JP5498272B2 - 送受信機 - Google Patents

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本発明は、データを変調して伝送するとともに、変調後のデータを復調してデータを取得する送受信機に関するものである。
従来から、データを予め定められた変調方式で変調して、所定の周波数の搬送波に割りあてられたデータを伝送するとともに、変調後のデータを受け付けて復調することにより変調後のデータからデータを取得する送受信機が存在する。
この送受信機が有線伝送路を通じて送信元の送受信機と接続されることにより送受信システムが構成されている場合、システム全体のトポロジによっては周波数選択性フェージングにより、或る周波数の搬送波に割りあてられたデータが有線伝送路を通じて伝送されている途中でその搬送波のＳＮ比が小さくなることにより、その搬送波に割りあてられたデータが相手方で受信されにくい場合がある。
そのため、従来から、送受信機相互間で特別な通信シーケンスを実行し、送受信機から送信先の送受信機に対して専用パケットを送信し、送信先の送受信機における伝送路状態の評価結果に応じて、送受信機の通信パラメータ（例えば、搬送波の周波数）を変更する技術が用いられている（特許文献１参照）。
特開２００４−３４３５５１号公報
しかしながら、専用パケットを送信先の送受信機に送信し、送信先の送受信機における伝送路状態の評価結果に応じて、送受信機の通信パラメータを変更する方法を採るためには、専用パケットを生成して出力する専用の回路、伝送路状態の評価を行う専用の回路などが必要となり、コストが嵩む。
また、専用パケットを送信し、送信先の送受信機に対して伝送路状態の評価をさせ、その評価結果に応じて通信パラメータを変更するための専用の通信シーケンスを実行すると、変調後のデータを伝送する効率が劣化する。
本発明は、上記事情に鑑みて為されたものであって、伝送路を通じてデータを送信するに際し、当該伝送路の状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現できる、低コストの送受信機を提供することを目的とする。
本発明の一局面に係る送受信機は、ビット列を変調する変調器と、前記変調器の出力信号から生成される第１変調信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号を第２変調信号として取得するための周波数成分反転手段と、からなり、前記第１変調信号と前記第２変調信号とを時系列的に出力する送信部と、受信信号から、前記第１変調信号に相当する第１受信信号と、前記第２変調信号に相当する第２受信信号とを分離する分離部と、前記第２受信信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号を、逆反転信号として取得するための周波数逆反転手段と、前記第１受信信号と逆反転信号との平均である平均信号を取得する平均信号取得部と、前記平均信号取得部により取得された平均信号から前記ビット列を復調する復調器と、からなる受信部と、を備えることを特徴とする（請求項１）。
この構成によれば、送信元の送受信機からは、変調されたビット列から生成された第１変調信号と、当該第１変調信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号である第２変調信号とが時系列的に送信される。
そして、受信側の送受信機は、送信元から送信された各変調信号を受信信号として受信して、当該受信信号を、第１変調信号に相当する第１受信信号と、第２変調信号に相当する第２受信信号とに分離する。そして、受信側の送受信機は、第１受信信号と、第２受信信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号である逆反転信号との平均である平均信号を取得し、当該平均信号からビット列を復元する。
これにより、送信元の送受信機が、ビット列を変調して、伝送路を通じて受信側の送受信機に送信するに際し、変調されたビット列について、第１変調信号ではＳＮ比が小さな周波数帯に拡散された成分が、第２変調信号では他の周波数帯に拡散される。そのため、第１変調信号で減衰した成分は、第２変調信号により補完される。
そのため、伝送路の状態を評価するための専用パケットを送信したり、当該専用パケットにより伝送路状態の評価をしたり、当該評価に応じて通信パラメータを変更する通信シーケンスを実行することなしに、ノイズの影響が少ないビット列を取得することができる。
したがって、伝送路を通じてデータを送信するに際し、当該伝送路の状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現できる、低コストの送受信機を提供することができる。
上記構成において、前記変調器の出力信号は、所定の狭帯域変調方式で変調された前記ビット列である狭帯域変調信号であり、前記送信部は、前記狭帯域変調信号を順次受け付け、前記各狭帯域変調信号に複数桁の第１符号系列を乗算する拡散変調を施して、当該複数桁の第１符号系列が乗算された各狭帯域変調信号を、前記第１変調信号である第１拡散変調信号として取得する第１拡散変調部と、前記周波数成分反転手段を構成しており、前記狭帯域変調信号を順次受け付け、前記各狭帯域変調信号に、当該狭帯域変調信号に前記第１符号系列を乗算したときに取得される第１拡散変調信号の周波数成分とは周波数軸上で周波数成分の順が逆となる複数桁の第２拡散変調信号が取得されるよう設定された複数桁の第２符号系列を乗算する拡散変調を施して、前記第２変調信号である第２拡散変調信号として取得する第２拡散変調部と、を備え、前記第１拡散変調信号及び前記第２拡散変調信号を時系列的に送信し、前記受信部は、前記送信部により時系列的に送信された前記第１拡散変調信号及び前記第２拡散変調信号を、前記受信信号として受信する構成とされており、且つ、前記各狭帯域変調信号について、前記第１受信信号である前記第１拡散変調信号に、前記第１符号系列を乗算する逆拡散を施し、当該逆拡散により得られた狭帯域変調信号を、第１狭帯域変調信号として取得する第１狭帯域変調信号取得部と、前記周波数逆反転手段を構成しており、前記各狭帯域変調信号について、前記第２受信信号である前記第２拡散変調信号に、前記第２符号系列とは複素共役な複数の第３符号系列を乗算する逆拡散を施し、当該逆拡散により得られた狭帯域変調信号を、前記逆反転信号である第２狭帯域変調信号として取得する第２狭帯域変調信号取得部と、を備えており、前記平均信号取得部は、前記第１狭帯域変調信号取得部により取得された前記第１狭帯域変調信号と、前記第２狭帯域変調信号取得部により取得された前記第２狭帯域変調信号との間の平均を表す平均信号を、前記各狭帯域変調信号として取得し、前記復調器は、前記平均信号取得部により取得された前記各狭帯域変調データを前記ビット列に復調することが好ましい（請求項２）。
この構成によれば、所定の狭帯域変調方式で変調された信号を表す狭帯域変調信号を順次受け付け、各狭帯域変調信号に第１符号系列を乗算して、複数桁の第１拡散変調信号を取得する。また、各狭帯域変調信号を順次受け付け、各狭帯域変調信号に第２符号系列を乗算して、第１拡散変調信号の周波数成分とは周波数軸上で周波数成分の順が逆の複数桁の第２拡散変調信号を取得する。
そして、各狭帯域変調信号について、第１拡散変調信号と第２拡散変調信号とを送信する。
一方、各狭帯域変調信号について、第１拡散変調信号と第２拡散変調信号とを受信したときには、第１拡散変調信号に第１符号系列を乗じた逆拡散を施して、第１狭帯域変調信号を取得する。
ここにおいて、第２拡散変調信号に第２符号系列とは複素共役な第３符号系列を乗じて逆拡散を施すと、第２符号系列を乗じた拡散変調を施す前の元の狭帯域変調信号が得られる。そのため、受信した第２拡散変調信号に第２符号系列とは複素共役な第３符号系列を乗じた逆拡散を施して、第２狭帯域変調信号を取得する。
そして、第１狭帯域変調信号と第２狭帯域変調信号との間の平均信号を、各狭帯域変調信号として取得する。
これにより、狭帯域変調信号を伝送路上を通じて伝送するに際し、当該狭帯域変調信号について、ＳＮ比が小さな周波数帯に拡散された前記狭帯域変調信号の情報が、第２拡散変調信号においては他の周波数帯に拡散されることにより情報が補完される。
そのため、伝送路の状態を評価するための専用パケットを送信したり、当該専用パケットにより伝送路状態の評価をしたり、当該評価に応じて通信パラメータを変更する通信シーケンスを実行することなしに、ノイズの影響が少ない狭帯域変調信号を取得することができる。
したがって、伝送路を通じてデータを送信するに際し、当該伝送路の状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現できる、低コストの送受信機を提供することができる。
上記構成において、前記第１符号系列、前記第２符号系列、及び、前記第３符号系列を予め記憶した記憶部をさらに備えており、前記第１拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第１符号系列を用いて前記拡散変調を施し、前記第２拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第２符号系列を用いて前記拡散変調を施し、前記第１狭帯域変調信号取得部は、前記記憶部に記憶されている前記第１符号系列を用いて前記逆拡散を施し、前記第２狭帯域変調信号取得部は、前記記憶部に記憶されている前記第３符号系列を用いて前記逆拡散を施すことが好ましい（請求項３）。
この構成によれば、第１符号系列、第２符号系列、及び、第３符号系列は記憶部に予め記憶されており、拡散変調や逆拡散が、記憶部に予め記憶されている符号系列を用いて行われる。
これにより、第１符号系列、第２符号系列、及び、第３符号系列を作成する必要がないため、処理負担が軽減される。
