JP5596728B2 - 無線通信システムにおける確認応答及びカテゴリー０ビットのための送信ダイバーシティ - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおける確認応答（ＡＣＫ）及びカテゴリー０ビットを送信する方法及び装置に関し、特に、指定されたビットエラー率で指定されたターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化する確認応答（Acknowledgement：以下、“ＡＣＫ”と称する。）／否定確認応答（Nonacknowledgement：以下、“ＮＡＣＫ”と称する。）及びカテゴリー０ビットを送信する過程及び装置に関する。

本発明の２つの参照文献は、次の通りである。
［１］３ＧＰＰ ＲＡＮ ＷＧ１＃４８ｂｉｓ Ｃｈａｉｒｍａｎ’ｓ Ｎｏｔｅｓ、２００７年３月、マルタ
［２］Ｒ１-０５０２７１、“Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ”、三星、ＲＡＮ１＃４０ｂｉｓ、中国北京、２００５年４月

ＡＣＫチャネル及びキャット０（カテゴリー０）ビットに対する送信ダイバーシティは、現在、ロングタームエボルーション（Long Term Evolution：以下、“ＬＴＥ”と称する。）標準規格で完全に開発されていない。ＡＣＫチャネルの場合に、多重化、リソースマッピング、及び送信ダイバーシティを含む完全なソリューションがまだ提案されていない。キャット０の場合に、空間周波数ブロック符号化（Space Frequency Block Coding：以下、“ＳＦＢＣ”と称する。）の基本仮定により、不必要な追加のＵＥの複雑性が発生した。これは、ＳＦＢＣが１回に２つの変調シンボルと最も効率的に作用する一方、キャット０ビットは、１つの変調シンボルだけを形成するためである。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、周波数領域でデータを多重化する技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアを介して送信される。ＯＦＤＭシンボルの総帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭帯域周波数ユニットに分割される。サブキャリアの個数は、このシステムで使用されるＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズＮと同一である。一般的に、データに使用されるサブキャリアの個数は、Ｎより小さい。これは、周波数スペクトルのエッジに位置する一部のサブキャリアがガードサブキャリアとして予備されるためである。一般的に、情報は、ガードサブキャリアを介して送信されないことがある。

典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域又はセルを定義する固定基地局（ＢＳ）を含む。一般的に、非可視（non-line-of-sight：ＮＬＯＳ）無線伝播経路は、基地局と移動局との間に位置する自然物及び人工物により基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線波は、反射、回折、及び散乱を介して伝播される。ダウンリンク方向の移動局（ＭＳ）（アップリンク方向のＢＳ）に到着した無線波は、各電波の相互に異なる位相により補強及び相殺付加（constructive and destructive additions）を経験する。これは、セルラー無線通信で主に使用される高キャリア周波数で差動（differential）伝播遅延の小さな変化が各無線波位相の大きい変化につながるためである。ＭＳが移動中であるか、又は散乱環境に変化がある場合に、複合受信信号の振幅及び位相の空間的な変化は、レイリーフェージング（Rayleigh fading）又は高速フェージングとして知られている時間的な変化として現れる。無線チャネルの時変特性により、所望するビットエラー又はパケットエラーの信頼性を提供するためには、非常に高い信号対雑音比（Signal-to-Noise Ratio：以下、“ＳＮＲ”と称する。）が要求される。

高速フェージングの影響を除去するために、ダイバーシティが幅広く使用される。このために、同一の情報を含む信号のフェージングされた複数のレプリカ（replicas）が受信器に提供される。アンテナブランチの各々で独立したフェージングを仮定すると、瞬間（instantaneous）ＳＮＲが各ブランチで特定のしきい値以下である確率は、約ｐ^Ｌであり、ここで、ｐは、各アンテナブランチで瞬間ＳＮＲが特定のしきい値以下である確率である。

使用に適合したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、すなわち、空間、角度、分極化、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに含まれる。空間周波数は、多重送信又は受信アンテナを使用して達成される。多重アンテナ間の空間分離が選択され、これにより、送信及び受信アンテナ間の通過の間に、ダイバーシティブランチは、信号間の相関がほとんどないか又はまったくなくフェージングを経験する。送信ダイバーシティは、同一の信号の複数の無相関（uncorrelated）レプリカを受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティ方式と閉ループ送信ダイバーシティ方式とに分類されることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信器からのフィードバックが不必要である。閉ループ送信ダイバーシティの公知された一例で、受信器は、受信器で受信した信号電力を極大化するために送信アンテナで適用されなければならない位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシティ（Selection Transmit diversity：以下、“ＳＴＤ”と称する。）と呼ばれる閉ループ送信ダイバーシティの他の例では、受信器が送信に使用されるアンテナを介してフィードバック情報を送信器に提供する。

ハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Repeat reQuestion：以下、“ＨＡＲＱ”と称する。）は、復号化の失敗を除去し、データ送信の信頼性を向上させるために通信システムで幅広く使用されている。

Ｎ-チャネル同期ＨＡＲＱは、その単純性のために無線通信システムで頻繁に使用される。例えば、ＨＡＲＱは、３ＧＰＰにおいてＬＴＥアップリンクのためのＨＡＲＱ方式として受け入れられている。

一般的に、ＨＡＲＱを使用するアップリンクには、アップリンクリソースを共有するユーザーが１つ以上存在するので、基地局がダウンリンクで多重ＡＣＫ信号を送信する必要がある。所定のビットエラー率要件で所定のターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために、このようなＤＬ（ダウンリンク）ＡＣＫチャネルは、使用可能な送信ダイバーシティ方式を用いて多重化され送信されなければならない。このような目的を達成するためのソリューションがまだ完成されていない。

動的カテゴリー０（キャット０）ビットは、３ＧＰＰ ＬＴＥ標準機構で使用されるＬＴＥ用語であり、物理制御フォーマット指示子チャネル（ＰＣＦＩＣＨ）とも呼ばれる。キャット０の役割は、ダウンリンク及びアップリンクスケジューリング許可（grants）の数を示すことによりダウンリンク制御チャネルのディメンショニング（スケーリング）を支援するのである。現在有効な仮定（３ＧＰＰ ＲＡＮ ＷＧ１＃４８ｂｉｓ Ｃｈａｉｒｍａｎ’ｓ Ｎｏｔｅｓ、２００７年３月、マルタ）は、動的キャット０ビットが最大２ビットサイズを有し、制御チャネル要素（ＣＣＥ）が存在するサブフレームごとに送信されなければならない。キャット０ビットにより伝達される情報は、サブフレームですべての制御チャネルに対して使用されるＯＦＤＭシンボルの数を含むが、これに限定されない。キャット０ビットの送信ダイバーシティは完成されておらず、本発明の目的は、チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを取得する簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。

したがって、本発明の目的は、指定されたビットエラー率で指定されたターゲットカバレッジに対する送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために確認応答（ＡＣＫ）を送信する改善した過程及び装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、キャット０チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを達成する簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。

上記のような目的を達成するために、本発明の実施形態の一態様によれば、ＡＣＫチャネルの所定の反復／送信のために干渉平均化を使用し、数回の反復／再送信にわたって干渉ランダム化を確保するために、セル-特定スクランブリングと関連して符号分割多重化（ＣＤＭ）が使用される。ここで、拡散長さ２が選択されることもあり、拡散後の結果信号ベクトルが２×１リソースユニット（ＲＵ）にマッピングされる。１つのＲＵは、時間-周波数リソースマッピングで２つの隣接サブキャリア及び１つの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを含む。上述したＣＤＭ方法に加えて、拡散後の各信号ベクトルａは、２つの二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）されたＡＣＫビットを運搬する。しかしながら、Ｉ及びＱ（実数及び虚数）ブランチのすべてが相互に異なる電力設定を有する相互に異なるＡＣＫビットを運搬するのに適用される場合に、多重化容量は２倍となることもある。

最大電力不均衡は、ＡＣＫチャネルのセットに適用されることができる。適当な最大電力不均衡値の場合に、低電力ＡＣＫチャネルに要求される追加電力は最小である。電力不均衡に対する制限に加えて、Ｎｏｄｅ-Ｂは、類似した電力設定を有する２つのＡＣＫチャネルを同一の複素シンボルのＩ及びＱブランチに適用してもよい。Ｎｏｄｅ-Ｂは、セル内の基地局を意味する。

