Annahme einer Ziel-Diversity-Ordnung von 8 (d. h. L = 8) wird durch ein E_b/N_o von 8 dB eine BER von 0,1% (d. h. BER = 10^–3) erreicht, was für QPSK-modulierte Cat0-Symbole in 11 dB E_s/N_o übersetzt werden kann. Nun ist ein Lückenwert des 98-%-Versorgungsbereichspunkts näherungsweise –6,7 dB, so dass E_s/N_o 11 + 6,7 = 17,7 dB ist. E_b/N_o ist hier das Verhältnis der Energie pro Bit zur Rauschleistungsspektraldichte und ist ein normiertes Maß für das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR-Maß), das auch als das ”SNR pro Bit” bekannt ist. E_s/N_o ist die Energie pro Symbol pro Rauschleistungsspektraldichte. Um diese Lücke zu überbrücken, kann eine Kombination aus Leistungsverstärkung und Wiederholung angefordert werden. Wenn eine Wiederholungsanzahl von 2L = 12 gewählt wird (L ist die Ordnung der Diversity), ist der Wiederholungsgewinn 10 log₁₀(12) = 10,8 dB, was eine Lücke von etwa 17,7 – 10,8 = 6,9 dB lässt, die durch Leistungsverstärkung gefüllt werden muss. Falls die Anzahl der Wiederholungen auf 2L = 16 erhöht wird, ist der Wiederholungsgewinn 10 log₁₀(16) = 12 dB und ist die erforderliche Leistungsverstärkung 17,7 – 12 = 5,7 dB. Es wird angemerkt, dass diese Analyse keinen Verlust bei der Kanalschätzung berücksichtigt und dass je nach dem Kanalschätzalgorithmus ein zusätzlicher Spielraum von 2 dB bis 3 dB notwendig ist. Schlussfolgernd ist für die Diversity-Ordnung von 8 für ein QPSK-moduliertes Cat0-Symbol wahrscheinlich eine Wiederholungsanzahl von 2L = 12 bis 2L = 16 notwendig, um die BER-Leistung des ”ungünstigsten Falls” sicherzustellen.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung können die zwei für eine Wiederholung der Cat0-Bits verwendeten Unterträger in der 2×1-RU auch nichtbenachbarte Unterträger sein. Mit anderen Worten, 2K Wiederholungen von Cat0-Symbolen können wie in 10 gezeigt auf einzelne Unterträger k₁, k₂, ..., k_2K abgebildet werden, während die frequenzselektive Sende-Diversity (FSTD) ebenfalls verwendet wird, um den Diversity-Gewinn sowohl im räumlichen als auch im Frequenzbereich zu maximieren.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann eine orthogonale Spreizung mit Wiederholung für Cat0-Symbole verwendet werden. Für jede Wiederholung wird das Cat0-Symbol a unter Verwendung einer Orthonormalmatrix auf die 2×1-RU, die die zwei benachbarten Unterträger aufspannt, über Raum und Frequenz gespreizt. Einige Beispiele der Sendematrix T von dieser Orthonormalspreizung enthalten, sind aber nicht beschränkt auf, Gleichung (7):
wobei a* das konjugiert Komplexe von a darstellt.
Es wird angemerkt, dass die Versionen mit vertauschten Zeilen der obigen Matrizen ebenfalls mögliche orthonormale Spreizmatrizen sind. In diesem Schema wird ähnlich dem wie in 10 gezeigten Schema bei einer Anzahl von K 2×1 RUs (wobei jede zwei benachbarte Unterträger und ein OFDM-Symbol aufspannt) von jeder der K 2×1 RUs, die verwendet werden, eine der Orthonormalmatrizen zum Abbilden des Symbols a auf eine Raum-Frequenz-Ressource verwendet. Für eine bestimmte Matrix (z. B. die Matrix T₀), die aus Gleichung (7) ausgewählt wird, wird das Element in der Zeile m, Spalte n durch [T₀]_m,n bezeichnet, wobei [T₀]_m,n das auf der m-ten Antenne und auf dem n-ten Unterträger oder auf dem n-ten Zeitschlitz (m = 1, 2 n = 1, 2) für den Fall von 2 Tx-Antennen gesendete Symbol repräsentiert. Es wird angemerkt, dass das Anwenden der T₀-Orthonormalspreizung äquivalent der Verwendung der SFBC (Raum-Frequenz-Blockcodierung) ist.