上記構成において、前記送信部は、互いに異なる値を表し、前記ビット列からなる複数のビットデータと、当該各ビットデータにそれぞれ対応する複数桁の第１拡散変調符号との間の対応関係を表す第１対応データを用いて、前記各ビットデータを、対応する前記複数桁の第１拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第１拡散変調符号を、前記第１変調信号である第１拡散変調信号として取得する第１拡散変調部と、前記各ビットデータと、当該各ビットデータに一意にそれぞれ対応し、且つ、当該ビットデータに対応する第１拡散変調符号とは周波数成分の順が周波数軸上で逆となる複数桁の第２拡散変調符号との間の対応関係を表す第２対応データを用いて、前記各ビットデータを、対応する前記複数桁の第２拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第２拡散変調符号を、前記第２変調信号である第２拡散変調信号として取得する第２拡散変調部と、を備え、前記第１拡散変調部により取得された前記第１拡散変調信号、及び、前記第２拡散変調部により取得された前記第２拡散変調信号を、前記各ビットデータについて送信し、前記受信部は、前記受信信号として、前記送信部により送信された前記第１拡散変調信号及び前記第２拡散変調信号を、前記各ビットデータについて受信する構成とされており、且つ、前記各ビットデータについて、前記第１受信信号である前記第１拡散変調信号を取得する第１取得部と、前記周波数逆反転手段を構成しており、前記各ビットデータについて、前記第２受信信号である前記第２拡散変調信号の周波数成分を周波数軸上で逆の順に並び替えることにより、前記逆反転信号を取得する第２取得部と、を備えており、前記平均信号取得部は、前記第１取得部により取得された前記第１拡散変調信号と、前記第２取得部により取得された前記逆反転信号との間の平均を表す平均信号を前記各ビットデータについて取得し、前記復調器は、前記平均信号取得部により取得された平均信号と前記第１対応データとを用いて前記ビットデータを取得するビットデータ取得部で構成されていることが好ましい（請求項４）。
この構成によれば、第１対応データを用いて、ビットデータを予め設定された複数桁の第１拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第１拡散変調符号を第１拡散変調信号として取得する。
また、第２対応データを用いて、ビットデータを、予め設定されており、当該ビットデータに対応する第１拡散変調符号とは周波軸上で周波数成分の順が逆の複数桁の第２拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第２拡散変調符号を第２拡散変調信号として取得する。
そして、各ビットデータについて、第１拡散変調信号と第２拡散変調信号とを送信する。
一方、各ビットデータについて、第１拡散変調信号と第２拡散変調信号とを受信したときには、第１拡散変調信号を取得するとともに、第２拡散変調信号を、当該第２拡散変調信号の周波数成分の順とは周波数軸上で逆の順に並び替えた状態で、第２拡散変調信号を取得する。
ついで、第１拡散変調信号と、周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号との間の平均を表す平均信号、つまり、第１の拡散変調信号に相当する符号を各ビットデータについて取得する。最後に、平均信号、つまり、第１の拡散変調信号と第１対応データとを用いて元のビットデータを取得する。
これにより、伝送路でＳＮ比の小さな周波数帯が存在していても、第１拡散変調信号においてＳＮ比が小さな周波数帯に割り当てられた情報は、第２拡散変調信号では、他の周波数帯に割り当てられるため、平均化処理により情報は補完される。
そのため、伝送路の状態を評価するための専用パケットを送信したり、当該専用パケットにより伝送路状態の評価をしたり、当該評価に応じて通信パラメータを変更する通信シーケンスを実行することなしに、ノイズの影響が少ないデータを取得することができる。
したがって、伝送路を通じてデータを送信するに際し、当該伝送路の状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現できる、低コストの送受信機を提供することができる。
上記構成において、前記第１対応データ及び前記第２対応データを記憶する記憶部をさらに備えており、前記第１拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第１対応データを用いて、前記第１拡散変調信号を取得し、前記第２拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第２対応データを用いて、前記第２拡散変調信号を取得し、前記ビットデータ取得部は、前記記憶部に記憶されている前記第１対応データを用いて、前記ビットデータを取得することが好ましい（請求項５）。
この構成によれば、第１符号データ及び第２対応データは記憶部に予め記憶されており、ビットデータを拡散変調信号に変換したり、拡散変調信号符号をビットデータに戻すことが、記憶部に記憶されている対応データを用いて行われる。
これにより、記憶部に記憶されている対応データを参照するだけで、ビットデータを拡散変調信号に変換したり、拡散変調信号をビットデータに戻すことができるため、処理負担が軽減される。
上記構成において、前記第１拡散変調部により取得される前記第１拡散変調信号、及び、前記第２拡散変調部により取得される前記第２拡散変調信号は、時間領域の拡散変調信号であり、前記送信部は、前記時間領域の第１拡散変調信号及び第２拡散変調信号を送信し、前記受信部は、前記時間領域の第１拡散変調信号及び第２拡散変調信号を受信し、前記第２取得部は、前記時間領域の第２拡散変調信号を周波数領域の拡散変調信号に変換する第１変換部と、前記第１変換部により周波数領域の拡散変調信号に変換された前記第２拡散変調信号の周波数成分を周波数軸上で逆の順に並び替える並び替え部と、前記並び替え部により前記周波数成分が並び替えられた前記第２拡散変調信号を時間領域の拡散変調信号に変換する第２変換部と、を備えることが好ましい（請求項６）。
この構成によれば、時間領域の第１拡散変調信号及び第２拡散変調信号を受信したときに、第１拡散変調信号については時間領域の状態で受け付けるが、第２拡散変調信号については周波数領域の状態に変換し、第２拡散変調信号の周波数成分の順を周波数軸上で逆の順に並び替え、周波数成分が並び替えられた第２拡散変調符号を時間領域の拡散変調信号に変換する。
これにより、第１拡散変調信号を受信したときの状態で取得するとともに、第２拡散変調信号を、当該第２拡散変調信号の周波数成分の順を逆の順に並び替えた状態で、第２拡散変調信号を取得する。
そのため、平均化部が、第１拡散変調信号と、第２拡散変調信号とについて、同じ情報であるが別々の周波数に割り当てられた情報の平均を演算して、情報が平均化された第１拡散変調信号を、各ビットデータについて取得する処理に備える構成を具現化することができる。
上記構成において、前記第１変換部は、時間領域の第２拡散変調信号に対して高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）を施し、前記第２変換部は、前記並び替え部により前記周波数成分が並び替えられた前記第２拡散変調信号である前記逆反転信号に対して逆高速フーリエ変換（Inverse FFT）を施すことが好ましい（請求項７）。
この構成によれば、時間領域の第２拡散変調信号を周波数領域の状態に変換する構成、及び、逆反転信号を時間領域の状態に変換する構成を具現化することができる。
本発明によれば、伝送路を通じてデータを送信するに際し、当該伝送路の状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現できる、低コストの送受信機を提供することができる。
本発明の第１実施形態に係る送受信機を用いて構築された送受信システムの一例を模式的に示した図である。 本発明の第１実施形態に係る送受信機の機能モジュールの一例を示したブロック図である。 第１拡散変調信号、及び、第２拡散変調信号の伝送路への出力態様の一例を示した図である。 第１実施形態に係る送受信機の基本処理の一例を概念的に示した図である。 図４の基本処理により奏される効果を、伝送路ＬのＳＮ特性を用いて説明するための図である。 第２実施形態に係る送受信機の機能モジュールの一例を示したブロック図である。 第１対応データの一例を示した図である。 第２対応データの一例を示した図である。 第２対応データの一例を示した図である。 第２対応データの一例を示した図である。 第１拡散変調信号、及び、第２拡散変調信号の伝送路への出力態様の一例を示した図である。 第２実施形態に係る送受信機の基本処理の一例を概念的に示した図である。 図１２の基本処理により奏される効果を、伝送路ＬのＳＮ特性を用いて説明するための図である。
以下、本発明に係る実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符合を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。
以下に示す第１及び第２実施形態では、インターリーブ処理や、エラー訂正処理が省略されているが、これらの処理が行われても、本発明の本質に影響を与えるものではない。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る送受信機を用いて構築された送受信システムの一例を模式的に示した図である。
図１に示されるように、当該送受信システムは、複数の送受信機Ａが組み合わされて構成されている。このシステムでは、複数の送受信機Ａが相互に伝送線Ｌを通じて接続されている。当該システムでは、或る送受信機Ａから宛先となる送受信機を指定して、伝送線Ｌを通じてデータを伝送することができる構成とされている。
図２は、第１実施形態に係る送受信機の機能モジュールの一例を示したブロック図である。送受信機Ａは、図２に示されるように、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などで構成され送受信機Ａを統括的に制御する制御回路１００、送信ブロック（送信部）１、及び、受信ブロック（受信部）２を備えている。
送信ブロック１は、変調器１０、拡散器１１、第１符号系列出力回路１２、第２符号系列出力回路１３、複数桁の第１符号系列ｃｎ、及び、複数桁の第２符号系列ｃｎ’を予め記憶した記憶部１４、セレクタ１５、オーバーサンプル回路１６０及びフィルタ１６１を有する波形整形回路１６、デジタルアナログ変換回路１７、及び、アナログフロントエンド回路１８を備える。