ＣＤＭ多重化構成は、次のステップで構成されたリソースマッピング方法につながる。 １． ＣＤＭされた各ベクトルａがＲ回反復され、各反復は、２×１ ＲＵにマッピングされる。全体反復回数は、ＯＦＤＭ制御シンボルの数Ｎに無関係に固定される。
２． 制御チャネルに対してＮ＝１ ＯＦＤＭシンボルが使用されると、すべてのＲ回反復されたベクトルは、１番目のＯＦＤＭシンボルで送信され、周波数ダイバーシティのために周波数領域で拡散されなければならない。一方、Ｎ＝２又はＮ＝３ ＯＦＤＭシンボルが使用される場合に、このようなＲ回反復されたベクトルは、ＯＦＤＭシンボル間の電力共有を可能にしつつも、周波数ダイバーシティを保持するために時間領域及び周波数領域のすべてで拡散されることもある。

符号分割多重化（ＣＤＭ）＋空間周波数ブロック符号化（ＳＦＢＣ）＋反復方法を使用してマッピングする方法が提案される。ＣＤＭされたベクトルａは、Ｒ回繰返し送信される。各送信において、２つのシンボル［ａ_１，ａ_２］は、両方の送信アンテナにわたってＳＦＢＣを用いて２×１ ＲＵにマッピングされる。Ｎ＝２及びＮ＝３の場合にも、反復を含む同一のＳＦＢＣが使用されてもよい。

本発明の実施形態の他の態様によれば、拡散長さ４のＣＤＭは、Ｉ／Ｑ領域多重化とともに使用される。ＣＤＭ＋ＳＦＢＣ＋反復方法を使用するマッピングの一例が提案される。この場合に、４つのシンボルを有するベクトルａは、周波数領域で所定回数繰返し送信される。各送信において、２×２ ＲＵが要求されることもある。

相互に異なる送信でベクトルａの２対のシンボルのマッピング方法及びこのようなマッピング方法のための相互に異なるシンボル対にわたったこの２対のシンボルの置換が提案される。この場合に、ベクトルａの２対のシンボルは、各送信アンテナで相互に異なるＯＦＤＭシンボルに交互にマッピングされてもよい。

本発明の実施形態のさらなる態様によれば、本発明は、カテゴリー０ビットの送信のために次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
１．キャット０ビットに対して４通りの状態が要求される場合には、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）が使用されることができ、キャット０ビットに対して３通りの状態が要求される場合には、３位相偏移変調（３ＰＳＫ）が使用されることができる。変調されたキャット０シンボルは、ａで表現される。
２．キャット０ビットは、常にサブフレーム内の１番目のＯＦＤＭシンボルで送信される。
３．この変調されたシンボルａは、２Ｋ回反復され、このような２Ｋシンボルは、２×１ ＲＵにマッピングされ、各ＲＵは、時間-周波数リソースマッピングで１つのＯＦＤＭシンボルに２つの隣接サブキャリアを含む。Ｋは、ＲＵの個数である。
４．２本の送信アンテナに対しては、周波数選択性送信ダイバーシティ（ＦＳＴＤ）及び反復方法を結合した方法が使用される。

このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための１つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。

ダイバーシティ次数８の場合に、“最悪の場合も考慮した”ＢＥＲ性能を保証するためにＱＰＳＫ変調されたキャット０シンボルに対して１２から１６までの範囲における反復回数が要求されるに違いない。

本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、キャット０ビットの１つの反復に対して使用された２×１ ＲＵ内の２つのサブキャリアは、隣接したサブキャリアでなくてもよい。

本発明の実施形態のさらなる他の１つの態様によれば、各反復に対して、キャット０シンボルａは、正規直交行列（ortho-normal matrix）を用いて隣接した２つのサブキャリアにわたった２×１ ＲＵに空間及び周波数にわたって拡散される。このような正規直交拡散からの送信行列Ｔの例は、次のものを含むが、これに限定されない。

この行列の行が置き換えられたバージョンも可能な正規直交拡散行列であることに留意する。

本発明の実施形態のさらにまた他の態様によれば、本発明は、ＡＣＫチャネルに対して次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
１．いずれか１つのＡＣＫチャネルがシンボルにＢＰＳＫ変調されるか、又は２つのＡＣＫチャネルがすべてＢＰＳＫ変調されるが、シンボルａにＩ／Ｑ多重化される。多重化でＣＤＭが使用されない。
２．変調されたＡＣＫシンボルに対して（ＦＳＴＤ＋反復）方式が使用されてもよい。
本発明の実施形態のさらなる他の態様によれば、本発明は、（３，２，２）２進線形コードを用いて２つのキャット０ビットを３ビットコードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３にマッピングし、このようなコードワードは、コードワード対間に最小のハミング距離２を有する４サイズのコードブックに属する。３通りの状態がキャット０ビットにより運搬される場合に、このようなコードブックＣの一例は、ｃ_１ｃ_２ｃ_３∈ Ｃ＝｛１１１，１００，０１０ ００１｝である。３ビットコードワードが定められると、キャット０ビットに使用される２Ｋチャネルシンボルに適合するように反復され、レートマッチングされる。ここで、符号化されたチャネルビットに対してＱＰＳＫ変調が使用される。また、４Ｋが３で分割可能でない場合に、このレートマッチング過程が必要である。この場合に、コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３が

回（すなわち、４Ｋ／３の商）反復され、その結果のシーケンスがコードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３の１番目の４Ｋ−３×

（すなわち、４Ｋ／３の余り）ビットと連接される。このように連接されたビットシーケンスは、チャネルシンボルに変調されマッピングされる最終チャネルビットシーケンスである。

本発明の実施形態のさらにその他の態様によれば、３通りの状態が２つのキャット０ビットにより運搬される必要がある場合に、コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３の選択がコードブックのサブセットに限定され、このようなサブセットのサイズは、３つのコードワードである。例えば、コードブックＣの可能なサブセットは、ｃ_１ｃ_２ｃ_３∈ Ｃ_{ｓｕｂｓｅｔ}＝｛１１１，１００，０１０｝である。

送信器チェーン及び受信器チェーンを有するＯＦＤＭ送受信器チェーンを示す図である。 アラマウティ２×１空間-時間ダイバーシティ方式を示す図である。 アラマウティ２×１空間-周波数ダイバーシティ方式を示す図である。 ＨＡＲＱ動作の例示図である。 ４チャネル同期ＨＡＲＱ動作の一例を示す図である。 本発明の一実施形態の原理に従ってＣＤＭされたＡＣＫチャネルを受信器装置（ＲＥ）にマッピングする一例を示す図である。 本発明の一実施形態の原理に従ってＣＤＭ拡散長さが２であり反復回数が６である場合にＣＤＭ＋ＳＦＢＣ＋反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。 本発明の一実施形態の原理に従ってＣＤＭ拡散長さが４であり反復回数が４である場合にＣＤＭ＋ＳＦＢＣ＋反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。 本発明の一実施形態の原理に従って図８に示すようなマッピング方法の場合に相互に異なる送信で２対のシンボルのマッピングを交互に行い、相互に異なるシンボル対にわたってこの２対のシンボルを置き換える一例を示す図である。 本発明の一実施形態の原理に従って反復回数が６である場合の変調されたカテゴリー０シンボルのＲＥに対するマッピング、ＦＳＴＤ＋反復の一例を示す図である。 相互に異なるダイバーシティ受信に対するビットエラー率（ＢＥＲ）性能を示す対数スケールのグラフである。 ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を送信するフローチャート及びＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を受信するフローチャートを示す図である。 ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を送信するフローチャート及びカテゴリー０（キャット０）信号を受信するフローチャートを示す図である。

本発明の一実施形態の目的、特性、及び長所は、添付した図面と共に以下の説明により、さらに明確になるはずである。上記の図面において、同一の図面参照符号は、同一な素子、特性、及び構造を意味することが分かるはずである。