In einer anderen Ausführungsform nutzt die Erfindung ein anderes Sende-Diversity-Schema für die ACK-Kanäle, so dass:

1. Entweder ein ACK-Kanal in ein Symbol BPSK-moduliert wird oder zwei ACK-Kanäle beide BPSK-moduliert werden, aber in ein Symbol a I/Q-gemultiplext werden. Bei dem Multiplexing wird keine CDM verwendet.
2. Für das modulierte ACK-Symbol ein ähnliches (FSTD- + Wiederholungs-)Schema wie das in 10 Gezeigte verwendet wird.

In einer anderen Ausführungsform verwendet die vorliegende Erfindung einen binären linearen (3,2,2)-Code, um die 2 Cat0-Bits auf ein 3-Bit-Codewort c₁c₂c₃ abzubilden, wobei dieses Codewort zu einem Codebuch der Größe vier mit einer minimalen Hamming-Distanz von zwei zwischen beliebigen Paaren von Codewörtern gehört. Ein linearer Code der Länge n, des Rangs k (d. h. mit k Codewörtern als Basis und k Zeilen in seiner erzeugenden Matrix) und mit einer minimalen Hamming-Distanz d wird als ein (n,k,d)-Code bezeichnet. Die Länge n ist hier 3, k ist 2 und bezeichnet ”0” und ”1” als Basis, wobei die Hamming-Distanz d hier 2 ist. Ein Beispiel eines solchen Codebuchs C ist c₁c₂c₃ ∊ C = {111, 100, 010 001}, wenn drei Zustände durch Cat0-Bits übermittelt werden. Wenn das 3-Bit-Codewort spezifiziert wird, wird es wiederholt und ratenangepasst, um zu den 2K Kanalsymbolen zu passen, die für die Cat0-Bits verwendet werden sollen. Für die codierten Kanalbits wird hier die QPSK-Modulation verwendet. Falls z. B. 2K = 12 Kanalsymbole verfügbar sind, gibt es 2×12 = 24 Kanalbits. Somit wird das Codewort c₁c₂c₃ 8-mal wiederholt, um eine 24 Bit lange codierte Bitfolge zu bilden, und wird daraufhin die QPSK-Modulation verwendet, um diese Folge von 24 Bits auf die 12 Kanalsymbole abzubilden. Außerdem ist der Ratenanpassungsprozess notwendig, falls 4K nicht durch 3 teilbar ist. In diesem Fall wird das Codewort c₁c₂c₃⌊4K/3⌋-mal (d. h. ein Quotient von 4K/3) wiederholt und wird die resultierende Folge mit den ersten 4K – 3×⌊4K/3⌋ Bits (d. h. einem Rest von 4K/3) in dem Codewort c₁c₂c₃ verkettet. Diese verkettete Bitfolge ist die endgültige Kanalbitfolge, die moduliert und auf das Kanalsymbol abgebildet werden soll.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird die Wahl des Codeworts c₁c₂c₃ auf die Teilmenge des Codebuchs begrenzt, wobei die Größe dieser Teilmenge drei Codewörter sind, wenn 4 Zustände durch 2 Cat0-Bits übermittelt werden müssen. Zum Beispiel ist eine mögliche Teilmenge des Codebuchs C c₁c₂c₃ ∊ C_subset = {1111, 100, 010}.