この送信ブロック１では、拡散器１１及びセレクタ１５が、第１拡散変調部及び第２拡散変調部を構成している。また、拡散器１１及び第２符号系列出力回路１３が、周波数成分反転手段を構成している。
また、受信ブロック２は、アナログフロントエンド回路２０、アナログデジタル変換回路２１、ダウンサンプル回路２２０及びフィルタ２２１を有する波形整形回路２２、同期回路（分離部）２３、逆拡散器２４、第１符号系列出力回路２５、第３符号系列出力回路２６、第１符号系列ｃｎ、及び、第２符号系列ｃｎ’とは複素共役な複数桁の第３符号系列ｃｎ’＊を予め記憶した記憶部２７、セレクタ２８、平均化回路（平均信号取得部）２９、等化器３０、及び、復調器３１を備える。
この受信ブロック２では、逆拡散器２４及びセレクタ２８が、第１狭帯域データ取得部及び第２狭帯域データ取得部を構成している。また、逆拡散器２４及び第３符号系列出力回路２６が、周波数逆反転手段を構成している。
以下、送受信機Ａの構成要素の各々の機能を説明する。送信ブロック１において、変調器１０は、データのビット列の入力を受け付けて、予め定められた狭帯域変調方式で変調することにより、変調後のデータのビット列を表す狭帯域変調信号ｘｉ（但し、０≦ｉ≦ｎ）を得る。
変調器１０は、例えば、データをＢＰＳＫ（Binary phase-shift keying）で変調する。これにより、変調器１０から、１ビットの狭帯域変調データが順次出力される。この狭帯域変調データは実軸成分のみからなるため、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ信号の形で出力される。
拡散器１１は、変調器１０から順次出力される狭帯域変調信号ｘｉを受け付け、各狭帯域変調信号ｘｉを拡散変調して、広帯域の周波数帯に拡散させる。このような拡散器１１による拡散変調のために、記憶部１４には、第１符号系列ｃｎ及び第２符号系列ｃｎ’が予め記憶されている。
第１符号系列ｃｎは、例えば、以下の式（１）のような時間領域の符号系列として表すことができる。
ｃｎ＝［１ −１ １ １ −１ １ １ １ −１ −１ −１ −１］・・・（１）
但し、ｎは時間のインデックスを示している。
式（１）に表される第１符号系列ｃｎは、以下の式（２）のように「１」又は「−１」からなる複数の桁が並んでいる。
ｃｎ＝［ｃ０，ｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４、・・・、ｃ１０、ｃ１１］・・・（２）
第２符号系列ｃｎ’は、各狭帯域変調信号ｘｉを、第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調したときに得られる複数桁の拡散変調符号（第２拡散変調符号）の各桁が、当該狭帯域変調信号ｘｉを、第１符号系列ｃｎを用いて拡散変調したときに得られる拡散変調符号（第１拡散変調符号）の各桁とは周波数の順が逆の順の拡散変調符号（第２拡散変調符号）が得られる符号系列である。
このような第２符号系列ｃｎ’は、例えば、以下の式（３）のような時間領域の符号系列として表すことができる。
ｃｎ’＝［１（−０．８６６０＋０．５ｉ）（−０．５＋０．８６６１ｉ）ｉ（０．５＋０．８６６０ｉ）（−０．８６６０−０．５ｉ）−１（−０．８６００＋０．５ｉ）（０．５−０．８６６０ｉ）ｉ（０．５＋０．８６６０ｉ）（−０．８６６０−０．５ｉ）］・・・（３）
但し、ｎは時間のインデックスを示している。また、iは虚数単位を示す。
ここにおいて、式（１）で表される第１符号系列ｃｎ、及び、式（３）で表される第２符号系列ｃｎ’は、それぞれ、狭帯域変調されたデータである狭帯域変調データを拡散変調して１２桁の拡散変調符号を拡散変調信号として取得する場合の符号系列である。
式（１）で表される第１符号系列ｃｎ、及び、式（２）で表される第２符号系列ｃｎ’は、それぞれ、以下のようにして取得することができる。まず、第１符号系列ｃｎについて説明する。
ＩＥＥＥ規格８０２．１１ｂには、［1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1］で表される１１桁のバーカー符号が記述されている。このような１１桁のバーカー符号の最終桁として「−１」を加えると、式（１）で表される１２桁の第１符号系列ｃｎを取得することができる。
次に、式（３）で表される第２符号系列ｃｎ’は、例えば、式（１）で表される第１符号系列ｃｎから取得することができる。
式（１）で表される第１符号系列ｃｎは、時間領域の符号系列である。そのため、第１符号系列ｃｎに離散フーリエ変換（discrete Fourier transform）を施すと、当該第１符号系列ｃｎは、以下の式（４）のように周波数領域の形Ｃｋで表される。
但し、ｋは周波数インデックスを示している。
また、式（４）は、以下の式（５）の形でも表すことができる。
Ｃｋ＝［０（−２．４６４１−３．７３２１ｉ）（３−１．７３２１ｉ）（−２＋２ｉ）（３．００００＋１．７３２１ｉ）（４．４６４１−０．２６７９ｉ）０（４．４６４１＋０．２６７９ｉ）（３−１．７３２１ｉ）（−２−２ｉ）（３＋１．７３２１ｉ）（−２．４６４１＋３．７３２１ｉ）］・・・（５）
一方で、第２符号系列ｃｎ’は、以下のようにして取得することができる。第２符号系列ｃｎ’を用いて、或る狭帯域変調データを拡散変調したときに得られる拡散変調信号の周波数成分を表す第２符号系列ｃｎ’の周波数成分Ｃｋ’の各桁の順(インデックス)は、当該狭帯域変調データを第１符号系列ｃｎを用いて拡散変調したときに得られる拡散変調信号の周波数成分を表す第１符号系列ｃｎ’の周波数成分Ｃｋの各桁の順（インデックス）とは逆の順となることが必要である。
そのため、式（４）で表される第１符号系列ｃｎにおいて、各桁の周波数インデックスｋを１２−ｋ’に置き換える。つまり、ｋ＝１２−ｋ’の関係式が満たされるようにする。すると、以下の式（６）が得られる。
但し、ｊは虚数単位を示している。
次に、第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調すべき狭帯域変調データは時間領域の信号であるため、式（６）で表されるＣｋ’に、離散逆フーリエ逆変換（inverse discrete Fourier transform）を施す。すると、以下の式（７）のように、時間領域の第２符号系列ｃｎ’が得られる。
このような式（７）を変形すると、第２符号系列ｃｎ’が、先述した式（３）の形で表されることとなる。
以上のように、式（３）で表される第２符号系列ｃｎ’は、第１符号系列ｃｎが周波数領域の形で表された状態で周波数インデックスｋを、１２−ｋ’に置き換え、さらに、時間領域の形で表すことにより取得される。
これにより、第２符号系列ｃｎ’を用いて狭帯域変調データｘｉを拡散変調したときに、第１符号系列ｃｎを用いて狭帯域変調データｘｉを拡散変調したときに取得される拡散変調信号（第１拡散変調信号α；第１変調信号）の各桁の周波数成分を表すＣｋとは、周波数インデックスの順が逆の順である複数桁の拡散変調信号（第２拡散変調信号β；第２変調信号）を取得することができる。
送受信機Ａにおいて、第１符号系列出力回路１２は、記憶部１４に記憶されている第１符号系列ｃｎを読み込んでセレクタ１５へ向けて出力する。また、第２符号系列出力回路１３は、記憶部１４に記憶されている第２符号系列ｃｎ’を読み込んでセレクタ１５へ向けて出力する。
セレクタ１５は、接点ａ及びｂを備えており、第１符号系列出力回路１２により出力された第１符号系列ｃｎを拡散器１５に向けて出力する際には接点ａ閉じの状態となり、第２符号系列出力回路１３により出力される第２符号系列ｃｎ’を拡散器１５に向けて出力する際には接点ｂ閉じの状態となる。
このセレクタ１２は、制御回路１００から出力される切り替え信号により接点ａと接点ｂとの間で切り替えられるよう構成されている。
波形整形回路１６は、第１拡散変調信号α、及び、第２拡散変調信号βの波形整形を行う。波形整形回路１６では、オーバーサンプル回路１６０が、デジタルアナログ変換回路１７によって用いられるサンプリング周波数の少なくとも２倍以上のサンプリング周波数を用いて、第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βのサンプリングを行い、所定の間引き処理や補完処理を行う。
また、波形整形回路１６では、フィルタ１６１がローパスフィルタとして設けられており、このフィルタ１６１は、一定の周波数よりも小さな成分のみを通過させて、第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βに混入しているオーバーサンプルによるイメージ成分（帯域外の不要成分）を除去する。
デジタルアナログ変換回路１７は、デジタル信号として入力される第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βをアナログ信号の形に変換する。アナログフロントエンド回路１８は、アナログ信号の形とされた第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βの波形整形及び増幅を行う。このように、アナログフロントエンド回路１８により波形整形が施された第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βは、伝送路Ｌへ送信される。
また、受信ブロック２において、アナログフロントエンド回路２０は、伝送路Ｌを通じて送信されてきた第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βを受信し、当該第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βの波形整形及び増幅を行う。アナログデジタル変換回路２１は、アナログ信号の形で入力された第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βをデジタル信号の形に変換する。