現在、ロングタームエボルーション（Long Term Evolution：以下、“ＬＴＥ”と称する。）標準規格では、確認応答（ＡＣＫ）チャネル及びカテゴリー０（キャット０）ビットに対する送信ダイバーシティが完全に開発されていない。ＡＣＫチャネルの場合に、多重化、リソースマッピング、及び送信ダイバーシティを含む完全なソリューションがまだ提案されていない。キャット０の場合に、空間周波数ブロック符号化（Space Frequency Block Coding：以下、“ＳＦＢＣ”と称する。）の基本仮定により、不必要な追加のＵＥの複雑性が発生した。これは、ＳＦＢＣが１回に２つの変調シンボルと最も効率的に作用する一方、キャット０ビットは、１つの変調シンボルだけを形成するためである。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、周波数領域でデータを多重化する技術である。変調シンボルは、周波数サブキャリアを介して運搬される。図１は、送信器チェーン及び受信器チェーンを有するＯＦＤＭ送受信器チェーンを示す。ＯＦＤＭ送受信器チェーンの例が図１に図示されている。送信器チェーン１００で、制御信号又はデータ信号が変調器１０１により変調され、変調された信号は、直列-並列変換器１１２により直列から並列に変換される。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１１４は、この変調された信号又はデータを周波数領域から時間領域に移動させるのに使用され、時間領域に移動された変調信号は、並列-直列変換器１１６により並列から直列に変換される。サイクリックプレフィックス（ＣＰ）挿入段１１８でＣＰ又はゼロプレフィックス（ＺＰ）は、各ＯＦＤＭシンボルに追加され、多重経路フェージングチャネル１２２での多重経路フェージングによる影響を避けるか、またはこれを軽減させる。ＣＰ挿入段１１８からの信号は、送信器（ＴＸ）フロントエンド処理部１２０、例えば、送信アンテナ（図１に図示せず）に印加される。したがって、送信器チェーン１００により送信された信号は、受信器チェーン１４０により受信される。受信器チェーン１４０で、完壁な時間及び周波数同期化が達成されると仮定すると、受信器（ＲＸ）フロントエンド処理部１２４、例えば、受信アンテナ（図１に図示せず）を介して受信された信号は、受信された信号のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を除去するＣＰ除去段１２６で処理される。ＣＰ除去段１２６で処理された信号は、直列-並列変換器１２８により直列から並列に変換される。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１３０は、並列-直列変換器１３２による並列-直列変換及び信号復調器１３４による復調を含む後続処理のために、受信された信号を時間領域から周波数領域に移動させる。

ＯＦＤＭシステムにおいて、総帯域幅は、サブキャリアと呼ばれる狭帯域周波数ユニットに分割される。サブキャリアの個数は、このシステムで使用されるＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズＮと同一である。一般的に、データに使用されるサブキャリアの個数は、Ｎより小さい。これは、周波数スペクトルのエッジに位置する一部のサブキャリアがガードサブキャリアとして予備されるためである。一般的に、情報は、ガードサブキャリアを介して送信されないことがある。

典型的なセルラー無線システムは、無線カバレッジ領域又はセルを定義する固定基地局（ＢＳ）を含む。一般的に、非可視（non-line-of-sight：ＮＬＯＳ）無線伝播経路は、基地局と移動局との間に位置する自然物及び人工物により基地局と移動局との間に存在する。その結果、無線波は、反射、回折、及び散乱を介して伝播される。ダウンリンク方向の移動局（ＭＳ）（アップリンク方向のＢＳ）に到着した無線波は、各電波の相互に異なる位相により補強及び相殺付加（constructive and destructive additions）を経験する。これは、セルラー無線通信で主に使用される高キャリア周波数で差動伝播遅延の小さな変化が各無線波位相の大きい変化につながるためである。ＭＳが移動中であるか、又は散乱環境に変化がある場合に、複合受信信号の振幅及び位相の空間的な変化は、レイリーフェージング（Rayleigh fading）又は高速フェージングとして知られている時間的な変化として現れる。無線チャネルの時変特性により、所望するビットエラー又はパケットエラーの信頼性を提供するためには、非常に高い信号対雑音比（Signal-to-Noise Ratio：以下、“ＳＮＲ”と称する。）が要求される。

高速フェージングの影響を除去するために、ダイバーシティが幅広く使用される。このために、同一の情報を含む信号のフェージングされた複数のレプリカ（replicas）が受信器に提供される。アンテナブランチの各々で独立したフェージングを仮定すると、瞬間ＳＮＲが各ブランチで特定のしきい値以下である確率は、約ｐ^Ｌであり、ここで、ｐは、各アンテナブランチで瞬間ＳＮＲが特定のしきい値以下である確率である。

使用に適合したダイバーシティ方法は、次のカテゴリー、すなわち、空間、角度、分極化、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティに含まれる。空間周波数は、多重送信又は受信アンテナを使用して達成される。多重アンテナ間の空間分離が選択され、これにより、送信及び受信アンテナ間の通過の間に、ダイバーシティブランチは、信号間の相関がほとんどないか又はまったくなくフェージングを経験する。送信ダイバーシティは、同一の信号の複数の無相関レプリカを受信器に提供するために多重送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方式は、開ループ送信ダイバーシティ方式と閉ループ送信ダイバーシティ方式とに分類されることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信器からのフィードバックが不必要である。閉ループ送信ダイバーシティの公知された一例で、受信器は、受信器で受信した信号電力を極大化するために送信アンテナで適用されなければならない位相及び振幅調整を計算する。選択送信ダイバーシティ（Selection Transmit diversity：以下、“ＳＴＤ”と称する。）と呼ばれる閉ループ送信ダイバーシティの他の例では、受信器が送信に使用されるアンテナを介してフィードバック情報を送信器に提供する。

開ループ送信ダイバーシティ方式の一例としては、アラマウティ２×１空間-時間ダイバーシティ方式が挙げられる。図２は、アラマウティ２×１空間-時間ダイバーシティ方式を示す。この方式では、任意のシンボル期間の間に、２つのデータシンボルが２本の送信アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２から同時に送信される。図２に示すように、第１のシンボル間隔ｔ１の間にＡＮＴ１及びＡＮＴ２から送信されたシンボルをそれぞれＳ_１及びＳ_２として示す。次のシンボル期間の間に、ＡＮＴ１及びＡＮＴ２から送信されたシンボルは、それぞれ−Ｓ_２ ^＊及びＳ_１ ^＊であり、ここで、ｘ^＊は、ｘの複素共役を示す。受信器での特定の処理で、元のシンボルＳ_１及びＳ_２が復元されることもある。ここで、受信器での充実な復元のためには、ＡＮＴ１及びＡＮＴ２での瞬間チャネル利得推定値ｈ１及びｈ２が要求される。これは、受信器でチャネル利得推定を提供するために両方のアンテナ上で個別のパイロットシンボルを必要とする。アラマウティ符号化により達成されるダイバーシティ利得は、最大比合成（ＭＲＣ）で達成され得るダイバーシティ利得と同一である。

また、２×１アラマウティ方式は、空間-周波数符号化された形態で実現されることができる。図３は、空間-周波数符号化された形態で実現された２×１アラマウティ方式を示す。この場合に、２つのシンボルが相互に異なる周波数、すなわち、サブキャリアｆ１及びｆ２、例えば、図３に示すようなＯＦＤＭシステムで相互に異なるサブキャリアを介して送信される。開ループ送信ダイバーシティ方式で空間-周波数符号化された形態で実現される場合に、図３に示す２×１アラマウティ空間-周波数ダイバーシティ方式は、任意のシンボル期間の間に、２つのデータシンボルが２本の送信アンテナＡＮＴ１及びＡＮＴ２から同時に送信される。図３に示すように、第１の周波数ｆ１の間に、ＡＮＴ１及びＡＮＴ２から送信されたシンボルをそれぞれＳ_１及びＳ_２として示す。次のシンボル期間の間に、ＡＮＴ１及びＡＮＴ２から送信されたシンボルは、それぞれ−Ｓ_２ ^＊及びＳ_１ ^＊であり、ここで、ｘ^＊は、ｘの複素共役を示す。元のシンボルＳ_１及びＳ_２は、受信器により復元されることもある。ここで、受信器での充実な復元のためには、ＡＮＴ１及びＡＮＴ２での瞬間チャネル利得推定値ｈ１及びｈ２が要求される。これは、受信器でチャネル利得推定を提供するために両方のアンテナ上で個別のパイロットシンボルを必要とする。アラマウティ符号化により達成されるダイバーシティ利得は、最大比合成（ＭＲＣ）で達成され得るダイバーシティ利得と同一である。

サブキャリアｆ１、ｒ１、及びｆ２、ｒ２において、移動局が受信した信号ｒ_１及びｒ_２は、次のように表現されることができる。

上述した数式（４）において、ｈ１及びｈ２は、それぞれＡＮＴ１及びＡＮＴ２からのチャネル利得を示す。ここで、所定のアンテナからのチャネルは、サブキャリアｆ１とｆ２との間で変わらないと仮定する。移動局は、受信された信号に対して等化を実行し、シンボルＳ１及びＳ２を復元するために、この受信された２つの信号（ｒ１及びｒ２）を結合する。