In 12 sind ein Ablaufplan zum Senden von ACK/NACK-Signalen und ein Ablaufplan zum Empfangen der ACK/NACK-Signale gezeigt. In dem Ablaufplan zum Senden von ACK/NACK-Signalen ist der Schritt 200 ein Schritt des Modulierens des ACK/NACK-Signals durch Binärphasenumtastungs-Modulation; ist der Schritt 201 ein Schritt des Multiplexens des modulierten ACK/NACK-Signals durch Codemultiplexing-Codierung (CDM); ist der Schritt 203 ein Schritt des Abbildens des gemultiplexten modulierten ACK/NACK-Signals durch Raum-Frequenz-Blockcodierung auf eine Ressourceneinheit mit einem Paar benachbarter Unterträger und einer vorgegebenen Anzahl an Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM); und ist der Schritt 205 ein Schritt des wiederholten Sendens in einer vorgegebenen Anzahl der gemultiplexten ACK/NACK, wobei jede der Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals wiederholt auf mehrere diskrete Ressourceneinheiten abgebildet wird, die in einem Frequenzbereich verteilt sind. In dem Ablaufplan zum Empfangen von ACK/NACK-Signalen ist der Schritt 211 ein durch das Empfängergerät betriebener Schritt des wiederholten Empfangens der gesendeten ACK/NACK-Signale von der Basisstation; ist der Schritt 213 ein Schritt des Decodierens des codierten ACK/NACK; ist der Schritt 214 ein Schritt des Entspreizens des codierten ACK/NACK; ist der Schritt 215 ein Schritt des Demodulierens des modulierten ACK/NACK. Daraufhin nutzt das Empfängergerät die durch die empfangenen ACK/NACK-Signale übermittelten Informationen.
In 13 sind ein Ablaufplan des Sendens eines Kategorie-0(CAT-0)-Signals und ein Ablaufplan des Empfangens der Kategorie-0(CAT-0)-Signale gezeigt. In dem Ablaufplan des Sendens des Kategorie-0(CAT-0)-Signals ist der Schritt 300 ein Schritt des Modulierens des Kategorie-0(CAT-0)-Signals durch QPSK(Quadraturphasenumtastungs)-Modulation oder durch 3PSK(Dreiphasenumtastungs)-Modulation; ist der Schritt 301 ein Schritt des Abbildens des CAT-0-Signals durch FSDM (frequenzselektive Sende-Diversity); ist der Schritt 305 ein Schritt des wiederholten Sendens einer vorgegebenen Anzahl des gemultiplexten CAT-0-Signals. In dem Ablaufplan des Empfangens von CAT-0-Signalen ist der Schritt 311 ein durch das Empfängergerät betriebener Schritt des wiederholten Empfangens des gesendeten CAT-0-Signals von der Basisstation; und ist der Schritt 315 ein Schritt des Demodulierens des modulierten CAT-0-Signals. Daraufhin nutzt das Empfängergerät die durch die empfangenen CAT-0-Signale übermittelten Informationen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta [0002]
R1-050271, ”Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”, Samsung, RANZ#40bis, Beijing, China, April 2005 [0002]
3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta [0011]
3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta [0057]
3GPP RAN WG1#48bis Chairman's Notes, März 2007, Malta [0058]
R1-050271, ”Evaluation of Diversity in Evolved UTRA”, Samsung, RAN1#40bis, Beijing, China, April 2005 [0058]

Claims