波形整形回路２２は、デジタル信号の形に変換された第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βの波形整形を行う。波形整形回路２２では、ダウンサンプルフィルタ２２０は、アナログデジタル変換回路２１によりオーバーサンプリングされた第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βをデシメーションする。フィルタ２２１は、ローパスフィルタで構成されており、伝送途中に第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βに混入した帯域外の不要成分（帯域外に存在する妨害波などのノイズ）を除去する。
同期回路２３は、パケット（フレーム）の先頭部分を同定すると共に、第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βの各々の先頭部分を同定すると共に、タイミング信号を生成して制御回路１００に向けて出力する。
制御回路１００は、同期回路２３からタイミング信号を受け付ける毎に、セレクタ２８の状態を接点ａ閉じと接点ｂ閉じとの間で交互に切り換える。これにより、逆拡散器２４には、第１拡散変調信号αがデジタル信号の形に変換されたときに、当該第１拡散変調データαを逆拡散して第１狭帯域変調信号ｘｒｉとするための第１符号系列ｃｎが入力され、第２拡散変調データβがデジタル信号の形に変換されたときに、当該第２拡散変調データβを逆拡散して第２狭帯域変調信号ｘｒｉ’とするための第３符号系列ｃｎ’＊が入力される。
逆拡散器２４は、第１拡散変調信号αを、第１符号系列ｃｎを用いて逆拡散して第１狭帯域変調信号ｘｒｉを元の狭帯域変調データとして取得する。また、逆拡散器２４は、第２拡散変調信号βを、第３符号系列ｃｎ’＊を用いて逆拡散して第２狭帯域変調信号ｘｒｉ’を元の狭帯域変調データとして取得する。
ここにおいて、第３符号系列ｃｎ’＊は、先述したように、第２符号系列ｃｎ’とは複素共役な符号系列である。これにより、逆拡散器２４は、第３符号系列ｃｎ’＊を用いて、第２拡散変調信号βを、当該第２拡散変調信号βの各桁の周波数成分の周波数の順が、第１拡散変調信号αの各桁の周波数成分の周波数の順と同じ順に並び替えられるように逆拡散して、元の狭帯域変調信号を取得する。
第１符号系列出力回路２５は、記憶部２７に記憶されている第１符号系列ｃｎを読み込んでセレクタ１５へ向けて出力する。また、第３符号系列出力回路２６は、記憶部１４に記憶されている第３符号系列ｃｎ’＊を読み込んでセレクタ１５へ向けて出力する。
セレクタ２８は、制御回路１００の制御により、接点ａ閉じの状態と接点ｂ閉じの状態との間で切り換えられる。このセレクタ２８は、第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βの各々が、それぞれ、アナログ信号の形からデジタル信号の形に変換されたときに、接点ａ閉じの状態と接点ｂ閉じの状態との間で切り換えられる。
平均化回路（平均化部）２９は、各狭帯域変調データについて、第１狭帯域変調信号ｘｒｉと第２狭帯域変調データｘｒｉ’との間の平均を表す平均信号を取得する。平均化回路２９は、例えば、第１狭帯域変調信号ｘｒｉの信号レベルと、第２狭帯域変調信号ｘｒｉ’の信号レベルとを加算して得られた信号レベルを２で除算する。
等化器３０は、平均化回路２９により得られた平均信号を、予め設定された等化係数で等化処理を行う。復調部３０は、等化処理された平均信号を、変調器１０における変調方式に対応する復調方式で復調する。
このような構成の送受信機Ａは、例えば、以下の基本処理を行う。
（送信側となったときの処理）
以下に、データの送信処理の概要を、図２を用いて説明する。
変調器１０により変調されるデータとしては、例えば、映像、音声などの情報をビット化したものが挙げられ、当該データは変調器１０に入力される。変調器１０は、例えば、先述したようにＢＰＳＫで当該データを変調するよう構成されており、データをなすビット列をＩＱ複素平面上にマッピングする。ここにおいて、ＢＰＳＫの場合には実軸成分しか持たないため、マッピングされた信号は、先述したように、Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ信号である。このようなＩｎ−Ｐｈａｓｅ信号が狭帯域変調信号ｘｉとして拡散器１１に出力される。
第１符号系列出力回路１２と第２符号系列出力回路１３とは、拡散器１１との間の接続がセレクタ１５により交互に切り換えられる。これにより、第１符号系列ｃｎと第２符号系列ｃｎ’とが交互に拡散器１１に出力される。
拡散器１１には、セレクタ１５から第１符号系列ｃｎと第２符号系列ｃｎ’とが交互に出力されてくるので、拡散器１１は、先述したＩｎ−Ｐｈａｓｅ信号、つまり、狭帯域変調信号ｘｉを１個受け付ける毎に、当該１個の狭帯域変調信号ｘｉに、第１符号系列ｃｎと第２符号系列ｃｎ’とを交互に乗算する。
これにより、拡散器１１により第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βが得られる。
これらの信号は、オーバーサンプル回路１６０により、デジタルアナログ変換回路１７によって用いられるサンプル数の少なくとも２倍以上のオーバーサンプリングが施され、その後、フィルタ１６１により所定のフィルタリング処理が施されて、適切な波形整形が施される。その後、これらの信号がデジタルアナログ変換回路１７に出力される。
その結果、これらの信号がデジタルアナログ変換回路１７によりアナログ信号の形で出力される。
デジタルアナログ変換回路１７より出力された信号は、アナログフロントエンド回路１８により適切なアナログ信号処理が施され、媒体、つまり、信号線Ｌ上に出力される。
本実施形態では、媒体として有線を用いており、有線の媒体において端末、つまり、送受信機Ａが開放端であった場合には、伝達特性に深いノッチが形成される（例えば図５（ａ）参照）。その場合、媒体を介して送信される信号の信号レベルが減衰する。
次に、データの送信処理の具体例について、図２及び図３を用いて説明する。以下の説明において、初期状態とは、セレクタ１５及びセレクタ２８の双方を接点ａ閉じにした状態のことを表す。
送受信機Ａは、例えば、以下のデータ送信処理を行う。すなわち、初期状態を保持している送受信機Ａにおいて、送信先の送受信機を指定したデータの伝送指示があったときには、変調器１０は、データを変調して狭帯域変調信号ｘｉを順次取得し、取得した狭帯域変調信号ｘｉを１個ずつ拡散器１１に向けて出力する。
拡散器１１は、まず、送信先の送受信機Ａを指定したデータの伝送指示があった後、最初に変調器１０により取得された狭帯域変調信号ｘｉを受け付けて保持する。セレクタ１５は、初期状態では接点ａ閉じの状態とされているため、拡散器１１には、第１符号系列出力回路１２からの第１符号系列ｃｎが入力される。
これにより、拡散器１１は、送信先の送受信機Ａを指定したデータの伝送指示があった後、最初に変調器１０により取得された狭帯域変調信号ｘｉを、第１符号系列ｃｎを用いて拡散変調して、複数桁の第１拡散変調データを取得する。そして、拡散器１１は、取得した第１拡散変調信号αを波形整形回路１６へ向けて出力する。
セレクタ１５は、第１拡散変調信号αが拡散器１１から波形整形回路１６へ向けて出力され終わったときに、接点ｂ閉じの状態とされる。そのため、拡散器１１には、第２符号系列出力回路１３からの第２符号系列ｃｎ’が入力される。これにより、拡散器１１は、当該拡散器１１に保持された狭帯域変調信号ｘｉを、第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調して、複数桁の第２拡散変調信号βを取得する。そして、拡散器１１は、取得した第２拡散変調信号βを波形整形回路１６へ向けて出力する。
セレクタ１５は、第２拡散変調信号βが、拡散器１１から波形整形回路１６へ向けて出力され終わったときに、接点ａ閉じの状態とされる。
その後、拡散器１１は、以下の処理を、変調器１０からの狭帯域変調信号ｘｉの出力が終了するまで、各狭帯域変調信号ｘｉについて繰り返す。すなわち、拡散器１１は、変調器１０から出力された狭帯域変調信号ｘｉを１個ずつ保持する。
セレクタ１５は、第２拡散変調信号βが、拡散器１１から波形整形回路１６へ向けて出力され終わったときに、接点ａ閉じの状態とされるため、拡散器１１は、当該拡散器１１に保持されている狭帯域変調信号ｘｉを、第１符号系列ｃｎを用いて拡散変調して第１拡散変調信号αを取得して、波形整形回路１６に向けて出力する。
その後、拡散器１１には、接点ｂ閉じの状態に切り替わっているセレクタ１５を通じて第２符号系列ｃｎ’が入力されるため、拡散器１１は、当該拡散器１１に保持されている狭帯域変調信号ｘｉを、第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調して第２拡散変調信号βを取得して、波形整形回路１６に向けて出力する。
以上により、拡散器１１からは、第１拡散変調信号αと第２拡散変調信号βとが交互に出力されることになる。そのため、伝送路Ｌには、波形整形、デジタル信号の形への変換、及び、増幅が行われた状態の第１拡散変調信号αと第２拡散変調信号βとが交互に出力される。
図３は、第１拡散変調信号α、及び、第２拡散変調信号βの伝送路Ｌへの出力態様の一例を示した図である。
図３において、ｃ０、ｃ１、及びｃｎは、第１符号系列ｃｎの各桁を示し、ｃ０’、ｃ１’、及びｃｎ’は、第２符号系列ｃｎ’の各桁を示している。
第１符号系列ｃｎは、当該第１符号系列ｃｎの各桁を狭帯域変調信号ｘｉ（１または−１）に乗算したときに、当該第１符号系列ｃｎの各桁の周波数成分ＣｋがＣ０からＣｎ−１の順にインデックスが大きくなる複数桁の拡散変調信号が第１拡散変調信号αとして得られるように設定された符号系列である。
一方、第２符号系列ｃｎ’は、当該第２符号系列ｃｎ’の各桁を狭帯域変調信号ｘｉに乗算したときに、当該第２符号系列ｃｎ’の各桁の周波数成分Ｃｋ’がＣｋ−１からＣ０の順にインデックスが小さくなる複数桁の拡散変調信号が第２拡散変調信号βとして得られるように設定された符号系列である。
図３に示すように、アナログフロントエンド１８から伝送路Ｌへは、時間の経過に伴って、狭帯域変調信号ｘ０を、［ｃ０ｘ０，ｃ１ｘ０，・・・ｃｎｘ０］の形で表す第１拡散変調信号α０、狭帯域変調信号ｘ０を、［ｃ０’ｘ０，ｃ１’ｘ０，・・・ｃｎ’ｘ０］の形で表す第２拡散変調信号β０、狭帯域変調信号ｘ１を、［ｃ０ｘ１，ｃ１ｘ１，・・・ｃｎｘ１］の形で表す第１拡散変調信号α１、及び、狭帯域変調信号ｘ１を、［ｃ０’ｘ１，ｃ１’ｘ１，・・・ｃｎ’ｘ１］の形で表す第２拡散変調信号β１が順次出力される。