送信されたシンボルＳ１及びＳ２のすべてが完全な空間ダイバーシティを達成することがわかる。

ハイブリッド自動再送要求（Hybrid Automatic Repeat reQuestion：以下、“ＨＡＲＱ”と称する。）は、復号化の失敗を除去し、データ送信の信頼性を向上させるために通信システムで幅広く使用されている。図４は、ＨＡＲＱ動作の例示である。データパケットは、特定の類型の順方向エラー訂正（ＦＥＣ）方式を有するエンコーダ３１１を用いて符号化される。このパケットデータは、サブパケット生成器３１２により処理され、サブパケットのセットが生成される。サブパケット、例えば、サブパケットｋは、符号化されたビットの中の一部だけを含んでもよい。フィードバック確認応答チャネル３１４により提供されるＮＡＫ否定確認応答で示すように、送受信器３００によるサブパケットｋの送信が失敗すると、このデータパケットを再送信するために再送信サブパケット、すなわち、サブパケットｋ＋１が提供される。サブパケットｋ＋１の送受信に成功すると、フィードバック確認応答チャネル３１４によりＡＣＫ確認応答が提供される。この再送信サブパケットは、前のサブパケットとは異なる符号化されたビットを含んでもよい。受信器は、復号化器３１３が受信したすべてのサブパケットをソフトに結合するか又は共同で復号することにより、復号化の可能性を向上させる。一般的に、送信の最大回数は、信頼性、パケット遅延、及び実現複雑性を考慮して構成される。

Ｎ-チャネル同期ＨＡＲＱは、その単純性のために無線通信システムで頻繁に使用される。例えば、同期ＨＡＲＱは、３ＧＰＰにおいてＬＴＥアップリンクのためのＨＡＲＱ方式として受け入れられている。図５は、４チャネル同期ＨＡＲＱ動作の例を示す。後続送信間の固定されたタイミング関係のために、個々のＨＡＲＱチャネルでの送信スロットは、インターレース構成を見せる。例えば、インターレース０は、スロット０、４、８、．．．、４ｋ、．．．を含み、インターレース１は、スロット１、５、９、．．．、４ｋ＋１、．．．を含み、インターレース２は、スロット２、６、１０、．．．、４ｋ＋２、．．．を含み、インターレース３は、スロット３、７、１１、．．．、４ｋ＋３、．．．を含む。パケットは、スロット０で送信される。受信器は、パケットを正確に復号した後に、ＡＣＫ確認応答を送信器にさらに送信する。その後に、送信器は、このインターレースの次のスロット、すなわち、スロット４で新たなパケットの送信を開始する。しかしながら、スロット４で送信される新たなパケットの１番目のサブパケットは、適切に受信されない。送信器は、受信器からＮＡＫ否定確認応答を受信した後に、インターレース０の次のスロット、すなわち、スロット８で同一のパケットの他のサブパケットを送信する。インターレース１〜３は、インターレース０と類似した方式に従う。時には、受信器は、パケット境界、すなわち、サブパケットが新たなパケットの１番目のサブパケットである又は再送信サブパケットであるかを検出するのが困難であることもある。このような問題を緩和するためには、このパケットに対する送信フォーマット情報を運搬する制御チャネルで新たなパケット指示子が送信されてもよい。時には、受信器がパケットを検出し復号することができるようにサブパケットＩＤ及び／又はＨＡＲＱチャネルＩＤのようなより精密な形態のＨＡＲＱチャネル情報が提供されてもよい。

一般的に、ＨＡＲＱを使用するアップリンクにはアップリンクリソースを共有するユーザーが１つ以上存在するので、基地局がダウンリンクで多重ＡＣＫ信号を送信する必要がある。所定のビットエラー率要件で所定のターゲットカバレッジに対して送信電力及び時間-周波数送信機会のすべてにおいて基地局リソースの使用を最小化するために、このようなＤＬ（ダウンリンク）ＡＣＫチャネルは、使用可能な送信ダイバーシティ方式を用いて多重化され送信されなければならない。このような目的を達成するためのソリューションがまだ完成されていないため、本発明の目的は、ＤＬ ＡＣＫチャネルに対する最適の基地局送信シグナリングを取得する目標を達成する際における完全なソリューションを提供することにある。

動的カテゴリー０（キャット０）ビットは、３ＧＰＰ ＬＴＥ標準機構で使用されるＬＴＥ用語であり、物理制御フォーマット指示子チャネル（ＰＣＦＩＣＨ）とも呼ばれる。キャット０の役割は、ダウンリンク及びアップリンクスケジューリング許可の数を示すことによりダウンリンク制御チャネルのディメンショニング（スケーリング）を支援するのである。現在有効な仮定（３ＧＰＰ ＲＡＮ ＷＧ１＃４８ｂｉｓ Ｃｈａｉｒｍａｎ’ｓ Ｎｏｔｅｓ、２００７年３月、マルタ）は、動的キャット０ビットが最大２ビットサイズを有し、制御チャネル要素（ＣＣＥ）が存在するサブフレームごとに送信されなければならない。キャット０ビットにより伝達される情報は、サブフレームですべての制御チャネルに対して使用されるＯＦＤＭシンボルの数を含むが、これに限定されない。キャット０ビットの送信ダイバーシティは完成されておらず、本発明の目的は、チャネルで空間ダイバーシティ及び周波数ダイバーシティのすべてを取得することができるようにする簡単であり効率的な送信ダイバーシティ方式を提供することにある。

３ＧＰＰ ＲＡＮ ＷＧ１＃４８ｂｉｓ Ｃｈａｉｒｍａｎ’ｓ Ｎｏｔｅｓ（２００７年３月、マルタ）及びＲ１-０５０２７１、“Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ”、三星、ＲＡＮ１＃４０ｂｉｓ（中国北京、２００５年４月）は、関連ある論文である。

本発明の一実施形態において、ＡＣＫチャネルの所定の反復／送信のために干渉平均化を使用し、数回の反復／再送信にわたって干渉ランダム化を確保するために、セル-特定スクランブリングと関連して符号分割多重化（ＣＤＭ）が使用される。ここで、拡散長さ２が選択されることもあり、拡散後の結果信号ベクトルが２×１リソースユニット（ＲＵ）にマッピングされる。１つのＲＵが時間-周波数リソースマッピングで２つの隣接サブキャリア及び１つの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シンボルを含むことに留意する。ｂ＝［ｂ_１，ｂ_２］は、二位相偏移変調（ＢＰＳＫ）された２つのＡＣＫビットを意味し、Ｓ＝［ｓ_１，ｓ_２］は、ユニタリ拡散行列であり、ここで、各拡散ベクトルｓ_１，ｓ_２は、サイズが２×１であり、ＣＤＭ拡散後の送信信号ａ＝［ａ_１，ａ_２］は、次のようである。

ここで、Ｗ＝ｄｉａｇ［ｗ_１，ｗ_２］は、ＡＣＫビットの送信振幅を示す対角行列である。

上述したＣＤＭ方法に加えて、拡散後の各信号ベクトルａは、２つのＢＰＳＫ変調されたＡＣＫビットを運搬する。しかしながら、Ｉ及びＱ（実数及び虚数）ブランチのすべてが相互に異なる電力設定を有する相互に異なるＡＣＫビットを運搬するのに適用される場合には、多重化容量が２倍となることもある。ここで、ｂ_ｉ＝［ｂ_１，ｉ，ｂ_２，ｉ］は、Ｉブランチ（実数ブランチ）で運搬される２つのＢＰＳＫ変調されたＡＣＫビットを示し、ｂ_ｑ＝［ｂ_１，ｑ，ｂ_２，ｑ］は、Ｑブランチ（虚数ブランチ）で運搬される２つのＢＰＳＫ変調されたＡＣＫビットを示し、Ｓ＝［ｓ_１，ｓ_２］は、ユニタリ拡散行列を示し、ここで、各拡散ベクトルｓ_１，ｓ_２のサイズは２×１であり、ＣＤＭ拡散後の送信信号ａ＝［ａ_１，ａ_２］は、次のようである。

ここで、Ｗ_ｉ＝ｄｉａｇ［ｗ_１，ｉ，ｗ_２，ｉ］及びＷ_ｑ＝ｄｉａｇ［ｗ_１，ｑ，ｗ_２，ｑ］は、Ｉ及びＱブランチの各々でＡＣＫビットの送信振幅を示す２つの対角行列である。

ＣＤＭ及びＩ／Ｑ多重化方式において、相互に異なる電力レベルを有するＡＣＫチャネルが共に多重化される。相互に異なるＡＣＫチャネル間の電力不均衡が大きすぎると、２×１ ＲＵ内の微小なチャネル変化によるチャネル推定エラー及びＣＤＭ直交性の損失のような欠陥が高電力ＡＣＫチャネルより低電力ＡＣＫチャネルにさらに不利に作用する。

このような影響を減少させるためには、最大電力不均衡Ｐ_ＩＭ（ｄＢ）がＡＣＫチャネルのセットに適用される。Ｐ_１、Ｐ_２、．．．、Ｐ_Ｋは、ともに多重化されるＫ（Ｋは、拡散利得２の場合に４より小さいか又は同一である。）本のＡＣＫチャネルの電力（ｄＢ）である。一般的に、Ｐ_１は、もっとも大きい電力値に設定される。残りのＡＣＫチャネルの電力（ｄＢ）は、次の数式により調整される。