Vorrichtung zum Senden eines Signals, wobei die Vorrichtung ausgebildet ist zum: bei einer Basisstation in einer Zelle, die die Basisstation und entsprechende Empfängergeräte umfasst, Multiplexen des zu einem der Empfängergeräte zu sendenden Signals unter Verwendung einer ersten Matrix und einer zweiten Matrix; Abbilden des gemultiplexten Signals auf eine Ressourceneinheit, die ein Paar benachbarter Unterträger und eine vorgegebene Anzahl von Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfasst, durch Raum-Frequenz-Blockcodierung; und wiederholtes Senden des gemultiplexten Signals in einer vorgegebenen Anzahl bei der Basisstation in der Zelle, wobei jede der Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals wiederholt auf mehrere diskrete Ressourceneinheiten abgebildet wird, die in einem Frequenzbereich verteilt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Multiplexen Codemultiplexing (CDM) ist, wobei die erste Matrix eine unitäre Spreizmatrix ist und die zweite Matrix eine Diagonalmatrix, die eine Sendeamplitude des Signals angibt, ist, und wobei das Signal ein BPSK-moduliertes (Binärphasenumtastungs-moduliertes) Bestätigungs/negatives Bestätigungs-Signal (ACK/NACK-Signal) ist, wobei ein Konstellationspunkt in der BPSK-Modulation einen ACK-Wert angibt und der andere Konstellationspunkt in der BPSK-Modulation einen NACK-Wert angibt.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei dann, wenn eine Spreizlänge des BPSK-modulierten ACK/NACK-Signals zwei ist, ein aus dem BPSK-modulierten ACK/NACK-Signal durch die CDM transformiertes Sendesignal a = [a₁, a₂] definiert ist durch:
wobei b = [b₁, b₂] zwei BPSK-modulierte ACK/NACK-Bits sind; S = [s₁, s₂] die unitäre Spreizmatrix ist, wobei jeder der Spreizvektoren s₁, s₂ die Größe 2×1 hat; und wobei W = diag[w₁, w₂] die Diagonalmatrix ist, die die Sendeamplitude der BPSK-modulierten ACK/NACK-Bits angibt.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei jede der mehreren diskreten Ressourceneinheiten ein Paar Unterträger und ein OFDM-Steuersymbol umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn insgesamt vier ACK/NACK-Signale sowohl durch einen reellen Zweig als auch durch einen imaginären Zweig mit unterschiedlichen Leistungseinstellungen übermittelt werden, einen ersten Teil der ACK/NACK-Signale auf dem reellen Zweig zu übermitteln und einen zweiten Teil der ACK/NACK-Signale auf dem imaginären Zweig zu übermitteln, wobei das aus dem BPSK-modulierten ACK/NACK-Signal durch die CDM transformierte Sendesignal a = [a₁, a₂] definiert ist durch:
wobei b_i = [b_1,i, b_2,i] die zwei BPSK-modulierten ACK/NACK-Bits sind, die auf dem reellen Zweig übermittelt werden, und b_q = [b_1,q, b_2,q] die zwei BPSK-modulierten ACK/NACK-Bits sind, die auf dem imaginären Zweig übermittelt werden; S = [s₁, s₂] die unnitäre Spreizmatrix ist, wobei jeder der Spreizvektoren s₁, s₂ die Größe 2×1 aufweist; W_i = diag[w_1,i, w_2,i] und W_q = diag[w_1,q, w_2,q] zwei Diagonalmatrizen sind, die die Sendeamplituden der BPSK-modulierten ACK/NACK-Bits angeben, die durch den reellen Zweig bzw. durch den imaginären Zweig übermittelt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Vorrichtung ferner dazu ausgebildet ist, die folgenden Schritte auszuführen: Einstellen eines maximalen Leistungsungleichgewichts für alle ACK/NACK-Kanäle; Auswählen eines Kanals mit einem höchsten Leistungspegel unter allen ACK/NACK-Kanälen; und Einstellen der Leistungspegel der ACK/NACK-Kanäle anders als der des ausgewählten Kanals mit dem höchsten Leistungspegel unter allen ACK/NACK-Kanälen durch: P ' / k = max(P_k, P_I – P_IM), k = 2, ..., K wobei P_k' der eingestellte Leistungspegel eines bestimmten ACK/NACK-Kanals ist, der von dem Kanal mit dem höchsten