そして、最終的には、狭帯域変調信号ｘｎを、［ｃ０ｘｎ，ｃ１ｘｎ，・・・ｃｎｘｎ］の形で表す第１拡散変調信号αｎ、及び、狭帯域変調信号ｘｎを、［ｃ０’ｘｎ，ｃ１’ｘｎ，・・・ｃｎ’ｘｎ］の形で表す第２拡散変調信号βｎが順次出力される。
（受信側となったときの処理）
以下に、データの受信処理の概要を、図２を用いて説明する。
信号レベルが減衰した信号はアナログフロントエンド回路２０により適切なアナログ信号処理により増幅、フィルタリングなどが施された後、アナログデジタル変換回路２１によりデジタル信号の形に変換される。
同期回路２３は同期タイミングを生成する。アナログデジタル変換回路２１によりオーバーサンプルされた信号は、ダウンサンプル回路２２０によりデシメーションされ、その後、フィルタ２２１によりフィルタリングされる。これにより、適切なデジタル信号が得られる。
当該デジタル信号は逆変換器２４に入力される。そして、同期回路２３により生成された同期タイミングに従って、逆拡散器２４により用いられる逆拡散系列が切り換えられる。
第１符号系列ｃｎに対する逆拡散系列は第１符号系列ｃｎそのものであり、受信した信号に対して、送信ブロックＡで掛け合わされた順番と同じ順番で乗算することにより、第１狭帯域変調信号ｘｒｉが、送信側となった送受信機Ａから送信された狭帯域変調信号として復調される。
一方で、第２符号系列ｃｎ’に対する逆拡散系列は、第２符号系列ｃｎ’の複素共役である。つまり、第２符号系列ｃｎ’に対する逆拡散系列は、第３符号系列ｃｎ’＊である。このような第２符号系列ｃｎ’に対する逆拡散系列である第３符号系列ｃｎ’＊を、受信した信号に対して、送信ブロックＡで掛け合わされた順番と同じ順番で乗算することにより、第２狭帯域変調信号ｘｒｉ’が、送信側となった送受信機Ａから送信された狭帯域変調信号として復調される。
復調された狭帯域変調信号、つまり、第１狭帯域変調信号ｘｒｉ及び第２狭帯域変調信号ｘｒｉ’は平均化回路２９に入力され、平均化される。平均化された狭帯域変調信号は、等化器３０において、あらかじめ既知信号の送受信で決定された等化係数によって等化処理を受け、復調器３１に入力される。本実施形態では、変調方式としてＢＰＳＫを用いているため、１、−１の尤度判定により、情報ビット、つまり、データ（ビット列）が復元される。
次に、データの受信処理の具体例について、図１及び図３を用いて説明する。初期状態の送受信機Ａが、送信元の送受信機Ａから、第１拡散変調信号α０を受信したときには、アナログフロントエンド回路２０、アナログデジタル変換回路２１、及び、波形整形回路２２により波形整形及びデジタル信号の形への変換が施された第１拡散変調信号α０（図３参照）が逆拡散器２４に入力される。
セレクタ２８は、初期状態では接点ａ閉じの状態とされている。これにより、逆拡散器２８には、第１符号系列出力回路２５からの第１符号系列ｃｎが入力される。そのため、逆拡散器２８は、入力された第１拡散変調信号α０を、第１符号系列ｃｎを用いて逆拡散して、第１狭帯域変調信号ｘｒ０を取得する。
次に、送受信機Ａは、送信元の送受信機Ａから、第２拡散変調信号β０（図３参照）を受け付ける。第２拡散変調信号β０は、アナログフロントエンド回路２０、アナログデジタル変換回路２１、及び、波形整形回路２２により波形整形及びデジタル信号の形への変換が施されて、逆拡散器２４に入力される。
セレクタ２８は、第２拡散変調信号βがデジタル信号の形への変換が施されたときに、制御回路１００の制御を受けて、接点ｂ閉じの状態に切り換えられる。これにより、逆拡散器２４は、セレクタ２８を通じて入力された第２拡散変調信号β０を、第３符号系列ｃｎ’＊を用いて逆拡散して、第２狭帯域変調信号ｘｒ０’を取得する。
その後、送受信機Ａには、第１拡散変調信号α１、第２拡散変調信号β１、第１拡散変調信号αｎ、及び、第２拡散変調信号βｎが順次入力されるので、逆拡散器２４は、上記と同様の処理を行う。
これにより、逆拡散器２４は、第１拡散変調信号α１を逆拡散して狭帯域変調信号ｘｒ１を取得する。次に、逆拡散器２４は、第２拡散変調信号β１を逆拡散して狭帯域変調信号ｘｒ１’を取得する。
最後に、逆拡散器２４は、第１拡散変調信号αｎを逆拡散して狭帯域変調信号ｘｒｎを取得し、第２拡散変調信号βｎを逆拡散して狭帯域変調信号ｘｒｎ’を取得する。
以上のように、逆拡散器２４により、狭帯域変調データが、狭帯域変調データｘｒ０、狭帯域変調データｘｒ０’、狭帯域変調データｘｒ１、狭帯域変調データｘｒ１’、狭帯域変調データｘｒｎ、狭帯域変調データｘｒｎ’の順に取得される。
尚、以下の説明において、狭帯域変調受信データｘｒ０、ｘｒ１、・・・、ｘｒｎを狭帯域変調受信データｘｒｉ（但し、０≦ｉ≦ｎ）とする。一方で、狭帯域変調受信データｘｒ０’、ｘｒ１’、・・・、ｘｒｎ’を狭帯域変調受信データｘｒｉ’（但し、０≦ｉ≦ｎ）とする。
平均化回路２９は、逆拡散器２４により取得された狭帯域変調信号ｘｒｉ及び狭帯域変調データｘｒｉ’を受け付けて、両者の平均である平均信号（図２では、「（ｘｒｉ＋ｘｒｉ’）／２」で表されている）を取得する。この平均信号が、等化器３０による等化処理がされた後、復調器３１により復調される。これにより、送信元の送受信機Ａより受け付けたビット列が復元される。
以上の送受信機Ａの基本処理についてさらに説明する。図４は、送受信機Ａの基本処理の一例を概念的に示した図である。図５は、図４の基本処理により奏される効果を、伝送路ＬのＳＮ特性を用いて説明するための図である。
尚、図５において、ｆ０〜ｆ１１はそれぞれ伝送路Ｌ上を伝送される信号が持つ周波数を識別するための周波数識別情報を表しており、ｆ０からｆ１１の順に周波数が大きくなるものとする。
図４に示すように、狭帯域変調信号ｘｉが、第１符号系列ｃｎを用いて拡散処理されて、図４の（１）に示される第１拡散変調信号αが得られる。第１拡散変調信号αの周波数スペクトラムが、図５（ａ）で示されている。
先述したように、第１符号系列ｃｎは、当該第１符号系列ｃｎの各桁を狭帯域変調信号ｘｉに乗算したときに得られる第１拡散変調信号αの各桁の周波数成分である、第１符号系列ｃｎの周波数成分ＣｋがＣ０からＣｎの順にインデックスが大きくなる符号系列である。
そのため、図５（ａ）に示すように、第１拡散変調信号αの各桁の周波数成分Ｃ０〜Ｃ１１の各々において、Ｃ０が最小の周波数ｆ０を有し、Ｃ１１に向かって周波数が大きくなる。
そして、伝送路Ｌの状態が反映された伝達関数により、各桁のＳＮ比が、例えば、周波数ｆ４で低下して谷となっている。
一方で、第２符号系列ｃｎ’は、当該第２符号系列ｃｎ’の各桁を狭帯域変調信号ｘｉに乗算したときに得られる第２拡散変調信号βの各桁の周波数成分である、第２符号系列ｃｎ’の周波数成分Ｃｋ’がＣｎ-1からＣ０の順にインデックスが大きくなる符号系列である。
狭帯域変調信号ｘｉが、第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調されて、図４の（２）に示される第２拡散変調信号βが得られる。第２拡散変調信号βの周波数スペクトラムが、図５（ｂ）で示されている。この第２拡散変調信号βは、第１拡散変調信号αと同様に、伝送路Ｌの状態が反映された伝達関数により、各桁のＳＮ比が、周波数ｆ４で低下して谷となっている。
先述したように、第２符号系列ｃｎ’は、当該第２符号系列ｃｎ’の各桁を狭帯域変調信号ｘｉに乗算したときに得られる第２拡散変調信号βの周波数成分が、Ｃ０で最大の周波数を有し、Ｃｎに向かうにつれて周波数が小さくなる符号系列である。
そのため、図５（ｂ）に示すように、第２拡散変調信号βの周波数成分Ｃ１１〜Ｃ０の各々は、Ｃ０が最大の周波数ｆ１１を有し、Ｃ１１に向かって周波数が小さくなる。
以上のように、狭帯域変調信号ｘｉを第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調したときには、狭帯域変調信号ｘｉを第１符号系列ｃｎを用いて拡散変調したときに取得される第１拡散変調信号αの周波数成分が反転した第２拡散変調信号βが得られる。
そうすると、第１拡散変調信号αと第２拡散変調信号βとは、同じ伝送路Ｌによって伝送されるため、ＳＮ比の低下度合いは同じとなる。
例えば、第１拡散変調信号αのＳＮ比の谷がｆ４であれば、第２拡散変調信号βのＳＮ比の谷もｆ４となる。ところが第１拡散変調信号αでｆ４に割り当てた周波数成分はＣ４であるのに対し、第２拡散変調信号βでｆ４に割り当てた周波数成分はＣ７となる。
第１拡散変調信号αは、第１符号系列ｃｎにより逆拡散される。これにより、図４の（４）に示すように、拡散変調が施される前の元の狭帯域変調信号ｘｉに相当する第１狭帯域変調信号ｘｒｉが得られる。
第２拡散変調信号βは、第２符号系列ｃｎ’とは複素共役な第３符号系列ｃｎ’＊により、逆拡散される。逆拡散後に得られた信号は図５（ｂ）に示すように、成分Ｃ７の振幅が落ち込んだ信号として得られるが、図５（ａ）との比較をわかりやすくするため、第２拡散変調信号βの受信後の周波数成分を周波数インデックスが小さいほうから大きいほうへ並べなおすと、図５（ｃ）に示すようになる。狭帯域変調信号ｘｒｉ’（例えば、図４の（３）参照）はこのように、狭帯域変調信号ｘｒｉの有する周波数成分の振幅情報を周波数軸上で反転した周波数成分を有する信号となっている。
このような狭帯域変調信号ｘｒｉ’は、狭帯域変調データｘｒｉとともに平均化回路２９に入力されて平均化処理が施される。
すなわち、平均化回路２９により、狭帯域変調信号ｘｒｉの信号レベルと、狭帯域変調信号ｘｒｉ’の信号レベルとの間の平均である信号レベルが平均信号（例えば、図４の（５）参照）として取得される。
図５（ｄ）は、平均化回路２９が、狭帯域変調信号ｘｒｉの信号レベルと、狭帯域変調信号ｘｒｉ’の信号レベルとの間の平均信号を取得することにより奏される効果を説明するための図である。
狭帯域変調信号ｘｉは、先述したように、第１符号系列ｃｎを用いて拡散変調されることにより、周波数成分Ｃ０〜Ｃ１１を有する第１拡散変調信号αとされる。また、狭帯域変調信号ｘｉは、先述したように、第２符号系列ｃｎ’を用いて拡散変調されることにより、周波数成分が反転したＣ１１〜Ｃ０を有する第２拡散変調信号βとされる。
そのため、狭帯域変調信号ｘｉは、第１拡散変調信号αの場合、周波数が小さいほうから周波数成分Ｃ０〜Ｃ１１を有する状態で、一方、第２拡散変調信号βの場合、周波数が小さいほうから周波数成分Ｃ１１〜Ｃ０を有する状態で、伝送路Ｌに出力されることとなる。