Ｐ_ＩＭが適当な値、例えば、１０ｄＢである際に、低電力ＡＣＫチャネルに要求される追加電力は、最小である。これは、全体Ｎｏｄｅ-Ｂ電力消費が高電力ＡＣＫチャネルにより左右されるためである。電力不均衡に対する制限に加えて、Ｎｏｄｅ-Ｂは、類似した電力設定を有する２本のＡＣＫチャネルを同一の複素シンボルのＩ及びＱブランチに適用しようとすることもある。複素シンボルは、複素数で示すことができる。複素数（Ａ＋ｊＢ）は、２つのＡ／Ｎ信号Ａ及びＢを示す。ここで、ｊ（又はｉ）は、虚数を示す。複素数（Ａ＋ｊＢ）の実数部Ａは、Ｉ部又は同相（in-phase）部分として知られている。複素数（Ａ＋ｊＢ）の虚数部Ｂは、Ｑ部又は直交（Quadrature）部分として知られている。ＵＭＴＳにおける用語Ｎｏｄｅ Ｂは、送受信基地局（base transceiver station：ＢＴＳ）を意味する。Ｎｏｄｅ-Ｂは、セル内の基地局を意味する。

ＣＤＭ多重化構成は、次のステップで構成されたリソースマッピング方法につながる。
１． ＣＤＭされた各ベクトルａがＲ回反復され、各反復は、２×１ ＲＵにマッピングされる。全体反復回数は、ＯＦＤＭ制御シンボル等の数Ｎに関係なく固定される。
２．制御チャネルに対してＮ＝１ ＯＦＤＭシンボルが使用されると、すべてのＲ回反復されたベクトルは、１番目のＯＦＤＭシンボルで送信され、周波数ダイバーシティのために周波数領域で拡散されなければならない。一方、Ｎ＝２又はＮ＝３ ＯＦＤＭシンボルが使用される場合に、このようなＲ回反復されたベクトルは、ＯＦＤＭシンボル間の電力共有を可能にしつつも、周波数ダイバーシティを保持するために時間領域及び周波数領域のすべてで拡散されることもある。図６は、本発明の一実施形態の原理に従ってＣＤＭされたＡＣＫチャネルを受信器装置（ＲＥ）にマッピングする一例を示す。この例において、反復回数は、６に固定される。ベクトルａは、隣接した２個のサブキャリアｋ_１、ｋ_１＋１；ｋ_２、ｋ_２＋１；ｋ_３、_ｋ３＋１；ｋ_４、ｋ_４＋１；ｋ_５、ｋ_５＋１；ｋ_６、ｋ_６＋１ ｋ_７、ｋ_７＋１；、及びｋ_８、ｋ_８＋１により繰返し運搬される。Ｎ＝２又はＮ＝３の場合に、相互に異なるＯＦＤＭ制御シンボル上の２×１ ＲＵは、周波数ダイバーシティ利得を最大化するために交互に配置される。図７は、本発明の一実施形態の原理に従ってＣＤＭ拡散長さが２であり反復回数が６である場合に、ＣＤＭ＋ＳＦＢＣ＋反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す図である。ここで、２本の送信アンテナの場合に対して送信ダイバーシティ方式が考慮され、サブフレームの１番目のシンボルだけが図７に図示されている。ＣＤＭされたベクトルａは、Ｒ回繰返し送信される。各送信において、２つのシンボル［ａ_１，ａ_２］は、両方の送信アンテナにわたってＳＦＢＣを用いて２×１ ＲＵにマッピングされる。Ｎ＝１ ＯＦＤＭ制御シンボルの場合に対する方式が図７に図示されており、ここで、Ｒ＝６回反復が使用される。Ｎ＝２及びＮ＝３の場合にも、反復を含む同一のＳＦＢＣが使用されることができる。アンテナ１で、Ｉブランチとしてのシンボルａ_１は、サブキャリアｋ_１により運搬され、Ｑブランチとしてのシンボル−ａ_２ ^＊は、サブキャリアｋ_１＋１により運搬され、同一のシナリオが残りの反復に対しても適用されることができる。アンテナ２で、Ｉブランチとしてのシンボルａ_２は、サブキャリアｋ_１により運搬され、Ｑブランチとしてのシンボルａ_１ ^＊は、サブキャリアｋ_１＋１により運搬され、同一のシナリオが残りの反復に対しても適用されることができる。サブフレームは、通常のＣＰの場合に１４つのＯＦＤＭシンボルで構成され、ＯＦＤＭ制御シンボルは、１番目の１つ乃至３つのＯＦＤＭシンボルである。ＯＦＤＭシンボルの正確な個数は、カテゴリー０ビット又はＰＣＦＩＣＨチャネルで示す。

各アンテナ上のチャネルが各２×１ ＲＵで変化されないと仮定すると、拡散行列Ｓの直交性が保持され、ＵＥは、標準ＳＦＢＣダイバーシティ結合動作に加えて単純な逆拡散だけを要求する。この場合に、伝播チャネルで周波数選択性が十分であると、各反復に対してダイバーシティ次数２が達成され、６回の反復で１２までのダイバーシティ次数を得ることができる。ＳＦＢＣは、４-送信アンテナシステムにも適用されることができる。

多重セル環境では、セルＡからのＡＣＫチャネルのすべてのＲ回の反復が一貫してセルＢからのＡＣＫチャネルのすべてのＲ回の反復と衝突する場合を避けることを希望するのであろう。このような衝突を回避するために、いわゆる干渉平均利得が多重セル環境下で開発された。このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための１つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。Ｎ個のＯＦＤＭ制御シンボルが与えられた場合に、２×１粒度（granularity）のＲＵがホッピング過程で維持されるという仮定下で、最も簡素なホッピング方式は、すべての時間-周波数リソースにわたったランダムホッピングである。

本発明の他の実施形態において、Ｉ／Ｑ領域多重化と同時に拡散長さ４のＣＤＭが使用される。ここで、ｂ_ｉ＝［ｂ_１，ｉ，…，ｂ_４，ｉ］は、Ｉブランチ（実数ブランチ）上で運搬される４つのＢＰＳＫ変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫビットを示し、ｂ_ｑ＝［ｂ_１，ｑ，…，ｂ_４，ｑ］は、Ｑブランチ（虚数ブランチ）上で運搬される４つのＢＰＳＫ変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫビットを示し、Ｓ＝［ｓ_１，…，ｓ_４］は、ユニタリ拡散行列を示し、ここで、各拡散ベクトルｓ_１，…，ｓ_４のサイズは、４ｘ１であり、ＣＤＭ拡散後の送信信号ａ＝［ａ_１，…，ａ_４］は、次のようである。

ここで、Ｗ_ｉ＝ｄｉａｇ［ｗ_１，ｉ，…，ｗ_４，ｉ］及びＷ_ｑ＝ｄｉａｇ［ｗ_１，ｑ，…，ｗ_４，ｑ］は、Ｉ及びＱブランチの各々でＡＣＫビットの送信振幅を示す２つの対角行列である。

図８は、本発明の一実施形態の原理に従ってＣＤＭ拡散長さが４であり反復回数が４である場合に、ＣＤＭ＋ＳＦＢＣ＋反復方法を用いてマッピングする方法の一例を示す。この場合に、ベクトルａは、周波数領域でＮ回繰返し送信される。しかしながら、各送信において、１番目の２つのシンボル［ａ_１，ａ_２］は、両方の送信アンテナのすべてにわたってＳＦＢＣを用いて隣接２×１（２つのサブキャリア、１つのＯＦＤＭシンボル）ＲＵにマッピングされる一方、次の２つのビット［ａ_３，ａ_４］は、両方の送信アンテナのすべてにわたってＳＦＢＣを用いて次のＯＦＤＭシンボルの隣接した２×１ ＲＵにマッピングされる。１番目の２つのシンボル［ａ_１，ａ_２］は、時間１でサブキャリアｋ_１、ｋ_１＋１により運搬され、次の２つのシンボル［ａ_３，ａ_４］は、時間２でサブキャリアｋ_１、ｋ_１＋１により運搬される。したがって、ベクトルａの各反復を送信するためには、２×２ ＲＵが要求される。２×２ ＲＵは、隣接した２つのサブキャリア及び２つのＯＦＤＭシンボルを含む。このような方式は、図８に図示され、ここで、Ｒ＝４回反復（４つの２×２ ＲＵを含む）が図示されている。