Leistungspegel unter allen ACK/NACK-Kanälen verschieden ist; P_k der ursprüngliche Leistungspegel des bestimmten AC/NACK-Kanals ist; P_I der höchste Leistungspegel unter allen ACK/NACK-Kanälen ist; und P_IM das eingestellte maximale Leistungsungleichgewicht ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei das eingestellte maximale Leistungsungleichgewicht 10 dB sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, die vorgegebene Anzahl der Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals unabhängig von der Gesamtanzahl von OFDM-Steuersymbolen in einem Unterrahmen festzusetzen.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn die Gesamtanzahl des OFDM-Steuersymbols eins ist, alle Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals in einem führenden OFDM-Symbol in dem Unterrahmen zuzuweisen und in dem Frequenzbereich zu verteilen, um eine Frequenz-Diversity zu maximieren.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn die Gesamtanzahl der OFDM-Steuersymbole mehr als eins ist, die Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals in jedem der Steuer-OFDM-Symbole in dem Unterrahmen gleichmäßig zuzuweisen und in dem Frequenzbereich zu verteilen, um die Frequenz-Diversity zu maximieren.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn das BPSK-modulierte ACK/NACK-Signal durch zwei Sendeantennen gesendet wird, das gemultiplexte Signal unter Verwendung eines Raum- und Frequenz-Blockcodierungsverfahrens auf die zwei Sendeantennen abzubilden wird.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn mehr als eine Zelle die BPSK-modulierten ACK/NACK-Signale gleichzeitig sendet und die Gesamtanzahl des OFDM-Steuersymbols in einem Unterrahmen eins ist, ferner einen Schritt des zellspezifischen Hoppings auszuführen.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn mehr als eine Zelle die BPSK-modulierten ACK/NACK-Signale gleichzeitig sendet und die Gesamtanzahl der OFDM-Steuersymbole innerhalb eines Unterrahmens größer als eins ist, ferner einen Schritt des zufallsbasierten Hoppings über Zeit-Frequenz-Ressourcenauszuführen, wobei die Ressourceneinheiten in dem Hopping-Prozess erhalten bleiben.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei dann, wenn die Spreizlänge des BPSK-modulierten ACK/NACK-Signals vier ist und sowohl durch den reellen Zweig als auch durch den imaginären Zweig insgesamt acht BPSK-modulierte ACK/NACK-Signale übermittelt werden, das von dem BPSK-modulierten ACK/NACK-Signal durch die CDM transformierte Sendesignal a = [a₁, ..., a₄] wie folgt definiert ist:
wobei b_i = [b_1,i, ..., b_4,l] vier BPSK-modulierte ACK/NACK-Bits angibt, die auf dem reellen Zweig übermittelt werden; b_q = [b_1,q, ..., b_4,q] vier BPSK-modulierte ACK/NACK-Bits angibt, die auf dem imaginären Zweig übermittelt werden; S = [s₁, ..., s₄] die unitäre Spreizmatrix ist, wobei jeder Spreizvektor s₁, ..., s₄ die Größe 4×1 aufweist; und W_i = diag[w_1,i, ..., w_4,i] und W_q = diag[w_1,q, ..., w_4,q] zwei Diagonalmatrizen sind, die die Sendeamplituden der BPSK-modulierten ACK/NACK-Bits auf dem reellen Zweig und auf dem imaginären Zweig angeben.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn das BPSK-modulierte ACK/NACK-Signal durch zwei Sendeantennen gesendet wird, das gemultiplexte Signal unter Verwendung eines Raum- und Frequenz-Blockcodierungsverfahrens auf die zwei Sendeantennen abzubilden.