平均化回路２９が狭帯域変調信号ｘｒｉと狭帯域変調信号ｘｒｉ’との間の平均信号を取得すると、図５（ｄ）における太い実線で示すように、狭帯域変調信号について、第１拡散変調信号αの或る周波数成分として伝送路Ｌ上を伝送された部分と、当該部分と同じ部分であって第２拡散変調信号βの各周波数成分のうち当該第１拡散変調信号αの周波数成分とは異なる周波数成分として伝送された部分と、の間の平均が取得される。
これにより、図５（ａ）に示すように、周波数識別情報ｆ１〜ｆ７で表される周波数の帯域で生じているノッチにより、狭帯域変調信号において、第１拡散変調信号αの周波数成分Ｃ１〜Ｃ７としてｆ１〜ｆ７の周波数帯に拡散されて伝送される部分の信号レベルが減衰しても、当該部分は、図５（ｂ）に示すように、第２拡散変調信号βの周波数成分Ｃ７〜Ｃ１として、ノッチ帯域の幅がｆ１〜ｆ７よりも小さなｆ４〜ｆ１０の周波数帯に拡散されて伝送される。
そして、狭帯域変調信号について、第１拡散変調信号αの周波数成分Ｃ１〜Ｃ７として伝送路Ｌを伝送された部分の信号レベルが、第２拡散変調信号βの桁Ｃ７〜Ｃ１ として伝送された部分の信号レベルとの間で平均化される。
これにより、狭帯域変調信号について、伝送路Ｌにおいて生じたノッチにより、ノッチが生じている周波数帯に拡散された部分は、他の周波数帯に拡散された当該部分の信号レベルにより補完される。
そのため、伝送路Ｌを通じてデータを送信するに際し、当該伝送路Ｌの状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現することができる。
以下、第１実施形態に係る送受信機Ａの効果を、計算式を用いて説明する。
ここで、変調データｘｉは１、−１のＤＢＰＳＫ変調信号であるとしているので、拡散後データｃｉｘｉは−ｃｉあるいは＋ｃｉとなる。簡単のため、ここでは＋符号のデータの場合であるとする。また、受信データに与えられる歪は符号に乗算され、ひずみを受けた受信データを拡散符号の記号を変形して、ｃｎｒと表す。
ｃｎｒはｃｎの受信信号であり、ｃｎｒ’はｃｎ’の受信信号である。
まず、第１拡散変調信号αが第１拡散系列ｃｎで逆拡散されることにより得られた信号Ｓ１は、以下の式（８）のように表すことができる。
但し、フーリエ変換を用いる都合により、ｃｎは実数データであるが、受信側で乗算する逆拡散符号は共役複素数表示ｃｎ＊とする。
そして、ｃｎ＊及びｃｎｒは、それぞれ、以下の式（９）、（１０）のように表すことができる。
したがって、Ｓ１は、式（１１）のように表される。
そして、式（１１）では、ｋｋ＝ｋのときに、実数が得られるため、ｋｋをｋに置き換える。式（１１）において、ｋｋをｋに置き換えると、以下の式（１２）のようになる。
その一方で、第１拡散変調信号αから信号Ｓ１を取得する上記処理と同様の処理を行うことにより、以下の式（１３）の形で表される信号Ｓ２が取得される。信号Ｓ２は、第２拡散変調信号βが第３拡散変調符号ｃｎ’＊で逆拡散されて取得された信号である。
但し、ｃｎ’ｒは伝送路Ｌを通じて送受信機Ａに流れてきた後の第２拡散変調信号βを示す。
そして、式（１２）で表される信号Ｓ１と、式（１３）で表される信号Ｓ２とを加算すると、以下の式（１４）が得られる。
ここで、Ｃｋ’＝ＣＮ−ｋである（但し、Ｎは第１符号系列ｃｎ及び第２符号系列ｃｎ’の桁数）。また、第１拡散変調信号α及び第２拡散変調信号βは、同じ伝送路Ｌ上を通るため、受ける利得は同じである。そのため、ｇｋ’＝ｇｋである。
これにより、以下の式（１５）が得られる。
そして、式（１５）の両辺を２で除算すると、信号Ｓ１と信号Ｓ２との間の平均信号を取得することができる。
式（１５）より、狭帯域変調信号について、第１拡散変調信号αの各桁において、周波数のインデックスがｋである桁Ｃｋとして伝送路Ｌを伝送された部分の信号レベルが、当該部分と同じ部分であって、周波数のインデックスがＮ−ｋである桁ＳＮ−ｋとして伝送路Ｌを伝送された部分の信号レベルにより補完されることが判る。
これにより、図７に示すように、狭帯域変調信号について、図７に示すようにノッチで大きく減衰していた部分は比較的ＳＮ比の大きな周波数の部分と平均化されるため、互いに異なる周波数に拡散された部分のＳＮ比が向上する。
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態に係る送受信機について、図６〜図１３を用いて説明する。本発明の第２実施形態に係る送受信機Ｂは、第１対応データ３２Ａ及び第２対応データ３２Ｂを記憶した記憶部３２、平均化回路（平均信号取得部）２９Ａ、第１拡散変調部３０、第２拡散変調部３１、セレクタ３３、ＦＦＴ回路（第１変換部）３４、並び替え部３５、ＩＦＦＴ回路（第２変換部）３６、セレクタ３７、データ取得部３８、及び、第１対応データ３２Ａを記憶した記憶部４１を備えた点が、第１実施形態に係る送受信機Ａとは異なる。
その他の構成については、第１実施形態に係る送受信機Ａと同一であるため、同一の符号を付して説明を省略する。
図６は、第２実施形態に係る送受信機Ｂの機能モジュールの一例を示したブロック図である。
本実施形態に係る送受信機Ｂによれば、情報ビット列（ビットデータ）は、例えば、映像、音声、データなどの情報をビット化したものであり、第１の変調器、第２の変調器のそれぞれに入力される。
第１の変調器では、例えば、ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４のスタンダードドキュメントに示される方法で、4ビットのシーケンスがユニークな拡散符号にマッピングされる。
一方、第２の変調器では、第１の変調器で用いられた拡散系列に対して、周波数領域で反転した系列に対して、4ビットのシーケンスがマッピングされる。
そして、第１、第２の変調器の出力はセレクタに入力され、第１、第２の変調器の出力が時系列に交互に出力される。
かかる送受信機Ｂにおいて、第１対応データ３２Ａは、互いに異なる値を表す複数のビットデータの各々と、当該ビットデータに対応する複数桁の第１拡散変調符号との間の対応関係を表す。
第２対応データ３２Ｂは、互いに異なる値を表す複数のビットデータの各々と、当該ビットデータに対応し、且つ、当該ビットデータに対応する第１拡散変調符号とは周波数成分の順が周波数軸上で逆となる複数桁の第２拡散変調符号との間の対応関係を表す。
第１の変調器、例えば、第１拡散変調部３０は、第１対応データ３２Ａを用いて、各ビットデータを複数桁の第１拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第１拡散変調符号を第１拡散変調信号（第１変調信号）αとして取得する。すなわち、本実施形態では、第１拡散変調部３０は、第１実施形態における変調器１０、拡散器１１、及び第１符号系列出力回路１２の機能を兼ね備えた構成とされている。
また、第２の変調器、例えば、第２拡散変調部３１は、第２対応データ３２Ｂを用いて、各ビットデータを、第１拡散変調符号の周波数成分とは周波数軸上で逆の順の周波数成分を有する複数桁の第２拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第２拡散変調符号を第２拡散変調信号（第２変調信号）βとして取得する。すなわち、本実施形態では、第２拡散変調部３０は、第１実施形態における変調器１０、拡散器１１、及び第２符号系列出力回路１３の機能を兼ね備えた構成とされている。
セレクタ３３及び３７は、初期状態では接点ａ状態となるよう構成されている。また、セレクタ３３及び３７は、制御回路１００による制御を受け付けて駆動して、受信信号として受け付けられた第１受信信号である第１拡散変調信号αがデジタル信号の形に変換されたときに接点ａ閉じ状態となり、受信信号として受け付けられた第２受信信号である第２拡散変調信号βがデジタル信号の形に変換されたときに接点ｂ閉じの状態となるよう構成されている。
ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路３４は、第２拡散変調信号βを受け付けて、当該第２拡散変調信号βに高速フーリエ変換を施す。これにより、時間領域の第２拡散変調信号βを周波数領域の信号に変換する。
並び替え部３５は、ＦＦＴ回路３４により取得された周波数領域の第２拡散変調信号βについて、当該第２拡散変調信号βをなす第２拡散変調符号の周波数成分を、周波軸上で逆の順に並び替える。たとえば、並び替え部３５は、第２拡散変調信号βの周波数成分が周波数が小さいほうから順にＣｋ〜Ｃ０であるとすると、並び替えでは、Ｃ０〜Ｃｋに並び替える。
ここにおいて、並び替え部３５は、例えば、上記並び替えのために第２拡散変調符号と同じ長さのデータ長のＦＩＦＯバッファを備えており、当該ＦＩＦＯバッファの入力側から順次第２拡散変調符号を入力させる。そして、並び替え部３５は、当該ＦＩＦＯバッファの容量がフルとなったときに、当該ＦＩＦＯバッファの入力側から順次当該ＦＩＦＯバッファに記憶されている第２拡散変調符号を取り出す。これにより、並び替え部３５が、上記並び替えを行うことができる。
ＩＦＦＴ（Inverse FFT）回路３６は、並び替え部３５により周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号βに逆高速フーリエ変換を施して時間領域の信号にする。
平均化回路２９Ａは、第１拡散変調信号αと、ＦＦＴ/ＩＦＦＴによって、周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号βとについて、平均化する。そして、第２拡散変調信号βは第１の拡散変調信号αと同じ情報を元にしているため、平均化により取得された平均信号は、第１の拡散変調信号αに相当する符号となる。
データ取得部３８は、平均化回路２９Ａにより取得された平均信号、つまり、第１の拡散変調信号αに相当する符号を、第１対応データ３２Ａを用いてデータに変換することにより、拡散変調される前の元のデータを取得する。つまり、データ取得部３８は、平均化回路２９Ａにより取得された平均信号から、元のビット列を復調する復調器としての機能を備えている。
この送受信機Ｂにおいては、平均化回路２９Ａは、平均信号取得部を構成する他、第１取得部も構成している。そして、当該第１取得部が、第１実施形態における逆拡散器２４及び第１符号系列出力回路２５の機能を兼ね備えた構成とされている。