拡散及び相互に異なる電力設定により、ベクトルａ＝［ａ_１，…，ａ_４］でのシンボルは、相互に異なる振幅を有する。対［ａ_１，ａ_２］と対［ａ_３，ａ_４］間の電力差が大きいと、図８のすべての反復で２つの２×１ ＲＵに対する２対のシンボルの一貫したマッピングは、２つのＯＦＤＭシンボルで電力不均衡を発生させることがある。図９は、本発明の一実施形態の原理に従って図８に示したようなマッピング方法の場合に相互に異なる送信で２対のシンボルのマッピングを交互に行い、相互に異なるシンボル対にわたってこの２対のシンボルを置き換える一例を示す図である。このような問題は、図９に示すように、相互に異なる送信でこのような２対のシンボルのマッピングを交代することにより容易に解決することができる。図８に示した方式に比べて、図９に示すような４番目の反復で、次の２つのシンボル［ａ_３，ａ_４］は、アンテナ１及びアンテナ２のすべてで時間１で送信されたシンボルにより運搬され、１番目の２つのシンボル［ａ_１，ａ_２］は、アンテナ１及びアンテナ２のすべてで時間２で送信されたシンボルにより運搬される。

他の実施形態において、本発明は、カテゴリー０ビットの送信のために次のような送信ダイバーシティ方式を使用する。
１．キャット０ビットに対して４通りの状態が要求される場合には、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）が使用されることができ、キャット０ビットに対して３通りの状態が要求される場合には、３位相偏移変調（３ＰＳＫ）が使用されることができる。変調されたキャット０シンボルは、ａで表現される。
２．キャット０ビットは、常にサブフレーム内の１番目のＯＦＤＭシンボルで送信される。このような方法の理由は、キャット０マッピングがＯＦＤＭ制御シンボルの数に従って変わると、追加の仮定テストが必要なこともあり、同一のＢＥＲ性能を達成するためにさらに多くの送信電力及びリソースが要求される。他方、キャット０マッピングがすべてのサブフレームで１つ以上のＯＦＤＭシンボル、例えば、３つのＯＦＤＭシンボルに固定されると、使用された実際のＯＦＤＭ制御シンボルが３より小さい場合に、衝突データパンクチャーリング問題が発生することがある。
３．この変調されたシンボルａは、２Ｋ回反復されるが、このような２Ｋシンボルは、２×１ ＲＵにマッピングされ、各ＲＵは、時間-周波数リソースマッピングで１つのＯＦＤＭシンボルに２つの隣接サブキャリアを含む。したがって、２Ｋシンボルは、Ｋ個のＲＵにマッピングされるのであろう。これらＲＵは、最大周波数ダイバーシティ利得を得るために周波数領域で拡散されなければならない。このような２×１ ＲＵ粒度は、キャット０リソースマッピングがＣＣＥの全体のフレームワークをＲＥマッピングに容易に適合するようにするためである。
４．２本の送信アンテナに対しては、周波数選択性送信ダイバーシティ（ＦＳＴＤ）及び反復方法を結合した方法が使用される。ここで、変調されたシンボルのすべてが同一であり、ＦＳＴＤが同一の空間ダイバーシティ利得を得ることができるので、ＳＦＢＣは勧められない。したがって、ＳＦＢＣの追加のＵＥの複雑性を避けることができる。

このような方法は、図１０に明示されている。図１０は、本発明の一実施形態の原理に従って反復回数が６である場合の変調されたカテゴリー０シンボルのＲＥに対するマッピング、ＦＳＴＤ＋反復の一例を示す。この例において、Ｋは、６である。サブフレーム内の１番目のＯＦＤＭシンボルだけが図１０に図示されていることに留意する。図１０に示すように、ベクトルａは、アンテナ１で１つのサブキャリアｋ_１、ｋ_２、ｋ_３、ｋ_４、ｋ_５、及びｋ_６により運搬され、ベクトルａは、アンテナ２で１つのサブキャリアｋ_１＋１、ｋ_２＋１、ｋ_３＋１、ｋ_４＋１、ｋ_５＋１、及びｋ_６＋１により運搬される。図７乃至図１０に示すような方式とは異なり、ベクトルａは、全体的に、図１０に示すような方式で相互に異なるサブキャリアに割り当てられる代わりに、指定されたサブキャリアに割り当てられる。

多重セル環境では、セルＡからキャット０シンボルのすべての２Ｋ回の反復が一貫してセルＢからのキャット０シンボルのすべての２Ｋ回の反復と衝突する場合を避けることを希望するのであろう。このような衝突を回避するためには、いわゆる干渉平均利得が多重セル環境で提案された。このような一貫した衝突を避け、干渉平均利得を確保するための１つの方法としてセル特定ホッピングが使用されることができる。

決定される１つのパラメーターは、キャット０シンボルに必要な反復の数であり、これは、前のセクションで２Ｋ（Ｋは、ＲＵの個数）として定義される。ここで、キャット０シンボルに対して“最悪の場合も考慮した”性能が評価され、ここで、ＬＴＥケース３ネットワーク構成に対して０．１％のＢＥＲの９８％カバレッジが要求される。ＬＴＥケース３は、ＬＴＥ研究により定義されたシミュレーションシナリオの中の１つであり、３ＧＰＰ ＴＲ ２５．８１４から得られる。９８％カバレッジポイントでの幾何値（Ｉｏｒ／Ｉｏｃ）は、ＬＴＥケース３の場合に約−６．７ｄＢである。

ダイバーシティ受信に対するコーディングされていないＢＥＲは、図１１に図示されており、図１１は、参照文献［２］から抜粋する。図１１は、相互に異なるダイバーシティ受信に対するビットエラー率（ＢＥＲ）性能を示す対数スケールのグラフである。ＡＷＧＮは、白色ガウス雑音チャネルモデルであり、相互に異なるダイバーシティ次数に対するシステム性能は、図１１に図示されている。ターゲットダイバーシティ次数８（すなわち、Ｌ＝８）を仮定すると、０．１％ＢＥＲ（すなわち、ＢＥＲ＝１０^-３）が８ｄＢのＥ_ｂ／Ｎ_ｏにより達成され、これは、ＱＰＳＫ変調されたキャット０シンボルの場合には、１１ｄＢ Ｅ_ｓ／Ｎ_ｏに変換されることができる。９８％カバレッジポイントのギャップ値（gap value）が約−６．７ｄＢであるため、Ｅ_ｓ／Ｎ_ｏは、１１＋６．７＝１７．７ｄＢである。ここで、Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏは、ビット当たりのエネルギー対雑音電力スペクトル密度比であり、“ビット当たりのＳＮＲ”としても知られている標準化された信号対雑音比（ＳＮＲ）測定値である。Ｅ_ｓ／Ｎ_ｏは、シンボル当たりのエネルギー対雑音電力スペクトル密度比（Energy per symbol per noise power spectral density）である。このようなギャップを埋めるために、電力ブースティングと反復との結合が要求されることもある。反復の数が２Ｌ＝１２に選択されると（Ｌは、ダイバーシティの次数である）、反復利得は、１０１ｏｇ_１０（１２）＝１０．８ｄＢであり、電力ブースティングにより満たされるギャップは、約１７．７−１０．８＝６．９ｄＢである。反復の数が２Ｌ＝１６に増加されると、反復利得は、１０ｌｏｇ_１０（１６）＝１２ｄＢであり、要求される電力ブースティングは、１７．７−１２＝５．７ｄＢである。このような分析は、チャネル推定での損失を説明しておらず、チャネル推定アルゴリズムに基づいて２ｄＢ〜３ｄＢの追加マージンが必要であることに留意する。結論的に、ダイバーシティ次数８の場合に、“最悪の状況を考慮した”ＢＥＲ性能を保証するためにＱＰＳＫ変調されたキャット０シンボルに対して反復の数２Ｌ＝１２乃至２Ｌ＝１６が要求されるに違いない。

本発明の他の実施形態において、キャット０ビットの１つの反復に対して使用された２×１ ＲＵでの２つのサブキャリアは、隣接したサブキャリアでなくてもよい。言い換えれば、図１０に示すように、キャット０シンボルの２Ｋ回の反復が各サブキャリアｋ_１、ｋ_２、．．．、ｋ_２Ｋにマッピングされ、空間領域及び周波数領域のすべてでダイバーシティ利得を最大にするために周波数選択性送信ダイバーシティ（ＦＳＴＤ）も使用される。

本発明の他の実施形態において、キャット０シンボルに対する反復を含む直交拡散が使用されてもよい。各反復に対して、キャット０シンボルａは、正規直交行列を用いて隣接した２つのサブキャリアにわたった２×１ ＲＵに空間及び周波数にわたって拡散される。このような正規直交拡散からの送信行列Ｔの例は、次のものを含むが、これに限定されない。