Vorrichtung zum Senden von Kategorie-0-Bits, wobei die Vorrichtung ausgebildet ist zum: Modulieren der Kategorie-0-Bits durch ein vorgegebenes Verfahren auf der Grundlage einer Anzahl von Zuständen der Kategorie-0-Bits; Übermitteln der Kategorie-0-Bits auf einem führenden Symbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) innerhalb eines Unterrahmens; Abbilden der modulierten Kategorie-0-Bits durch ein frequenzselektives Sende-Diversity-Verfahren (FSTD-Verfahren); und wiederholtes Senden der modulierten Kategorie-0-Bits in einer vorgegebenen Anzahl, wobei jede der Wiederholungen des Sendens der modulierten Kategorie-0-Bits in einem Frequenzbereich verteilt wird und auf mehrere diskrete Ressourceneinheiten, die jeweils ein Paar von Unterträgern und eine vorgegebene Anzahl von Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfassen, abgebildet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die vorgegebene Anzahl von Wiederholungen des Sendens der modulierten Kategorie-0-Bits eine Anzahl des Zweifachen einer Anzahl der mehreren diskreten Ressourceneinheiten ist.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die mehreren diskreten Ressourceneinhieiten jeweils ein Paar benachbarter Unterträger und ein Steuersymbol des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn die Kategorie-0-Bits durch zwei Sendeantennen gesendet werden und die mehreren diskreten Ressourceneinheiten bei den zwei Sendeantennen gleiche Strukturen in dem Frequenzbereich aufweisen, für eine erste Sendeantenne die modulierten Kategorie-0-Bits in einem ersten Unterträger des Paars benachbarter Unterträger innerhalb jeder der mehreren diskreten Ressourceneinheiten abzubilden; und für eine zweite Sendeantenne die modulierten Kategorie-0-Bits in einem zweiten Unterträger des Paars benachbarter Unterträger innerhalb jeder der mehreren diskreten Ressourceneinheiten abzubilden, wobei der zweite Unterträger von dem ersten Unterträger verschieden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn mehr als eine Zelle die Kategorie-0-Bits gleichzeitig sendet, ferner einen Schritt des zellspezifischen Hoppings auszuführen.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die vorgegebene Anzahl von Wiederholungen des Sendens der modulierten Kategorie-0-Bits aus einem Bereich von 12 bis 16 kommt.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die mehreren diskreten Ressourceneinheiten zwei diskrete Unterträger und die vorgegebene Anzahl von Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfassen.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, ferner einen Schritt des orthogonalen Spreizen durch Anwenden einer Orthonormalmatrix auf die mehreren diskreten Ressourceneinheitenauszuführen.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Orthonormalmatrix eine ist, die ausgewählt wird aus:
wobei das Element [T]_m,n repräsentiert, dass die Kategorie-0-Bits auf der m-ten Sendeantenne und auf einem n-ten Unterträger oder in einem n-ten Zeitschlitz (m = 1, 2, n = 1, 2) gesendet werden.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei dann, wenn die Kategorie-0-Bits vier Zustände umfassen, die Modulation eine QPSK(Quadraturphasenumtastungs)-Modulation ist; und wenn die Kategorie-0-Bits drei Zustande umfassen, die Modulation eine 3PSK(Dreiphasenumtastungs)-Modulation ist.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, ferner folgende Schritte auszuführen: Abbilden der Kategorie-0-Bits au ein Drei-Bit-Codewort eines Codebuchs durch einen binären linearen (3,2,2)-Code auf der Grundlage der Anzahl der Zustände der Kategorie-0-Bits; wenn eine Anzahl des Vierfachen der Anzahl der mehreren diskreten Ressourceneinheiten durch drei teilbar ist, Wiederholen des Drei-Bit-Codeworts in einer vorgegebenen Anzahl, um eine Bitfolge zu bilden, wobei die vorgegebene Anzahl die Anzahl das Doppelte der Anzahl der mehreren diskreten Ressourceneinheiten ist; Ratenanpassen der Bitfolge in mehrere diskrete Ressourceneinheiten; und Senden der Bitfolge, die Informationen der Kategorie-0-Bits enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn die Anzahl der Zustände der Kategorie-0-Bits vier ist, das Drei-Bit-Codewort für jeden der Zustände der Kategorie-0-Bits entsprechend einem bestimmten Zustand von Kategorie-0-Bits aus dem Codebuch, das eine Gruppe von ”111”, ”100”, ”010” und ”001” ist, auszuwählen.
Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, dann, wenn die Anzahl der Zustande der Kategorie-0-Bits drei ist, das Drei-Bit-Codewort für jeden der Zustände der Kategorie-0-Bits eines ist, das entsprechend dem bestimmten Zustand von Kategorie-0-Bits aus einem Unter-Codebuch, das aus einer Gruppe dreier Beliebiger von ”111”, ”100”, ”010” und ”001” besteht, auszuwählen.
Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, ferner die folgenden Schritte auszuführen: wenn die Anzahl des Vierfachen der Anzahl der mehreren diskreten Ressourceneinheiten nicht durch drei teilbar ist, Wiederholen des Drei-Bit-Codeworts in einer vorgegebenen Anzahl, um eine Unterbitfolge der Bitfolge zu bilden, wobei die vorgegebenen Anzahl durch eine Abrundungszahl eines Quotienten von 4K/3, d. h. in einem mathematischen Ausdruck ⌊4K/3⌋, definiert wird, wobei K eine Anzahl der Ressourceneinheiten ist; und Erzeugen der Bitfolge durch Verketten der Unterbitfolge mit einer Anzahl führender Bits des ausgewählten Codeworts entsprechend dem bestimmten Zustand von Kategorie-0-Bits, wobei die Anzahl führender Bits ein Rest von 4K/3, d. h. in einem mathematischen Ausdruck 4K – 3⌊4K/3⌋, ist.
Vorrichtung zum Senden eines Bestätigungs (ACK)/negativen Bestätigung(NACK)-Signals, wobei die Vorrichtung ausgebildet ist zum: Modulieren des ACK/NACK-Signals unter Verwendung eines Binärphasenumtastungs(BPSK)-Verfahrens; Übermitteln des modulierten ACK/NACK-Signals auf einem reellen Zweig und auf einem imaginären Zweig; Abbilden des modulierten ACK/NACK-Signals durch eine frequenzselektive Sende-Diversity (FSTD); und wiederholtes Senden des modulierten ACK/NACK-Signals in einer vorgegebenen Anzahl, wobei jede der Wiederholungen des Sendens des modulierten ACK/NACK-Signals in einem Frequenzbereich verteilt wird und auf mehrere diskrete Ressourceneinheiten, die jeweils ein Paar von Unterträgern und eine vorgegebene Anzahl von Steuersymbolen des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfassen, abgebildet wird.
Vorrichtung zum Senden eines Signals, wobei die Vorrichtung ausgebildet ist zum: bei einer Basisstation in einer Zelle, die die Basisstation und entsprechende Empfängergeräte umfasst, Multiplexen des an eines der Empfängergeräte zu sendenden Signals unter Verwendung einer ersten Matrix und einer zweiten Matrix; Abbilden des gemultiplexten Signals auf eine Ressourceneinheit, die ein Paar benachbarter Unterträger und zwei Steuersymbole des orthogonalen Frequenzmultiplexing (OFDM) umfasst, durch Raum-Frequenz-Blockcodierung; und wiederholtes Senden des gemultiplexten Signals bei der Basisstation in der Zelle in einer vorgegebenen Anzahl, wobei jede der Wiederholungen des Sendens des gemultiplexten Signals auf mehrere diskrete Ressourceneinheiten, die in einem Frequenzbereich verteilt sind, wiederholt abgebildet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 31, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, innerhalb jeder der mehreren diskreten Ressourceneinheiten zwei führende Bits des Signals auf eine erstes Paar von Unterträgern innerhalb eines ersten OFDM-Steuersymbols abzubilden und zwei Endbits des Signals auf ein zweites Paar von Unterträgern mit denselben Frequenzen wie das erste Paar von Unterträgern innerhalb eines zweiten OFDM-Steuersymbols abzubilden.
Vorrichtung nach Anspruch 31, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist, innerhalb jeder der mehreren diskreten Ressourceneinheiten die zwei führenden Bits des Signals und die zwei Endbits des Signals abwechselnd auf das erste Paar von Unterträgern innerhalb des ersten OFDM-Steuersymbols abzubilden.