また、送受信機Ｂにおいては、ＦＦＴ回路３４、並び替え部３５、及び、ＩＦＦＴ回路３６は、第２取得部を構成している。そして、当該第２取得部が、第１実施形態における逆反転器２４及び第３符号系列出力回路２６の機能を兼ね備えた構成とされている。
図７は、第１対応データ３２Ａの一例を示した図である。この第１対応データ３２Ａは、ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４で定められたデータである。第１対応データ３２Ａでは、１０進数で表したときに０〜１５のいずれかとなる４ビットのデータに対応して、３２桁（桁ｃ０〜ｃ３１）の第１拡散変調符号が定められている。尚、図７において、４ビットのデータのうち、各ビットの値は、第１拡散変調部３０及びデータ取得部３８への入力順に示されている。
図８〜図１０は、第２対応データ３２Ｂの一例を示した図である。この第２対応データ３２Ｂは、第１対応データ３２Ａと同様に、ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４で定められたデータである。
第２対応データ３２Ｂでは、１０進数で表したときに０〜１０のいずれかとなる４ビットのデータに対応して、３２桁（桁ｃ０’〜ｃ３１ ’）の第２拡散変調符号が定められている。尚、図８〜図１０において、４ビットのデータのうち、各ビットの値は、第２拡散変調部３１への入力順に示されている。
このような構成の送受信機Ｂは、以下の基本動作を行う。尚、以下の説明において、セレクタ３７は、初期状態では接点ａ閉じの状態とされているものとする。
（送信側となった場合の基本動作）
初期状態の送受信機Ｂにおいて、送信先の送受信機を指定したデータの伝送指示があったときには、第１拡散変調部３０及び第２拡散変調部３１が、データを４ビットずつ受け付ける。
第１拡散変調部３０は、４ビットのデータ（ビット列）Ｙｉを、第１対応データを参照して、当該４ビットのデータＹｉに対応する第１拡散変調符号を第１拡散変調信号αとして取得する。
第１拡散変調部３０は、例えば、１０進数で表したときに３となる４ビットのデータＹｉを受け付けたときには、図７の行Ｎ１で表される第１拡散変調符号を第１拡散変調信号αとして取得する。
一方で、第２拡散変調部３１は、４ビットのデータ（ビット列）Ｙｉを、第２対応データを参照して、当該４ビットのデータＹｉに対応する第２拡散変調符号を第２拡散変調信号βとして取得する。
第２拡散変調部３１は、例えば、１０進数で表したときに３となる４ビットのデータＹｉを受け付けたときには、図８〜図１０の行Ｎ２で表される第２拡散変調符号を第２拡散変調信号βとして取得する。
セレクタ１５は、初期状態では接点ａ閉じの状態とされているため、第１拡散変調部１２により取得された第１拡散変調信号αが波形整形回路１６に向けて出力される。これにより、波形整形及びデジタル信号の形への変換が施された第１拡散変調信号αが伝送路Ｌへ出力される。
その後、セレクタ１５は、接点ｂ閉じの状態に切り換えられるため、第２拡散変調部３１により取得された第２拡散変調信号βが波形整形回路１６に向けて出力される。これにより、波形整形及びデジタル信号の形への変換が施された第２拡散変調信号βが伝送路Ｌへ出力される。
その後、第１拡散変調部３０及び第２拡散変調部３１は上記と同じ処理を繰り返し行う。ここにおいて、セレクタ１５は、第１拡散変調部３０により取得された第１拡散変調信号αが波形整形回路１６に向けて出力されると、接点ｂ閉じの状態に切り替わり、第２拡散変調部３１により取得された第２拡散変調信号βが波形整形回路１６に向けて出力されると、接点ａ閉じの状態に切り替わる。
これにより、伝送路Ｌには、波形整形及びデジタル信号の形への変換が施された第１拡散変調信号αと、波形整形及びデジタル信号の形への変換が施された第２拡散変調信号βとが交互に出力されることになる。
図１１は、第１拡散変調信号α、及び、第２拡散変調信号βの伝送路Ｌへの出力態様の一例を示した図である。図１１に示すように、伝送路Ｌには、４ビットのデータＹ０に対応する第１拡散変調信号α０、４ビットのデータＹ０に対応する第２拡散変調信号β０、４ビットのデータＹ１に対応する第１拡散変調信号α１、４ビットのデータＹ１に対応する第２拡散変調信号β１、４ビットのデータＹｎに対応する第１拡散変調信号αｎ、及び、４ビットのデータＹｎに対応する第２拡散変調信号βｎが順次伝送路Ｌに出力される。
（受信側となったときの基本処理）
以下、送受信機Ｂが受信側となったときの基本処理について、図６、図７、及び図１１を用いて説明する。
初期状態の送受信機Ｂが、送信元の送受信機から、第１拡散変調信号α０を受信したときには、波形整形及びデジタル信号の形への変換が施された第１拡散変調信号α０がセレクタ３３に入力される。
セレクタ３３及び３７は、初期状態では接点ａ閉じの状態とされている。これにより、平均化回路２９Ａには、第１拡散変調信号α０が入力される。
その後、送受信機Ｂが、第２拡散変調信号β０を受信したときには、当該第２拡散変調信号β０が波形整形及びデジタル信号の形への変換が施される。このとき、セレクタ３３及び３７は、接点ｂ閉じの状態に切り替わる。
これにより、セレクタ３３を通じて、第２拡散変調信号βがＦＦＴ回路３４に入力されて周波数領域の信号に変換され、並び替え部３５により周波軸上で周波数成分の順が並び替えられ、ＩＦＦＴ回路３６により時間領域の信号に戻される。そして、ＩＦＦＴ回路３６により取得された時間領域の第２拡散変調信号βが、セレクタ３７を通じて平均化回路２９Ａに入力される。
その後、セレクタ３３及び３７、ＦＦＴ回路３４、並び替え部３５、及び、ＩＦＦＴ回路３６は、上記と同じ処理を繰り返し行う。これにより、平均化回路２９Ａには、第１拡散変調信号α０、周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号β０、第１拡散変調信号α１、周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号β１、第１拡散変調信号αｎ、及び、周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号βｎが順次入力されることになる。
平均化回路２９Ａは、第１拡散変調信号αと第２拡散変調データβとの組み合わせを受信する毎に、第１拡散変調信号αと、周波数成分の順が並び替えられた第２拡散変調信号β（逆反転信号）との間の平均、つまり、第１の拡散変調信号αに相当する符号を取得する。
そして、第１の拡散変調信号αに相当する符号は、データ取得部３８に入力される。データ取得部３８は、入力された第１の拡散変調信号α、つまり、第１拡散変調符号に対応する４ビットのデータ（ビット列）Ｙｉを、第１対応データ３２Ａを参照して取得する。
データ取得部３８は、例えば、入力された第１拡散変調符号が、図７の行Ｎ１で示される第１拡散変調符号であるときには、対応する４ビットのデータ（ビット列）Ｙｉとして、「００１１」を取得する。
以上の送受信機Ｂの基本処理についてさらに説明する。図１２は、送受信機Ｂの基本処理の一例を概念的に示した図である。図１３は、図１２の基本処理により奏される効果を、伝送路ＬのＳＮ特性を用いて説明するための図である。
尚、図１３において、ｆ０〜ｆ１１はそれぞれ伝送路Ｌ上を伝送される信号が持つ周波数を識別するための周波数識別情報を表しており、ｆ０からｆ１１の順に周波数が大きくなるものとする。
図１２に示すように、４ビットのデータ「１１００」（図１２の（１）参照）は、第１拡散変調部３０により、図１２の（２）のように、［ｃ０，ｃ１，・・・，ｃ３１］で表される３２桁の第１拡散変調信号αに変換される。第１拡散変調信号αの周波数スペクトラムが、図１３（ａ）で示されている。
一方で、４ビットのデータ「１１００」（図１２の（１）参照）は、第２拡散変調部３１により、図１２の（３）のように、［ｃｏ’，ｃ１’，・・・，ｃ３１’］で表される３２桁の第２拡散変調信号βに変換される。第２拡散変調信号βの周波数スペクトラムが、図１３（ｂ）で示されている。ここでＣ０〜Ｃ３１はｃ０〜ｃ３１の周波数成分であり、ｃ０’〜ｃ３１’の周波数成分は、Ｃ３１〜Ｃ０となっている。
そして、第２拡散変調信号βでは、周波数成分の周波数の順が、当該第２拡散変調信号βの周波数成分の周波数の順とは逆の順に並び替えられる。このように周波数成分の周波数の順が並び替えられた状態が、図１３（ｃ）の周波数スペクトラム図に示されている。尚、図１３（ｃ）では、平均化回路２９Ａによる平均化処理の説明のため、第１拡散変調信号αの周波数スペクトラムも示されている。
そして、第１拡散変調信号αと、周波数の順が並び替えられた第２拡散変調信号βとの間の平均信号（例えば、図１２の（４）参照）、つまり、第１拡散変調信号αに相当する符号に対応する、拡散変換される前の元の４ビットのデータ「１１００」が、データ取得部３８により、例えば、図１２の（５）に表されるように取得される。
以上のように、４ビットのデータＹｉを表す第１拡散変調信号αと、４ビットのデータＹｉを表し、第１拡散変調信号αの周波数成分の周波数の順とは逆の順の周波数成分を有する第２拡散変調信号βとが、受信側の送受信機Ｂに入力される。
そして、受信側の送受信機Ｂは、第１拡散変調信号αをそのままの状態で受け付ける一方で、第２拡散変調信号βを、当該第２拡散変調信号βの周波数成分の周波数の順が第１拡散変調信号αの周波数成分の周波数の順と同じとなるように処理する。
そして、受信側の送受信機Ｂは、第１拡散変調信号αと、当該第１拡散変調信号αの周波数成分のインデックスの順と同じとなるように処理された第２拡散変調信号βとについて平均信号を取得し、当該平均信号から、拡散変調される前の元の４ビットのデータＹｉを取得する。
これにより、図１３（ａ）に示すように、周波数識別情報ｆ１〜ｆ７で表される周波数の帯域で生じているノッチにより、各データについて、第１拡散変調信号αの周波数成分Ｃ１〜Ｃ７として伝送される部分の信号レベルが減衰しても、当該部分は、図１３（ｂ）に示すように、第２拡散変調信号βの周波数成分Ｃ７〜Ｃ１としても、ノッチ帯域の幅がｆ１〜ｆ７よりも小さなｆ４〜ｆ１０の周波数を有した状態で、伝送路Ｌ上を伝送される。