ここで、ａ^＊は、ａの複素共役を示す。

この行列の行が置き換えられたバージョンも可能な正規直交拡散行列であることに留意する。このような方式において、図１０に示したような方式と同様に、Ｋ個の２×１ ＲＵ（これらのそれぞれは、隣接した２つのサブキャリア及び１つのＯＦＤＭシンボルにわたる）、使用されるＫ個の２×１ ＲＵの各々、そして、正規直交行列の中の１つがシンボルａを空間-周波数リソースにマッピングするのに使用される。数式（１０）から選択された指定された行列（例えば、行列Ｔ_０）に対して、行ｍ及び列ｎの要素は、［Ｔ_０］_ｍ，ｎで示され、［Ｔ_０］_ｍ，ｎは、２-Ｔｘアンテナの場合に対して、ｍ番目のアンテナ及びｎ番目のサブキャリア又はｎ番目のタイムスロット（ｍ＝１，２ ｎ＝１，２）で送信されたシンボルを示す。正規直交拡散Ｔ_０を適用することは、ＳＦＢＣを使用するのに相当することに留意する。

他の実施形態において、本発明は、ＡＣＫチャネルに対して次のような他の送信ダイバーシティ方式を使用する。
１．いずれか１つのＡＣＫチャネルがシンボルにＢＰＳＫ変調されるか、又は２本のＡＣＫチャネルがすべてＢＰＳＫ変調されるが、シンボルａにＩ／Ｑ多重化される。多重化でＣＤＭが使用されない。
２．変調されたＡＣＫシンボルに対して、図１０に示したものと類似した（ＦＳＴＤ＋反復）方式が使用される。

他の実施形態において、本発明は、（３，２，２）２進線形コードを用いて２つのキャット０ビットを３ビットコードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３にマッピングし、このようなコードワードは、コードワード対間に最小のハミング距離２を有する４サイズのコードブックに属する。長さｎ及びランクｋ（すなわち、自身の生成行列にベイシス（basis）でｋ個のコードワード及びｋ個の行を有する）、最小のハミング距離ｄを有する線形コードを（ｎ、ｋ、ｄ）コードと呼ぶ。ここで、長さｎは、３であり、ｋは、２であり、ベースとして“０”及び“１”を示し、ハミング距離ｄは、２である。３通りの状態がキャット０ビットにより運搬される場合に、このようなコードブックＣの一例は、ｃ_１ｃ_２ｃ_３∈ Ｃ＝｛１１１，１００，０１０ ００１｝である。３ビットコードワードが定められると、キャット０ビットに使用される２Ｋチャネルシンボルに適合するように反復され、レートマッチングされる。ここで、符号化されたチャネルビットに対してＱＰＳＫ変調が使用される。例えば、２Ｋ＝１２チャネルシンボルが使用可能な場合に、２×１２＝２４チャネルビットが存在する。したがって、２４ビット長さの符号化されたビットシーケンスを形成するためには、コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３が８回反復され、この２４ビットシーケンスを１２つのチャネルシンボルにマッピングするためにＱＰＳＫ変調が使用される。また、４Ｋが３で分割可能でない場合に、このレートマッチング過程が必要である。この場合に、コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３が

回（すなわち、４Ｋ／３の商）反復され、その結果のシーケンスがコードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３の１番目の４Ｋ−３×

（すなわち、４Ｋ／３の余り）ビットと連接される。このように連接されたビットシーケンスは、チャネルシンボルに変調されマッピングされる最終チャネルビットシーケンスである。

本発明の他の実施形態において、４通りの状態が２つのキャット０ビットにより運搬される必要がある場合に、コードワードｃ_１ｃ_２ｃ_３の選択は、コードブックのサブセットに限定され、このようなサブセットのサイズは、３つのコードワードである。例えば、コードブックＣの可能なサブセットは、ｃ_１ｃ_２ｃ_３∈ Ｃ_{ｓｕｂｓｅｔ}＝｛１１１，１００，０１０｝である。

図１２は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を送信するフローチャート及びＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を受信するフローチャートを示す。ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を送信するフローチャートにおいて、ステップ２００は、ＢＰＳＫ変調を介してＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を変調するステップであり、ステップ２０１は、ＣＤＭを介して変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を多重化するステップであり、ステップ２０３は、空間-周波数ブロック符号化によりこの多重化された変調ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を隣接した１対のサブキャリアと所定数のＯＦＤＭ制御シンボルを有するリソースユニットにマッピングするステップであり、ステップ２０５は、この多重化されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を所定回数繰返し送信し、この送信の各反復でこの多重化されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、周波数領域で拡散され、複数の離散リソースユニット（discrete resource units）にマッピングされるステップである。ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を受信するフローチャートにおいて、ステップ２１１は、受信器装置が基地局から送信されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を繰返し受信するステップであり、ステップ２１３は、符号化されたＡＣＫ／ＮＡＣＫを復号化するステップであり、ステップ２１４は、符号化されたＡＣＫ／ＮＡＣＫを逆拡散するステップであり、ステップ２１５は、この変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫを復調するステップである。この受信器装置は、この受信されたＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号により運搬された情報を使用する。

図１３は、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を送信するフローチャート及びカテゴリー０（キャット０）信号を受信するフローチャートを示す。カテゴリー０（キャット０）信号を送信するフローチャートにおいて、ステップ３００は、ＱＰＳＫ変調又は３ＰＳＫ変調を介してカテゴリー０（キャット０）信号を変調するステップであり、ステップ３０１は、キャット０信号をＦＳＤＭを介してマッピングするステップであり、ステップ３０５は、この多重化されたキャット０信号を所定回数繰返し送信するステップであり、ステップ３１１は、受信器装置が基地局から送信されたキャット０信号を繰返し受信するステップであり、ステップ３１５は、この変調されたキャット０信号を復調するステップである。この受信器装置は、受信されたキャット０信号により運搬された情報を使用する。

以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲及び趣旨を逸脱することなく様々な変更が可能であるということは、当業者には明らかであり、本発明の範囲は、上述の実施形態に限定されるべきではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものの範囲内で定められるべきである。

１００ 送信器チェーン
１２２ 多重経路フェージングチャネル
１４０ 受信器チェーン

Claims (48)

1. 複数個のアンテナを使用して信号を伝送する方法であって、
   制御信号を生成するステップと、
   二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式により前記制御信号を変調して変調シンボルを生成するステップと、
   前記変調シンボルを該当レイヤにレイヤマッピングするステップと、
   空間周波数ブロック符号化(ＳＦＢＣ)技術を使用して前記レイヤマッピングされたシンボルをプリコーディングし、一つ以上のリソースユニットにマッピングするステップと、
   少なくとも２個のアンテナを通じて前記一つ以上のリソースユニットにマッピングしたシンボルを伝送するステップと、
   を具備し、
   前記変調シンボルは拡散長さ２または４を有する直交符号で符号分割多重化（ＣＤＭ）が適用され、リソースユニットの数は拡散長さに応じることを特徴とする信号伝送方法。
2. 前記変調シンボルは、追加的にスクランブリング符号がＣＤＭされた結果であることを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
3. 前記スクランブリング符号は、セル特定スクランブリング符号であることを特徴とする請求項２に記載の信号伝送方法。
4. 前記リソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルリソースユニットからなることを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
5. サブフレーム内の前記時間領域のＯＦＤＭシンボルリソースユニットは、１，２，又は３つのＯＦＤＭシンボルリソースユニットであることを特徴とする請求項４に記載の信号伝送方法。
6. 前記プリコーディングするステップは、追加的に周波数選択的送信ダイバーシティ(ＦＳＴＤ)技術を使用して、前記制御信号を一度に送信するための少なくとも一つの送信アンテナを選択するステップを具備することを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
7. 前記変調シンボルは反復インデックスによって交互的パターンで前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項１に記載の信号伝送方法。
8. 前記ＳＦＢＣ技術は前記変調シンボルを前記少なくとも２個のアンテナにマッピングするために前記変調シンボルに複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つを適用する技術であることを特徴とする請求項７に記載の信号伝送方法。
9. 前記交差的パターンは、複数の物理的ＨＡＲＱインジケータチャンネル(ＰＨＩＣＨ)グループのうち少なくとも２個のＰＨＩＣＨグループの間に適用されることを特徴とする請求項７に記載の信号伝送方法。
10. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝０として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[０１０]による順にマッピングされることを特徴とする請求項７に記載の信号伝送方法。
11. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝１として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[１０１]による順にマッピングされることを特徴とする請求項７に記載の信号伝送方法。
12. 前記変調シンボルは下記の＜表１＞の少なくとも一つのパターンに基づいて前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項７に記載の信号伝送方法。
    