そして、各データについて、第１拡散変調信号βの周波数成分Ｃ１〜Ｃ７として伝送路Ｌを伝送された部分の信号レベルが、当該部分と同じ部分であって、第２拡散変調信号βの周波数成分Ｃ７〜Ｃ１として伝送された部分の信号レベルとの間で平均化される。
これにより、伝送路Ｌにおいて生じたノッチにより、第１拡散変調信号αが或る周波数の部分で減衰しても、減衰した部分の信号レベルを補完することができる。そのため、伝送路Ｌを通じてデータを送信するに際し、当該伝送路Ｌの状態を評価したり当該評価の結果に応じた特別な処理を行わなくても、高品質なデータ伝送を実現することができる。
Ａ、Ｂ 送受信機
１１ 拡散器
１４，２７，３２ 記憶部
１５，２８ セレクタ
２４ 逆拡散器
２９、２９Ａ 平均化回路
３０ 第１拡散変調部
３１ 第２拡散変調部
３２Ａ 第１対応データ
３２Ｂ 第２対応データ
３４ ＦＦＴ回路
３５ 並び替え部
３６ ＩＦＦＴ回路
３８ データ取得部
ｃｎ 第１符号系列
ｃｎ’ 第２符号系列
ｃｎ’＊ 第３符号系列
ｘｉ、ｘｉ’ 狭帯域変調信号
Ｙｉ ４ビットのデータ
α 第１拡散変調信号
β 第２拡散変調信号

Claims (6)

  1. ビット列を変調する変調器と、
    前記変調器の出力信号から生成される第１変調信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号を第２変調信号として取得するための周波数成分反転手段と、からなり、
    前記第１変調信号と前記第２変調信号とを時系列的に出力する送信部と、
    受信信号から、前記第１変調信号に相当する第１受信信号と、前記第２変調信号に相当する第２受信信号とを分離する分離部と、
    前記第２受信信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号を、逆反転信号として取得するための周波数逆反転手段と、
    前記第１受信信号と逆反転信号との平均である平均信号を取得する平均信号取得部と、
    前記平均信号取得部により取得された平均信号から前記ビット列を復調する復調器と、からなる受信部と、
    を備え、
    前記変調器の出力信号は、所定の狭帯域変調方式で変調された前記ビット列である狭帯域変調信号であり、
    前記送信部は、
    前記狭帯域変調信号を順次受け付け、前記各狭帯域変調信号に複数桁の第１符号系列を乗算する拡散変調を施して、当該複数桁の第１符号系列が乗算された各狭帯域変調信号を、前記第１変調信号である第１拡散変調信号として取得する第１拡散変調部と、
    前記周波数成分反転手段を構成しており、前記狭帯域変調信号を順次受け付け、前記各狭帯域変調信号に、当該狭帯域変調信号に前記第１符号系列を乗算したときに取得される第１拡散変調信号の周波数成分とは周波数軸上で周波数成分の順が逆となる複数桁の第２拡散変調信号が取得されるよう設定された複数桁の第２符号系列を乗算する拡散変調を施して、前記第２変調信号である第２拡散変調信号として取得する第２拡散変調部と、を備え、前記第１拡散変調信号及び前記第２拡散変調信号を時系列的に送信し、
    前記受信部は、
    前記送信部により時系列的に送信された前記第１拡散変調信号及び前記第２拡散変調信号を、前記受信信号として受信する構成とされており、且つ、
    前記各狭帯域変調信号について、前記第１受信信号である前記第１拡散変調信号に、前記第１符号系列を乗算する逆拡散を施し、当該逆拡散により得られた狭帯域変調信号を、第１狭帯域変調信号として取得する第１狭帯域変調信号取得部と、
    前記周波数逆反転手段を構成しており、前記各狭帯域変調信号について、前記第２受信信号である前記第２拡散変調信号に、前記第２符号系列とは複素共役な複数の第３符号系列を乗算する逆拡散を施し、当該逆拡散により得られた狭帯域変調信号を、前記逆反転信号である第２狭帯域変調信号として取得する第２狭帯域変調信号取得部と、を備えており、
    前記平均信号取得部は、
    前記第１狭帯域変調信号取得部により取得された前記第１狭帯域変調信号と、前記第２狭帯域変調信号取得部により取得された前記第２狭帯域変調信号との間の平均を表す平均信号を、前記各狭帯域変調信号として取得し、
    前記復調器は、
    前記平均信号取得部により取得された前記各狭帯域変調信号を前記ビット列に復調する
    ことを特徴とする送受信機。
  2. 前記第１符号系列、前記第２符号系列、及び、前記第３符号系列を予め記憶した記憶部をさらに備えており、
    前記第１拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第１符号系列を用いて前記拡散変調を施し、
    前記第２拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第２符号系列を用いて前記拡散変調を施し、
    前記第１狭帯域変調信号取得部は、前記記憶部に記憶されている前記第１符号系列を用いて前記逆拡散を施し、
    前記第２狭帯域変調信号取得部は、前記記憶部に記憶されている前記第３符号系列を用いて前記逆拡散を施す
    ことを特徴とする請求項１に記載の送受信機。
  3. ビット列を変調する変調器と、
    前記変調器の出力信号から生成される第１変調信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号を第２変調信号として取得するための周波数成分反転手段と、からなり、
    前記第１変調信号と前記第２変調信号とを時系列的に出力する送信部と、
    受信信号から、前記第１変調信号に相当する第１受信信号と、前記第２変調信号に相当する第２受信信号とを分離する分離部と、
    前記第２受信信号の周波数成分が周波数軸上で反転した信号を、逆反転信号として取得するための周波数逆反転手段と、
    前記第１受信信号と逆反転信号との平均である平均信号を取得する平均信号取得部と、
    前記平均信号取得部により取得された平均信号から前記ビット列を復調する復調器と、からなる受信部と、
    を備え、
    前記送信部は、
    互いに異なる値を表し、前記ビット列からなる複数のビットデータと、当該各ビットデータにそれぞれ対応する複数桁の第１拡散変調符号との間の対応関係を表す第１対応データを用いて、前記各ビットデータを、対応する前記複数桁の第１拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第１拡散変調符号を、前記第１変調信号である第１拡散変調信号として取得する第１拡散変調部と、
    前記各ビットデータと、当該各ビットデータに一意にそれぞれ対応し、且つ、当該ビットデータに対応する第１拡散変調符号とは周波数成分の順が周波数軸上で逆となる複数桁の第２拡散変調符号との間の対応関係を表す第２対応データを用いて、前記各ビットデータを、対応する前記複数桁の第２拡散変調符号に変換して、当該複数桁の第２拡散変調符号を、前記第２変調信号である第２拡散変調信号として取得する第２拡散変調部と、を備え、前記第１拡散変調部により取得された前記第１拡散変調信号、及び、前記第２拡散変調部により取得された前記第２拡散変調信号を、前記各ビットデータについて送信し、
    前記受信部は、
    前記受信信号として、前記送信部により送信された前記第１拡散変調信号及び前記第２拡散変調信号を、前記各ビットデータについて受信する構成とされており、且つ、
    前記各ビットデータについて、前記第１受信信号である前記第１拡散変調信号を取得する第１取得部と、
    前記周波数逆反転手段を構成しており、前記各ビットデータについて、前記第２受信信号である前記第２拡散変調信号の周波数成分を周波数軸上で逆の順に並び替えることにより、前記逆反転信号を取得する第２取得部と、を備えており、
    前記平均信号取得部は、
    前記第１取得部により取得された前記第１拡散変調信号と、前記第２取得部により取得された前記逆反転信号との間の平均を表す平均信号を前記各ビットデータについて取得し、
    前記復調器は、
    前記平均信号取得部により取得された平均信号と前記第１対応データとを用いて前記ビットデータを取得するビットデータ取得部で構成されている
    ことを特徴とする送受信機。
  4. 前記第１対応データ及び前記第２対応データを記憶する記憶部をさらに備えており、
    前記第１拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第１対応データを用いて、前記第１拡散変調信号を取得し、
    前記第２拡散変調部は、前記記憶部に記憶されている前記第２対応データを用いて、前記第２拡散変調信号を取得し、
    前記ビットデータ取得部は、前記記憶部に記憶されている前記第１対応データを用いて、前記ビットデータを取得する
    ことを特徴とする請求項３に記載の送受信機。
  5. 前記第１拡散変調部により取得される前記第１拡散変調信号、及び、前記第２拡散変調部により取得される前記第２拡散変調信号は、時間領域の拡散変調信号であり、
    前記送信部は、前記時間領域の第１拡散変調信号及び第２拡散変調信号を送信し、
    前記受信部は、前記時間領域の第１拡散変調信号及び第２拡散変調信号を受信し、
    前記第２取得部は、
    前記時間領域の第２拡散変調信号を周波数領域の拡散変調信号に変換する第１変換部と、前記第１変換部により周波数領域の拡散変調信号に変換された前記第２拡散変調信号の周波数成分を周波数軸上で逆の順に並び替える並び替え部と、前記並び替え部により前記周波数成分が並び替えられた前記第２拡散変調信号を時間領域の拡散変調信号に変換する第２変換部と、
    を備えることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の送受信機。
  6. 前記第１変換部は、時間領域の第２拡散変調信号に対して高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）を施し、
    前記第２変換部は、前記並び替え部により前記周波数成分が並び替えられた前記第２拡散変調信号である前記逆反転信号に対して逆高速フーリエ変換（Inverse FFT）を施す
    ことを特徴とする請求項５に記載の送受信機。
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