13. 送信器チェーンであって、
    制御信号を生成し、二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式により前記制御信号を変調して変調シンボルを生成する変調部と、
    前記変調シンボルを該当レイヤにレイヤマッピングし、空間周波数ブロック符号化(ＳＦＢＣ)技術を使用して前記レイヤマッピングされたシンボルをプリコーディングし、一つ以上のリソースユニットにマッピングするエンコーダと、
    少なくとも２個のアンテナを通じて前記一つ以上のリソースユニットにマッピングしたシンボルを伝送するフロントエンド処理部と、
    を含み、
    前記変調シンボルは拡散長さ２または４を有する直交符号で符号分割多重化（ＣＤＭ）が適用され、リソースユニットの数は拡散長さに応じることを特徴とする送信器チェーン。
14. 前記変調シンボルは、追加的にスクランブリング符号がＣＤＭされた結果であることを特徴とする請求項１３に記載の送信器チェーン。
15. 前記スクランブリング符号は、セル特定スクランブリング符号であることを特徴とする請求項１４に記載の送信器チェーン。
16. 前記リソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルリソースユニットからなることを特徴とする請求項１３に記載の送信器チェーン。
17. サブフレーム内の前記時間領域のＯＦＤＭシンボルリソースユニットは、１，２，又は
    ３つのＯＦＤＭシンボルリソースユニットであることを特徴とする請求項１６に記載の送信器チェーン。
18. 前記エンコーダは、追加的に周波数選択的送信ダイバーシティ(ＦＳＴＤ)技術を使用し、前記制御信号を一度に送信するための少なくとも一つの送信アンテナを選択することを特徴とする請求項１３に記載の送信器チェーン。
19. 前記変調シンボルは反復インデックスによって交互的パターンで前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項１３に記載の送信器チェーン。
20. 前記ＳＦＢＣ技術は前記変調シンボルを前記少なくとも２個のアンテナにマッピングするために前記変調シンボルに複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つを適用する技術であることを特徴とする請求項１９に記載の送信器チェーン。
21. 前記交差的パターンは、複数の物理的ＨＡＲＱインジケータチャンネル(ＰＨＩＣＨ)グループのうち少なくとも２個のＰＨＩＣＨグループの間に適用されることを特徴とする請求項１９に記載の送信器チェーン。
22. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝０として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[０１０]による順にマッピングされることを特徴とする請求項１９に記載の送信器チェーン。
23. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝１として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[１０１]による順にマッピングされることを特徴とする請求項１９に記載の送信器チェーン。
24. 前記変調シンボルは下記の＜表２＞の少なくとも一つのパターンに基づいて前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項１９に記載の送信器チェーン。
    
25. 信号受信方法であって、
    基地局から一つ以上のリソースユニットにマッピングされた制御シンボルを受信するステップと、
    前記制御シンボルを復号化するステップと、
    制御情報を獲得するために前記復号化したシンボルを復調するステップと、
    を具備し、
    前記制御シンボルは制御信号が二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式により変調され該当レイヤにレイヤマッピングされた後、空間周波数ブロック符号化(ＳＦＢＣ)技術を使用してプリコーディングされて一つ以上のリソースユニットにマッピングされることで生成され、
    前記一つ以上のリソースユニットにマッピングしたシンボルは少なくとも２個のアンテナを通じて伝送され、前記制御信号が二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式により変調され生成された変調シンボルは拡散長さ２または４を有する直交符号で符号分割多重化（ＣＤＭ）が適用され、リソースユニットの数は拡散長さに応じることを特徴とする信号受信方法。
26. 前記変調シンボルは、追加的にスクランブリング符号がＣＤＭされた結果であることを特徴とする請求項２５に記載の信号受信方法。
27. 前記スクランブリング符号は、セル特定スクランブリング符号であることを特徴とする請求項２６に記載の信号受信方法。
28. 前記リソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルリソースユニットからなることを特徴とする請求項２５に記載の信号受信方法。
29. サブフレーム内の前記時間領域のＯＦＤＭシンボルリソースユニットは、１，２，又は３つのＯＦＤＭシンボルリソースユニットであることを特徴とする請求項２５に記載の信号受信方法。
30. 前記マッピングしたシンボルを復号化するステップは、追加的に周波数選択的送信ダイバーシティ(ＦＳＴＤ)技術を使用し、前記制御シンボルを一度に受信するための少なくとも一つのアンテナを選択するステップを具備することを特徴とする請求項２９に記載の信号受信方法。
31. 前記変調シンボルは反復インデックスによって交互的パターンで前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項２５に記載の信号受信方法。
32. 前記ＳＦＢＣ技術は前記変調シンボルを前記少なくとも２個のアンテナにマッピングするために前記変調シンボルに複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つを適用する技術であることを特徴とする請求項３１に記載の信号受信方法。
33. 前記交差的パターンは、複数の物理的ＨＡＲＱインジケータチャンネル(ＰＨＩＣＨ)グループのうち少なくとも２個のＰＨＩＣＨグループの間に適用されることを特徴とする請求項３１に記載の信号受信方法。
34. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝０として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[０１０]による順にマッピングされることを特徴とする請求項３１に記載の信号受信方法。
35. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝１として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[１０１]による順にマッピングされることを特徴とする請求項３１に記載の信号受信方法。
36. 前記変調シンボルは下記の＜表３＞の少なくとも一つのパターンに基づいて前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項３１に記載の信号受信方法。
    
37. 受信器チェーンであって、
    基地局から一つ以上のリソースユニットにマッピングされた制御シンボルを受信する受信部と、
    前記マッピングした制御シンボルを復号化するデコーダと、
    制御情報を獲得するために前記復号化したシンボルを復調する復調部と、
    を含み、
    前記制御シンボルは制御信号が二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式により変調され該当レイヤにレイヤマッピングされた後、空間周波数ブロック符号化(ＳＦＢＣ)技術を使用してプリコーディングされて一つ以上のリソースユニットにマッピングされることで生成され、
    前記一つ以上のリソースユニットにマッピングしたシンボルは少なくとも２個のアンテナを通じて伝送され、前記制御信号が二位相偏移変調(ＢＰＳＫ)方式により変調され生成された変調シンボルは拡散長さ２または４を有する直交符号で符号分割多重化（ＣＤＭ）が適用され、リソースユニットの数は拡散長さに応じることを特徴とする受信器チェーン。
38. 前記変調シンボルは、追加的にスクランブリング符号がＣＤＭされた結果であることを特徴とする請求項３７に記載の受信器チェーン。
39. 前記スクランブリング符号は、セル特定スクランブリング符号であることを特徴とする請求項３８に記載の受信器チェーン。
40. 前記リソースユニットは、周波数領域の周波数リソースユニット及び時間領域の直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)シンボルリソースユニットからなることを特徴とする請求項３７に記載の受信器チェーン。
41. サブフレーム内の前記時間領域のＯＦＤＭシンボルリソースユニットは、１，２，又は３つのＯＦＤＭシンボルリソースユニットであることを特徴とする請求項３７に記載の受信器チェーン。
42. 前記デコーダは、追加的に周波数選択的送信ダイバーシティ(ＦＳＴＤ)技術を使用して、前記制御シンボルを一度に受信するための少なくとも一つのアンテナを選択することを特徴とする請求項３７に記載の受信器チェーン。
43. 前記変調シンボルは反復インデックスによって交互的パターンで前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項３７に記載の受信器チェーン。
44. 前記ＳＦＢＣ技術は前記変調シンボルを前記少なくとも２個のアンテナにマッピングするために前記変調シンボルに複素共役及び符号逆転のうち少なくとも一つを適用する技術であることを特徴とする請求項４３に記載の受信器チェーン。
45. 前記交差的パターンは、複数の物理的ＨＡＲＱインジケータチャンネル(ＰＨＩＣＨ)グループのうち少なくとも２個のＰＨＩＣＨグループの間に適用されることを特徴とする請求項４３に記載の受信器チェーン。
46. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝０として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[０１０]による順にマッピングされることを特徴とする請求項４３に記載の受信器チェーン。
47. 前記交差的パターンは、変調シンボルがマッピングされるＯＦＤＭシンボルの開始シンボルがｎ＝１として定義される場合、前記制御信号の送信のためのシンボルインデックスｎは[１０１]による順にマッピングされることを特徴とする請求項４３に記載の受信器チェーン。
48. 前記変調シンボルは下記の＜表４＞の少なくとも一つのパターンに基づいて前記少なくとも２個のアンテナにマッピングされることを特徴とする請求項４３に記載の受信器チェーン。